JP5961109B2 - 受信装置及び周波数誤差補正方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置及び周波数誤差補正方法に関する。

これまで、ＩＥＥＥ８０２．１１における無線ＬＡＮ規格の取り組みとしては、屋内通信をメインターゲットとし、物理層の規格として８０２．１１ｂ（最大１１Ｍｂｐｓ）、８０２．１１ａ、１１ｇ（最大５４Ｍｂｐｓ）、８０２．１１ｎ（最大６００Ｍｂｐｓ）、及び、８０２．１１ａｃ（最大６．９Ｇｂｐｓ）等と主に伝送容量の増大を主点とした規格の追加が続いている。一方、スマートグリットを実現するためのスマートメータの検討が本格化しているのに伴い、屋外における低レート・長距離伝送の必要性も高まってきている。このような用途に向けた特定小電力無線の使用可能な周波数の割り当てなどの議論も続いている。これらの背景から、サブＧＨｚ帯（１ＧＨｚよりやや低い周波数帯）を用いた新たな通信規格策定へ向けた検討が始まり、ＩＥＥＥ８０２．１１においても１ＧＨｚ以下の周波数帯を用いた無線ＬＡＮ規格を検討内容としたタスクグループであるＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）が２０１０年に立ち上がっている。ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）における主な要求仕様は、「データレート１００ｋｂｐｓ以上・最大伝送距離１ｋｍ」である。

ＴＧａｈ（８０２．１１ａｈ）を含めて、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ以降の規格では、パケット先頭のプリアンブルを用いて各種同期を確立してバースト通信が行われる。プリアンブルは、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）又は粗調整のＡＦＣ（Automatic Frequency Control：自動周波数制御）に用いられるＳＴＦ（Short Training Field。ショートプリアンブルと称されることもある）と、微調整のＡＦＣ又は伝送路特性の推定に用いられるＬＴＦ（Long Training Field。ロングプリアンブルと称されることもある）とで構成される。また、ＳＴＦには、時間領域において、ＳＴＳ（Short Training Symbol）が１０シンボル繰り返して配置され、ＬＴＦには、時間領域においてＬＴＳ（Long Training Symbol）が２シンボル繰り返して配置される。

通常、ＯＦＤＭ等のデジタル伝送では、受信側で生成される搬送波周波数（キャリア周波数）と、送信側の搬送波周波数とが一致することはないため、受信側は、キャリア周波数の誤差（キャリア周波数誤差）を検出して、キャリア周波数を補正するＡＦＣを行う必要がある。キャリア周波数誤差は、受信信号のコンスタレーションのサンプル毎の位相回転として現れる。

例えば、非特許文献１には、８０２．１１ａにおけるキャリア周波数誤差の検出及び補正の方式として、ＳＴＦ及びＬＴＦから構成されるプリアンブルを用いてＡＦＣを行う方法が開示されている。具体的には、ＳＴＦ又はＬＴＦの繰り返し配置を利用して、受信信号と、受信信号を繰り返し周期（１シンボル分の時間）だけ遅延させた信号との自己相関演算を行い、得られた信号の角度成分（位相成分）を求めることでキャリア周波数誤差が検出される。

図９は、非特許文献１に開示された方法を適用したＡＦＣ部１０の構成を示している。

相関演算部１は、ＳＴＳの繰り返し配置を利用して相関演算を行う。具体的には、相関演算部１は、ＳＴＦ内の或る時刻のＳＴＳと、繰り返し周期（１ＳＴＳに相当する時間）だけ遅延させたＳＴＳとの相関演算を行う。検出部２は、相関演算部１の相関結果から得られる位相成分を、繰り返し周期分の時間経過による位相回転量、つまり、キャリア周波数誤差として検出する。補正部３は、検出部２で得られたキャリア周波数誤差を用いてキャリア周波数の補正を行う。

ここで、一般的なキャリア周波数誤差の検出方法（相関演算部１及び検出部２の処理）について説明する。ここでは、ＳＴＦにおいて繰り返し配置されるＳＴＳのうち、ｎ番目のＳＴＳを式（１）又は（２）で表す。式（１）においてＡ_ｎはＳＴＳの振幅を表す。

この場合、ｎ番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ）に対して、繰り返し周期Ｓ（１ＳＴＳに相当する時間）だけ遅延させたＳＴＳは、式（３）に示すように、ｎ＋１番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ＋１）に相当する。

ここで、例えば、周期Ｓの時間経過毎に位相量δ［degree］だけ位相が回転するキャリア周波数誤差が受信信号に含まれる場合、式（１）に示すＳＴＳ_ｎは次式（４）で表される。

よって、ｎ番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ）と、ｎ＋１番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ＋１）との自己相関演算（ＳＴＳ_ｎとＳＴＳ_ｎ＋１の複素共役との複素乗算、又は、ＳＴＳ_ｎ＋１とＳＴＳ_ｎの複素共役との複素乗算）の結果は、式（５）で表される。

式（５）に示す相関演算結果における位相成分（角度成分）のみを抽出することにより、時間経過による位相回転量δ、すなわち、キャリア周波数誤差が検出される。

以上、一般的なキャリア周波数誤差の検出方法について説明した。

また、特許文献１には、通信開始時の初期パケットを用いて、送信側と受信側との間のキャリア周波数誤差を検出し、後続のパケット受信時にそのキャリア周波数誤差を用いてキャリア周波数を補正する方法が開示されている。

特表２００９−５１９６８９号公報

守倉正博、久保田周治、「８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書」、インプレスＲ＆Ｄ、ｐ．２０４

しかしながら、非特許文献１の方法では、雑音の影響が強い受信環境下では、雑音の影響に起因して、相関演算により得られる位相成分の誤差が大きくなり、キャリア周波数誤差を精度良く検出できない可能性があるという課題を有する。同様に、特許文献１の方法でも、雑音の影響が強い受信環境下では、初期パケットの受信に失敗する可能性があり、通信を開始できないという課題を有する。

本発明の目的は、雑音の影響が強い環境でも、雑音の影響を低減してキャリア周波数誤差の検出精度を向上することができる受信装置及び周波数誤差補正方法を提供することである。

本発明の一態様の受信装置は、複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるショートプリアンブルを含む受信信号を入力し、前記複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させるフィルタリング部と、前記フィルタリング部を通過した前記複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき前記受信信号のキャリア周波数誤差を補正する補正部と、を具備する構成を採る。

本発明の一態様の周波数誤差補正方法は、複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるショートプリアンブルを含む受信信号を入力して、前記複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させるフィルタリングを行い、前記フィルタリング後の前記複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき前記受信信号のキャリア周波数誤差を補正する。

本発明によれば、雑音の影響が強い環境でも、雑音の影響を低減してキャリア周波数誤差の検出精度を向上することができる。

本発明の各実施の形態に係るパケット構成の一例を示す図 本発明の各実施の形態に係るＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置の一例を示す図 本発明の各実施の形態に係る各シンボル内のサブキャリアの受信電力を示す図 本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＡＦＣ部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＳＴＦにおけるフィルタリングを示す図 本発明の実施の形態１に係るフィルタリング部の内部構成を示すブロック図 従来のＡＦＣ部の内部構成を示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、８０２．１１ａの時間領域におけるパケット構成を示す。図１に示すように、先頭のショートプリアンブル（ＳＴＦ）には、周期ＳのＳＴＳ（固定パターン）が１０回繰り返して配置される。ショートプリアンブルに後続するロングプリアンブル（ＬＴＦ）には、周期ＬのＬＴＳ（固定パターン）が２回繰り返して配置される。なお、ＳＴＳとＬＴＳとの間のＬＴＦ部分には、ガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）が付加される。また、ロングプリアンブルの後には、ペイロード（ＤＡＴＡ）部分を復調するための情報（変調方式等）を伝送するための領域（ＳＩＧ）が配置され、ＳＩＧの後にペイロード（ＤＡＴＡ）を伝送するための領域が配置される。なお、８０２．１１ａｈでも、各部の繰り返し数が変更される可能性があるものの、基本的に、図１に示す８０２．１１ａのパケット構成と同じ構成が用いられる。

図２は、８０２．１１ａのパケットを構成するＯＦＤＭシンボルのサブキャリア配置の一例を示す。図２において横軸は周波数領域に対応したサブキャリア方向を表し、縦軸は時間領域に対応したシンボル方向を表す。また、図２において、ハッチングされたブロックは、予め定められた振幅及び位相を有し、送受信側で既知であるパイロット信号が割り当てられるリソースを表し、白色のブロックは、データが割り当てられるリソースを表す。

図２に示すように、ＳＴＦでは、パイロット信号が４サブキャリア間隔で多重され、有効シンボル長の１／４時間のシンボル長を有するＳＴＳを１０個連続したもので構成され、データシンボルの２シンボル分の時間に相当する。ＬＴＦでは、パイロット信号が中央のＤＣ成分（直流成分）のサブキャリア（ＤＣサブキャリア）を除く全サブキャリアに多重されており、「ＳＩＧ」及び「ＤＡＴＡ」では、特定のサブキャリアにパイロット信号が多重され、上記パイロット信号が割り当てられたサブキャリア以外のサブキャリアに制御信号又はデータ信号が多重されている。

図３Ａは、ＳＴＦ内のサブキャリア配置を示し、図３ＢはＳＴＦ以外のシンボル（ＬＴＦ、ＳＩＧ、ＤＡＴＡ）のサブキャリア配置を示す。図３Ａに示すように、ＳＴＦでは、パイロット信号の送信に使用されるサブキャリア（以下、パイロットサブキャリアと称する）は４キャリア間隔（ただし、ＤＣサブキャリアを除く）で配置されている。つまり、ＳＴＦにおいてパイロットサブキャリアは間欠に配置される。また、各パイロットサブキャリア間には信号の送信に使用されないサブキャリア（以下、ヌルサブキャリアと称する）が配置される。つまり、ＳＴＦは、伝送帯域内に所定の周波数間隔で交互に配置される複数のパイロットサブキャリアおよび複数のヌルサブキャリアを有する。

これに対して、図３Ｂに示すように、ＳＴＦ以外のシンボルでは、全てのサブキャリア（ただし、ＤＣ成分のサブキャリアを除く）が信号（データ信号、制御信号又はパイロット信号）の送信に使用される。

図４は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の要部構成を示したブロック図である。図４に示すＯＦＤＭ受信装置１００において、フィルタリング部１５１は、複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるショートプリアンブル（ＳＴＦ）を含む受信信号を入力し、複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させる。補正部１５４は、フィルタリング部１５１を通過した複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき受信信号のキャリア周波数誤差を補正する。

［ＯＦＤＭ受信装置１００の構成］
図５は、本実施の形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の構成を示したブロック図である。図５に示すＯＦＤＭ受信装置１００は、アンテナ１０１、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０２、直交検波部１０３、ＡＤ変換部１０４、ＡＦＣ部１０５、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１０６、等化部１０７、軟判定部１０８、誤り訂正部１０９から構成される。

ＬＮＡ１０２は、ＯＦＤＭ送信装置（図示せず）から送信された信号（図１又は図２参照）を、アンテナ１０１を介して受信し、受信信号に対して、所定レベルの増幅を施し、増幅後の信号を直交検波部１０３に出力する。

直交検波部１０３は、ＬＮＡ１０２から受け取る信号に対して、予め定められた周波数で直交検波を行い、所望の受信チャネルに配置されたＯＦＤＭ信号を複素ベースバンド信号（アナログ信号）としてＡＤ変換部１０４に出力する。

ＡＤ変換部１０４は、直交検波部１０３から受け取る複素ベースバンド信号（アナログ信号）をデジタル信号に変換し、デジタル値となった複素ベースバンド信号を、ＡＦＣ部１０５に出力する。

ＡＦＣ部１０５は、ＡＤ変換部１０４から受け取る複素ベースバンド信号のうち、ＳＴＦの信号を用いて、複素ベースバンド信号のキャリア周波数誤差を検出する。次いで、ＡＦＣ部１０５は、検出したキャリア周波数誤差に基づいて、複素ベースバンド信号に対してキャリア周波数補正を施し、補正後の複素ベースバンド信号をＦＦＴ部１０６に出力する。なお、ＡＦＣ部１０５におけるキャリア周波数誤差の検出方法の詳細については後述する。

ＦＦＴ部１０６は、ＡＦＣ部１０５から受け取る複素ベースバンド信号のうち、所定の窓位置の有効ＯＦＤＭシンボル期間に対応する部分を抽出して得られた信号を、時間領域から周波数領域へフーリエ変換する。ＦＦＴ部１０６は、フーリエ変換後の信号を、等化部１０７に出力する。

等化部１０７は、ＦＦＴ部１０６から受け取る信号（例えばＬＴＦ内のパイロット信号）から推定される伝送路特性を用いて、データ信号に対して、振幅及び位相の補正（等化）を施し、等化後の信号を復調データ信号として軟判定部１０８に出力する。

軟判定部１０８は、等化部１０７から受け取る復調データ信号に対して軟判定を行う。

誤り訂正部１０９は、軟判定部１０８から受け取る軟判定値の尤度に従い、伝送誤りを訂正し、受信データを得る。

［ＡＦＣ部１０５の動作］
図５に示すＡＦＣ部１０５におけるキャリア周波数誤差の検出方法の詳細について説明する。

図６は、ＡＦＣ部１０５の内部構成を表すブロック図である。図６に示すＡＦＣ部１０５は、フィルタリング部１５１、相関演算部１５２、検出部１５３及び補正部１５４から構成される。なお、相関演算部１５２、検出部１５３及び補正部１５４の動作は、図９に示す相関演算部１、検出部２及び補正部３の動作と同一である。

図６に示すＡＦＣ部１０５では、アンテナ１０１を介して受信されたＯＦＤＭ信号の直交検波およびＡＤ変換後の受信信号（複素ベースバンド信号）が、補正部１５４とフィルタリング部１５１に入力される。つまり、ＡＦＣ部１０５は、ＡＤ変換部１０４から受け取る複素ベースバンド信号（受信信号）を分岐させる分岐部を備え、分岐された一方の受信信号がフィルタリング部１５１へ送られ、分岐された他方の受信信号が補正部１５４へ送られる。また、補正部１５４により補正された信号がＦＦＴ部１０６へ出力される。

具体的には、ＡＦＣ部１０５において、フィルタリング部１５１は、ＡＤ変換部１０４から受け取る複素ベースバンド信号のＳＴＦにおいて、フィルタリング処理を行う。具体的には、フィルタリング部１５１は、複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるＳＴＦを含む複素ベースバンド信号を入力し、複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させる。換言すると、フィルタリング部１５１は、ＳＴＦ内のパイロットサブキャリアの信号成分を通過させ、伝送帯域内のパイロットサブキャリア以外のサブキャリア（ヌルサブキャリア）の信号成分を低減させるフィルタリング処理を行う。例えば、フィルタリング部１５１は、コムフィルタ（comb filter）である。

図７は、フィルタリング部１５１におけるフィルタリング処理の一例を示す。図７に示すように、パイロットサブキャリアのサブキャリア番号は-24,-20,-16,-12,-8,-4,4,8,12,16,20,24である。図７に示すように、フィルタリング部１５１のフィルタ特性は、パイロットサブキャリアに対応する信号成分を通過させ、かつ、パイロットサブキャリア以外のサブキャリアの信号成分（つまり、雑音成分）を抑圧するように設定される。

相関演算部１５２は、フィルタリング部１５１を通過した信号を入力し、時間領域において繰り返し配置される信号（ＳＴＳ）の相関演算を行う。具体的には、相関演算部１５２は、ＳＴＦ内の或る時刻のＳＴＳと、繰り返し周期Ｓだけ遅延させたＳＴＳとの自己相関演算を行う。上述したように、相関演算部１５２は、ＳＴＦ内のパイロットサブキャリア以外の信号成分が抑圧された信号を用いて、相関演算を行うことができる。これにより、パイロットサブキャリア以外のサブキャリアの信号成分（雑音成分）の影響に起因する、相関演算結果の位相成分（角度成分）の誤差は小さくなる。

検出部１５３は、相関演算部１５２における相関演算結果に基づいて受信信号のキャリア周波数誤差を検出する。具体的には、検出部１５３は、相関演算部１５２の相関結果の位相成分を、キャリア周波数誤差（位相回転量）として検出する。

補正部１５４は、検出部１５３で得られたキャリア周波数誤差を用いてキャリア周波数の補正を行う。つまり、補正部１５４は、フィルタリング部１５１を通過した複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき受信信号のキャリア周波数誤差を補正する。

次に、図８は、コムフィルタを用いた場合のフィルタリング部１５１の内部構成を表すブロック図である。図８に示すフィルタリング部１５１は、遅延部５１１、加算部５１２及び調整部５１３から構成される。

フィルタリング部１５１において、遅延部５１１は、入力された信号（つまり、ＯＦＤＭ信号の直交検波後の信号）を遅延させる。具体的には、遅延部５１１は、ＡＤ変換部１０４から受け取る信号に対して周期Ｓ（ショートプリアンブルにおける１シンボルに相当する時間）だけ遅延させ、遅延させた信号を加算部５１２に出力する。

加算部５１２は、遅延部５１１による遅延後の信号と、遅延前の信号とを加算する。具体的には、加算部５１２は、ＡＤ変換部１０４から受け取る信号のＳＴＦ内のＳＴＳと、遅延部５１１から受け取る遅延された信号のＳＴＦ内のＳＴＳとを加算し、加算結果を調整部５１３に出力する。つまり、加算部５１２では、ｎ番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ）と、ｎ＋１番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ＋１）とが加算される。

調整部５１３は、加算部５１２から受け取る加算結果の振幅（ゲイン）を調整し、調整後の信号（つまり、フィルタリング後の信号）を相関演算部１５２に出力する。

ここで、ＳＴＦでは、周波数領域において、複数のパイロットサブキャリアが４サブキャリア間隔で間欠的に配置され、時間領域において、有効シンボル長の１／４時間のシンボル長（周期Ｓに相当）を有するＳＴＳが１０個繰り返し配置される（図２参照）。よって、遅延部５１１における受信信号の遅延時間を周期Ｓに相当する時間とすることで、コムフィルタのフィルタ特性は、図７に示すように、４サブキャリア間隔（隣接する各２個のパイロットサブキャリア間隔）でピークが現れる特性となる。

また、図８に示すフィルタリング部１５１のフィルタリング処理は、次式（６）で表される。

式（６）において、ｂ（ｔ）はｎ番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ）におけるフィルタリング後の信号を表す。

一般に、信号処理において式（６）に示す演算を行うことは、マルチパス妨害を自ら発生させることに等しい。しかし、ＡＦＣ部１０５におけるキャリア周波数誤差の検出のように、受信信号（ＳＴＳ）の複素平面上における時間経過による位相回転量のみを抽出する場合には、上記マルチパス妨害の影響は受けない。以下、キャリア周波数誤差の検出の際、フィルタリングによる上記マルチパス妨害の影響を受けないことについて詳細に説明する。なお、以下の説明では、繰り返し配置される各ＳＴＳの振幅は等しいものとする（つまり、式（７）を満たす）。

フィルタリング部１５１によってフィルタリングされた後のＳＴＦにおける、ｎ番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ）と、ｎ＋１番目のＳＴＳ（ＳＴＳ_ｎ＋１）との相関演算は、式（８）で表される。

式（８）に示すように、コムフィルタによるフィルタリング後のＳＴＦを用いた相関演算結果においても、式（５）と同様、位相成分には、位相回転量δのみが現れる。つまり、フィルタリングされたＳＴＳに対して相関演算を行う場合でも、位相成分（角度成分）のみを抽出することにより、キャリア周波数誤差δを求められることが分かる。すなわち、ＡＦＣ部１０５は、ＳＴＦに対するフィルタリング（コムフィルタ）を適用した後にキャリア周波数誤差を検出する場合でも、当該フィルタリングによって生じるマルチパス妨害などの影響を受けることなく、キャリア周波数誤差を検出することができる。

また、上述したように、ＳＴＦにおいて、パイロットサブキャリアは４サブキャリア間隔で配置され、パイロットサブキャリア以外はヌルサブキャリアである。すなわち、各パイロットサブキャリアの両端には、それぞれ３つのヌルサブキャリアが配置されている。これに対して、ＳＴＦ以外のシンボル（例えば、図３Ｂ）では、信号が割り当てられるサブキャリアが連続して配置されている。つまり、ＳＴＦの各シンボルにおけるパイロットサブキャリアの間隔は、ＳＴＳ以外のシンボルにおいて送信に使用されサブキャリア間隔と比較して広い。よって、図７に示すように、パイロットサブキャリアの信号成分を通過させるフィルタリング処理を行うことで、当該パイロットサブキャリア周辺のサブキャリアにおいて信号成分が抑圧されても、他の信号に影響を及ぼすことが無い。換言すると、ＳＴＦでは、フィルタリング処理により信号成分が通過するパイロットサブキャリア周辺のサブキャリアの信号成分は、雑音成分のみが含まれる。よって、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ＳＴＦに対するフィルタリング処理において、受信性能を劣化させることなく、雑音成分のみを抑圧することができる。

また、図８に示すように、遅延部５１１、加算部５１２及び調整部５１３という簡易な構成のコムフィルタを用いて、ＳＴＦにおいてパイロットサブキャリア間の信号成分（雑音成分）を低減させることができる。

このように、本実施の形態によれば、ＯＦＤＭ受信装置１００は、パイロットサブキャリアの成分のみを通過させるフィルタリングを適用したＳＴＦを用いてキャリア周波数誤差を検出する。こうすることで、雑音の影響が強い受信環境下でも、パイロットサブキャリア間の雑音成分を抑圧することができ、その結果、相関演算により得られる位相成分（角度成分）の誤差が大きくなることを防ぐことができる。よって、本実施の形態によれば、雑音の影響が強い環境でも、雑音の影響を低減してキャリア周波数誤差の検出精度を向上することができ、ＡＦＣの精度を向上させることができる。

なお、本実施の形態では、自己相関演算において受信信号（ＳＴＳ）を繰り返し周期Ｓだけ遅延させる場合（つまり、時間シフトの遅延量：１シンボル）について説明した。しかし、自己相関演算における受信信号の時間シフトの遅延量は、１シンボルに限らず、Ｎシンボル（Ｎは繰り返し回数以下の自然数。例えば図２では、繰り返し回数＝１０）であってもよい。

また、本実施の形態では、相関演算部１５２で行う相関演算として、受信信号と受信信号を時間シフト（遅延）させた信号とを用いて行う自己相関演算について説明した。しかし、相関演算部１５２で行う相関演算は、これに限らず、例えば、ＡＦＣに用いるプリアンブル信号が送受信間で既知である場合には、受信信号のプリアンブル信号のパターンと、受信側で生成したプリアンブル信号のパターンとの相互相関であってもよい。

また、本実施の形態で説明したフィルタリング部１５１の一例として、コムフィルタを用いる場合について説明した。しかし、フィルタリング部１５１の実現方法としては、必ずしもコムフィルタを用いる場合に限らず、パイロットサブキャリアの信号成分を通過させ、パイロットサブキャリア以外のヌルサブキャリアの信号成分を低減させるフィルタリングであればよい。

また、上記実施の形態では、８０２．１１の伝送フォーマット（図２）を用いる場合について説明した。しかし、上記実施の形態では、伝送フォーマットは、パイロットサブキャリアとヌルサブキャリアとからなるプリアンブルを含むものであればよく、８０２．１１の伝送フォーマットに限定されるものではない。

また、上記実施の形態では、図５において、直交検波部１０３の後にＡＤ変換部１０４を備える構成（直交検波後にＡＤ変換を行う構成）について説明したが、これに限らず、ＡＤ変換後に直交検波を行う構成としてもよい。また、図５に示す等化部１０７よりも後段の構成として、デマップ部、デインタリーブ部及び誤り訂正部を備える構成としてもよい。

また、上記実施の形態の説明に用いたＯＦＤＭ受信装置の各構成要素（機能ブロック）は、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。このとき、各構成要素は、個別に１チップ化されてもよいし、一部もしくは全てを含むように１チップ化されてもよい。また、ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセサを利用してもよい。

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてあげられる。

また、上記実施の形態で示したＯＦＤＭ受信装置の動作の手順の少なくとも一部をプログラムに記載し、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）がメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行するようにしてもよいし、上記プログラムを記録媒体に保存して頒布等するようにしてもよい。

また、上記実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、記載した受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現してもよい。

また、上記実施の形態を実現する受信処理の一部を行ういかなる受信装置、受信方法、受信回路、又はプログラムを組み合わせて上記実施の形態を実現してもよい。例えば、上記実施の形態で説明した受信装置の構成の一部を受信装置又は集積回路で実現し、その一部を除く構成が行う動作の手順を受信プログラムに記載し、例えばＣＰＵがメモリに記憶された当該プログラムを読み出して実行することによって実現してもよい。

本発明は、ショートプリアンブルを含むプリアンブルを用いた通信システムに利用可能であり、隣接チャンネルの漏洩電力により生じる等の周波数選択性妨害の影響による受信性能劣化を改善するために有用である。

１００ ＯＦＤＭ受信装置
１０１ アンテナ
１０２ ＬＮＡ
１０３ 直交検波部
１０４ ＡＤ変換部
１０５ ＡＦＣ部
１０６ ＦＦＴ部
１０７ 等化部
１０８ 軟判定部
１０９ 誤り訂正部
１５１ フィルタリング部
１５２ 相関演出部
１５３ 検出部
１５４ 補正部
５１１ 遅延部
５１２ 加算部
５１３ 調整部

Claims (7)

1. ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリア中の一部のサブキャリアを構成する複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるショートプリアンブルを含む受信信号を入力し、前記複数のパイロットサブキャリアの周波数成分を通過させるとともに、前記複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させるフィルタリング部と、
   前記フィルタリング部を通過した前記複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき前記受信信号のキャリア周波数誤差を補正する補正部と、
   を具備する受信装置。
2. 前記フィルタリング部を通過した信号を入力し、時間領域において繰り返し配置される信号の相関演算を行う相関演算部と、
   前記相関演算の結果に基づいて前記受信信号のキャリア周波数誤差を検出する誤差検出部と、
   を更に具備し、
   前記補正部は、前記誤差検出部の検出結果に応じて前記キャリア周波数誤差を補正する、
   請求項１記載の受信装置。
3. 複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるショートプリアンブルを含む受信信号を入力し、前記複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させるフィルタリング部と、
   前記フィルタリング部を通過した前記複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき前記受信信号のキャリア周波数誤差を補正する補正部と、
   を具備する受信装置であって、
   前記フィルタリング部は、
   入力された信号を遅延させる遅延部と、
   遅延前の信号と遅延後の信号を加算する加算部と、
   加算された信号のゲインを調整する調整部と、
   を具備するコムフィルタである、
   受信装置。
4. 前記受信信号は、ＯＦＤＭ信号の直交検波後の信号であり、
   前記遅延部は、前記ショートプリアンブルにおける１シンボルに相当する時間だけ前記信号を遅延させる、
   請求項３記載の受信装置。
5. 前記受信信号を分岐させる分岐部を具備し、
   分岐された一方の前記受信信号が前記フィルタリング部へ送られ、分岐された他方の前記受信信号が前記補正部へ送られる、
   請求項１記載の受信装置。
6. アンテナを介して受信されたＯＦＤＭ信号の直交検波およびＡＤ変換後の前記受信信号が、前記補正部と前記フィルタリング部に入力され、前記補正部により補正された信号がフーリエ変換部へ出力される、
   請求項１記載の受信装置。
7. ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリア中の一部のサブキャリアを構成する複数のパイロットサブキャリアが、周波数領域において間欠的に、且つ、時間領域において繰り返し配置されるショートプリアンブルを含む受信信号を入力して、前記複数のパイロットサブキャリアの周波数成分を通過させるとともに、前記複数のパイロットサブキャリアのうち周波数領域において隣接する各２個のパイロットサブキャリアの間の周波数成分を減衰させるフィルタリングを行い、
   前記フィルタリング後の前記複数のパイロットサブキャリアの信号に基づき前記受信信号のキャリア周波数誤差を補正する、
   周波数誤差補正方法。

Images