KR20170054168A - 레이더 시스템의 씨파를 기반으로 하는 신호 처리 방법 및 그 장치 - Google Patents

레이더 시스템의 씨파를 기반으로 하는 신호 처리 방법 및 그 장치 Download PDF

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KR20170054168A
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Abstract

레이더 시스템의 신호 처리 방법 및 그 장치가 제공된다. 2개의 삼각파 신호들로 이루어지는 FMCW(frequency modulated continuous wave) 신호가 표적으로부터 반사되어 수신되는 신호를 처리한다. 첫번째 삼각파에 대응하는 신호들에 대하여 임계치와의 비교를 통한 처리를 수행하여 표적을 검출하고, 이 검출 결과를 이용하여 두번째 삼각파에 대한 피크 예상 위치를 결정하여 표적 탐지를 위한 검사 범위를 결정한다. 그리고 두번째 삼각파에 대응하는 신호들 중에서 검사 범위에 포함되는 신호들에 대하여 임계치와의 비교를 통한 처리를 수행하여 표적을 검출한다. 이후, 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파에 대하여 표적을 검출한 결과들을 토대로 최종적으로 표적을 검출한다.

Description

레이더 시스템의 씨파를 기반으로 하는 신호 처리 방법 및 그 장치{Method and apparatus for processing signal based CFAR in radar system}
본 발명은 신호 처리 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하자면, 레이더 시스템에서 CFAR(Constant False Alarm Rate)을 기반으로 신호를 처리하는 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
최근 레이더의 기술은 국방, 차량, 의료, 보안, 선박 등 다양하게 적용되고 있다. 이러한 레이더를 이용한 레이더 시스템은 표적(target)을 탐지하기 위해 고안된 신호를 송신하고 표적이 반사한 신호를 수신하여 신호 처리를 함으로써 표적을 탐지하는 시스템이다. 이때 신호를 송신할 때는 1) CW(continuous wave)라고 부르는 주파수가 일정한 신호를 계속 송신하거나, 2) FMCW (frequency modulated CW)라고 부르는 주파수가 일정하게 변하는 신호를 특정 시간 동안 송신하거나, 3) 특정 시간 동안 A 주파수의 신호를 송신하고 다른 특정 시간 동안 B 주파수의 신호를 송신하거나, 4) 그 외의 다양한 방법의 신호를 사용하여 신호를 송신한다.
FMCW 신호를 이용하는 레이더 시스템에서는, 기울기가 서로 다른 상향 첩(up chirp)과 하향 첩(down chirp)으로 각각 구성된 2개의 삼각파를 사용할 수 있다.
실제 환경에서는 표적으로부터 반사되어 수신되는 신호에는 다양한 지형지물에 의한 클러터(clutter)와 잡음들과 섞여 있으므로, 단순히 임계치(threshold)를 정해서 신호를 탐지하는 방법으로는 레이더의 성능을 만족시킬 수 없다. 이에 따라 임계치를 상황에 따라 가변적으로 적용하여 오탐지율을 일정하게 유지하는 CFAR(Constant False Alarm Rate) 알고리즘이 사용되고 있다.
CFAR를 기반으로 하는 프로세스는 2개의 삼각파 즉, 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파 각각의 상향 첩과 하향 첩에 대해서 수행하게 된다. CFAR 프로세스는 주파수 스펙트럼의 모든 주파수에 대해 실행되기 때문에 레이더 신호 처리에서 시간이 많이 소요되는 단점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는 CFAR(Constant False Alarm Rate) 알고리즘을 기반으로 보다 빠르게 신호 처리를 수행할 수 있는 레이더 시스템의 신호 처리 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 특징에 따른 신호 처리 방법은, 레이더 시스템에서 신호를 처리하는 방법에서, 2개의 삼각파 신호들로 이루어지는 FMCW(frequency modulated continuous wave) 신호가 표적으로부터 반사되어 수신되는 신호를 처리하여 각 주파수 성분별 신호를 획득하는 단계; 상기 획득한 주파수 성분별 신호들 중에서 첫번째 삼각파에 대응하는 신호들에 대하여 임계치와의 비교를 통한 처리를 수행하여 표적을 검출하는 단계; 상기 첫번째 삼각파에 대하여 표적을 검출한 결과를 이용하여, 두번째 삼각파에 대한 피크 예상 위치를 결정하여 표적 탐지를 위한 검사 범위를 결정하는 단계; 상기 두번째 삼각파에 대응하는 신호들 중에서 상기 검사 범위에 포함되는 신호들에 대하여 임계치와의 비교를 통한 처리를 수행하여 표적을 검출하는 단계; 및 상기 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파에 대하여 표적을 검출한 결과들을 토대로 최종적으로 표적을 검출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 레이더 시스템에서 CFAR 기반으로 FMCW (frequency modulated continuous wave) 신호들을 고속으로 처리할 수 있다.
즉, 두 개의 삼각파 신호를 사용하는 FMCW 레이더에서 첫번째 삼각파 신호에서의 표적 검출 결과를 이용하여 두번째 삼각파 신호에서 표적이 검출될 것으로 예상되는 영역에 대해서만 CFAR 처리를 수행함으로써, CFAR 처리에 소요되는 연산량을 감소시켜 결과적으로 CFAR 처리 속도를 향상시킬 수 있다.
도 1은 FMCW (frequency modulated continuous wave) 레이더에 사용되는 신호를 나타낸 도이다.
도 2는 CFAR 알고리즘 중의 하나인 CA-CFAR (Cell Average CFAR) 알고리즘을 나타낸 도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 방법의 흐름도이다.
도 4는 기존의 방법을 토대로 FMCW 신호를 처리한 경우의 성능을 나타낸 그래프이고, 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 방법에 따라 FMCW 신호를 처리한 경우의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 장치의 구조도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 레이더 시스템에서의 신호 처리 방법 및 그 장치에 대하여 설명한다.
도 1은 FMCW (frequency modulated continuous wave) 레이더에 사용되는 신호를 나타낸 도이다.
FMCW 방식에서는 도 1의 (a)에서와 같이, 상향 첩(up chirp)과 하향 첩(down chirp)으로 각각 구성된 2개의 삼각파 신호들을 사용하며, 2개의 삼각파 신호들은 서로 기울기가 다르다. 2개의 삼각파 신호들로 이루어져 주파수가 일정하게 변하는 FMCW 신호를 특정 시간 동안 표적으로 송신하고, 표적으로부터 반사되는 신호를 수신하여 처리하여, 도 1의 (b)와 같이, 표적(실선)을 검출할 수 있다.
수신 신호에는 표적에 대한 신호뿐만 아니라 다양한 지형지물에 의한 클러터(clutter)가 포함된다. 표적과 클러터를 구분하기 위하여, 수신 신호에 대해 FFT(fast fourier transform) 알고리즘을 적용하여 얻어진 각 주파수 성분별 신호를 입력 셀 데이터(input cell data)로 하고, 각 입력 셀의 값을 임계치(threshold)와 비교하여 임계치보다 큰 값을 가지는 신호를 표적으로 식별한다. 이 때 임계치를 낮추면 클러터를 표적으로 인식하는 오탐지율이 높아지는 현상이 발생하며, 반대로 임계치를 높이면 표적을 식별하지 못하는 확률이 증가한다. 이에 따라 임계치를 상황에 따라 가변적으로 적용하여 오탐지율을 일정하게 유지하는 CFAR(constant false alarm rate) 알고리즘을 사용할 수 있다.
도 2는 CFAR 알고리즘 중의 하나인 CA-CFAR (Cell Average CFAR) 알고리즘을 나타낸 도이다.
CA-CFAR (Cell Average CFAR) 기반으로 신호 처리를 하는 경우, 수신 신호에 대해 FFT 실행 후 획득되는 각 주파수 성분별 신호들로 이루어지는 주파수 스펙트럼이 획득된다. 이러한 주파수 스펙트럼 상의 주파수 성분별 신호들은 입력 셀들의 데이터로 처리된다.
주파수 스펙트럼 중에서, 즉, 도 2에서와 같이, 입력셀 데이터들 중에서 테스트 셀(cell under test)을 중심으로 한 일부 영역을 취한다. 그리고 취해진 테스트 셀들의 데이터 즉, 신호 크기를 임계치와 비교한다. 여기서, 임계치는 테스트 셀 주변의 셀들 중 가드 셀(guard cell)을 제외한 나머지 셀들의 신호 크기의 평균값에 스케일 펙터(scale factor)를 곱하여 계산된 값이다. 임계치와의 비교 결과, 임계치보다 큰 크기를 가지는 신호가 표적으로부터 반사된 신호로 탐지된다.
이러한 과정이 주파수 스펙트럼 상의 모든 주파수 성분에 대해 반복됨으로써 표적에 해당하는 셀을 검출한다.
2개의 삼각파 신호를 사용하는 FMCW와 CFAR 알고리즘을 결합하면 아래와 같은 동작이 이루어진다.
먼저, 첫번째 삼각파 신호의 상향 첩에서 FFT와 CFAR 적용을 거친 후 표적에 해당하는 비트 주파수
Figure pat00001
을 검출하고, 동일한 방법으로 첫번째 삼각파의 하향 첩에서 비트 주파수
Figure pat00002
을 검출한다. 이들 주파수들은 다음과 같은 관계를 가진다.
Figure pat00003
여기서는 설명의 편의상, 하나의 비트 주파수가 검출되는 것으로 기술하였으나, 실제로는 다수의 표적이 존재할 경우 여러 개의 비트 주파수가 검출될 수 있다.
상향 첩에서 검출된 비트 주파수와 하향 첩에서 검출된 비트 주파수는 서로 쌍(pair)을 이루는 관계이지만, 어떤 것들이 올바른 한 인지를 모르기 때문에 모든 비트 주파수 쌍들을 표적으로 식별해야 한다. 이로 인해 실제 표적 이외에 고스트(ghost)라고 부르는 가짜 표적을 검출할 수 있다.
위와 같이 비트 주파수 쌍들을 식별하면 다음의 수학식을 이용하여 표적의 거리(R)와 상대속도(v)를 구할 수 있다.
Figure pat00004
한편, 두번째 삼각파 신호의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 FFT와 CFAR 적용을 거친 후 표적에 해당하는 비트 주파수들이 검출되며, 두번째 삼각파에서 검출된 비트 주파수들 역시 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00005
이러한 두번째 삼각파에서 검출된 비트 주파수의 쌍에서도 실제 표적 외에 고스트도 검출된다.
한편, 첫번째 삼각파 신호와 두번째 삼각파 신호에 대하여 검출된 비트 주파수가 실제 표적에 대응하는 경우에는, 각각의 삼각파에서 동일한 (R, v)를 가지는 비트 주파수의 쌍이 존재한다. 이런 특성을 이용하여, 도 1의 (b)에서와 같이, 각 삼각파에서 동일한 (R, v)를 가지는 표적(4개의 선이 교차되는 지점)만 실제 표적으로 검출하고 나머지(3개 이하의 선이 교차되는 지점)는 고스트로 판단하여 버릴 수 있다.
위에서 살펴본 바와 같이, CFAR 처리는 FMCW 신호의 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파 각각의 상향 첩과 하향 첩에 대해서 수행된다. CFAR 처리는 주파수 스펙트럼의 모든 주파수에 대해 실행되기 때문에 레이더 신호처리에서 시간이 많이 소요된다.
본 발명의 실시 예에서는 첫번째 삼각파에서의 표적 검출 결과를 이용하여 두번째 삼각파에서 표적이 검출될 것으로 예상되는 영역에 대해서만 CFAR 처리를 수행한다.
이를 위하여, 첫번째 삼각파에서 검출한 비트 주파수를 이용하여 표적의 거리에 의한 주파수 fr과 상대 속도에 의한 도플러 주파수 fd를 유추하고, 이를 이용하여 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 전체 주파수 스펙트럼을 검사하는 대신, 표적이 있을 만한 주파수 구간에서만 CFAR 처리를 수행한다.
다음에는 표적이 있을 만한 주파수 구간을 산출하는 방법에 대하여 설명한다.
먼저, 피크(peak) 예상 위치를 산출한다.
FMCW 신호의 첫번째 삼각파의 대역폭을 B1, 파형(waveform)의 길이를 Tm1 이라고 가정하고, 두번째 삼각파의 대역폭을 B2, 파형의 길이를 Tm2라고 가정한다. 또한, 각 삼각파의 샘플링 주파수를 fs, 첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에 대한 FFT 입력의 개수를 N1이라 하고, 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에 FFT 입력의 개수를 N2라고 가정한다.
위에 기술된 바와 같은 변수들 즉, B1, B2, Tm1, Tm2, fs, N1, N2를 이용하여 다음과 같은 상수들을 정의한다.
Figure pat00006
이들 상수는 수식 표현을 간단히 하기 위해 정의된 상수이며 뒤에서 기술될 수식 유도과정에서 다시 소개한다.
그리고, 첫번째 삼각파의 상향 첩에서 피크가 탐지된 FFT 빈 인덱스(bin index)를
Figure pat00007
이라 하고, 첫번째 삼각파의 하향 첩에서 피크가 탐지된 FFT 빈 인덱스를
Figure pat00008
라 하면, 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 피크가 감지될 것으로 예상되는 FFT 빈 인덱스
Figure pat00009
와
Figure pat00010
는 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure pat00011
FT 빈 인덱스는 정수이므로
Figure pat00012
d와
Figure pat00013
역시 정수가 되어야 하지만 대역폭과 파형의 길이에 따라 정수가 아닌 값이 산출될 수도 있으므로, 여기서는 라운드(round) 혹은 플로어(floor) 함수를 적용하여 정수로 근사화한다.
이와 같이, 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 피크가 감지될 것으로 예상되는 FFT 빈 인덱스
Figure pat00014
와
Figure pat00015
를 산출한 다음에, 이를 토대로 표적이 검출될 것으로 예상되는 범위를 결정한다.
즉, 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파의 전송 시간차에 따른 표적의 위치 이동 및 속도 변화에 따라 두번째 삼각파에서 검출될 비트 주파수가 예측과 다르게 나타날 수 있다. 이를 감안하여 상향 첩에 대해서는
Figure pat00016
의 범위를 결정하고, 하향 첩에 대해서는
Figure pat00017
범위를 결정한다. 이와 같이 결정된 범위가 표적이 검출될 것으로 예상되는 범위로 사용되며, 해당 범위에 대해서 CFAR 처리를 적용한다. 여기서,
Figure pat00018
는 그 범위가 제한적이지 않으며, 상황에 따라 값을 결정하여 사용되는 범위가 적용할 수 있도록 한다.
피크 예상 위치를 토대로 표적이 검출될 것으로 예상되는 범위를 결정한 다음에, 첫번째 삼각파에서 검출한 비트 주파수를 이용하여 두번째 삼각파에서 표적이 예상되는 비트 주파수를 산출한다.
다음에는 수식을 유도하는 과정을 보다 구체적으로 설명한다.
첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 검출된 비트 주파수
Figure pat00019
와
Figure pat00020
은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00021
첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 위와 같은 비트 주파수를 검출했다면, 레이더 방정식을 토대로 다음과 같은 식을 도출할 수 있다.
Figure pat00022
첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 검출된 비트 주파수
Figure pat00023
와
Figure pat00024
를 이용하여 위의 수학식 7과 같이, 표적의 거리(R1)와 상대속도(v1)를 구할 수 있다.
두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 검출된 비트 주파수를
Figure pat00025
와
Figure pat00026
라고 하고, 이를 레이더 방정식에 적용하면, 다음과 같이 표적의 거리(R2)와 상대속도(v2)를 구할 수 있다.
Figure pat00027
여기서, 검출된 비트 주파수가 실제 표적에 해당하는 거라면, 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파에서 같은 거리와 속도를 가지는 표적으로 검출되므로
Figure pat00028
,
Figure pat00029
의 관계가 성립된다. 이를 토대로 위의 수학식들을 정리하면 다음과 같은 수학식을 얻을 수 있다.
Figure pat00030
여기서 B1, B2, Tm1, Tm2는 미리 정해져 있는 상수이므로
Figure pat00031
로 정의하여 수학식 9를 단순화할 수 있다.
이를 이용하여 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서, 표적이 예상되는 비트 주파수는 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure pat00032
여기서 표적의 거리에 의한 주파수 fr1과 상대속도에 의한 도플러 주파수 fd1는 FFT 빈 인덱스를 이용하여 각각 다음과 같이 재정의할 수 있다.
Figure pat00033
이러한 수학식 11에 따른 표적의 거리에 의한 주파수 fr1과 상대속도에 의한 도플러 주파수 fd1를 이용하여, 위의 수학식 10에 따른 비트 주파수를 다시 산출하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00034
두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서, 표적이 예상되는 비트 주파수
Figure pat00035
와
Figure pat00036
에 대응되는 FFT 빈 인덱스는 다음과 같이 구할 수 있다.
Figure pat00037
여기서 상수 A와 B를 각각
Figure pat00038
,
Figure pat00039
로 정의하여 수식을 단순하게 할 수 있다.
Figure pat00040
FFT 빈 인덱스는 정수이므로, 비트 주파수
Figure pat00041
와
Figure pat00042
에 대응되는 FFT 빈 인덱스
Figure pat00043
d와
Figure pat00044
역시 정수가 되어야 하지만, 대역폭과 파형의 길이에 따라 정수가 아닌 값이 계산될 수도 있으므로, 정수로 근사화시킨다. 이때, 라운드 혹은 플로어 함수를 사용하여 정수로 근사화시킬 수 있다.
그리고 위에서 살펴본 바와 같이, 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파의 전송 시간차에 따른 표적의 위치 이동 및 속도 변화에 따라 두번째 삼각파에서 검출될 비트 주파수가 예측과 다르게 나타날 수 있으므로, 이러한 사항을 고려하여, 상향 첩에서는
Figure pat00045
, 하향 첩에서는
Figure pat00046
범위의 빈에서 표적이 검출될 것으로 예상하고 해당 범위에 대해서 CFAR 처리를 수행한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 방법의 흐름도이다.
본 발명의 실시 예에서, 삼각파 형식의 파형을 사용하는 FMCW 레이다에서, 2개의 삼각파 신호들로 이루어지는 FMCW 신호를 특정 시간 동안 표적으로 송신하고, 표적으로부터 반사되는 신호를 수신하여 처리하고, 수신 신호에 대해 FFT를 적용하여 각 주파수 성분별 신호를 획득한다. 획득된 주파수 성분별 신호는 FFT 빈의 입력 셀의 데이터로 입력된다.
신호 처리 장치(100)는 먼저, 첫번째 삼각파에서 표적을 탐지한다. 첫번째 삼각파의 상향 첩에서 획득한 입력 셀들의 값들에 CFAR를 적용하여 임계치와 비교하여 피크값을 가지는 신호 즉, 비트 주파수
Figure pat00047
를 획득한다(S100). 그리고, 첫번째 삼각파의 하향 첩에서 획득한 입력 셀들의 값들을 임계치와 비교하여 피크값을 가지는 신호 즉, 비트 주파수
Figure pat00048
를 획득한다(S110).
이후, 첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 획득한 표적에 해당하는 비트 주파수들을 토대로, 위에 기술된 바와 같이, 두번째 삼각파에서 피크 예상 위치를 결정한다(S120).
구체적으로, 첫번째 삼각파의 대역폭 B1과 그 파형의 길이 Tm1, 두번째 삼각파의 대역폭 B2와 그 파형의 길이 Tm2, 그리고, 각 삼각파의 샘플링 주파수 fs, 첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에 대한 FFT 입력 개수 N1, 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에 대한 FFT 입력 개수 N2를 토대로, 상수 K, A, B 를 각각 정의한다. 그리고 정의된 상수와 첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 각각 획득한 표적에 해당하는 비트 주파수들을 이용하여, 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 피크가 탐지될 것으로 예상되는 위치를 결정한다. 피크 예상 위치를 토대로 두번째 삼각파의 상향 첩에 대한
Figure pat00049
, 그리고 하향 첩에 대한
Figure pat00050
범위를 두번째 삼각파에서의 표적 탐지를 위한 검사 범위로 결정한다.
다음, 신호 처리 장치(100)는 두번째 삼각파에 대하여 결정된 검사 범위(
Figure pat00051
)내에 포함되는 두번째 삼각파의 상향 첩에서 획득한 입력 셀들의 값들에 CFAR를 적용하여 임계치와 비교하여 피크값을 가지는 신호 즉, 비트 주파수
Figure pat00052
를 획득한다(S130). 그리고, 두번째 삼각파에 대하여 결정된 검사 범위(
Figure pat00053
)내에 포함되는 두번째 삼각파의 하향 첩에서 획득한 입력 셀들의 값들에 CFAR를 적용하여 임계치와 비교하여 피크값을 가지는 신호 즉, 비트 주파수
Figure pat00054
를 획득한다(S140).
그리고, 첫번째 삼각파 신호와 두번째 삼각파 신호에 대하여 검출된 비트 주파수들에서 동일한, 혹은 표적의 이동에 따른 오차를 고려하여 유사한 (R, v)를 가지는 비트 주파수의 쌍을 찾아서 표적으로 검출한다(S150).
이와 같이, 본 발명의 실시 예에서는 2개의 삼각파 형식의 파형을 사용하는 FMCW 레이다에서 첫번째 삼각파에서의 표적 탐지 결과를 이용하여 두번째 삼각파에서의 표적 탐지를 위한 검사 범위를 제한함으로써, 검사에 의한 연산량을 감소시킬 수 있다.
또한, CA-CFAR 뿐만 아니라 OS-CFAR (ordered statistic CFAR)과 같은 다른 알고리즘을 사용하는 경우에도 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 방법을 사용할 수 있다. 이 경우 OS-CFAR의 과도한 연산량의 원인인 정렬(sorting) 작업을 줄일 수 있어 레이다 신호 처리에 소요되는 시간을 단축시킬 수 있다.
도 4는 기존의 방법을 토대로 FMCW 신호를 처리한 경우의 성능을 나타낸 그래프이고, 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 방법에 따라 FMCW 신호를 처리한 경우의 성능을 나타낸 그래프이다.
도 4 및 도 5에서, 파란색 선은 FFT 크기(Magnitude)를 나타내고, 빨간색 선은 CFAR 임계치 값을 나타낸다.
첨부한 도 4 및 도 5에서와 같이, 기존 방법에 따라 CFAR 처리를 수행할 경우, 도 4의 (a) 및 (b)에 각각 도시된 상향 첩(up1 chirp)과 하향 첩(down1 chirp)이 첫번째 삼각파를 이루고, 도 4의 (c) 및 (d) 그리고 도 5의 (a) 및 (b)에 각각 도시된 상향 첩(up2 chirp)과 하향 첩(down2 chirp)이 두번째 삼각파를 이룬다.
기존에는 예측 정보를 활용하지 않기 때문에, 도 4의 (c) 및 (d)에서와 같이, 두번째 삼각파의 상향 첩(up2 chirp)과 하향 첩(down2 chirp)에 대한 모든 FFT 빈 인덱스에 대해 CFAR 처리가 수행된다.
그러나, 본 발명의 실시 예에서는, 첫번째 삼각파의 결과를 이용하여 두번째 삼각파에서 표적이 있을 것으로 예상되는 지점에 대해서만 CFAR 프로세스를 적용하여 CFAR 임계치를 구하여 비교하고, 표적이 있을 것 같지 않은 지점에 대해서는 CFAR 프로세스를 적용하지 않고 CFAR 임계치를 임의의 매우 큰 값으로 설정하여 비교를 수행함으로써 표적이 검출되지 않도록 한다. 이에 따라, 도 5의 (a) 및 (b)에서와 같이, CFAR 임계치가 매우 큰 FFT 빈 인덱스에 대해서는 CFAR 처리를 하지 않고 표적이 아닌 것으로 판정하기 때문에 전체 연산 시간을 감소시킬 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 장치의 구조도이다.
본 발명의 실시 예에 따른 신호 처리 장치(100)는, 프로세서(110), 메모리(120) 및 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 변환기(130)를 포함한다. 프로세서(110)는 위의 도 1 내지 도 3을 토대로 설명한 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다.
이를 위하여, 프로세서(110)는 제1 표적 검출 처리부(111), 위치 결정부(112), 제2 표적 검출 처리부(113), 그리고 표적 결정부(114)를 포함한다.
제1 표적 검출 처리부(111)는 삼각파 형식의 파형을 사용하는 FMCW 레이다에서, 2개의 삼각파 신호들로 이루어지는 FMCW 신호가 송신되어 수신되는 신호 중에서, 첫번째 삼각파의 상향 첩과 하향 첩에서 획득한 수신 신호에 대응하는 주파수 성분의 입력 셀들의 값들에 CFAR를 적용하여 임계치와 비교하여 피크값을 가지는 신호를 획득한다. 즉, 첫번째 삼각파의 상향 첩에서 피크값을 가지는 신호를 획득하고, 첫번째 삼각파의 하향 첩에서 피크값을 가지는 신호를 획득한다.
위치 결정부(112)은 제1 표적 검출 처리부(111)에서 획득한 피크값을 가지는 신호들을 토대로, 두번째 삼각파에 대한 피크 예상 위치를 결정한다. 피크 예상 위치를 토대로 두번째 삼각파에서의 표적 탐지를 위한 검사 범위(
Figure pat00055
,
Figure pat00056
)를 결정할 수 있다.
제2 표적 검출 처리부(113)는 두번째 삼각파에 대하여 결정된 검사 범위내에 포함되는 두번째 삼각파의 상향 첩과 하향첩에서 획득한 입력 셀들의 값들에 CFAR를 적용하여 임계치와 비교하여 피크값을 가지는 신호들을 획득한다. 즉, 피크 예상 위치를 토대로 한 범위내의 값에 대해서만 CFAR 처리를 수행하여, 두번째 삼각파의 상향 첩에서 피크값을 가지는 신호를 획득하고, 두번째 삼각파의 하향 첩에서 피크값을 가지는 신호를 획득한다.
표적 결정부(114)는 첫번째 삼각파 신호와 두번째 삼각파 신호에 대하여 검출된 비트 주파수들에서 동일한, 혹은 표적의 이동에 따른 오차를 고려하여 유사한 (R, v)를 가지는 비트 주파수의 쌍을 찾아서 표적으로 검출한다.
메모리(120)는 프로세서(110)와 연결되고 프로세서(110)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 변환기(130)는 프로세서(110)와 연결되며 무선 신호를 송신 또는 수신한다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하기 위한 프로그램, 그 프로그램이 기록된 기록 매체 등을 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

Claims (1)

  1. 레이더 시스템에서 신호를 처리하는 방법에서,
    2개의 삼각파 신호들로 이루어지는 FMCW(frequency modulated continuous wave) 신호가 표적으로부터 반사되어 수신되는 신호를 처리하여 각 주파수 성분별 신호를 획득하는 단계;
    상기 획득한 주파수 성분별 신호들 중에서 첫번째 삼각파에 대응하는 신호들에 대하여 임계치와의 비교를 통한 처리를 수행하여 표적을 검출하는 단계;
    상기 첫번째 삼각파에 대하여 표적을 검출한 결과를 이용하여, 두번째 삼각파에 대한 피크 예상 위치를 결정하여 표적 탐지를 위한 검사 범위를 결정하는 단계;
    상기 두번째 삼각파에 대응하는 신호들 중에서 상기 검사 범위에 포함되는 신호들에 대하여 임계치와의 비교를 통한 처리를 수행하여 표적을 검출하는 단계; 및
    상기 첫번째 삼각파와 두번째 삼각파에 대하여 표적을 검출한 결과들을 토대로 최종적으로 표적을 검출하는 단계
    를 포함하는, 신호 처리 방법.
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