KR960016078B1 - 유도성분으로 된 부하의 급전용 인버터 - Google Patents

Abstract

없음

Description

유도성분으로 된 부하의 급전용 인버터

제 1 도는 본 발명의 회로를 접속한 공지되어 있는 인버터의 회로도.

제 2 도는 인버터에 가해지는 작동직류전압파형도.

제 3 도는 상이한 동작주파수에 대한 전류파형도.

제 4 도 및 제 5 도는 제 1도에 따른 본 발명의 회로의 동작을 설명하는 타이밍 챠트.

제 6 도는 제 1 도의 회로의 변형실시예를 나타낸 블록도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

SbT, SbT2, SR1, SR2, P : 권선UG : 전압

Ch : 콘덴서icT5,icT7 : 전류펄스

NG : 전원정류기SP : 전자유도 가열식의 조리플레이트

본 발명은, 유도성분으로 된 부하의 급전용인 인버터로서 이 인버터에는 직류전압단자 사이에 2개의 트랜지스터의 직렬 접속체가 설치되어 있으며, 트랜지스터는 트랜스의 1차 및 2차권선에 의하여 동작주파수로 푸쉬풀형식으로 번갈아 도통제어되도록 하고, 이 경우 이들 트랜지스터에 병렬로 2개의 프리러닝 다이오드가 설치되어 있으며, 이 프리러닝 다이오드의, 출력전압을 공급하는 접속점이 제 3 의 권선을 통하여 트랜지스터의 접속점과 접속되어 있는 인버터에 관한 것이다.

형성되는 교류전압의 주파수는 10KHz로부터 100KHz의 범위에 있으며, 특히 약 30KHz로 되어 있다.

형성되는 교류전압에 의하여 예컨대 무정류방식의 교류모우터, 유도기, 변성기, 형광관이 약 30KHz의 주파수로 작동되든가, 혹은 자계에 의하여 그때마다 식품의 수용용기만이 가열되는 유도가열방식의 조리플레이트가 작동된다.

직류전압을 2개의 직렬로 접속한 파워트랜지스터를 갖는 소위 하프브리지에 가해지도록 한 인버터가 공지되어 있다(독일연방공화국 특허 제3400671호 공보). 트랜지스터가 번갈아 도통제어 되어서 그의 접속점에 부하용의 교류전압을 형성한다. 양 트랜지스터의 계속적으로 형성되는 각 도통기간 사이에, 보호를 위하여, 양 트랜지스터가 도통하지 않는 휴지기간이 설정된다. 이 휴지기간동안 필요한 전류가 흐르도록 하기 위하여 이들 트랜지스터에 그 콜렉터에미터구간과 반대의 극성으로 부착된 프리러닝 다이오드가 병렬로 접속되어 있으며, 이들 다이오드는 휴지기간중 단시간동안 전류공급을 인수한다. 다이오드와 병렬로, 평활콘덴서가 각각 설치되어 있다.

이와같은 회로인 경우, 트랜지스터의 콜렉터에미터구간에 병렬로 접속되어 있는 다이오드의 접속점이 한쪽에서는 부하와 접속되고 다른쪽에서는 제 3 의 권선을 통하여 트랜지스터의 접속점과 접속되어 있다. 제 3 의 권선에는 번갈아, 양 트랜지스터의 전류가 흐른다. 이로 인하여, 전류트랜스의 원리에 의하여 트랜스의 2개의 2차권선에 전류가 발생하고, 이 전류가 베이스제어전류로서 양 트랜지스터로 도달한다. 이 경우에 권선의 극성은, 2차권선에 야기되는 전압에 의하여 그때마다 한쪽의 트랜지스터가 베이스에서 도통되도록 제어되고 다른쪽의 트랜지스터가 차단되도록 선정된다. 그때문에 이 경우에 트랜지스터를 흐르는 전류가, 양쪽의 트랜지스터의 제어를 위한 바람직한 극성 및 진폭을 갖는 베이스전류의 발생을 위하여 사용된다.

트랜지스터의 직렬 접속체에 가해지는 작동전압이 3상교류전원망으로부터 유도될때, 예컨대 상전압이 380V의 소위 3상전류전원으로부터 도출될때, 충분히 높고 균일한 작동전압 및 회로 전체의 양호한 작용이 얻어진다.

그러나 작동전압을 220V의 단상전원으로부터 형성할때에는, 불안정한 동작 및 특히 양쪽 트랜지스터의 베이스제어가 불충분하게 행하여질 수 있다. 그 원인중 하나는 전원전압이 3상전원에 비하여 낮은데 있으며, 또 하나는 전원전압이 이상적이 아닌 여파작용에 의하여 주기적으로 거의 영으로까지 저하해버리는데 기인한다. 이 회로는 동작주파수가 공진주파수 보다도 높은 경우에 주파수를 결정하는 소자 예컨대 콘덴서, 조리코일의 인덕턴스와 아울러 트랜스의 인덕턴스에 의하여 불안정하게 된다. 그러나 공진주파수보다도 높은 주파수의 작동은 출력의 억제제어를 행하도록 하기 위하여 필요하다. 공지의 인버터의 경우에는 이 출력제어가 동작주파수를 변화함으로써 달성된다.

전원으로부터 얻어진 맥류의 직류전압은 큰 여파소자에 의하여, 진폭이 이미 고려하지 않아도 될 정도로 저하한 리플밖에 갖지 않는 거의 균일한 직류전압으로 변환할 수가 있다. 그러나 이와같은 여파소자에 대한 비용은, 처리되는 전압이 큰 경우에는 비경제적이다.

본 발명의 목적은 초두에서 기술한 형식의 인버터에서, 양쪽의 파워트랜지스터의 제어를 개선하는데 있다.

본 발명에 의하여 해결되는 경우는, 트랜스의 권선으로부터 먼저 최초로 조정량이 도출된다. 이 조정량이 트랜스의 권선으로 펄스를 유도하고, 이 펄스가 트랜스의 전류교환을 거쳐 트랜지스터의 베이스로 도달하여 정확하게 트랜지스터를 도통접속하게 한다. 그때문에 트랜지스터에 대한 구동회로는, 능동전류원을 사용하여 트랜스로 부가적인 전류공급을 함으로써 보조된다.

본 발명에 의하면, 전류원의 제어를 위하여 그리고 전류펄스의 급전을 위하여 같은 권선을 사용한다.

더우기 전류펄스의 지속시간을, 트랜지스터에 속한 다이오드가 도통하고 있는 시간보다 길게 선정한다.

또한 전류펄스가, 트랜지스터에 병렬로 접속되어 있는 다이오드의 도통기간중에 개시되도록 하고 이 트랜지스터의 도통기간중에 끝나도록 한다.

또한 권선의 끝단부를 트랜지스터의 베이스에 접속하고, 다시 이 트랜지스터의 콜렉터를 펄스형성회로를 거쳐 다른 트랜지스터 베이스와 접속하고, 이 다른 트랜지스터의 콜렉터, 에미터 구간을 작동직류전압과 권선에 직렬로 접속한다.

더우기 주점이 접지되어 있는 푸쉬풀형식인 권선의 양끝단에, 제어할 수 있는 각 전류원을 구성하는 2개의 같은 구성회로를 접속한다.

더우기 푸쉬풀형식인 권선의 끝단부를 전자스위칭소자를 통하여 접속하고, 이 스위칭소자의 제어전극에 펄스형성기를 통하여 전력전압을 또는 동작주파수를 갖는 출력전압을 부가하도록 한다.

더우기 트랜스의 권선에, 투입접속후의 진동개시를 위하여 사용되는 자유진동발진기의 출력을 결합한다.

더우기 트랜스의 권선에 나타나는 교류전압으로부터 정류기를 사용하여 직류전압을 형성하도록 하고, 이 직류전압이 정상상태의 동작에서는 발진기의 결합을 차단하든가 또는 발진기를 차단하도록 한다.

본 발명의 회로에 의하여 파워트랜지스터가 그의 도통기간중에 그때마다 신속하고 완전하게 도통제어하게 됨으로써 파워트랜지스터의 베이스의 어김없는 제어가 이루어진다.

본 발명의 회로의 잇점은, 이 회로가 트랜지스터의 직렬 접속체에 가해지는 작동전압의 그때마다의 진폭에 의존함이 없이 동작하며, 그리고 인버터의 그때마다의 동작주파수에도 의존함이 없이 동작하는 점에 있다. 이 사실은 다음 구성에 기인한다.

즉 능동전류원이 일정한 작동전압으로부터 급전되는것 그리고 그를 위하여 그때마다 트랜스로 구동회로의 보조를 위하여 급전되는 전류펄스가 그의 진폭 및 그의 시간위치에서 파워트랜지스터에서의 작동전압에 그리고 동작주파수에 의존하지 않도록 구성함으로써 달성된다. 본 발명의 회로에 의하여 인버터의 안정된 동작이 제공된다. 더우기 그때마다 암펄스에 의하여 처리되는 300W로부터 3KW까지의 넓은 범위에 걸친 안정된 동작이 제공된다.

본 발명의 실시예에 의하면 이 회로에 스타트 발진기가 배속되어 있으며, 이 스타트 발진기는 투입접속때마다 틀림없는 진동개시를 보증한다. 이 경우, 진동이 행하여지는 정상상태에 있어서, 트랜스에서의 교류전압으로부터 얻어지는 조정량에 의하여 스타트 발진기는 그때마다 차단된다.

다음에 본 발명의 실시예를 도면을 사용하여 설명한다.

제 1 도는 인버터를 보여준다. 이 인버터는 전원정류기 NG, 충전콘덴서 CL, 분압기콘덴서 C3, C4, 유도조리플레이트, 전압피크 제한용 및 전류도출용의 콘덴서 C1, C2, 전류도출용의 프리러닝 다이오드 D1, D2, 파워트랜지스터 T1, T2, 트랜지스터 T1, T2의 전류가 흐르는 1차권선 P를 갖는 트랜스 Tr, 베이스 제어용인 권선 SbT1 및 SbT2, 그리고 2개의 2차권선 SR1, SR2를 갖는다. 권선 SR1 및 SR2의 끝단에, 전자스위치로서 이용되는 전계효과 트랜지스터 T13이 다이오드 D3, D4를 통하여 접속되어 있다. 이 경우 이 트랜지스터 T13의 스위칭구간에 제너다이오드 Z1이 접속되어 있다. 정류회로 E1 및 E2는 콘덴서에, 권선 SbT1 및 SbT2에서의 교류전압을 정류하여 트랜지스터 T1 및 T2를 차단하기 위한 바이어스전압을 형성한다. 이 바이어스전압은, 트랜지스터 T1, T2의 작용저지 및 차단을 개선하기 위하여 사용된다. 이 회로는 트랜지스터 T13의 게이트 전압에 의하여 제어된다. 이 전압을 펄스형성기에 의하여 인버터의 출력교류전압으로부터 점 a에서 도출된다. 이 경우 이 회로는 자동적으로 진동이 형성된다. 전압 UG는 별개의 발생기로부터 공급할 수도 있다. 트랜지스터 T1, T2를 번갈아 흐르는 전류는 모든 경우에 전류 ip로써 1차권선 P를 흐른다. 이에 의하여 권선 SbT1 및 SbT2에, 트랜지스터 T1, T2를 그때마다 번갈아 도통제어 및 차단하는 전류가 발생된다. 전술한 회로는, 독일연방공화국 특허 제3400671호 및 제3508289호 공보에 제시되어 있다.

제 2 도는 제 1 도의, 직렬 접속체 T1, T2용의 직류전압인 전압 Ua 및 ia를 보여준다. 도시되어 있는 바와 같이, 100Hz의 주파수를 갖는 전압 Ua는, 완전한 직류전압이 아니라, 주기적으로 제로로 저하하는 맥류의 직류전압이다. 이 진폭저하로 인하여 기술한 바와같이, 인버터의 안정동작이 손상된다. 제 2 도에서의 종선은, 전압 Ua에서 10ms의 각 주기기간중에 트랜지스터 T1과 T2와의 사이에 여러번의 전환이 이루어지는 것을 표시한다. 왜냐하면 약 30KHz의 컨버터의 동작주파수는 전원주파수 보다도 현저히 높기 때문이다.

제 3 도는 각기 D1 및 T1을 흐르는 전류 파형도를 표시한다. 좌측의 그래프는, 이 회로의 공진주파수 fres를 약간 상회하는 주파수 f인 경우의 전류파형도를 보여준다. 이 전류분포는, 인버터가 불안정 동작을 갖는 하나의 원인이 된다. 제 3 도는, 양쪽의 분기중 한쪽을 차단한 후에 다른쪽의 분기에서 형성되는 전류파형도를 보여준다. 먼저 다이오드 D1이 도통하여 전류를 그 속으로 받아들인다. 이 전류는 제로로 저하하여 그 방향을 바꾸고 다음에 권선 P 및 T에 의하여 T1도 차단될때까지, 받아들여지게 된다. 계속하여 도시된 이 과정이, T2 용인 다른쪽의 분기에서 되풀이된다. T1에 있어서의 전류증가가 따라서 권선 P에서의 전류증가가, 트랜스 Tr의 정귀환결합을 통하여 해당 트랜지스터의 베이스를 제어한다. 그때문에 T1 및 P에서의 전류의 근소한 증가가, 트랜지스터 T1 또는 T2의 베이스를 근소하게 제어할 뿐이며, 이 근소한 제어는 일정조건하에서는, 해당 트랜지스터의 바람직한 신속한 도통접속에 대해서는 이미 충분하지 않다. 이에따라 진동형성이 중단되는 수가 있다. 더우기 충분히 행하여지지 않는 트랜지스터의 도통접속은 이 트랜지스터에서의 전력손실의 증가 및 파손될 위험의 원인이 된다.

T1 및 T2의 이와같은 결점이 있는 베이스제어를 제거하기 위하여, 제 1 도에서의 권선 SR1에 트랜지스터 T5 및 T6을 갖는 부가회로를 접속하고, 똑같이 권선 SR2에는 트랜지스터 T7 및 T8을 갖는 같은 회로를 접속한다.

제 4 도에 따라 이 회로에서의 윗쪽회로부 T5, T6의 동작을 설명한다.

UR1은 귀환결합권선 SR1에서의 전압이다. UG는 트랜지스터 T13의 게이트에서의 제어전압이다. 시점 T1에서 트랜지스터 T13이 전압 UG에 의하여 완전히 도통하고, 권선 SR1이 단락되고, 트랜스 TR1에서의 모든 전압 및 전류가 실질적으로 제로로 된다. 권선 P로부터 다른 권선으로의 귀환결합은 이 기간중에는 차단되어 있다. 시점 t2에서 트랜지스터 T13을 차단한 후에는 귀환결합로가 다시 차단으로부터 해제된다.

그러나 처음에는 트랜지스터 T1의 베이스전류의 완만한 상승밖에 생기지 않는다. 이 사실을 전압 UR1의 상승측면의 최초 부분 A가 표시한다. 이 상승은 최초에는 바람직하지 못할 정도로 완만하다. 그러나 전압 UR1에서의 상승선 A는 트랜지스터 T6를 도통 제어하기에는 충분하며, 그때문에 그의 콜렉터에 부의 극성인 펄스가 나타난다. 이 펄스는 콘덴서 Ch를 갖는 펄스형성기 IF를 통하여 트랜지스터 T5의 베이스에 도달한다. 그때문에 트랜지스터 T5가 도통 제어된다. 이에 따라 트랜지스터 T5는 t3-t4의 기간 th의 폭의 전류펄스 icT5를 발생한다. 이 전류는 권선 SR1을 흐르고, 그때문에 경사가 완만한 전압경과 A의 후에는 전압 UR1의 상승측면이 전류 icT5의 상승측면과 똑같은 경사도를 갖게 된다. 이와같이 하여 최초의 미약한 유발펄스로부터 높은 펄스가 형성된다. 이 높은 펄스는 2차권선 SR1로부터 권선 SbT1으로 전송되어서 트랜지스터 T1의 베이스를, 이 트랜지스터가 바람직하게 도통 제어되도록 제어한다. 전류펄스 icT5의 기간은, 제 3 도에서와 같이 다이오드 D1이 도통하고 있는 기간보다도 길다. 왜냐하면 이 후자의 기간은 펄스 icT5에 의하여 브리지할 필요가 있기 때문이다. 이와 같이 트랜지스터 T1의 베이스제어가, T5에 의하여 의도적으로 공급되는 전류펄스 icT5에 의하여 다음 목적으로 보조된다. 즉 트랜지스터 T1이, 전압 Ua의 값이 적더라도 도시한 인버터의 전부의 동작주파수에서 여김없이 도통 제어되도록 보조된다. 권선 SR2에서의 트랜지스터 T7, T8을 갖는 회로는 푸쉬풀형식으로 같은 동작을 행한다. 컨버터의 동작기간 t1-t7은, 동작주파수에 따라서 30㎲로부터 50㎲이다.

트랜지스터 T13은 각각 t1-t2, t5-t6 및 t7-t8의 기간은 도통하여 권선 SR1 및 SR2를 폐쇄하고 따라서 트랜지스터 Tr의 전체를 단락한다. 트랜지스터 T5 및 T7을 흐르는 전류펄스의 기간 th는 약 15㎲의 값을 갖는다. 각 전류펄스후에 즉 t4의 후에, 권선 P를 흐르는 트랜지스터 T1의 전류 ip가 권선 SbT1으로의 귀환결합을 통하여, 도통 접속을 위하여 필요로 하는 트랜지스터 T1의 베이스전류를 형성한다. 계속해서 시점 t5에서 트랜지스터 T13이 다시 도통하여, 시점 t6에 이 과정이 다시 개시될때까지 귀환결합이 차단된다. 이 경우 아직도 트랜스 Tr에 남아있는 에너지때문에, 1차권선 P의 차단에도 불구하고 근소한 전류가 당해 2차권선 SbT1 내지 SbT2를 흐르고, 이 전류가 권선 SR1 및 SR2에, 트랜지스터 T6 및 T8에 의한 검출을 위하여 필요한 전압을 형성한다.

제 5 도는, D1 및 T1에 의하여 형성되는 스위치(1)에서의 전류와 D2 및 T2에 의하여 형성되는 스위치(2)에서의 전류와의 관계를 보여준다. 제 5 도의 타이밍 챠트에서는 코일 SP를 흐르는 전류 i가 각각 어느 부품을 통해 흐르는가를 보여주고 있다.

T1과 D2의 사이를 그리고 T2와 D1의 사이를 전류가 단시간 동안에 콘덴서 C1 및 C2를 통하여 흐른다. 그때문에 코일 SP에 연속전류 i가 흐른다. 이 전류 i의 제로 통과점은 D1으로부터 T1으로 그리고 D2로부터 T2로 이행할때마다 존재한다. 전류 ip는 1차권선을 흐르는 전류이며, 이 전류는 T1을 흐르는 전류 또는 T2를 흐르는 전류에 상응한다. 제 5 도의 아래부분에 다시 제 4 도의 전류펄스 icT5 및 부가적으로 트랜지스터 T7의 전류펄스 icT7이 제시되어 있다.

이 회로전체의 접속후에, 이 회로가 자동적으로 어김없이 진동을 개시하지 않을 수도 있다. 그때문에 제 1 도에서와 같이 부가적으로 발진기 SO가 설치되어 있다. 이것은 50Hz의 주파수로 진동한다. 이 발진기 SO의 출력전압은 트랜지스터 T9을 통하여 T7의 베이스에 도달하고 다음에 이곳으로부터 권선 SR2에 도달한다. 발진기 SO의 주파수는 공진주파수 보다도 높고, 권선 SR2로부터 권선 SbT2로, 따라서 트랜지스터 T2로 펄스를 전송한다. 이에 따라 T1 및 T2의 베이스에서의 정류회로 E1 및 E2의 다이오드가 도통된다. 권선 SbT1 및 SbT2에 전압이 발생한다. 이 전압은 먼저 트랜스에서의 펄스전압의 포락선에 상응한다. 이 전압의 일정의 진폭을 경계로 하여 트랜지스터 T1 및 T2의 한쪽이 도통하여 회로 전체가 진동을 개시하는 상태로 된다. 다이오드 DC에 의하여 여파소자 RC에서 이곳으로부터 정의 전압이 도출되고, 이 전압이 트랜지스터 T10을 도통 제어하고 그때문에 점 d를 어스하여 트랜지스터 T9을 차단한다. 이에 의하여 발진기 SO의 전압의 이 회로에의 도통이 차단된다.

그때문에 이 회로는, 발진기 SO가 이미 필요하지 않게 되는 정상상태에 놓인다. 이 회로는 다음과 같이 하여 자동적으로 진동이 형성된다. 즉 회로의 출력측 a가 펄스형성기를 통하여 트랜지스터 T13의 게이트로 접속되고, 진동형성을 위하여 사용되는 귀환결합전압 UG가 트랜지스터 T13에 대하여 공급됨으로써 자동적으로 진동이 형성된다.

제 1 도에서 한쪽에서는 트랜지스터 T6, T8의 제어가, 그리고 다른쪽에서는 트랜지스터 T5, T7을 통하여 트랜스 Tr로의 전류공급이 같은 권선 SR1 내지 SR2를 사용하여 행하여진다. 그러나 이들 양쪽의 동작에 대하여 별개의 권선을 설치할 수도 있다. 이 경우는 각각의 권선 SR1 및 SR2를 서로 별개인 2개의 권선으로 형성하고, 그중 한쪽이 트랜지스터 T6, T8을 제어하도록 하고, 다른쪽이 트랜지스터 T5, T7에 의하여 전류 icT5 및 icT7이 공급된다. 제 1 도에 있어서 권선 SR1 및 SR2에 접속되어 있는 회로는, 트랜지스터 T5, T7을 제외하고, 즉 부품 SO, T6, T8, T9, T10, T13에 속하는 수동소자를 갖는 회로는, 예컨대 집적회로로 구성된다. 유리하게는 이 회로를 트랜지스터 T1, T2에 대한 다른 제어회로와 공통으로 집적회로로 구성된다. 이 제어회로는, 인버터의 출력축과 T13의 제어전극과의 사이에 있는, 제 1 도에 표시되어 있지 않는 회로이며, 이 회로에 의하여 인버터가 자동적으로 진동을 형성하게 된다. 인버터를 과도한 부하로부터 보호하기 위하여 부가적인 구성을 갖는 이와같은 제어회로는 독일연방공화국 특허 제3400671호 및 제3508289호로 공보에 상세하게 제시되어 있다.

제 6 도의 회로는 다음과 같은 인식을 기초로 한다. 즉 각각의 전류원을 형성하는 트랜지스터 T5, T7이, 더우기 제 1 도에서 상응하는 부품을 갖는 별개의 트랜지스터에 의하여 구성된 스타트발진기 SO의 동작을 인수할 수 있다는 인식을 기초로 한다. 이 목적을 위하여 예컨대 2개의 기본 구성이 있다. 첫번째로 전원으로서 사용되는 트랜지스터 T5, T7 및 스타트발진기 SO는 예컨대 회로의 같은 장소에서 작동한다. 즉 트랜지스터 Tr의 1차권선 SR1, SR2에서 작동한다. 더욱 중요한 구성은, 전류를 공급하는 트랜지스터 T5, T7과 스타트발진기 SO는 동시에 작동하는 것이 아니라, 시간적으로 계속적으로 작동하는 것이다.

이 회로의 접속직후에 최초로 트랜스 Tr의 제어가 행하여지지는 않는다. 그때문에 양쪽의 트랜지스터 T5, T7도 또한 전류공급을 위하여 제어되지 않는다. 이 시간 동안은 이 회로를 진동시키기 위하여 스타트발진기가 필요하게 된다. 하여간 이와같은 사실 및 인식은 전류공급을 위하여 사용되는 트랜지스터 T5, T7과 아울러 부가적으로 스타트발진기 SO를 다음과 같이 구성하기 위하여 유리하게 사용된다. 즉 이들 트랜지스터를 능동전원으로서 그리고 멀티바이브레이터로서 작용하도록 구성한다. 트랜지스터 그 자체를 스타트발진기로서 구성함으로써 종래에 필요했던 회로부품도, 즉 발진기를 이 회로의 스타트시에만 트랜스의 1차측 회로와 결합하고 정상상태에서는 이 트랜스로부터 차단하는 회로부품도, 필요하지 않게 된다. 또다른 잇점도 있다. 즉 전술한 바와같은 트랜스의 1차권선을 그때마다 단락하는, 즉 트랜스의 1차측을 제어하는 펄스의 주파수가 인버터 전체의 동작주파수의 2배라는 점이다. 주파수의 1/2 분주는 멀티바이브레이터에 의하여 강제적으로 이루어진다.

왜냐하면 멀티바이브레이터의 주파수는 공지되어 있는 바와같이, 멀티바이브레이터를 제어하는, 즉 한쪽의 상태에서 다른 상태로 전환하는 펄스의 주파수의 1/2과 같기 때문이다. 양쪽의 트랜지스터가 하나의 멀티바이브레이터로 통합됨으로써 더욱 확실하게 원하는 대로 트랜지스터의 한쪽만을 항상 도통할 수 있다는 점이다. 이 경우 양쪽의 트랜지스터가 바람직하지 않게 과도하게 도통되는 것이 제거된다.

양쪽의 트랜지스터 T5 및 T7은 제 1 도에서와 같이 동작한다. 전술한 작용외에 다시 양 트랜지스터는 콘덴서 C5, C7과의 접속에 의하여 멀티바이브레이터로서 즉 비안정회로로서 통합되어 있다. 이와같이 구성된 멀티바이브레이터는 다시 스타트발진기 SO로서 작동한다. 이 스타트발진기는 제 1 도에서는 별개의 트랜지스터로 구성되어 있었던 것이다.

접속된 직후에 예컨대 T13이 도통하면 권선 SR1 및 SR2가 단락된다. 그때문에 T5, T7에 의하여 구성되는 스타트발진기는 C5, C7 및 저항에 기인하여 정하여지는 그의 주파수로 예컨대 50KHz로 자유진동을 행한다. 출력전압이 SR1 및 SR2로 도달하기 때문에 제 1 도에서의 별개의 발진기에 의해 행해졌던 것과 마찬가지로 회로전체의 진동개시가 이루어진다. 회로가 진동을 개시하면 즉시 제어전압 UG가 트랜지스터 T9, 콘덴서 Ch 및 펄스형성기 IF를 통하여 똑같이 T5, T7의 베이스로 도달한다. 이 경우 이 제어전압 UG는 예컨대 펄스형성기를 통하여 컨버터의 출력전압으로부터의 회로점 a에서 도출된 것이다.

그때문에 T5, T7이 이미 자유진동하는 멀티바이브레이터로서가 아니라, 각각 UG에 의하여 제어되는, SR1, SR2에서 전술한 전류공급용인 스위치로서 작용한다. UG로부터의 펄스에 의하여 그때마다 이 회로가 T5, T7에 의하여 양쪽 상태의 한쪽으로 도약된다. 즉 예컨대 T5가 차단되고 T7이 도통 제어된다. 혹은 그의 반대동작이 행하여진다. 이에 의하여 보증되는 점은, 원하는대로 T5 및 T7이 항상 계속적으로만 도통되고 절대로 동시적으로 도통할 수 없다는 것이다. 제어펄스 UG는 펄스형성기 IF를 통하여서만 똑같이 T5, T7의 베이스에 도달하기 때문에, 회로비용이 제 1 도의 회로와 비교하여 현저하게 저감된다. 왜냐하면 제 1 도의 회로에서는 각 하나의 제어트랜지스터를 갖는 별개의 펄스형성기가 필요하였기 때문이다. T5, T7의 2중작용에 의하여 제 1 도에서는 필요하였던 회로가 생략된다. 즉 스타트발진기 SO를 트랜스 Tr의 권선 SR1, SR2로 접속하고, 또한 이로부터 차단하는 2개의 트랜지스터를 갖는 회로가 생략된다.

본 발명에 의하여, 하프 브리지를 형성하는 2개의 트랜지스터를 구비한, 예컨대 전자유도방식으로 가열되는 조리기에 급전하기 위한 인버터에서, 이 트랜지스터의 베이스 제어에 있어 값비싼 여파회로를 필요로 하지 않고, 개선된 구성이 제공된다.

Claims (2)

1. 직류 전압단자간에 2개의 트랜지스터(T1,T2)의 직렬 접속체가 설치되어 있으며, 이 트랜지스터는, 트랜스(Tr)의 1차 및 2차권선(SbT1 및 SbT2)에 의하여 동작주파수로 푸쉬풀형식으로 번갈아 도통 제어되고, 이 경우 이들 트랜지스터(T1,T2)에 병렬로 2개의 프리러닝 다이오드(D1,D2)가 설치되어 있으며, 출력전압을 공급하는 상기 프리러닝 다이오드의 접속점(a)이 제 3 의 권선(P)을 통하여 트랜지스터(T1,T2)의 접속점(h)과 접속되어 있는, 유도성분으로 된 부하의 급전용 인버터에 있어서, 트랜스(Tr)의 권선(SR1,SR2) 능동전류원(T5,T7)의 제어단자(b,c)와 접속하고, 이 능동전류원이 트랜스(Tr)의 권선(SR1,SR2) 동작주파수의 각 주기중에 전류펄스(icT5,icT7)을 유도하도록 한 것을 특징으로 하는 유도성분으로 된 부하의 급전용 인버터.
2. 제 1 항에 있어서, 트랜스(Tr)의 1차권선(SR1,SR2)에 각각 능동전류원으로 작용하는 2개의 트랜지스터(T5,T7)를 접속하고 다시 접속후에 진동개시를 위하여 사용되는 스타트발진기(SO)의 출력을 이 1차권선으로 결합하도록 하고, 다시 이 양쪽의 트랜지스터(T5,T7)를 멀티바이브레이터로서 구성하고, 이 멀티바이브레이터가 스타트발진기(SO)를 동작하도록 한 것을 특징으로 하는 유도성분으로 된 부하의 급전용 인버터.

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