JP2018057077A - Motor control device and drive system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、電動機制御装置およびドライブシステムに関する。 Embodiments described herein relate generally to an electric motor control device and a drive system.
現在、在来線の鉄道車両は、電動機として誘導モータ（ＩＭ）を採用したものが用いられている。誘導モータは、安価であるが、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）に比べてエネルギー損失が高く電力変換効率が低い。鉄道車両は、車体の慣性力のみで推進する惰行運転を行うことがある。惰行運転を行う間、永久磁石同期モータでは永久磁石による回転磁界により鉄損が生じ、運動エネルギーが消費される。一方、回転子が鉄心のみで構成されるシンクロナスリラクタンスモータでは、惰行運転中に鉄損が発生しない。そのため、惰行運転の期間の長い運用がなされる路線において、電動機としてシンクロナスリラクタンスモータの適用することで、車両全体の低消費電力化を実現することが期待される。 Currently, conventional railway vehicles adopt an induction motor (IM) as an electric motor. Induction motors are inexpensive, but have a higher energy loss and lower power conversion efficiency than permanent magnet synchronous motors (PMSM) and synchronous reluctance motors (SynRM). Railway vehicles sometimes perform coasting operations that are propelled only by the inertial force of the vehicle body. During the coasting operation, the permanent magnet synchronous motor causes iron loss due to the rotating magnetic field generated by the permanent magnet and consumes kinetic energy. On the other hand, in a synchronous reluctance motor whose rotor is composed only of an iron core, iron loss does not occur during coasting operation. Therefore, it is expected that the power consumption of the entire vehicle can be reduced by applying a synchronous reluctance motor as an electric motor on a route where the coasting operation is performed for a long time.
また、回転子が鉄心のみで構成されるシンクロナスリラクタンスモータと、鉄心と永久磁石から構成される永久磁石同期モータとを比較すると、シンクロナスリラクタンスモータの方が部品価格は安価であり、シンクロナスリラクタンスモータを適用することで車両の低コスト化を実現することが容易である。 In addition, when comparing a synchronous reluctance motor whose rotor is composed only of an iron core and a permanent magnet synchronous motor composed of an iron core and a permanent magnet, the synchronous reluctance motor is less expensive and the synchronous parts are less expensive. By applying a reluctance motor, it is easy to reduce the cost of the vehicle.
そこで、鉄道車両の主電動機として、シンクロナスリラクタンスモータを採用して、車両全体の消費電力を低減しつつ、低コスト化を図ることが検討されている。 Therefore, it has been studied to adopt a synchronous reluctance motor as a main motor of a railway vehicle to reduce the power consumption while reducing the power consumption of the entire vehicle.
しかしながら、シンクロナスリラクタンスモータは、永久磁石による励磁が無いため、同程度の体格の永久磁石同期モータに比べて力率が低いという特徴がある。そのため、車両が要求する最大出力を、永久磁石同期モータと同程度の体格のシンクロナスリラクタンスモータにより得るためには、モータ自体の性能限界出力を制御によって引き出すことが望ましく、シンクロナスリラクタンスモータを駆動するインバータの出力を最大電圧とすることが要求される。インバータの出力を最大電圧とするためには、電圧振幅を最大で固定して位相のみを制御する電圧位相制御をすることが必要となる。 However, since the synchronous reluctance motor is not excited by a permanent magnet, it has a feature that its power factor is lower than that of a permanent magnet synchronous motor of the same size. Therefore, in order to obtain the maximum output required by the vehicle with a synchronous reluctance motor of the same size as that of a permanent magnet synchronous motor, it is desirable to extract the performance limit output of the motor itself by control, and drive the synchronous reluctance motor. It is required that the output of the inverter to be the maximum voltage. In order to set the output of the inverter to the maximum voltage, it is necessary to perform voltage phase control in which only the phase is controlled with the voltage amplitude fixed at the maximum.
例えば、シンクロナスリラクタンスモータを搭載した車両において、一定の制御ゲインを用いて電圧位相制御を行うと、トルクの応答速度が運転状態（トルク、回転数）によって変動し、トルク指令の急変に対して所定の応答速度を満足できない場合があった。同様の現象は、永久磁石同期モータを搭載した車両でも生じるが、特に、磁石量が少なく、リラクタンストルクが大きく作用するモータにおいて顕著であった。 For example, in a vehicle equipped with a synchronous reluctance motor, if voltage phase control is performed using a constant control gain, the response speed of the torque varies depending on the operating state (torque, rotation speed), and sudden torque changes In some cases, the predetermined response speed could not be satisfied. The same phenomenon occurs in a vehicle equipped with a permanent magnet synchronous motor, but is particularly remarkable in a motor with a small amount of magnets and a large reluctance torque.
直流き電方式の鉄道車両の場合、架線から受電する受電部とインバータ装置（電動機制御装置）の直流入力部の間に、コンデンサとリアクトルを用いたＬＣフィルタ回路が挿入されている。架線電圧の急変や電動機の負荷の急変によって、ＬＣフィルタ回路で共振が発生すると、コンデンサ端子電圧の振動によってインバータ装置（電動機制御装置）の制御性能が低下することが知られている。
そこで、一般的に、ＬＣフィルタ回路の共振を抑制するためにダンピング制御が適用される。非特許文献１では、ダンピング制御の結果としてトルク指令を生成して、後段の制御系の指令値とすることで、ＬＣフィルタ回路の共振を抑制する方法が示されている。この場合、ダンピング制御が効果的に作用する補償ゲインおよびカットオフ周波数は、トルクの応答速度によって定められる。そのため、電動機のトルクの応答速度は運転状態（トルク、回転数）によらず一定である必要がある。
In the case of a DC powered railway vehicle, an LC filter circuit using a capacitor and a reactor is inserted between a power receiving unit that receives power from an overhead line and a DC input unit of an inverter device (electric motor control device). It is known that when a resonance occurs in the LC filter circuit due to a sudden change in the overhead line voltage or a load on the motor, the control performance of the inverter device (motor control device) is lowered due to the vibration of the capacitor terminal voltage.
Therefore, in general, damping control is applied to suppress resonance of the LC filter circuit. Non-Patent Document 1 discloses a method of suppressing resonance of an LC filter circuit by generating a torque command as a result of damping control and using it as a command value for a control system at a subsequent stage. In this case, the compensation gain and the cut-off frequency at which the damping control acts effectively are determined by the torque response speed. Therefore, the torque response speed of the motor needs to be constant regardless of the operating state (torque, rotation speed).
本発明の実施形態は上記事情を鑑みて成されたものであって、車両の低消費電力化および低コスト化を実現する電動機制御装置およびドライブシステムを提供することを目的とする。 Embodiments of the present invention have been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an electric motor control device and a drive system that realize low power consumption and low cost of a vehicle.
実施形態による電動機制御装置は、電動機と接続可能なインバータ主回路と、前記電動機の出力トルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出器と、トルク指令値と前記トルク検出値との差分であるトルク偏差がゼロとなるように、前記電動機の電圧位相角を演算する比例積分制御器と、前記インバータ主回路から出力される前記電動機の駆動電流と、前記電動機の回転速度と、前記電圧位相角と、前記インバータ主回路の直流電圧と、のいずれかに基づいて、前記比例積分制御器のゲインを変更するゲイン変更部と、前記電圧位相角に基づいて、前記インバータ主回路の駆動信号を出力する極座標変換器と、を備える。 The motor control device according to the embodiment includes an inverter main circuit that can be connected to the motor, a torque detector that detects an output torque of the motor and outputs a torque detection value, and a difference between the torque command value and the torque detection value. A proportional-integral controller that calculates a voltage phase angle of the electric motor, a driving current of the electric motor that is output from the inverter main circuit, a rotational speed of the electric motor, and the voltage phase so that a certain torque deviation becomes zero A gain changing unit that changes the gain of the proportional-plus-integral controller based on one of an angle and a DC voltage of the inverter main circuit, and a drive signal for the inverter main circuit based on the voltage phase angle An output polar coordinate converter.
以下に、本実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置について図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, a drive system and an electric motor control device of the present embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。
本実施形態のドライブシステムは、電動機としてのシンクロナスリラクタンスモータ１と、電動機制御装置と、を備えている。本実施形態の電動機制御装置は、シンクロナスリラクタンスモータ１の動作を制御する電動機制御装置であって、シンクロナスリラクタンスモータ１と接続可能なインバータ主回路ＩＮＶと、位相／速度演算器２と、ｄｑ／３相座標変換器３と、極座標変換器４と、トルク検出器５と、電流検出器６ａおよび６ｂと、電圧位相制御器７と、を備えている。
<First Embodiment>
FIG. 1 is a block diagram schematically showing the configuration of the drive system and the motor control device of the first embodiment.
The drive system of the present embodiment includes a synchronous reluctance motor 1 as an electric motor and an electric motor control device. The electric motor control device of the present embodiment is an electric motor control device that controls the operation of the synchronous reluctance motor 1, and includes an inverter main circuit INV that can be connected to the synchronous reluctance motor 1, a phase / speed calculator 2, and dq. / 3-phase coordinate converter 3, polar coordinate converter 4, torque detector 5, current detectors 6 a and 6 b, and voltage phase controller 7.
位相／速度演算器２は、シンクロナスリラクタンスモータ１の機械回転位相角θｍから、機械回転速度ωｍと、電気回転位相角θｅと、電気回転速度ωｅと、を演算して出力する。 The phase / speed calculator 2 calculates and outputs the mechanical rotational speed ωm, the electrical rotational phase angle θe, and the electrical rotational speed ωe from the mechanical rotational phase angle θm of the synchronous reluctance motor 1.
ｄｑ／３相座標変換器３は、インバータ主回路ＩＮＶからシンクロナスリラクタンスモータ１へ出力される駆動電流のうちのＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗと、回転位相角θｅと、を用いて、ＵＶＷの３相座標系の電流を、ｄｑ軸座標系の電流ｉｄ、ｉｑへ変換する。なお、ｄ軸は、シンクロナスリラクタンスモータ１の回転子において静的インダクタンスが最も小さくなるベクトル軸であり、ｑ軸は電気角でｄ軸と直交するベクトル軸である。 The dq / 3-phase coordinate converter 3 uses the U-phase current iu and the W-phase current iw in the drive current output from the inverter main circuit INV to the synchronous reluctance motor 1, and the rotational phase angle θe, The current in the UVW three-phase coordinate system is converted into currents id and iq in the dq axis coordinate system. The d-axis is a vector axis with the smallest static inductance in the rotor of the synchronous reluctance motor 1, and the q-axis is a vector axis that is an electrical angle and orthogonal to the d-axis.
極座標変換器４は、直流電源から供給された直流電圧Ｖｄｃと、ｑ軸に対する電圧位相角γおよび回転位相角θｅに基づいて、３相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊をインバータ主回路ＩＮＶへ出力する。 The polar coordinate converter 4 converts the three-phase voltage commands vu *, vv * and vw * into the inverter main circuit INV based on the DC voltage Vdc supplied from the DC power supply, the voltage phase angle γ and the rotational phase angle θe with respect to the q axis. Output to.
インバータ主回路ＩＮＶは、直流電源と接続している。インバータ主回路ＩＮＶは、３相電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を受信し、直流電源から供給される直流電力を、３相交流電力に変換してシンクロナスリラクタンスモータ１へ出力する。
トルク検出器５は、シンクロナスリラクタンスモータ１の出力トルクを検出し、トルク検出値Ｔを出力する。
The inverter main circuit INV is connected to a DC power source. The inverter main circuit INV receives the three-phase voltage commands vu *, vv *, and vw *, converts the DC power supplied from the DC power source into three-phase AC power, and outputs it to the synchronous reluctance motor 1.
The torque detector 5 detects the output torque of the synchronous reluctance motor 1 and outputs a torque detection value T.
電流検出器６ａおよび６ｂは、シンクロナスリラクタンスモータ１に流れるＵ相電流ｉｕおよびＷ相電流ｉｗを検出する。
電圧位相制御器７はＰＩ（比例積分）制御器を含み、トルク指令値Ｔｒｅｆとトルク検出値Ｔとの差分であるトルク偏差ΔＴ（＝Ｔｒｅｆ‐Ｔ）がゼロとなる、電圧位相角γを演算する。
Current detectors 6 a and 6 b detect U-phase current iu and W-phase current iw flowing through synchronous reluctance motor 1.
The voltage phase controller 7 includes a PI (proportional integral) controller, and calculates a voltage phase angle γ at which a torque deviation ΔT (= Tref−T), which is a difference between the torque command value Tref and the torque detection value T, becomes zero. To do.
図２は、第１実施形態の電動機制御装置の電圧位相制御器の構成例を概略的に示すブロック図である。
電圧位相制御器７は、ゲイン変更部７１と、比例ゲイン乗算器７４と、積分ゲイン乗算器７５と、積分器７２と、加算器７３と、を備えている。
FIG. 2 is a block diagram schematically showing a configuration example of the voltage phase controller of the motor control device of the first embodiment.
The voltage phase controller 7 includes a gain changing unit 71, a proportional gain multiplier 74, an integral gain multiplier 75, an integrator 72, and an adder 73.
比例ゲイン乗算器７４は、入力されたトルク偏差ΔＴに比例ゲインＫＰを乗算して出力する。
積分ゲイン乗算器７５は、入力されたトルク偏差ΔＴに比例ゲインＫＩを乗算して出力する。
The proportional gain multiplier 74 multiplies the input torque deviation ΔT by the proportional gain KP and outputs the result.
The integral gain multiplier 75 multiplies the input torque deviation ΔT by the proportional gain KI and outputs the result.
積分器７２は、積分ゲイン乗算器７５から出力された値を積分して（１／ｓを乗算して）出力する。
加算器７３は、比例ゲイン乗算器７４から出力された値と、積分器７２から出力された値とを加算した値を、電圧位相角γ（＝（ＫＰ＋ＫＩ／ｓ）・ΔＴ）として出力する。
ゲイン変更部７１は、シンクロナスリラクタンスモータ１の運転状態を示す値に基づいて、上記比例ゲインＫＰの値と積分ゲインＫＩの値とを変更する。
The integrator 72 integrates the value output from the integration gain multiplier 75 (multiplies by 1 / s) and outputs the result.
The adder 73 outputs a value obtained by adding the value output from the proportional gain multiplier 74 and the value output from the integrator 72 as a voltage phase angle γ (= (KP + KI / s) · ΔT).
The gain changing unit 71 changes the value of the proportional gain KP and the value of the integral gain KI based on the value indicating the operating state of the synchronous reluctance motor 1.
以下に、トルク指令Ｔｒｅｆからトルク検出値Ｔまでの伝達関数を用いて、電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩとトルク応答との関係を示し、ゲインＫＰ、ＫＩの変更方法を説明する。
シンクロナスリラクタンスモータ１の電圧方程式は、基本波電流に対するインダクタンスと、高調波電流に対するインダクタンスとの振る舞いが異なることに着目し、基本波電流に対するインダクタンス（静的インダクタンス）をＬｄ、Ｌｑとし、高調波電流に対するインダクタンス（動的インダクタンス）をＬｄｈ、Ｌｑｈとすると、下記式（１）により表される。
The relationship between the gain KP, KI of the voltage phase control system and the torque response will be described below using a transfer function from the torque command Tref to the detected torque value T, and a method for changing the gain KP, KI will be described.
The voltage equation of the synchronous reluctance motor 1 pays attention to the fact that the behavior of the inductance with respect to the fundamental current differs from the inductance with respect to the harmonic current. When the inductance (dynamic inductance) with respect to the current is Ldh and Lqh, it is expressed by the following formula (1).
ここで、ｄ軸およびｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑは、電圧ベクトルの振幅Ｖａとｑ軸から電圧ベクトルまでの電圧位相角γを用いて、下記式で表される。
Here, the d-axis and q-axis voltages Vd and Vq are expressed by the following equations using the amplitude Va of the voltage vector and the voltage phase angle γ from the q-axis to the voltage vector.
次に、電圧位相角の変化量Δγに対するトルク変化量ΔＴについて検討する。
上記式（５）で求めたｄｑ軸電流の変化量Δｉｄ、Δｉｑを記述した状態量Ｘ（ｓ）を用いて、電圧位相角の微小変化量Δγからトルク変化量ΔＴまでの伝達関数を求めることで、制御対象（プラント）の特性を表すことができる。シンクロナスリラクタンスモータ１のトルク方程式は、極対数をＰｐとすると、下記式（７）で表される。
Next, the torque change amount ΔT with respect to the voltage phase angle change amount Δγ will be discussed.
Using the state quantity X (s) describing the change amounts Δid and Δiq of the dq axis current obtained by the above equation (5), the transfer function from the minute change amount Δγ of the voltage phase angle to the torque change amount ΔT is obtained. Thus, the characteristics of the controlled object (plant) can be expressed. The torque equation of the synchronous reluctance motor 1 is represented by the following formula (7), where the number of pole pairs is Pp.
例えば、以下のように、要求されるトルク応答速度（低次のトルク応答）ωＴｒｑ、および、要求されるトルク応答速度に比べて高い周波数のトルク応答（２次遅れ系の共振周波数ω０相当）の安定性に基づいて、ゲインを設計することができる。
ここで、電圧位相制御器（ＰＩ制御器）７のゲインＫＰ、ＫＩによって決まる周波数１／ＴＰＩ（＝ＫＩ／ＫＰ）は、２次遅れ系の共振周波数ω０より低い周波数領域に設定するものとする。
まず、高い周波数のトルク応答の安定性の観点から、電圧位相制御器の比例ゲインＫＰを求める。ゲインＫＰ、ＫＩによって決まる周波数１／ＴＰＩより高い周波数領域に関しては、電圧位相制御器のゲインは比例ゲインＫＰが支配的となる。そこで、比例ゲインＫＰと、式（１０）で表されるプラントの伝達関数Ｇ（ｓ）との閉ループ伝達関数から、下記式（１４）により比例ゲインＫＰを決定する。
For example, as described below, a required torque response speed (low-order torque response) ωTrq and a torque response having a frequency higher than the required torque response speed (equivalent to the resonance frequency ω 0 of the second-order lag system) Based on the stability of the gain, the gain can be designed.
Here, the frequency 1 / T PI (= KI / KP) determined by the gains KP and KI of the voltage phase controller (PI controller) 7 is set in a frequency region lower than the resonance frequency ω 0 of the secondary delay system. And
First, the proportional gain KP of the voltage phase controller is obtained from the viewpoint of the stability of the high frequency torque response. For a frequency range higher than the frequency 1 / TPI determined by the gains KP and KI, the gain of the voltage phase controller is dominated by the proportional gain KP. Therefore, the proportional gain KP is determined by the following equation (14) from the closed loop transfer function of the proportional gain KP and the plant transfer function G (s) represented by the equation (10).
図３は、プラントの伝達関数Ｇ（ｓ）の周波数−ゲイン特性を示す一例である。
トルク応答速度ωＴｒｑを、周波数−ゲイン特性のピークより低い周波数に設定すると、トルク応答速度ωＴｒｑ近傍の周波数領域において、プラントの伝達関数Ｇ（ｓ）をほぼ一定とみなすことができる。そのときのプラントの伝達関数Ｇ（ｓ）のゲインは下記式のように表すことができる。これ以降、これをトルク応答定数Ｇｌｆと呼ぶ。
FIG. 3 is an example showing the frequency-gain characteristics of the plant transfer function G (s).
When the torque response speed ωTrq is set to a frequency lower than the peak of the frequency-gain characteristic, the plant transfer function G (s) can be regarded as substantially constant in the frequency region near the torque response speed ωTrq. The gain of the plant transfer function G (s) at that time can be expressed as the following equation. Hereinafter, this is referred to as a torque response constant Glf.
（作用）
図４は、機械回転数Ｎの変化に対して、シンクロナスリラクタンスモータ１を一定のパワーで駆動したときの、前記式（１５）によって求めたトルク応答定数Ｇｌｆの変化の一例を示めす図である。
図４に示すように、トルク応答定数Ｇｌｆは、回転速度などの運転状態によって変化する。そのため、式（１７）に示すように、電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩが一定のままでは、回転速度などの運転状態に応じてトルク応答速度ωＴｒｑが変動してしまう。
そこで、本実施形態では、低次のトルク応答速度ωＴｒｑに影響するトルク応答定数Ｇｌｆを、式（１５）に従って逐次演算し、その結果を式（１８）に従って、トルク応答定数Ｇｌｆの変化を相殺するように、電圧位相制御系のゲインＫＰ、ＫＩに反映している。
(Function)
FIG. 4 is a diagram showing an example of a change in the torque response constant Glf obtained by the above equation (15) when the synchronous reluctance motor 1 is driven at a constant power with respect to a change in the machine rotational speed N. is there.
As shown in FIG. 4, the torque response constant Glf varies depending on the operating state such as the rotational speed. Therefore, as shown in Expression (17), when the gains KP and KI of the voltage phase control system remain constant, the torque response speed ωTrq varies depending on the operating state such as the rotation speed.
Therefore, in this embodiment, the torque response constant Glf that affects the low-order torque response speed ωTrq is sequentially calculated according to the equation (15), and the result is canceled according to the equation (18). Thus, it is reflected in the gains KP and KI of the voltage phase control system.
（効果）
電圧位相制御器のゲインＫＰ、ＫＩによって決まる周波数１／ＴＰＩより低い周波数領域に関しては、電圧位相制御器のゲインは積分ゲインＫＩが支配的となる。式（１８）に示すように、積分ゲインＫＩはトルク応答定数Ｇｌｆに反比例する項を有するため、トルク応答定数Ｇｌｆの変化を打ち消すようにはたらき、トルク応答速度ωＴｒｑを一定に保つことができる。これによって、シンクロナスリラクタンスモータ１の運転状態によらず、一定のトルク応答速度を得られるようにしている。
(effect)
For the frequency region lower than the frequency 1 / TPI determined by the gains KP and KI of the voltage phase controller, the integral gain KI is dominant as the gain of the voltage phase controller. As shown in Expression (18), the integral gain KI has a term that is inversely proportional to the torque response constant Glf. Therefore, the integral gain KI works to cancel the change in the torque response constant Glf, and the torque response speed ωTrq can be kept constant. As a result, a constant torque response speed can be obtained regardless of the operating state of the synchronous reluctance motor 1.
＜第２実施形態＞
図５は、第２実施形態のドライブシステムおよび電動機制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。
以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。なお、本実施形態の電動機制御装置は、上述の第１実施形態の電動機制御装置の構成と比べて、ｄｑ／３相座標変換器３と、電流検出器６ａ、６ｂと、を除いた構成となっている点で異なっている。本実施形態の電動機制御装置では、トルク指令Ｔｒｅｆとトルク検出値Ｔとが電圧位相制御器７のゲイン変更部７１に入力される。
シンクロナスリラクタンスモータは突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が大きいため、仕様最大出力で運転する場合、力行運転では（正のｑ軸からの）電圧位相角は約９０度、回生運転では約−９０度となる。そこで、ｓｉｎγ＞＞ｃｏｓγ、｜ｓｉｎγ｜＝１と近似し、また、回転数が高いときは巻線抵抗Ｒａに比べてインピーダンスωｅＬｄ、ωｅＬｑが十分に大きいとみなすと、低次のトルク応答定数Ｇｌｆを下記式（１９）のように近似して表現できる。
Second Embodiment
FIG. 5 is a block diagram schematically showing the configuration of the drive system and the motor control device of the second embodiment.
In the following description, the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The motor control device according to the present embodiment has a configuration in which the dq / 3-phase coordinate converter 3 and the current detectors 6a and 6b are excluded from the configuration of the motor control device according to the first embodiment described above. It is different in that it is. In the motor control device of the present embodiment, the torque command Tref and the torque detection value T are input to the gain changing unit 71 of the voltage phase controller 7.
Since the synchronous reluctance motor has a large salient pole ratio (Lq / Ld), when operating at the maximum specified output, the voltage phase angle (from the positive q axis) is about 90 degrees in powering operation and about -90 in regenerative operation. Degree. Therefore, when sin γ >> cos γ, | sin γ | = 1 is approximated, and the impedances ωeLd and ωeLq are sufficiently larger than the winding resistance Ra when the rotational speed is high, a low-order torque response constant Glf Can be approximated and expressed as the following equation (19).
（作用）
図６は、図４で示したトルク応答定数Ｇｌｆと、同条件のもとで式（１９）により求めたトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを比較したものである。
図６によれば、機械回転数Ｎに対するトルク応答定数Ｇｌｆとトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓとの両者がほぼ一致することから、上記式（１９）に従って、トルク検出値Ｔと電圧位相角γ０を用いることで、トルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを求め、トルク応答定数Ｇｌｆとして用いたときに生じる誤差はほぼゼロであると言える。
さらに、電圧位相制御によって、トルク検出値Ｔがトルク指令Ｔｒｅｆと一致しているとすれば、トルク検出値Ｔの代わりにトルク指令Ｔｒｅｆを用いることができる。
(Function)
FIG. 6 compares the torque response constant Glf shown in FIG. 4 with the approximate value Glfs of the torque response constant obtained by the equation (19) under the same conditions.
According to FIG. 6, since both the torque response constant Glf with respect to the machine speed N and the approximate value Glfs of the torque response constant substantially coincide with each other, the torque detection value T and the voltage phase angle γ0 are set according to the above equation (19). By using it, the approximate value Glfs of the torque response constant is obtained, and it can be said that the error that occurs when used as the torque response constant Glf is almost zero.
Furthermore, if the torque detection value T matches the torque command Tref by voltage phase control, the torque command Tref can be used instead of the torque detection value T.
（効果）
前記式（１５）に従ってトルク応答定数Ｇｌｆを求める場合、ｄｑ軸電流ｉｄ０、ｉｑ０を使用するため、電流検出器６ａ、６ｂが必要であった。それに対して、上記式（１９）、または、式（２０）に従ってトルク応答定数の近似値Ｇｌｆｓを求める場合は、ｄｑ軸電流ｉｄ０、ｉｑ０が不要となるため、電流検出器６ａ、６ｂを構成から取り除くことができる。
(effect)
When obtaining the torque response constant Glf according to the equation (15), the current detectors 6a and 6b are necessary because the dq-axis currents id0 and iq0 are used. On the other hand, when the approximate value Glfs of the torque response constant is obtained according to the above equation (19) or equation (20), the dq-axis currents id0 and iq0 are not required, so that the current detectors 6a and 6b are configured. Can be removed.
上記の方法により、ゲイン変更部７１にてシンクロナスリラクタンスモータ１の電圧位相制御系のゲインＫｐ、ＫＩを設定し、トルク応答のシミュレーションを行ったところ、力行運転および回生運転のどちらにおいても、回転数によらず目標トルク応答速度を達成することができた。 With the above method, the gain changing unit 71 sets the gain Kp and KI of the voltage phase control system of the synchronous reluctance motor 1 and simulates the torque response. In both the power running operation and the regenerative operation, the rotation is performed. The target torque response speed could be achieved regardless of the number.
すなわち、本実施形態によれば、車両の低消費電力化および低コスト化を実現する電動機制御装置を提供することができる。 That is, according to the present embodiment, it is possible to provide an electric motor control device that realizes low power consumption and low cost of a vehicle.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.
なお、上述の実施形態の電動機制御装置では、シンクロナスリラクタンスモータ１の回転角θｍより回転角θｅと回転速度ωｅとを演算していたが、シンクロナスリラクタンスモータ１の電流検出値あるいは電圧検出値に基づいて回転速度ωｅと回転角θｅの推定値を演算し、回転速度ωｅおよび回転角θｅに代えて推定値を用いる回転角センサレス手法を利用することも可能である。 In the motor control device of the above-described embodiment, the rotation angle θe and the rotation speed ωe are calculated from the rotation angle θm of the synchronous reluctance motor 1, but the current detection value or voltage detection value of the synchronous reluctance motor 1 is calculated. It is also possible to calculate a rotational speed ωe and a rotational angle θe based on the rotational speed ωe and use a rotational angle sensorless method that uses the estimated values instead of the rotational speed ωe and the rotational angle θe.
また、トルク検出器５によってシンクロナスリラクタンスモータ１のトルク検出値Ｔを求める手段に代えて、シンクロナスリラクタンスモータ１のトルクを推定する手段（トルク推定器）を有する場合、第１実施形態および第２実施形態にて使用されるトルク検出値Ｔをトルク推定値Ｔｅｓｔに置き換えることも可能である。
シンクロナスリラクタンスモータ１のトルクを推定する手段としては、例えば、シンクロナスリラクタンスモータ１に入力される電圧と電流の検出値から求めることが可能である。図１において、直流電圧Ｖｄｃと電圧位相角γとから、下記式により、ｄｑ軸座標系の電圧ｖｄ、ｖｑを演算する。
Further, in the case of having means (torque estimator) for estimating the torque of the synchronous reluctance motor 1 instead of means for obtaining the torque detection value T of the synchronous reluctance motor 1 by the torque detector 5, the first embodiment and the first embodiment It is also possible to replace the torque detection value T used in the second embodiment with the torque estimation value Test.
As a means for estimating the torque of the synchronous reluctance motor 1, for example, it can be obtained from detected values of voltage and current input to the synchronous reluctance motor 1. In FIG. 1, the voltages vd and vq of the dq axis coordinate system are calculated from the DC voltage Vdc and the voltage phase angle γ by the following formula.
１…シンクロナスリラクタンスモータ、２…位相／速度演算器、３…相座標変換器、４…極座標変換器、５…トルク検出器、６ａ、６ｂ…電流検出器、７…電圧位相制御器、７１…ゲイン変更部、７２…積分器、７３…加算器、７４…比例ゲイン乗算器、７５…積分ゲイン乗算器。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Synchronous reluctance motor, 2 ... Phase / speed calculator, 3 ... Phase coordinate converter, 4 ... Polar coordinate converter, 5 ... Torque detector, 6a, 6b ... Current detector, 7 ... Voltage phase controller, 71 ... Gain changing unit, 72 ... Integrator, 73 ... Adder, 74 ... Proportional gain multiplier, 75 ... Integral gain multiplier.
Claims (6)
前記電動機の出力トルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出器と、
トルク指令値と前記トルク検出値との差分であるトルク偏差がゼロとなるように、前記電動機の電圧位相角を演算する比例積分制御器と、
前記インバータ主回路から出力される前記電動機の駆動電流と、前記電動機の回転速度と、前記電圧位相角と、前記インバータ主回路の直流電圧と、のいずれかに基づいて、前記比例積分制御器のゲインを変更するゲイン変更部と、
前記電圧位相角に基づいて、前記インバータ主回路の駆動信号を出力する極座標変換器と、を備えた電動機制御装置。 An inverter main circuit that can be connected to an electric motor;
A torque detector that detects an output torque of the electric motor and outputs a torque detection value;
A proportional-integral controller that calculates a voltage phase angle of the electric motor so that a torque deviation that is a difference between a torque command value and the detected torque value becomes zero;
Based on one of the drive current of the electric motor output from the inverter main circuit, the rotational speed of the electric motor, the voltage phase angle, and the DC voltage of the inverter main circuit, the proportional integral controller A gain changing section for changing the gain;
An electric motor control device comprising: a polar coordinate converter that outputs a drive signal for the inverter main circuit based on the voltage phase angle.
前記電動機の出力トルクを検出してトルク検出値を出力するトルク検出器と、
トルク指令値と前記トルク検出値との差分であるトルク偏差がゼロとなるように、前記電動機の電圧位相角を演算する比例積分制御器と、
前記トルク検出値、あるいは、トルク指令値と、前記電圧位相角と、に基づいて、前記比例積分制御器のゲインを変更するゲイン変更部と、
前記電圧位相角に基づいて、前記インバータ主回路の駆動信号を出力する極座標変換器と、を備えた電動機制御装置。 An inverter main circuit that can be connected to an electric motor;
A torque detector that detects an output torque of the electric motor and outputs a torque detection value;
A proportional-integral controller that calculates a voltage phase angle of the electric motor so that a torque deviation that is a difference between a torque command value and the detected torque value becomes zero;
A gain changing unit that changes the gain of the proportional-plus-integral controller based on the torque detection value or the torque command value and the voltage phase angle;
An electric motor control device comprising: a polar coordinate converter that outputs a drive signal for the inverter main circuit based on the voltage phase angle.
前記電動機と、を備えたことを特徴とするドライブシステム。 The motor control device according to claim 1 or 2,
A drive system comprising the electric motor.
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