KR20170030673A - field-weakening control device of high performance for electric vehicle - Google Patents

field-weakening control device of high performance for electric vehicle Download PDF

Info

Publication number
KR20170030673A
KR20170030673A KR1020150127453A KR20150127453A KR20170030673A KR 20170030673 A KR20170030673 A KR 20170030673A KR 1020150127453 A KR1020150127453 A KR 1020150127453A KR 20150127453 A KR20150127453 A KR 20150127453A KR 20170030673 A KR20170030673 A KR 20170030673A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
coordinate system
command value
stator
axis
Prior art date
Application number
KR1020150127453A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR101830829B1 (en
Inventor
김영석
이준민
홍주훈
신영락
맹주원
채덕병
Original Assignee
인하대학교 산학협력단
주식회사 에스티엘엔지니어링
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인하대학교 산학협력단, 주식회사 에스티엘엔지니어링 filed Critical 인하대학교 산학협력단
Priority to KR1020150127453A priority Critical patent/KR101830829B1/en
Publication of KR20170030673A publication Critical patent/KR20170030673A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101830829B1 publication Critical patent/KR101830829B1/en

Links

Images

Classifications

    • B60L11/1803—
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/025—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using field orientation; Vector control; Direct Torque Control [DTC]
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2220/00—Electrical machine types; Structures or applications thereof
    • B60L2220/10—Electrical machine types
    • B60L2220/12—Induction machines
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60Y—INDEXING SCHEME RELATING TO ASPECTS CROSS-CUTTING VEHICLE TECHNOLOGY
    • B60Y2200/00—Type of vehicle
    • B60Y2200/90—Vehicles comprising electric prime movers
    • B60Y2200/91—Electric vehicles
    • Y02T10/643—
    • Y02T10/7005—
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
    • Y02T10/7258—

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

Disclosed is a field-weakening control device of high performance for an electric vehicle. The field-weakening control device comprises a power unit for supplying DC power, and a control unit. The control unit includes: an inverter unit configured to inversely convert the DC power; a motor speed calculation unit; a pulse width modulation unit (PWM); and a torque control unit. Provided is the field-weakening control device of high performance for an electric vehicle using an adaptive algorithm.

Description

전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치{field-weakening control device of high performance for electric vehicle}Field of the Invention [0001] The present invention relates to a field-weakening control device for an electric vehicle,

본 발명은 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 적응 알고리즘을 이용하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치에 관한 것이다.
Field of the Invention [0002] The present invention relates to a high performance weak field control device for an electric vehicle, and more particularly, to a high performance weak field control device for an electric vehicle using an adaptive algorithm.

전 세계적으로 에너지 및 환경문제로 인해 친환경 에너지 및 에너지의 효율적인 사용에 대하여 많은 연구가 진행되고 있다. 기존의 내연기관 자동차와 비교했을 때, 전기자동차는 친환경적인 전기 에너지를 배터리에 저장하여 운전하고 있으므로 공해가 없고 경제적이기 때문에 꾸준히 연구되어 오는 분야이다. 그러나, 전기자동차는 특성상 배터리라는 제한된 에너지원으로 자동차를 운전해야만 한다. 따라서, 제한된 에너지로 최대의 성능과 효율을 얻기 위한 연구가 활발히 진행되고 있다. 차량의 에너지 효율을 높이기 위해서는 소형, 경량화가 유리하고, 효율 및 높은 출력을 낼 수 있는 전동기의 적용이 필요하다.
A lot of research is being conducted on the efficient use of environmentally friendly energy and energy due to energy and environmental problems around the world. Compared with conventional internal combustion engine cars, electric vehicles are environmentally friendly because they are operated by storing electric energy in batteries. However, an electric vehicle, by its nature, must drive a vehicle with a limited energy source, called a battery. Therefore, researches are actively conducted to obtain maximum performance and efficiency with limited energy. In order to increase the energy efficiency of a vehicle, it is necessary to apply an electric motor which is advantageous in size and weight and is capable of outputting high efficiency and high output.

한편, 영구자석 동기전동기는 자속을 생성하기 위해 영구자석을 사용한다. 따라서, 자화 전류가 필요하지 않으므로 기존 유도 전동기에 비하여 효율 및 역률, 단위 무게당 전력/토크 밀도가 높고, 간단한 회로 전자의 구조를 가지는 장점이 있다. 특히, 이는 제한된 에너지로 높은 효율과 성능을 필요로 하는 전기자동차에 최적화된 전동기라 할 수 있다.
On the other hand, a permanent magnet synchronous motor uses a permanent magnet to generate a magnetic flux. Therefore, compared to the conventional induction motor, since the magnetizing current is not required, there is an advantage that the efficiency and the power factor, the power / torque density per unit weight, and the circuit electronic structure are simple. In particular, it is an electric motor optimized for electric vehicles that requires high efficiency and performance with limited energy.

이 때, 동기 전동기는 표면부착형 동기 전동기(SPMSM) 및 자석 매입형 동기전동기(IPMSM)로 나뉠 수 있다. 이 중 매입형 동기전동기는 구조적인 특징상 돌극성을 가지고 있어 릴럭토크 성분을 가진다. 따라서 토크 성능이 더욱 뛰어나므로 고속운전에 유리한 장점을 가진다.
At this time, the synchronous motor can be divided into a surface-mounted synchronous motor (SPMSM) and a magnet embedded synchronous motor (IPMSM). Among them, the recessed synchronous motor has a reluctance torque component because of its structural characteristics. Therefore, since the torque performance is further improved, it is advantageous for high-speed operation.

전기자동차의 배터리는 충전전압, 전동기 부하량 변동 및 주위 환경조건에 따라 출력 전압이 변할 수 있고, 전압의 감소 또는 부하량의 증가에 따라 출력전압이 감소하게 된다. 특히, 자동차 급 가속시, 전동기는 큰 전류를 요구받고 그에 따른 배터리에 요구되는 부하량이 급증하므로 순간적으로 배터리의 출력전압은 현저하게 감소한다. 따라서, 이를 동력원으로 사용하는 전기자동차용 인버터는 이와 같은 배터리 출력변동을 고려하여 제어해야 하고, 만일 그 사항을 고려하지 않는다면 속도제어, 토크제어 및 최대 효율운전에서의 충분한 효율을 발휘하기 어려워진다. 그러므로, 배터리의 출력에 따른 전 영역에서의 최대토크 운전방법에 관한 연구가 필요하다.
The battery of the electric vehicle can change the output voltage depending on the charge voltage, the load change of the motor, and the surrounding environment, and the output voltage decreases as the voltage decreases or the load increases. In particular, when the vehicle is accelerated, the motor requires a large current, and the load required for the battery is rapidly increased, so that the output voltage of the battery is instantaneously decreased. Therefore, an inverter for an electric vehicle that uses this as a power source must be controlled in consideration of such battery output fluctuations, and if it is not considered, it becomes difficult to exhibit sufficient efficiency in speed control, torque control, and maximum efficiency operation. Therefore, it is necessary to study the method of operating the maximum torque in the entire region according to the output of the battery.

전기자동차용 전동기의 경우 정격전압이 낮으므로 전압제한 타원이 상대적으로 작으며 고정자 저항에 따라 전압제한 타원의 중심축과 중심점이 변하게 된다. 전동기 인덕턴스와 회전자의 영구자석에 의한 역기전력은 회전자의 속도에 비례하여 인버터에 의한 공급전압의 한계로 전동기의 속도는 제한을 받고, 고속에서 제어전압이 부족하게 되면 전류제어기가 포화될 가능성이 있다.
In the case of electric motors, the voltage limit ellipse is relatively small because the rated voltage is low, and the center axis and the center point of the voltage limit ellipse are changed according to the stator resistance. The motor inductance and the counter electromotive force due to the permanent magnet of the rotor are proportional to the speed of the rotor, and the speed of the motor is limited due to the limit of the supply voltage by the inverter. If the control voltage is insufficient at high speed, have.

약계자 영역에서의 최대토크 운전은 전압제한원의 중심점이 전류제한원 밖에 존재하게 되면 서로의 교점에서 운전하게 되는데 이러한 경우 전압제한 타원 상의 전류벡터의 위치가 고정자 저항의 변동에 따라서 영향을 받게 된다.
When the center point of the voltage limiter is outside the current limiter, the maximum torque operation in the weak field range is operated at the intersection of the two points. In this case, the position of the current vector on the voltage limit ellipse is influenced by the variation of the stator resistance .

따라서, 고정자 저항을 무시하고 약계자 제어를 위한 기준지령전류를 생성하는 경우에는 실제 운전조건과 맞지 않게 된다. 이는 전동기가 출력할 수 있는 영역 밖으로 동작점을 설정하고 그 점에서 전동기를 제어하려고 시도하기 때문에 전류제어기의 포화를 유발하여 과변조 영역에서 전류제어를 시도하게 된다. 그에 따라 전류제어의 선형성이 깨지므로 전동기의 전류를 정현적으로 제어할 수 없어서, 출력 측 토크에 리플이 심하게 나타난다. 이는 곧 시스템의 성능문제와 직결된다.
Therefore, when the reference command current for weak field control is generated while ignoring the stator resistance, it does not match the actual operating condition. This causes the current controller to saturate and try to control the current in the overmodulation area because it tries to control the motor at that point by setting the operating point out of the range that the motor can output. Since the linearity of the current control is broken, the current of the motor can not be controlled in a sinusoidal manner, and the ripple appears on the output side torque. This is directly related to system performance problems.

기존 약계자 제어방식에서 최대출력 제어를 위한 지령전류 산출에서는 고정자 저항성분을 무시하여 고정자 저항에 의한 전압강하를 고려하지 않는 것을 공통적으로 가정하고 있다. 고정자 저항을 고려하기 위해서는 매우 복잡한 수식을 거쳐야 하는 것과 전동기의 정격전압이 높은 경우는 일정 속도 이상에서 고정자 저항에 의한 전압강하보다 역기전력이 상대적으로 더 크기 때문에 고정자 전압을 무시해도 약계자 제어에 있어서는 크게 문제가 될 부분이 아니었기 때문이다.
In the conventional weak field control method, the command current calculation for the maximum output control ignores the stator resistance component and assumes that the voltage drop due to the stator resistance is not considered. In order to consider the stator resistance, it is necessary to go through a very complicated equation, and when the rated voltage of the motor is high, since the counter electromotive force is relatively larger than the voltage drop due to the stator resistance at a constant speed or more, It was not a problem.

그러나 전기자동차는 사용하는 배터리의 비교적 낮은 전압 구동으로 인해 정격전압이 낮고 전류가 크므로 고정자 저항을 무시하고 기준 지령전류를 구하게 되는 경우, 전동기의 동작점이 잘못되어 구동전압이 부족해지는 상황이 발생할 수 있다. 또한, 출력 토크에 매우 많은 리플이 발생할 것이고 특히 전기자동차의 잘못된 전류지령은 전동기가 멈춰버리는 상황을 발생시킬 수 있기 때문에 이러한 부분들을 미연에 방지하기 위해서는 낮은 정격전압으로 구동하는 전동기의 고정자 저항을 고려하는 약계자 제어가 필요하다. 또한, 전동기마다 정수의 편차가 발생하는 문제를 해결하기 위해 정확한 출력의 전동기를 구동하도록 측정해놓은 고정 값을 사용하기 보다 전동기 구동전의 초기상태에서 정수들을 추정하여 사용하는 방법이 필요하다.
However, in the case of an electric vehicle, when the reference current is obtained by ignoring the stator resistance because the rated voltage is low and the current is large due to the relatively low voltage driving of the battery to be used, the operating point of the motor may be wrong and the driving voltage may become insufficient . In addition, since a large amount of ripple will be generated in the output torque, in particular, a wrong current command of the electric vehicle may cause a situation where the motor stops, so consider the stator resistance of the motor driven at a low rated voltage in advance A weak field control is required. In order to solve the problem of constant variation in each motor, a method of estimating and using constants in the initial state before driving the motor is required rather than a fixed value measured to drive the motor with the correct output.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 적응 알고리즘을 이용하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치를 제공하는데 있다.
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a high-performance weak field controller for an electric vehicle using an adaptive algorithm.

본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 구동전의 초기상태에서 정수들을 추정하여 사용하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치를 제공하는데 있다.
Another aspect of the present invention is to provide a high-performance weak field control device for an electric vehicle in which constants are estimated and used in an initial state before driving.

상기 목적을 달성하기 위한, 본 발명에 따른 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치는 dc전압을 공급하는 전원부; 및 제어부를 포함하되, 상기 제어부는, 상기dc전압을 역변환하는 인버터부; 상기 인버터부에 대한 고정자 좌표계 전류를 회전자 좌표계 전류로 변환시키는 제1변환부; 상기 인버터부의 출력값을 이용하여 전동기 속도(

Figure pat00001
)를 산출하는 전동기 속도 산출부; MPTA제어를 수행하여 회전자 좌표계 전류 지령치를 산출하는 토크 제어부; 상기 제1변환부로부터 변환된 회전자 좌표계 전류 및 상기 토크 제어부로부터 생성된 회전자 좌표계 전류 지령치를 기초로 전류 제어를 수행하는 전류 제어부; 상기 전류 제어부의 출력값을 기초로 생성된 회전자 좌표계 전압 지령치를 고정자 좌표계 전압 지령치로 변환시키는 제2변환부; 상기 변환된 고정자 좌표계 전압 지령치 및 상기 dc전압을 기초로 상기 인버터부의 게이트 신호를 구동시키는 펄스 폭 변조부(PWM, Pulse Width Modulation)부; 및 상기 상기 회전자 좌표계 전압 지령치, 회전자 좌표계 전류, 전동기 속도를 이용하여 고정자 저항(
Figure pat00002
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00003
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00004
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00005
)를 추정하는 추정부를 포함할 수 있고, 상기 추정된 고정자 저항(
Figure pat00006
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00007
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00008
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00009
)는 상기 토크제어부로 입력될 수 있다.
In order to achieve the above object, a high-performance weak field control device for an electric vehicle according to the present invention includes a power supply unit for supplying a dc voltage; And a control unit, wherein the control unit comprises: an inverter unit for inversely converting the dc voltage; A first converter for converting a stator coordinate system current to the inverter unit into a rotor coordinate system current; The output value of the inverter section is used to calculate the motor speed (
Figure pat00001
An electric motor speed calculating unit for calculating an electric motor speed; A torque control unit for performing MPTA control to calculate a rotor coordinate system current command value; A current controller for performing current control based on the rotor coordinate system current converted from the first conversion unit and the rotor coordinate system current command value generated from the torque control unit; A second converter for converting a rotor coordinate system voltage command value generated based on the output value of the current controller into a stator coordinate system voltage command value; A PWM (Pulse Width Modulation) unit driving a gate signal of the inverter unit based on the converted stator coordinate system voltage command value and the dc voltage; And using the rotor coordinate system voltage command value, the rotor coordinate system current, and the motor speed to calculate a stator resistance (
Figure pat00002
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00003
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00004
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00005
), And the estimated stator resistance (
Figure pat00006
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00007
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00008
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00009
May be input to the torque control unit.

상기 토크 제어부는, 상기 회전자 좌표계 전압 지령치, 회전자 좌표계 전류, 전동기 속도 및 dc전압이 입력값일 수 있다.
The torque control unit may be an input value of the rotor coordinate system voltage command value, the rotor coordinate system current, the motor speed, and the dc voltage.

상기 고정자 좌표계 전류는 a, d, c상에 대한 전류(iabc)일 수 있고, 상기 회전자 좌표계 전류는 d축 전류(

Figure pat00010
) 및 q축 전류(
Figure pat00011
)이고, 상기 회전자 좌표계 전류 지령치는 d축 전류 지령치(
Figure pat00012
) 및 q축 전류 지령치(
Figure pat00013
)일 수 있다.
The stator coordinate system current may be a current (i abc ) for a, d, c phases, and the rotor coordinate system current may be a d-
Figure pat00010
) And q-axis current
Figure pat00011
), And the rotor coordinate system current command value is a d-axis current command value
Figure pat00012
) And q-axis current command value
Figure pat00013
).

상기 고정자 좌표계 전압 지령치는 a, d, c상에 대한 전압 지령치(

Figure pat00014
)이고, 상기 회전자 좌표계 전압 지령치는 d축 전압 지령치(
Figure pat00015
) 및 q축 전압 지령치(
Figure pat00016
)일 수 있다.
The stator coordinate system voltage command value is a voltage command value for a, d,
Figure pat00014
), And the rotor coordinate system voltage command value is a d-axis voltage command value
Figure pat00015
) And q-axis voltage command value
Figure pat00016
).

상기 전류 제어부는 상기 회전자 좌표계 전류 지령치와 회전자 좌표계 전류가 가감산기를 통해 산출한 값을 이용하여 전류 제어를 수행할 수 있고, d축 전류 제어부 및 q축 전류 제어부를 포함할 수 있다.
The current controller may include a d-axis current controller and a q-axis current controller. The current control unit may perform current control using the rotor coordinate system current command value and the rotor coordinate system current using a value calculated through an adder / subtracter.

본 발명에 따른 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치에 의하면, 높은 정토크 영역뿐만 아니라 정출력 영역에서 약계자 제어를 통해 최대 토크 제어를 함으로써 신뢰성과 고효율의 IPMSM를 제공하고, 고정자 저항 추정을 하여 주변 온도 및 권선 저항에 대한 영향을 최소화 하여 더욱 정밀한 제어를 할 수 있으며, d축 인덕턴스 및 q축 인덕턴스 값을 추정하여 제어의 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.
According to the high-performance weak field control device for an electric vehicle according to the present invention, it is possible to provide a reliable and high-efficiency IPMSM by performing maximum torque control not only in a high constant torque region but also in a constant output region through weak field control, It is possible to perform more precise control by minimizing the influence on the ambient temperature and the winding resistance and to improve the control performance by estimating the d-axis inductance and q-axis inductance values.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계자 제어장치의 구성을 도시한 블록도이다.
도2은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계자 제어 장치 제어부의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계제 제어를 설명하기 위한 도면이다.
도 4은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계자 제어 영역을 설명하기 위한 도면이다. 1 is a block diagram showing the configuration of a weak field control device according to an embodiment of the present invention.
2 is a block diagram showing the configuration of a weak field control device control unit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram for explaining a pharmacological control according to an embodiment of the present invention.
4 is a diagram for explaining a weak field control region according to an embodiment of the present invention.

이하 본 발명의 실시예를 첨부된 도면들을 참조하여 상세히 설명할 수 있다. 우선 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 할 수 있다. 또한 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 당업자에게 자명하거나 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략할 수 있다.
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the drawings, the same reference numerals are used to designate the same or similar components throughout the drawings. In the following description of the present invention, a detailed description of known functions and configurations incorporated herein will be omitted when it may make the subject matter of the present invention rather obvious or understandable to those skilled in the art.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계자 제어장치의 구성을 도시한 블록도이다. 1 is a block diagram showing the configuration of a weak field control device according to an embodiment of the present invention.

도1를 참조하면, 약계자 제어 장치(1)는 전원부(100), 제어부(200) 및 출력부(300)를 포함할 수 있다. 또한, 약계자 제어 장치(1)는 자동차 고속 운전에 있어서 높은 신뢰성과 고효율 IPMSM을 정토크 영역과 정출력 영역에서 약계자 제어를 통해 최대 토크 제어를 할 수 있다. 약계자 제어 장치(1)는 고정자 저항을 추정함으로써 주변 온도 및 권선 저항에 대한 영향을 최소화하여 더욱 정밀하게 제어할 수 있다. 또한, 약계자 제어 장치(1)는 고속에서 시스템의 제어에 영향을 미치는 인덕턴스 값을 추정하여 제어의 성능을 높일 수 있다. 1, the weak field control device 1 may include a power source unit 100, a control unit 200, and an output unit 300. In addition, the field weakening control device 1 can perform the maximum torque control with a high reliability and a high efficiency IPMSM in the high-speed operation of the vehicle through the field control in the constant torque region and the weak field control. The weak field control device 1 can more precisely control the stator resistance by minimizing the influence on the ambient temperature and the winding resistance by estimating the stator resistance. Further, the field weakening control device 1 can increase the performance of the control by estimating the inductance value affecting the control of the system at high speed.

이 때, 약계자 제어에 대하여 설명하면, 모터가 고속으로 회전하는 경우에는 발생하는 역기전력도 모터의 속도에 비례하여 커진다. 이렇게 크게 발생한 역기전력은 입력 전압/전류로부터 원하는 모터 출력 속도 또는 출력을 얻을 수 없게 되며, 따라서, 원하는 모터의 출력을 얻기 위해서는 입력 전압/전류를 변화시켜야 한다. 이 때, 역기전력과 발생시키게 되는 자속과 반대되는 방향으로 역자속이 발생하도록 전류/전압을 인가하며, 이를 약계자 제어라 한다.
At this time, the weak field control will be described. When the motor rotates at a high speed, the counter electromotive force generated also increases in proportion to the speed of the motor. This large back EMF can not obtain the desired motor output speed or output from the input voltage / current, and therefore, the input voltage / current must be changed to obtain the desired motor output. At this time, the current / voltage is applied so that a reverse flux occurs in a direction opposite to the counter electromotive force and the magnetic flux to be generated, and this is called weak field control.

전원부(100)는 dc전압을 공급할 수 있다.
The power supply unit 100 can supply the dc voltage.

제어부(200)는 인버터(210)에 대한 고정자 좌표계 전류를 회전자 좌표계 전류로 변환시키고, 인버터(210)의 출력값을 이용하여 전동기 속도를 산출할 수 있다. 또한, 제어부(200)는 MPTA제어를 수행하여 회전자 좌표계 전류 지령치를 산출하고, 상기 산출된 회전자 좌표계 전류 지령치를 기초로 전류 제어를 수행할 수 있다. 또한, 제어부(200)는 회전자 좌표계 전압 지령치를 고정자 좌표계 전압 지령치로 변환할 수 있다. 제어부(200)는 상기 변환된 고정자 좌표계 전압 지령치 및 상기 전원부(100)로부터 공급받은 dc전압을 이용하여 인버터 게이트 신호를 구동시킬 수 있다. 또한, 제어부(200)는 상기 상기 회전자 좌표계 전압 지령치, 회전자 좌표계 전류, 전동기 속도를 이용하여 영구자석 동기기의 정수추정을 위해 고정자 저항(

Figure pat00017
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00018
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00019
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00020
)를 추정할 수 있다.
The control unit 200 may convert the stator coordinate system current for the inverter 210 into a rotor coordinate system current and calculate the motor speed using the output value of the inverter 210. [ Also, the controller 200 performs MPTA control to calculate a rotor coordinate system current command value, and to perform current control based on the calculated rotor coordinate system current command value. Also, the control unit 200 may convert the rotor coordinate system voltage command value into the stator coordinate system voltage command value. The control unit 200 can drive the inverter gate signal using the converted stator coordinate system voltage command value and the dc voltage supplied from the power supply unit 100. [ In addition, the controller 200 calculates the stator resistance (for example, the stator resistance) for estimating the constants of the permanent magnet synchronous machine using the rotor coordinate system voltage command value, the rotor coordinate system current,
Figure pat00017
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00018
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00019
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00020
) Can be estimated.

출력부(300)는 고정자 저항(

Figure pat00021
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00022
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00023
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00024
) 각각의 값을 출력할 수 있다.
The output 300 includes a stator resistance
Figure pat00021
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00022
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00023
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00024
) Can be output.

도2는 본 발명의 일 실시예에 따른 약계자 제어 장치 제어부의 구성을 도시한 블록도이다. 2 is a block diagram showing the configuration of a weak field control device control unit according to an embodiment of the present invention.

도2를 참조하면, 제어부(200)는 인버터부(210), 제1변환부(220), 전동기 속도 산출부(230), 토크 제어부(240), 전류 제어부(250), 제2변환부(260), 펄스 폭 변조부(PWM, Pulse Width Modulation)부(270) 및 추정부(280)를 포함할 수 있다.
2, the control unit 200 includes an inverter unit 210, a first conversion unit 220, an electric motor speed calculation unit 230, a torque control unit 240, a current control unit 250, a second conversion unit 260, a PWM (Pulse Width Modulation) unit 270, and an estimator 280.

우선, 인버터부(210)는 전원부(100)로부터 받은 dc 전압을 역변환할 수 있다.
First, the inverter unit 210 can invert the dc voltage received from the power supply unit 100. [

다음, 제1변환부(220)는 인버터부(210)에 대한 고정자 좌표계 전류를 회전자 좌표계 전류로 변환시킬 수 있다. 이때, 고정자 좌표계 전류는 a, d, c상에 대한 전류(iabc)를 의미하며, 회전자 좌표계 전류는 d축 전류(

Figure pat00025
) 및 q축 전류(
Figure pat00026
)를 의미한다.
Next, the first conversion unit 220 may convert the stator coordinate system current to the inverter unit 210 into a rotor coordinate system current. At this time, the stator coordinate system current means a current (i abc ) with respect to a, d and c, and the rotor coordinate system current means a d-axis current
Figure pat00025
) And q-axis current
Figure pat00026
).

다음, 전동기 속도 산출부(230)는 인버터부(210)의 출력값을 이용하여 전동기 속도(

Figure pat00027
)를 산출할 수 있다. 또한, 전동기 속도 산출부(230)는 속도를 측정하기 위한 속도 센서를 포함할 수 있다.
Next, the electric motor speed calculating unit 230 calculates the electric motor speed (the electric motor speed) using the output value of the inverter unit 210
Figure pat00027
) Can be calculated. Further, the electric motor speed calculating section 230 may include a speed sensor for measuring the speed.

다음, 토크 제어부(240)는 단위 전류당 최대 토크 제어(MTPA, Maximum Torque per Ampere)를 수행하여 회전자 좌표계 전류 지령치를 산출할 수 있다. 보다 상세하게, 토크 제어부(240)는 전동기 속도(

Figure pat00028
), dc전압(
Figure pat00029
), d축/q축 전압 지령치(
Figure pat00030
), d축/q축 전류(idq)를 입력 받아 단위 전류당 최대 토크 제어(MTPA)를 수행하여 회전자 좌표계 전류 지령치를 산출할 수 있다. 여기서, 상기 회전자 좌표계 전류 지령치는 d축 전류 지령치(
Figure pat00031
) 및 q축 전류 지령치(
Figure pat00032
)를 의미한다.
Next, the torque controller 240 may calculate the rotor coordinate system current command value by performing maximum torque control (MTPA) per unit current. More specifically, the torque control section 240 controls the motor speed
Figure pat00028
), dc voltage
Figure pat00029
), d axis / q axis voltage command value (
Figure pat00030
), d axis / q axis current (i dq ), and perform maximum torque control (MTPA) per unit current to calculate the rotor coordinate system current command value. Here, the rotor coordinate system current command value is a d-axis current command value
Figure pat00031
) And q-axis current command value
Figure pat00032
).

다음, 전류 제어부(250)는 제1변환부(220)로부터 변환된 회전자 좌표계 전류 및 토크 제어부(240)로부터 산출된 회전자 좌표계 전류 지령치를 기초로 전류 제어를 수행할 수 있다. 이 때, 전류 제어부(250)는 d축 전류 제어부(253) 및 q축 전류 제어기(254)를 포함할 수 있다. 보다 상세하게, d축 전류 제어기(253)는 d축 전류 지령치(

Figure pat00033
) 및 d축 전류(
Figure pat00034
)가 가감산기(251)를 통해 산출된 값을 이용하여 d축 전류를 제어할 수 있고, q축 전류 제어부(254)는 q축 전류 지령치(
Figure pat00035
) 및 q축 전류(
Figure pat00036
)가 가감산기(252)를 통해 산출된 값을 이용하여 q축 전류를 제어할 수 있다. 즉, d축 전류(
Figure pat00037
) 및 q축 전류(
Figure pat00038
)는 가감산기(251)에 입력될 수 있고, 이를 통해, d축 전류 및 q축 전류가 이상적인 값인 d축 전류 지령치 및 q축 전류 지령치가 되도록 할 수 있다. 여기서, 상기 전류 제어기는 PI제어기일 수 있다.
Next, the current controller 250 may perform current control based on the rotor coordinate system current converted from the first converter 220 and the rotor coordinate system current command value calculated from the torque controller 240. At this time, the current controller 250 may include a d-axis current controller 253 and a q-axis current controller 254. More specifically, the d-axis current controller 253 outputs the d-axis current command value (
Figure pat00033
) And d-axis current
Figure pat00034
Axis current controller 254 can control the d-axis current by using the value calculated through the adder-subtracter 251, and the q-axis current controller 254 can control the q-axis current command value
Figure pat00035
) And q-axis current
Figure pat00036
) Can control the q-axis current by using the value calculated through the adder-subtracter 252. [ That is, the d-axis current
Figure pat00037
) And q-axis current
Figure pat00038
Can be input to the adder-subtracter 251 so that the d-axis current and the q-axis current become the d-axis current command value and the q-axis current command value, which are ideal values. Here, the current controller may be a PI controller.

다음, 제2변환부(260)는 전류 제어부(250)의 출력값을 기초로 생성된 회전자 좌표계 전압 지령치를 고정자 좌표계 전압 지령치로 변환시킬 수 있다. 여기서, 상기 회전자 좌표계 전압 지령치는 d축 전압 지령치(

Figure pat00039
) 및 q축 전압 지령치(
Figure pat00040
)을 의미하고, 상기 고정자 좌표계 전압 지령치는 a, d, c상에 대한 전압 지령치(
Figure pat00041
)를 의미한다.
Next, the second converter 260 may convert the rotor coordinate system voltage command value generated based on the output value of the current controller 250 into the stator coordinate system voltage command value. Here, the rotor coordinate system voltage command value is a d-axis voltage command value (
Figure pat00039
) And q-axis voltage command value
Figure pat00040
), And the stator coordinate system voltage command value means a voltage command value (a, d, c)
Figure pat00041
).

다음, 펄스 폭 변조부(PWM, Pulse Width Modulation)부(270)는 상기 변환된 고정자 좌표계 전압 지령치와 상기 전원부(100)로부터 입력받은 dc전압을 기초로 인버터 게이트 신호를 구동시킬 수 있다.
Next, the PWM (Pulse Width Modulation) unit 270 can drive the inverter gate signal based on the converted stator coordinate system voltage command value and the dc voltage input from the power supply unit 100. [

마지막으로, 추정부(280)는 상기 회전자 좌표계 전압 지령치, 회전자 좌표계 전류, 전동기 속도를 이용하여 고정자 저항(

Figure pat00042
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00043
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00044
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00045
)를 추정할 수 있다.
Finally, the estimating unit 280 calculates the stator resistance (&thetas;) using the rotor coordinate system voltage command value, the rotor coordinate system current,
Figure pat00042
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00043
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00044
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00045
) Can be estimated.

하기에서는 상기 설명한 추정부(280)가 고정자 저항(

Figure pat00046
), 역기전력 상수(
Figure pat00047
), d축 인덕턴스(
Figure pat00048
) 및 q축 인덕턴스(
Figure pat00049
)를 추정하기 위한 영구자석 동기 전동기 모델링 메커니즘을 설명한다. 회전자 좌표계에서 매입형 영구자석 동기 전동기(IPMSM, Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)의 모델은 하기 [수학식 1]과 같이 나타내어 진다.
In the following description, the estimating unit 280 described above determines the stator resistance
Figure pat00046
), A back electromotive force constant (
Figure pat00047
), d-axis inductance (
Figure pat00048
) And q-axis inductance (
Figure pat00049
) Of the permanent magnet synchronous motor will be described. The model of the interior permanent magnet synchronous motor (IPMSM) in the rotor coordinate system is expressed by the following equation (1).

Figure pat00050
Figure pat00050

Figure pat00051
Figure pat00051

여기서,

Figure pat00052
는 회전자 좌표계 d축 전압이고,
Figure pat00053
는 고정자 좌표계 q축 전압이고,
Figure pat00054
는 d축 전류이고,
Figure pat00055
는 q축 전류이고,
Figure pat00056
는 전동기 속도이고,
Figure pat00057
은 전동기 위치이고,
Figure pat00058
는 고정자 저항이고,
Figure pat00059
는 고정자 d축 인덕턴스이고,
Figure pat00060
는 고정자 q축 인덕턴스이고
Figure pat00061
는 연기전력 상수이며,
Figure pat00062
는 미분연산자를 의미한다.here,
Figure pat00052
Is the d-axis voltage of the rotor coordinate system,
Figure pat00053
Is the q-axis voltage of the stator coordinate system,
Figure pat00054
Is a d-axis current,
Figure pat00055
Is the q-axis current,
Figure pat00056
Is the motor speed,
Figure pat00057
Is the motor position,
Figure pat00058
Is a stator resistance,
Figure pat00059
Is the stator d-axis inductance,
Figure pat00060
Is the stator q-axis inductance
Figure pat00061
Is a smoke power constant,
Figure pat00062
Denotes a differential operator.

또한, [수학식1]은 [수학식 2]와 같은 대칭 형태로 변환할 수 있다.
Also, Equation (1) can be converted into a symmetric form as shown in Equation (2).

Figure pat00063
Figure pat00063

여기서,

Figure pat00064
를 의미한다.
here,
Figure pat00064
.

본 발명은 [수학식2]로부터 고정자 저항, 역기전력 상수, d축 인덕턴스, q축 인덕턴스의 값을 추정할 수 있다. The present invention can estimate the stator resistance, the counter electromotive force constant, the d-axis inductance, and the q-axis inductance value from Equation (2).

우선, 상기 [수학식 2]로부터 고정자 저항과 역기전력 상수를 추정한다. 고정자 저항과 연기전력 상수를 추정하기 위한 전류 관측기를 구성하기 위해 [수학식 2]를 전류의 미분항에 대해 정리하여 [수학식 3]을 얻는다. 여기서, d축 인덕턴스, q축 인덕턴스가 전동기의 실제 d, q축 인덕턴스를 완벽히 추정하였다고 가정하였고, 정상상태 운전 조건하의 확장 역기전력 항에서

Figure pat00065
의 q축 전류의 변화가 0이라고 가정하였다.
First, the stator resistance and the counter electromotive force constant are estimated from the above-mentioned equation (2). In order to construct a current observer for estimating the stator resistance and the smoke power constant, Equation (2) is summarized with respect to the differential term of the current to obtain Equation (3). Here, it is assumed that the d-axis inductance and the q-axis inductance completely estimate the actual d and q-axis inductances of the motor, and in the extended back electromotive force term
Figure pat00065
The change of the q-axis current is assumed to be zero.

Figure pat00066
Figure pat00066

적응모델로써 설계되는 동기전동기의 d-q축 고정자 전류의 상태 방정식은 [수학식 4]로 정의할 수 있다.
The state equation of the dq-axis stator current of a synchronous motor designed as an adaptive model can be defined by Equation (4).

Figure pat00067
Figure pat00067

다음, [수학식 3]에서 [수학식 4]를 빼고, [수학식 4]의

Figure pat00068
와
Figure pat00069
를 더하고 빼는 과정을 통해 [수학식 5]를 산출할 수 있다. 여기서, [수학식 5]는 전류의 상태오차 방정식으로 정의된다.
Subsequently, in Equation (3), Equation (4) is subtracted, and Equation
Figure pat00068
Wow
Figure pat00069
(5) can be calculated through a process of adding and subtracting. Here, [Equation 5] is defined as a state error equation of a current.

Figure pat00070
Figure pat00070

[수학식 5]를 [수학식 6]과 같이 간단한 형태로 표현할 수 있으며, [수학식 6]은 리아프노프 안정도 판별과 적응 법칙을 이용하여 고정자 저항과 역기전력 상수의 추정 수식을 얻을 수 있다. 이 때, 고정자 저항과 역기전력 상수의 추정 수식은 [수학식 7]로 정의할 수 있다. 이로써, 고정자 저항 추정을 하여 주변 온도 및 권선 저항에 대한 영향을 최소화 하여 더욱 정밀한 제어를 할 수 있다.
Equation (5) can be expressed in a simple form as shown in Equation (6), and Equation (6) can be used to obtain stator resistance and a back electromotive force constant estimation formula using Lyapunov stability determination and adaptive law. At this time, the estimation formula of the stator resistance and the counter electromotive force constant can be defined by the following equation (7). This makes it possible to more precisely control the stator resistance by minimizing the influence on the ambient temperature and the winding resistance by estimating the stator resistance.

Figure pat00071
Figure pat00071

여기서,

Figure pat00072

here,
Figure pat00072

Figure pat00073
Figure pat00073

마찬가지로, 고정자 d축 인덕턴스를 추정할 수 있다. Similarly, the stator d-axis inductance can be estimated.

고정자 d축 인덕턴스를 추정하기 위한 전류 관측기를 구성하기 위해 [수학식2]를 전류의 미분항에 대해 정리하여 [수학식 8]를 산출한다. 여기서, q축 인덕턴스, 추정된 고정자 저항과 역기전력 상수는 전동기의 실제 고정자 저항과 역기전력 상수를 완벽히 추정한다고 가정하였다.
In order to construct a current observer for estimating the stator d-axis inductance, equation (2) is calculated for the differential term of the current to calculate (8). Here, the q-axis inductance, the estimated stator resistance, and the back electromotive force constant are assumed to perfectly estimate the actual stator resistance and the back electromotive force constant of the motor.

Figure pat00074
Figure pat00074

상기 [수학식 8]을 이용하여 추정전류의 관측기를 산출할 수 있다. 여기서, 추정전류 관측기는 [수학식 9]라고 정의할 수 있다.
The observer of the estimated current can be calculated using the above-mentioned expression (8). Here, the estimated current observer can be defined as " (9) "

Figure pat00075
Figure pat00075

[수학식 8]에서 [수학식 9]를 빼서 전류의 상태 오차 방정식을 산출할 수 있다. 여기서, 전류의 상태 오차 방정식은 [수학식 10]이라고 정의할 수 있다.
The state error equation of the current can be calculated by subtracting [Equation 9] from [Expression 8]. Here, the state error equation of the current can be defined as (Equation 10).

Figure pat00076
Figure pat00076

[수학식 10]의

Figure pat00077
,
Figure pat00078
과
Figure pat00079
,
Figure pat00080
을 더하고 빼주어 상태 모델을 산출할 수 있다. 여기서, 상태 모델은 [수학식 11]이라고 정의할 수 있다.
In Equation (10)
Figure pat00077
,
Figure pat00078
and
Figure pat00079
,
Figure pat00080
Can be added and subtracted to calculate the state model. Here, the state model can be defined as " (11) "

Figure pat00081
Figure pat00081

또한, [수학식 11]은 [수학식 12]와 같이 간단한 형태로 표현할 수 있다. [수학식 12]을 기초로 리아프노프 안정도 판별과 적응법칙유도를 이용하여 d축 인덕턴스의 추정 수식을 산출할 수 있다. 이 때, d축 인덕턴스 추정 수식은 [수학식 13]으로 정의할 수 있다.
Also, Equation (11) can be expressed in a simple form as in Equation (12). Based on Equation (12), it is possible to calculate the d-axis inductance estimation equation using Lyapunov stability determination and adaptive law induction. In this case, the d-axis inductance estimation expression can be defined by the following equation (13).

Figure pat00082
Figure pat00082

여기서,

Figure pat00083

here,
Figure pat00083

Figure pat00084
Figure pat00084

상기 설명한 고정자 저항, 역기전력 상수, d축 인덕턴스의 추정 방법처럼 고정자 q축 인덕턴스를 추정할 수 있다. It is possible to estimate the stator q-axis inductance as in the above-described method of estimating the stator resistance, the counter electromotive force constant, and the d-axis inductance.

고정자 q축 인덕턴스를 추정하기 위한 전류 관측기를 구성하기 위해서는 [수학식 2]를 전류의 미분항에 대해 정리하는 과정이 필요하며, 상기 과정을 통해 [수학식 14]를 얻을 수 있다. 여기서, d축 인덕턴스, 추정된 고정자 저항과 역기전력 상수는 전동기의 실제 d축 인덕턴스와 고정자 저항과 역기전력 상수를 완벽히 추정한다고 가정하였다. 또한, [수학식 14]를 이용하여 설계한 추정 전류 관측기는 [수학식 15]로 정의할 수 있다.
In order to construct the current observer for estimating the stator q-axis inductance, it is necessary to arrange the equation (2) for the differential term of the current, and the equation (14) can be obtained through the above process. Here, the d-axis inductance, the estimated stator resistance and the back electromotive force constant are assumed to completely estimate the actual d-axis inductance, stator resistance and counter electromotive force constant of the motor. Also, the estimated current observer designed by using [Equation 14] can be defined by [Equation 15].

Figure pat00085
Figure pat00085

Figure pat00086
Figure pat00086

[수학식 14]에서 [수학식 15]를 빼면, 전류의 상태 오차 방정식을 정의할 수 있다. 이 때, 전류의 상태 오차 방정식은 [수학식 16]이다.
By subtracting (15) from (14), the state error equation of the current can be defined. At this time, the state error equation of the current is [Expression 16].

Figure pat00087
Figure pat00087

[수학식 17]은 [수학식 16]을 간단하게 표현한 수학식이다.
[Equation 17] is a mathematical expression that simply expresses [Equation 16].

Figure pat00088
Figure pat00088

여기서,

Figure pat00089

here,
Figure pat00089

[수학식 17]의 리아프노프 안정도 판별과 적응법칙유도를 통해 q축 인덕턴스 추정 수식을 산출할 수 있다. 상기 q축 인덕턴스 추정 수식은 [수학식 18]로 정의할 수 있다. 이와 같이, d축 인덕턴스 및 q축 인덕턴스 값을 추정하여 제어의 성능을 향상시킬 수 있다.
The q-axis inductance estimating equation can be calculated through the discrimination of the Lyapunov stability and the induction of the adaptation rule of Equation (17). The q-axis inductance estimating equation can be defined by Equation (18). In this way, the d-axis inductance and q-axis inductance values can be estimated to improve the control performance.

Figure pat00090
Figure pat00090

이를 통한 본 발명에 따른 약계자 제어 장치(1)는 높은 정토크 영역뿐만 아니라 정출력 영역에서 약계자 제어를 통해 최대 토크 제어를 함으로써 신뢰성과 고효율의 IPMSM를 제공할 수 있다. 보다 상세하게, 고정자 저항(

Figure pat00091
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00092
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00093
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00094
)를 추정하여 각각의 파라미터에 대한 변화하는 양을 미리 예측함으로서, 보다 신뢰성이 높은 약계자 제어를 수행할 수 있다. 또한, 약계자 제어 장치(1)는 고정자 저항 추정을 하여 주변 온도 및 권선 저항에 대한 영향을 최소화 하여 더욱 정밀한 제어를 할 수 있으며, d축 인덕턴스 및 q축 인덕턴스 값을 추정하여 제어의 성능을 향상시킬 수 있다.
The field weakening control device 1 according to the present invention can provide the reliability and the high efficiency IPMSM by performing the maximum torque control not only in the high constant torque region but also in the constant output region through weak field control. More specifically, the stator resistance (
Figure pat00091
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00092
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00093
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00094
), And predicts a changing amount for each parameter in advance, so that the weak field control with higher reliability can be performed. In addition, the field weakening control device 1 can more precisely control the stator resistance by minimizing the influence on the ambient temperature and the winding resistance by estimating the stator resistance, and improves the control performance by estimating the d-axis inductance and the q-axis inductance value .

이와 같이 추정된 고정자 저항(

Figure pat00095
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00096
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00097
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00098
)는 토크제어부(240)로 입력되어 약계자 제어를 수행할 수 있다.
The estimated stator resistance (
Figure pat00095
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00096
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00097
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00098
May be input to the torque control unit 240 to perform weak field control.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계제 제어를 설명하기 위한 도면이다. 도 4은 본 발명의 일 실시예에 따른 약계자 제어 영역을 설명하기 위한 도면이다.
FIG. 3 is a diagram for explaining a pharmacological control according to an embodiment of the present invention. 4 is a diagram for explaining a weak field control region according to an embodiment of the present invention.

도 3및 도4를 참조하면, 회전자의 회전속도가 정격속도를 넘어서게 되면 전류 제어기의 포화 등으로 인해 전동기의 구동이 어려워지므로 정격속도 이상의 고속 제어를 위해 약계자 제어가 필요하다. 도 4의 모드1은 일정토크 영역이며, 모드2와 모드 3은 약계자 영역이다. 또한, 모드 2와 모드3은 각각 일정 출력 영역 및 특성 영역이다. 3 and 4, if the rotational speed of the rotor exceeds the rated speed, it becomes difficult to drive the motor due to saturation of the current controller or the like. Therefore, the field weakening control is required for high speed control over the rated speed. Mode 1 of FIG. 4 is a constant torque region, and Mode 2 and Mode 3 are weak field regions. Mode 2 and Mode 3 are constant output areas and characteristic areas, respectively.

우선, 일정 토크 영역인 경우에는 전류제한만 고려하면 되며, 전류는 [수학식 19]로 정의할 수 있다. 또한, 토크식은 [수학식20]로 정의할 수 있다. First, in the case of the constant torque region, only the current limitation is considered, and the current can be defined by (19). Further, the torque expression can be defined by the following expression (20).

Figure pat00099
Figure pat00099

Figure pat00100
Figure pat00100

이 때,

Figure pat00101
는 회전 좌표계의 d축과 고정자 전류
Figure pat00102
사이의 각이다. At this time,
Figure pat00101
The d-axis of the rotating coordinate system and the stator current
Figure pat00102
Respectively.

동일 전류에 대해 발생 토크를 최대로 하는 전류 위상이 존재하므로 최대 토크/전류 제어를 할 수 있다. 최적 전류 위상은 [수학식21]과 같이

Figure pat00103
와
Figure pat00104
로 표현한 토크식을
Figure pat00105
로 편미분하여 0으로 들어 구할 수 있다. Since there is a current phase that maximizes the generated torque for the same current, maximum torque / current control can be performed. The optimal current phase is expressed by Equation (21)
Figure pat00103
Wow
Figure pat00104
A torque expression expressed as
Figure pat00105
And can be obtained as 0.

Figure pat00106
Figure pat00106

Figure pat00107
Figure pat00107

또한, 전류제한 값은 연속 운전 시에 모터 정격전류이고, [수학식23]로 정의할 수 있다. Further, the current limit value is the motor rated current at the time of continuous operation, and can be defined by the following equation (23).

Figure pat00108
Figure pat00108

또한, 전압제한 값은 인버터 출력 가능한 최대전압이며, 전압 제한 조건은 [수학식 24]로 정의할 수 있다. In addition, the voltage limit value is the maximum voltage that can be output to the inverter, and the voltage limit condition can be defined by (Equation 24).

Figure pat00109
Figure pat00109

이 때, 인버터 출력 가능 최대 전압(

Figure pat00110
)은 [수학식 25]로 정의할 수 있고, 최대 전류(
Figure pat00111
)는 인버터의 전류 정격과 전동기의 열 정격에 의해 제한될 수 있다.
At this time, the inverter output maximum voltage (
Figure pat00110
) Can be defined by Equation (25), and the maximum current (
Figure pat00111
) Can be limited by the current rating of the inverter and the thermal rating of the motor.

Figure pat00112
Figure pat00112

다음, 약계자 영역에서 있어서, 약계자 제어의 시작점 A는 MTPA 궤적, 전류제한 원 및 전압제한 타원의 교점이고, 단위 전류당 최대 토크를 발생하는 전류

Figure pat00113
와
Figure pat00114
는 전압제한 타원 및 전류제한원의 교점으로 결정된다(도 4참조).Next, in the weak field region, the starting point A of the weak field control is the intersection of the MTPA locus, the current limit source and the voltage limit ellipse, and the current
Figure pat00113
Wow
Figure pat00114
Is determined at the intersection of the voltage-limiting ellipse and the current-restricting circle (see FIG. 4).

Figure pat00115
및
Figure pat00116
를 구하기 위한 수학식은 [수학식26] 내지 [수학식 30]로 정의할 수 있다.
Figure pat00115
And
Figure pat00116
Can be defined by the following equations (26) to (30).

Figure pat00117
Figure pat00117

Figure pat00118
Figure pat00118

Figure pat00119
Figure pat00119

Figure pat00120
Figure pat00120

Figure pat00121
Figure pat00121

이와 같이, [수학식 30]을 통해 구해진 d축 전류(

Figure pat00122
) 및 q축 전류(
Figure pat00123
)는 가감산기(251)에 입력될 수 있다. 이를 통해, d축 전류 및 q축 전류가 이상적인 값인 d축 전류 지령치 및 q축 전류 지령치가 되도록 할 수 있다.
As described above, the d-axis current obtained through the equation (30)
Figure pat00122
) And q-axis current
Figure pat00123
) May be input to the adder-subtracter 251. [ Thus, the d-axis current and the q-axis current can be ideal d-axis current command values and q-axis current command values.

이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 바람직한 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 범위 내에 있게 된다.
While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is clearly understood that the same is by way of illustration and example only and is not to be taken by way of limitation in the embodiment in which said invention is directed. It will be understood by those skilled in the art that various changes in form and detail may be made therein without departing from the scope of the appended claims.

100: 전원부
210: 인버터부
220: 제1변환부
230: 전동기 속도 산출부
240: 토크 제어부
250: 전류 제어부
260: 제2변환부
270: 펄스 폭 변조부
280: 추정부
300: 출력부100:
210:
220:
230: Motor speed calculation unit
240: Torque control section
250:
260: second conversion section
270: Pulse width modulation section
280:
300:

Claims (8)

dc전압을 공급하는 전원부; 및
제어부를 포함하되,
상기 제어부는,
상기dc전압을 역변환하는 인버터부;
상기 인버터부에 대한 고정자 좌표계 전류를 회전자 좌표계 전류로 변환시키는 제1변환부;
상기 인버터부의 출력값을 이용하여 전동기 속도(
Figure pat00124
)를 산출하는 전동기 속도 산출부;
MPTA제어를 수행하여 회전자 좌표계 전류 지령치를 산출하는 토크 제어부;
상기 제1변환부로부터 변환된 회전자 좌표계 전류 및 상기 토크 제어부로부터 생성된 회전자 좌표계 전류 지령치를 기초로 전류 제어를 수행하는 전류 제어부;
상기 전류 제어부의 출력값을 기초로 생성된 회전자 좌표계 전압 지령치를 고정자 좌표계 전압 지령치로 변환시키는 제2변환부;
상기 변환된 고정자 좌표계 전압 지령치 및 상기 dc전압을 기초로 상기 인버터부의 게이트 신호를 구동시키는 펄스 폭 변조부(PWM, Pulse Width Modulation)부; 및
상기 상기 회전자 좌표계 전압 지령치, 회전자 좌표계 전류, 전동기 속도를 이용하여 고정자 저항(
Figure pat00125
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00126
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00127
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00128
)를 추정하는 추정부를 포함하고,
상기 추정된 고정자 저항(
Figure pat00129
), 고정자 역기전력 상수(
Figure pat00130
), 고정자 d축 인덕턴스(
Figure pat00131
) 및 고정자q축 인덕턱스(
Figure pat00132
)를 상기 토크제어부로 입력하는 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
a power supply for supplying a dc voltage; And
And a control unit,
Wherein,
An inverter unit for inversely converting the dc voltage;
A first converter for converting a stator coordinate system current to the inverter unit into a rotor coordinate system current;
The output value of the inverter section is used to calculate the motor speed (
Figure pat00124
An electric motor speed calculating unit for calculating an electric motor speed;
A torque control unit for performing MPTA control to calculate a rotor coordinate system current command value;
A current controller for performing current control based on the rotor coordinate system current converted from the first conversion unit and the rotor coordinate system current command value generated from the torque control unit;
A second converter for converting a rotor coordinate system voltage command value generated based on the output value of the current controller into a stator coordinate system voltage command value;
A PWM (Pulse Width Modulation) unit driving a gate signal of the inverter unit based on the converted stator coordinate system voltage command value and the dc voltage; And
The rotor coordinate system voltage command value, the rotor coordinate system current, and the motor speed,
Figure pat00125
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00126
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00127
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00128
), ≪ / RTI >
The estimated stator resistance (
Figure pat00129
), Stator back electromotive force constant (
Figure pat00130
), Stator d-axis inductance (
Figure pat00131
) And stator q-axis inductance (
Figure pat00132
) To the torque control unit (10).
제1항에 있어서,
상기 토크 제어부는,
상기 회전자 좌표계 전압 지령치, 회전자 좌표계 전류, 전동기 속도 및 dc전압을 입력값으로 하는 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
The method according to claim 1,
The torque control unit includes:
Wherein the rotor coordinate system voltage command value, the rotor coordinate system current, the motor speed, and the dc voltage are set as input values.
제1항에 있어서,
상기 전류 제어부는 상기 회전자 좌표계 전류 지령치와 회전자 좌표계 전류가 가감산기를 통해 산출한 값을 이용하여 전류 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the current control unit performs current control using the rotor coordinate system current command value and the rotor coordinate system current using a value calculated through an adder / subtracter.
제1항에 있어서,
상기 전류 제어부는d축 전류 제어부 및 q축 전류 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the current control unit includes a d-axis current control unit and a q-axis current control unit.
제1항에 있어서,
상기 고정자 좌표계 전류는 a, d, c상에 대한 전류(iabc)인 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
The method according to claim 1,
Wherein the stator coordinate system current is a current (i abc ) with respect to a, d, and c phases.
제2항에 있어서,
상기 회전자 좌표계 전류는 d축 전류(
Figure pat00133
) 및 q축 전류(
Figure pat00134
)이고, 상기 회전자 좌표계 전류 지령치는 d축 전류 지령치(
Figure pat00135
) 및 q축 전류 지령치(
Figure pat00136
)인 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
3. The method of claim 2,
The rotor coordinate system current is the d-axis current (
Figure pat00133
) And q-axis current
Figure pat00134
), And the rotor coordinate system current command value is a d-axis current command value
Figure pat00135
) And q-axis current command value
Figure pat00136
) For the electric motor vehicle.
제1항에 있어서,
상기 고정자 좌표계 전압 지령치는 a, d, c상에 대한 전압 지령치(
Figure pat00137
)인 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치.
The method according to claim 1,
The stator coordinate system voltage command value is a voltage command value for a, d,
Figure pat00137
) For the electric motor vehicle.
제2항에 있어서,
상기 회전자 좌표계 전압 지령치는 d축 전압 지령치(
Figure pat00138
) 및 q축 전압 지령치(
Figure pat00139
)인 것을 특징으로 하는 전기 자동차를 위한 고성능 약계자 제어 장치. 3. The method of claim 2,
The rotor coordinate system voltage command value is a d-axis voltage command value
Figure pat00138
) And q-axis voltage command value
Figure pat00139
) For the electric motor vehicle.
KR1020150127453A 2015-09-09 2015-09-09 field-weakening control device of high performance for electric vehicle KR101830829B1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150127453A KR101830829B1 (en) 2015-09-09 2015-09-09 field-weakening control device of high performance for electric vehicle

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150127453A KR101830829B1 (en) 2015-09-09 2015-09-09 field-weakening control device of high performance for electric vehicle

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170030673A true KR20170030673A (en) 2017-03-20
KR101830829B1 KR101830829B1 (en) 2018-04-05

Family

ID=58502824

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150127453A KR101830829B1 (en) 2015-09-09 2015-09-09 field-weakening control device of high performance for electric vehicle

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101830829B1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110212831A (en) * 2019-05-06 2019-09-06 南京理工大学 Consider the IPMSM field weakening control method in the case of DC bus-bar voltage falls

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004187339A (en) * 2002-11-29 2004-07-02 Toshiba Corp Controller for motor to be mounted on car and motor system for vehicle
JP4654217B2 (en) 2007-04-25 2011-03-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 Field weakening control device for permanent magnet motor and electric power steering using the same
KR100881360B1 (en) 2007-05-09 2009-02-02 엘에스산전 주식회사 A sensorless vector control apparatus and a sensorless vector control method for a induction motor
KR101353583B1 (en) * 2012-10-23 2014-01-23 주식회사 브이씨텍 Speed controller using parameter estimation of interior permanent magnet synchronous motor and its method

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110212831A (en) * 2019-05-06 2019-09-06 南京理工大学 Consider the IPMSM field weakening control method in the case of DC bus-bar voltage falls

Also Published As

Publication number Publication date
KR101830829B1 (en) 2018-04-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5420006B2 (en) Synchronous machine controller
CN109194221B (en) Permanent magnet synchronous motor lookup flux-weakening control method
Stojan et al. Novel field-weakening control scheme for permanent-magnet synchronous machines based on voltage angle control
KR102286371B1 (en) Apparatus and Method for controlling temperature changes in a motor
JP5343119B2 (en) Torque control system and method for induction motor of electric vehicle
JP5281339B2 (en) Synchronous motor drive system and control device used therefor
US20110241583A1 (en) Control device of motor driving apparatus
US20110241584A1 (en) Control device of motor driving apparatus
JP2014515244A (en) Method and system for controlling an electric motor with temperature compensation
KR20100029276A (en) Controller for electric motor
JP2009136085A (en) Controller of ac motor
US9007009B2 (en) Control apparatus for AC motor
WO2020061128A1 (en) Sensorless position estimation for interior permanent magnet synchronous motor
Koç et al. An inverter nonlinearity-independent flux observer for direct torque-controlled high-performance interior permanent magnet brushless AC drives
JP2015116021A (en) Control device for permanent magnet synchronous motor
JP5509167B2 (en) Synchronous motor control system
KR100921115B1 (en) Control System Of Permanent Magnet Synchronous Motor And Method Thereof
US9240744B2 (en) Methods, systems and apparatus for adjusting current and/or torque commands used to control operation of an asynchronous machine
JP5929492B2 (en) Induction machine control device
JP2018057077A (en) Motor control device and drive system
JP5050387B2 (en) Motor control device
Nguyen et al. High-speed sensorless control of a synchronous reluctance motor based on an extended Kalman filter
Yim et al. A predictive current control associated to EKF for high performance IPMSM drives
KR101830829B1 (en) field-weakening control device of high performance for electric vehicle
JP5726273B2 (en) Synchronous machine control device having permanent magnet state estimation function and method thereof

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right