KR20160078626A

KR20160078626A - Tdd 또는 tdma 시스템에서 데이터 전송률을 유지하기 위한 디지털 신호의 필터링 방법 및 그 방법이 적용된 통신 시스템

Info

Publication number: KR20160078626A
Application number: KR1020140188151A
Authority: KR
Inventors: 이성준
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2014-12-24
Filing date: 2014-12-24
Publication date: 2016-07-05
Also published as: US9780820B2; US20160191183A1; KR102233753B1

Abstract

본 발명에 따른 디지털 필터는, 디지털 신호에 필터를 적용함에 있어 상기 디지털 필터의 단위 펄스 응답과 상기 디지털 신호의 순환 컨벌루션으로 그 기능을 구현하는 것이다.
또한, 본 발명에 따른 디지털 필터링의 결과로 발생한 입력신호 대비한 출력신호의 구성순서 변경을 바로잡기 위해, 송신기에서 순환 컨벌루션 후에 필터 샘플지연만큼 반대로 순환 이동하거나 또는, 수신기에서 동기(synchronization)를 잡은 후 필터 지연시간만큼 동기시점 이전의 신호를 획득한 후 신호를 재구성하는 것이다.

Description

TDD 또는 TDMA 시스템에서 데이터 전송률을 유지하기 위한 디지털 신호의 필터링 방법 및 그 방법이 적용된 통신 시스템{FILTERING METHOD FOR MAINTAINING DATA TRANSMISSION RATE IN TDD OR TDMA SYSTEM AND COMMUNICATION SYSTEM THEREOF}

본 발명은 디지털 신호의 필터링 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 TDD 또는 TDMA 시스템에서 데이터 전송률을 유지하기 위한 디지털 신호의 필터링 방법 및 그 방법이 적용된 통신 시스템에 관한 것이다.

3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템의 송신기는 인접채널 누설 비(Adjacent Channel Leakage Ratio, ACLR)와 같은, 대역 외 방사(Out of Band Emission, OOBE) 특성을 만족시켜야 한다. 개별 통신규격(communication standard)에 따라 사용하는 용어와 만족시켜야 할 수준이 다를 수는 있지만, 거의 모든 통신규격은 송신기가 만족시켜야 할 대역 외 방사 특성을 규정하고 있다. 이는 특정한 송신기의 동작으로 인해 다른 통신 링크가 손상되는 것을 방지하기 위함이다.

송신기가 통신규격에 규정된 대역 외 방사 특성을 만족시키기 위해서는 우선 DAC(Digital to Analog Converter)로 입력되는 디지털 신호가 규정된 대역 외 방사 특성을 만족시킬 수 있어야 한다. 이는 DAC에 입력되는 디지털 신호에 대해 이상적인 상향 주파수 변환(up-conversion)을 가정하였을 때의 신호가 대역 외 방사 특성을 만족시킴을 의미한다. 다음으로, 아날로그 및 RF 단(stage)을 통과할 때의 대역 외 방사 특성의 열화가 받아들일 만한 범위에 있어 최종적으로, 송신기의 출력신호가 통신규격에 규정된 대역 외 방사 특성을 만족시켜야 한다.

디지털 신호가 통신규격에서 규정된 대역 외 방사 특성을 만족시키도록 하는 가장 일반적인 신호처리 방법은 필터를 사용하는 것이다. 이러한 필터는 송신 채널 밖의 신호를 감쇄시키기 때문에 채널필터(channel filter)로 불린다. OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호의 경우에는 윈도우(window)를 사용하여 채널필터 사용과 동일한 효과를 얻을 수 있다. 하지만 윈도윙(windowing)은 OFDM 신호가 아닌 경우에는 대역 외 방사 특성을 만족시키기 위해 사용할 수 없는 방법이다. 디지털 채널필터는 거의 모든 경우 FIR(Finite Impulse Response) 필터이다. 또한, 일반적으로 디지털 필터는 필터의 단위 펄스 응답(unit pulse response)와 필터 입력샘플과의 이산 컨벌루션(discrete convolution)으로 구현되기에 FIR 필터 후에 시간영역 샘플 수가 필터의 차수(order)만큼 증가한다.

FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 다중 접속방식이 TDMA(Time Division Multiple Access)가 아니라면 이와 같이 채널필터 후에 시간영역 샘플 수가 채널필터의 차수만큼 증가한 것은 문제가 되지 않을 것이다. 하지만, TDD(Time Division Duplex) 시스템이거나 다중 접속 방식이 TDMA(Time Division Multiple Access)인 경우에는 원칙적, 이론적으로 채널필터 후의 시간영역 샘플 수의 증가는 데이터 전송률을 저하시킨다. 즉, TDD 또는 TDMA 시스템에서 신호를 송신하는 시간 구간(time slot)의 일부를 전달할 정보가 아닌 대역 외 방사 특성 만족을 위해 사용한 채널필터로 인해 추가된 샘플에 할당하여야 하기 때문에 데이터 전송률이 감소한다.

본 발명의 목적은, TDD 또는 TDMA 시스템에서 디지털 필터 사용 전후의 시간영역 샘플 수를 동일하게 유지함으로써, 데이터 전송률을 저하시키지 않는 디지털 필터를 제공하는 데 있다.

본 발명에 따른 디지털 필터는, 디지털 신호에 필터를 적용함에 있어 상기 디지털 필터의 단위 펄스 응답과 상기 디지털 신호의 순환 컨벌루션으로 그 기능을 구현하는 것이다.

또한, 본 발명에 따른 디지털 필터링의 결과로 발생한 입력신호 대비한 출력신호의 구성순서 변경을 바로잡기 위해, 송신기에서 순환 컨벌루션 후에 필터 샘플지연만큼 반대로 순환 이동하거나 또는, 수신기에서 동기(synchronization)를 잡은 후 필터 지연시간만큼 동기시점 이전의 신호를 획득한 후 신호를 재구성하는 것이다.

본 발명에 따른 TDD 또는 TDMA 통신 시스템의 송신기는, 디지털 채널필터를 포함하는 디지털 신호처리 단; DAC를 포함하는 아날로그 단; 그리고 상향 주파수 변환기와 전력 증폭기를 포함하는 RF 단을 포함한다. 이때, 상기 디지털 채널필터에서는 입력되는 디지털 신호와 채널필터의 단위 펄스 응답의 순환 컨벌루션을 통해 그 기능을 수행한다. 또한, 순환 컨벌루션 후 필터 샘플지연만큼 반대로 순환 이동하여 필터의 입력신호 대비한 출력신호의 구성순서 변경을 보정한다.

본 발명에 따른 송신기 및 수신기를 포함하는 TDD 또는 TDMA 통신 시스템의 수신기는 저잡음 증폭기와 하향 주파수 변환기를 포함하는 RF 단; ADC(Analog-to-Digital Converter)를 포함하는 아날로그 단; 그리고 디지털 신호처리 단을 포함한다. 만약, 송신기에서 상기 디지털 채널필터의 입력신호 대비한 출력신호의 구성순서 변경을 보정하지 않은 경우라면 수신기의 디지털 신호처리 단에서 상기 디지털 채널필터의 지연시간만큼 동기시점 이전의 신호를 획득한 후 신호를 재구성한다.

본 발명에 따르면, TDD 또는 TDMA 시스템에서 디지털 채널필터 사용을 통해 대역 외 방사 특성을 만족시키면서도 디지털 필터 사용 전의 데이터 전송률을 유지할 수 있는 효과가 있다.

도 1은 본 발명에 따른 디지털 필터의 필터링 방법을 보여주는 순서도이다.
도 2는 본 발명에 따른 디지털 채널필터가 적용된 송신기를 보여주는 블럭도이다.
도 3은 도 2의 송신기로부터 전송된 신호를 수신하는 본 발명에 따른 수신기를 보여주는 블럭도이다.
도 4는 타임 슬롯을 예시적으로 보여주는 도면이다.
도 5는 도 2의 송신기에서 디지털 채널필터의 입력신호 대비한 출력신호 구성순서 변경이 보정되지 않은 경우, 도 3의 수신기의 디지털 신호처리 단에서 수행하는 신호 재구성을 설명하기 위한 도면이다.

이하에서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명에 따른 디지털 필터의 필터링 방법을 보여주는 순서도이고, 도 2는 본 발명에 따른 디지털 채널필터가 적용된 송신기를 보여주는 블럭도이다.

본 발명에 따른 송신기(100)는 순환 컨벌루션을 통해 입력된 디지털 신호를 필터링하는 채널필터(111)를 포함하는 디지털 신호처리 단(110), DAC(Digital to Analog Converter, 121)를 포함하는 아날로그 단(120), 그리고 상향 주파수 변환기(131)와 전력 증폭기(132)를 포함하는 RF 단(130)을 포함한다. 이하, 도 1 및 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 디지털 채널필터(111)의 동작과 이를 적용한 송신기(100)의 동작을 보다 자세히 설명한다.

먼저, 채널필터(111)는 N개의 샘플들로 구성된 디지털 신호(x(n))를 입력 받는다 (S110). 그 후, 채널필터(111)는 디지털 신호(x(n))와 필터의 단위 펄스 응답(unit pulse response)과의 순환 컨벌루션(circular convolution)을 수행한다(S120).

송신 신호의 태생이 어떠하건 DAC로 입력되는 디지털 신호는 언제나 속도 f_DAC의 시간영역 샘플로 구성된다. TDD 또는 TDMA 시스템에서 타임 슬롯(time slot)의 시간 간격 T_SLOT 안에 송신할 수 있는 f_DAC 속도의 샘플이 T 개이고, 채널필터(111) 후 증가한 시간영역 샘플이 f_DAC 속도로는 R 개인 경우 하나의 time slot에서 전송하는 정보는 f_DAC 속도의 샘플 (T-R) 개이다. 따라서, R과 T의 비인 R/T가 1에 가까워질수록 채널필터(111)로 인한 전송률 저하가 심해질 것이다. 여기에서, ‘채널필터 후 증가된 시간영역 샘플이 f_DAC 속도로는 R 개’라는 표현은 디지털 신호처리 단에서 여러 번의 내삽(interpolation)이 수행될 수 있고, 이때 어떤 샘플 속도에서 채널필터(111)가 적용될 것인가 하는 것도 시스템에 따라 다를 수 있기에 이를 감안한 표현이다.

TDD 또는 TDMA 시스템에서 타임 슬롯은 유한한 길이를 갖는다. 여기에서, 타임 슬롯이란 이전 송신과 다음 송신 사이의 시간적인 단절을 갖는 송신단위를 의미한다. 따라서, 본 발명에 따른 채널필터(111)는 이산 컨벌루션(discrete convolution)이 아닌 하기의 [수학식 1]과 같은 순환 컨벌루션(circular convolution)을 사용하여 필터링 전후의 시간영역 샘플 수를 동일하게 유지할 수 있다. 채널필터(111)는 하기의 [수학식 1]과 같은 순환 컨벌루션을 통해 입력신호인 디지털 신호와의 필터링을 수행하고, N개의 샘플들로 구성된 출력신호(y(n))를 출력한다(S130).

여기에서, x(n)은 N개의 샘플들로 구성된 디지털 입력신호를, x(n-k)는 x(n)의 순환 이동(circular shift)을, h(n)은 차수가 L인 FIR 필터의 단위 펄스 응답에 (N-(L+1))의 0(zero)을 삽입한 것(제로 패딩(zero padding))을, y(n)은 N개의 샘플들로 구성된 출력신호를 의미한다.

상술한 수학식 1의 신호들에 대한 이산 푸리에 변환(Discrete Fourier Transform, DFT)의 결과가 하기의 [수학식 2]와 같은 관계를 유지하는 DFT 순환 컨벌루션 이론(DFT circular convolution theorem)에 근거하여, 본 발명에 따른 채널필터(111)를 사용하여 디지털 입력신호(x(n))를 필터링하는 경우 출력신호(y(n))의 대역 외 방사 특성이 향상될 것임을 알 수 있을 것이다.

여기에서, Y(m)은 y(n)의 DFT 결과를, H(m)은 h(n)의 DFT 결과를, X(m)은 x(n)의 DFT 결과를 의미한다.

이와 같은 순환 컨벌루션을 통한 디지털 필터링의 결과로 입력신호 대비한 출력신호의 구성순서 변경이 발생한다. 이를 바로잡기 위해, 신호 구성순서 보정부(112)는 N개의 샘플들로 구성된 신호(y(n))를 필터의 샘플지연인 L/2 만큼 그 반대로 순환 이동한 y(n+L/2)을 출력한다(S140). 이 단계는 선택사항으로 이를 사용하지 않는 경우 수신기에서 상술한 구성순서의 변경을 보정해야 한다.

아날로그 단(120)은 디지털 신호처리 단(110)의 출력신호를 입력받아 디지털-아날로그 변환 등을 수행하고, RF 단(130)은 아날로그 단(120)의 출력신호를 입력받아 상향 주파수 변환과 신호증폭 등을 수행하여 안테나로 출력한다.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 채널필터(111)는 순환 컨벌루션을 사용함으로써 필터링 전후의 시간영역 샘플 수를 동일하게 유지하면서도 필터기능을 수행한다. 따라서, 본 발명에 따른 채널 필터(111)가 적용된 TDD 또는 TDMA 송신기(100)는 데이터 전송률을 저하시키지 않으면서 동시에 대역 외 방사 특성을 만족시킨 신호로 아날로그 단(120) 및 RF 단(130)을 구동할 수 있다.

하기의 [표 1]과 [표 2]는 대역 외 방사 특성 향상을 위한 채널필터가 각각 이산 컨벌루션과 순환 컨벌루션을 수행하여 필터링을 하는 경우의 ACLR 시뮬레이션 결과를 보여준다.

이산 컨벌루션
필터 차수	필터 후 증가한 시간영역 샘플 수(T)	ACLR (dB)
필터 차수	필터 후 증가한 시간영역 샘플 수(T)	Low	High
16	16	56.60	60.86
32	32	63.24	68.16
64	64	76.98	83.16

순환 컨벌루션
필터 차수	필터 후 증가한 시간영역 샘플 수(T)	ACLR (dB)
필터 차수	필터 후 증가한 시간영역 샘플 수(T)	Low	High
16	0	57.49	61.20
32	0	64.55	68.65
64	0	80.03	84.37

시뮬레이션에서 기저대역 신호로 64-QAM (Quadrature Amplitude Modulation)을 사용하는 대역폭 10 MHz의 LTE 신호를 사용하였다. 차단 주파수가 5 MHz인 채널필터 입력은 30.72 MHz 속도(rate)의 12,800 개의 샘플이고, 채널필터 출력의 인접채널 누설 비(ACLR)는 LTE 규격의 정의에 따라 확인하였다.

[표 1] 및 [표 2]로부터 순환 컨벌루션을 사용하는 경우 필터링 후에 시간영역 샘플 수가 증가하지 않으면서도 이산 컨벌루션과 같은 수준의 필터기능을 수행함을 확인할 수 있다.

시뮬레이션 결과에서 대역 외 방사 특성의 만족을 위해 필요한 필터의 차수가 32이고 디지털 채널필터를 위해 이산 컨벌루션을 사용한 경우를 가정하면, R/T는 약 0.0025(= 32/12832)로 디지털 채널필터 사용으로 인한 데이터 전송률 저하는 0.25 % 정도로 매우 작다. 하지만 ASM(Application Specific Message)과 같은 경우, 이산 컨벌루션을 사용한 채널필터를 적용하면 전송률의 저하는 심할 수 있다. 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다. ASM의 경우는 타임 슬롯의 시간 간격(T_SLOT)은 26.67 ms 이다. 전파 지연(propagation delay) 등을 고려하지 않고 그 구간에 송신 신호를 모두 채운다 하더라도 이는 19.2 kHz 속도의 샘플 512개에 해당한다. ASM의 경우 규정된 인접채널 누설 비(ACLR)의 사양이 매우 엄격하다. 따라서 이를 만족시키기 위해서는 채널필터의 차수가 높아야 하며, 이 경우 R/T가 커져 전송률 저하가 심할 수 있게 된다. 만약, 이 경우 필요한 필터의 차수가 64라면 R/T는 0.125 (= 64/512)로 채널필터 사용전과 비교하면 데이터 전송률이 12.5 % 감소할 것이다. 따라서, 이와 같은 경우 본 발명에 따른 디지털 채널필터를 사용한다면 데이터 전송률의 저하를 방지할 수 있을 것이다.

도 3은 도 2의 송신기로부터 전송된 신호를 수신하는 본 발명에 따른 수신기를 보여주는 블럭도이다. 도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 수신기(200)는 저잡음 증폭기(211)와 하향 주파수 변환기(212)를 포함하는 RF 단(210), ADC(Analog to Digital Converter, 221)를 포함하는 아날로그 단(220), 그리고 디지털 신호처리 단(230)을 포함한다. RF 단(210)은 안테나로부터 신호를 입력받아 증폭과 하향 주파수 변환 등을 수행하고, 아날로그 단(220)은 RF 단(210) 출력 신호를 입력받아 아날로그-디지털 변환 등을 수행하여 디지털 신호처리 단(230)으로 출력한다.

전술한 바와 같이 도 2의 송신기에서 채널필터의 입력신호 대비한 출력신호 구성순서 변경이 보정되지 않은 경우라면, 도 3의 수신기의 디지털 신호처리 단(230)에서 신호 재구성을 통해 이를 보정해야 한다. 이하, 도 4 및 도 5를 참조하여 이를 보다 상세히 설명한다.

도 4는 타임 슬롯을 예시적으로 보여주는 도면이다. 여기에서, T_SLOT은 타임 슬롯의 시간 간격이며, T_Gpre와 T_Gpos는 송수신 변경 시간이나 전파 지연에 대응하기 위한 보호 시간(guard time)을, 그리고 T_Tx는 실제 송신 신호에 할당된 시간을 의미한다.

전술한 바와 같이 본 발명에 따른 디지털 필터링을 수행하는 경우, 필터의 출력신호의 구성순서가 입력신호의 구성순서와 다르게 된다. 이를 그대로 수신하는 경우 (즉, S140 단계를 사용하지 않는 경우), 수신기(200)에서 수신한 타임 슬롯의 앞쪽(시간적으로 앞선 순서)에 있는 데이터는 원래 보내고자 하는 데이터의 뒤쪽(시간적으로 뒤진 순서)에 위치하는 데이터이다. 따라서, 수신기(200)에서는 정확한 데이터의 복조를 위해 원래의 데이터 순서대로 신호를 재구성하여야 한다.

도 5는 도 3의 수신기 디지털 신호처리 단(230)에서 수행하는 신호 재구성을 설명하기 위한 도면이다. 여기에서, 타임 슬롯의 T_Tx 구간은 송신기에서 순환 컨벌루션을 사용한 채널필터의 적용으로 모든 구간을 전송할 정보로만 모두 채운 상태이다. T_Pro는 전파 지연 시간을, T_FD는 필터의 L/2 샘플지연에 대응하는 시간지연을 의미한다.

신호 동기화부(231)에서는, 슬라이딩 상관값이 최대가 되는 시점을 계산한다. 필터의 차수가 L인 FIR 필터를 통과하는 경우 L/2의 샘플지연이 발생한다. 여기에서, 샘플은 채널필터가 적용된 속도(rate)에서의 샘플을 의미한다. 따라서, 전파 지연이 없을 경우 수신 신호에 대해 채널필터 전의 송신 신호로 슬라이딩 상관을 수행하면 그 최대값은 슬라이딩 인덱스(sliding index) L/2+1 에서 발생한다. 하기의 [표 3]은 [표 2]와 동일한 시뮬레이션 조건에서 이를 확인한 결과를 보여준다.

송신 필터 차수	슬라이딩 상관값의 크기가 최대가 되는 인덱스
16	9
32	17
64	33

따라서, 수신기(200)의 신호 재구성부(232)에서 슬라이딩 상관값이 최대가 되는 시점을 기준으로 그보다 L/2 샘플 이전 시점을 데이터 획득의 시작 시점으로 잡고 T_Tx 구간 동안 획득한 데이터 중 최초의 L/2 샘플을 마지막으로 이동시켜 수신 신호를 재구성한다. 이러한 신호 재구성부(232)의 수신 신호 재구성 동작에 의해 T_Tx 구간에 전달하고자 한 정보를 제대로 획득할 수 있다.

만약, 도 2의 송신기에서 채널필터의 입력신호 대비한 출력신호 구성순서 변경을 보정한 상황이라면, 수신기(200)에서는 단지 슬라이딩 상관값이 최대가 되는 시점으로부터 T_Tx 구간 동안의 데이터를 획득하면 된다. 즉, 이 경우 수신기(200)는 수신 신호를 재구성하지 않고 복조를 위해 필요한 데이터를 획득할 수 있다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 본 발명의 범위는 상술한 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 발명의 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

100: 송신기 110: 송신기의 디지털 신호처리 단
120: 송신기의 아날로그 단 130: 송신기의 RF 단
111: 채널필터 112: 신호 구성순서 보정부
121: 디지털-아날로그 변환기(DAC) 131: 상향 주파수 변환기
132: 전력 증폭기 200: 수신기
210: 수신기의 RF 단 220: 수신기의 아날로그 단
230: 수신기의 디지털 신호처리 단 211: 저잡음 증폭기
212: 하향 주파수 변환기 221: 아날로그-디지털 변환기(ADC)
231: 신호 동기화부 232: 신호 재구성부

Claims

TDD 또는 TDMA 통신 시스템의 송신기에서 디지털 신호를 필터링하는 방법에 있어서:
상기 송신기의 채널필터가 복수의 샘플들로 구성된 디지털 신호를 입력받는 단계; 그리고
상기 송신기의 채널필터가 상기 입력받은 디지털 신호와 디지털 필터의 단위 펄스 응답과의 순환 컨벌루션을 수행하는 단계를 포함하는 디지털 신호의 필터링 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 순환 컨벌루션은 수학식
로 정의되는 디지털 신호의 필터링 방법.
여기에서, x(n)은 N개의 샘플들로 구성된 디지털 입력신호를, x(n-k)는 x(n)의 순환 이동(circular shift)을, h(n)은 차수가 L인 FIR 필터의 단위 펄스 응답에 (N-(L+1))의 0(zero)을 삽입한 것(제로 패딩(zero padding))을, y(n)은 N개의 샘플들로 구성된 출력 신호이다.
제 2 항에 있어서,
상기 순환 컨벌루션을 통해 상기 채널필터로 입력된 디지털 신호의 샘플 수와 상기 채널필터에서 출력된 디지털 신호의 샘플 수가 동일해지는 디지털 신호의 필터링 방법.
송신기를 포함하는 통신 시스템에 있어서:
상기 통신 시스템은 TDD 또는 TDMA 방식으로 통신을 수행하고,
상기 송신기는,
채널필터를 포함하는 송신 디지털 신호처리 단;
디지털-아날로그 변환기를 포함하는 송신 아날로그 단; 그리고
상향 주파수 변환기와 전력 증폭기를 포함하는 송신 RF 단을 포함하되,
상기 채널필터는 입력 디지털 신호와 상기 채널필터의 단위 펄스 응답과의 순환 컨벌루션을 통해 필터링을 수행하는 통신 시스템.
제 4 항에 있어서,
상기 채널필터가 수학식
을 이용하여 상기 순환 컨벌루션을 수행하는 통신 시스템.
여기에서, x(n)은 N개의 샘플들로 구성된 디지털 입력신호를, x(n-k)는 x(n)의 순환 이동(circular shift)을, h(n)은 차수가 L인 FIR 필터의 단위 펄스 응답에 (N-(L+1))의 0(zero)을 삽입한 것(제로 패딩(zero padding))을, y(n)은 N개의 샘플들로 구성된 출력 신호이다.
제 4 항에 있어서,
상기 송신 디지털 신호처리 단은 상기 채널필터의 출력신호의 구성순서를 상기 입력 디지털 신호의 구성순서에 대응하는 순서로 변경하기 위한 신호 구성순서 보정부를 더 포함하는 통신 시스템.
제 6 항에 있어서,
상기 신호 구성순서 보정부는 상기 채널필터의 출력신호를 입력 받아 -L/2 만큼 순환 이동하여 출력하는 통신 시스템.
여기에서 L은, 채널필터의 차수이다.
제 6 항에 있어서,
상기 통신 시스템은 수신기를 더 포함하며,
상기 수신기는,
저잡음 증폭기와 하향 주파수 변환기를 포함하는 수신 RF 단;
아날로그-디지털 변환기를 포함하는 수신 아날로그 단; 그리고
신호 동기화부를 포함하는 수신 디지털 신호처리 단을 포함하되,
상기 신호 동기화부는 수신 신호에 대해 상기 채널필터의 필터링 수행 전의 송신 신호로 슬라이딩 상관을 수행하여 슬라이딩 상관값이 최대인 시점을 계산하고, 상기 디지털 신호처리 단은 상기 슬라이딩 상관값이 최대인 시점을 이용하여 복조 데이터를 획득하는 통신 시스템.
제 8 항에 있어서,
상기 수신 디지털 신호처리 단은,
상기 송신기의 신호 구성순서 보정부의 사용 여부에 따라 상기 복조 데이터의 획득 방법을 달리하는 통신 시스템.
제 9 항에 있어서,
상기 수신 디지털 신호처리 단은,
상기 송신기의 신호 구성순서 보정부가 사용된 경우, 상기 슬라이딩 상관값이 최대인 시점으로부터 송신 데이터 길이만큼 획득한 데이터를 복조 데이터로 처리하고,
상기 송신기의 신호 구성순서 보정부가 사용되지 않은 경우, 상기 슬라이딩 상관값이 최대가 되는 시점보다 L/2 샘플 이전 시점으로부터 송신 데이터의 길이만큼의 데이터를 획득한 후, 획득한 데이터의 최초 L/2 샘플을 마지막으로 이동시켜 재구성한 데이터를 복조 데이터로 처리하는 통신 시스템.
여기에서, L은 상기 채널필터의 차수이다.