KR20160013176A - 병렬로 접속된 다단 컨버터들을 가지는 컨버터 어셈블리 및 상기 다단 컨버터들을 제어하기 위한 방법 - Google Patents

병렬로 접속된 다단 컨버터들을 가지는 컨버터 어셈블리 및 상기 다단 컨버터들을 제어하기 위한 방법 Download PDF

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마틴 피에쉘
볼프강 훼르거
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지멘스 악티엔게젤샤프트
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Abstract

본 발명은, 자신의 교류-전압 접속들(21)에서 병렬로 폐쇄되고, 각각이 2-극 서브모듈들의 직렬 배열을 가지는, 복수의 다단 컨버터들(2)을 제어하기 위한 방법에 관한 것이다. 서브모듈들 각각은 적어도 2개의 제어 가능한 전자 스위치들 및 에너지 저장소를 포함하고, 제어 가능한 전자 스위치들은 직렬 배열의 형성 하에 직렬로 접속되고, 직렬 배열은 에너지 저장소와 병렬로 접속된다. 본 발명에 따른 방법에서, 계단화된 전압 곡선이 다단 컨버터들(2)의 특정 교류-전압 접속(21)에서 생성된다. 제2 다단 컨버터의 전압 곡선은 제1 다단 컨버터의 전압 곡선에 대해 시간상으로 오프셋된다. 본 발명은 추가적으로 컨버터 어셈블리(1)에 관한 것이며, 이는 추가적인 다단 컨버터(2)의 교류-전압 곡선에 대한 적어도 하나의 다단 컨버터(2)의 교류-전압 곡선의 시간 지연을 위한 수단을 포함한다.

Description

병렬로 접속된 다단 컨버터들을 가지는 컨버터 어셈블리 및 상기 다단 컨버터들을 제어하기 위한 방법{CONVERTER ASSEMBLY HAVING MULTI-STEP CONVERTERS CONNECTED IN PARALLEL AND METHOD FOR CONTROLLING SAID MULTI-STEP CONVERTERS}
본 발명은 각각의 경우 2-극 서브모듈들(two-pole submodules)의 직렬 회로를 포함하는 복수의 다단 컨버터들을 포함하는 컨버터 배열에 관한 것이며, 다단 컨버터들 각각은 계단-형상의 전압 곡선이 생성될 수 있는 교류-전압 단자를 가지고, 다단 컨버터들은 자신의 교류-전압 단자들을 통해 병렬로 접속된다.
또한, 본 발명은 컨버터 배열을 제어하기 위한 방법에 관한 것이다.
DE　101　03　031　B4에서, 도입부에 언급된 타입의 모듈러 다단 컨버터(modular multi-step converter)가 개시되어 있으며, 다단 컨버터는 자신의 교류-전압 단자들을 통해 교류-전류 시스템의 3개 위상에 접속된다. 다단 컨버터의 3개의 교류-전압 단자들 각각에 대해, 직렬-접속된 2-극 서브모듈들의 2개의 분기(branch)들이 할당된다. 각각의 서브모듈은 제어 가능한 전자 스위치들 및 에너지 저장소를 포함한다. 제어 가능한 전자 스위치들은 직렬 회로의 형성 하에 직렬로 접속되고, 직렬 회로는 에너지 저장소와 병렬로 접속된다. 서브모듈들을 적절하게 구동시킴으로써, 다단 컨버터는 미리 결정된 주파수 및 진폭을 가지는 계단-형상의 주기적 교류 전압을 생성할 수 있다. 하나의 분기 내에 직렬로 접속된 서브모듈들의 수 N은 각자의 다단 컨버터의 교류-전압 출력에서 생성될 수 있는 (양의 또는 음의) 전압 단계들의 수 N을 동시에 정의한다. 이러한 다단 컨버터들을 사용할 때, 생성된 교류 출력 전압의 계단화된 형태로부터 초래된 고조파들(시스템 반응들)은 항상 불리한 것으로 입증되었다. 각 경우들에서, 고조파들은 시스템 공진들 및 이에 따른 전류 및/또는 전압 피크들을 초래할 수 있고, 따라서 기능장애(impairment)가 사용자 장치들에게 발생할 수 있다.
일부 응용예들에 대해, 예를 들어, 고-전압 직류-전류 전송 설치들(HVT 설치들)에서 또는 무효 전력 보상을 위한 디바이스들에서, 복수의 이러한 다단 컨버터들을 병렬로 동작시키는 것이 유리하며, 병렬로 접속된 다단 컨버터들은 다중-위상 버스바(multi-phase busbar)에 접속된다.
따라서, 오랜 시간 동안, 교류 출력 전압에 대한 고조파들의 비율이 감소될 수 있는, 병렬로 동작되는 다단 컨버터들을 가지는 컨버터 배열들 및 이들을 제어하기 위한 방법들에 대한 큰 요구가 존재한다.
다이오드-클램핑된(diode-clamped) 전압원 컨버터(VSC; voltage source converter)에서, 플라잉-커패시터(flying-capacitor) VSC, 캐스케이딩된(cascaded) H-브리지 VSC 또는 모듈러 다단 컨버터(MMC; modular multi-step converter)에서, 스위칭 주파수를 증가시킴으로써 고조파들의 정도가 감소할 수 있다는 점이 알려져 있다. 그러나, 이는, 다단 컨버터들을 동작시키는 비용을 증가시키는 추가 전기 손실들을 초래한다.
고조파들을 회피하기 위한 또다른 방법은 수동 필터들의 사용이다. 그러나, 이들은 추가적인 실장 영역을 요구하며, 이는 컨버터 배열에 대해 요구되는 전체 실장 영역을 증가시킨다. 수동 필터들은 또한 열손실을 초래한다. 또한, 필터의 유효성은 시간에 따라 변화할 수 있는 시스템 조건들에 의존하고, 완전히 알려져 있지는 않으며 그리고/또는 컴포넌트들의 에이징 효과(aging effects)에 의존한다.
이들의 공표자료(contribution)에서, 『"Single-Phase Multilevel PWM Inverter Topologies Using Coupled Inductors"; IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 24, May　2009, J.　Salmon, A.　M.　Knight, J.　Ewanchuk』은 특수한 커플링 인덕턴스(coupling inductance)들의 사용을 기술하고 있다.
DE　42　32　356　A1에서, 선택된 고조파가 고조파의 주기의 절반만큼 추가적인 컨버터의 전압에 대해 컨버터들 중 하나의 컨버터의 전압을 위상 변위시킴으로써 억제되는, 컨버터들의 병렬 회로의 제어가 기술되어 있다. 그러나, 고조파들의 전체 비율을 억제하기 위해 도입부에 언급된 타입의 다단 컨버터들을 구동시키는 것은 DE　42　32　356　A1에 언급되어 있지 않다.
따라서, 본 발명의 목적은, 교류 출력 전압의 고조파들의 비율이 감소하는 복수의 다단 컨버터들을 가지는 컨버터 배열을 제어하기 위한 방법을 제안하는 것이다.
그 목적은, 제2 다단 컨버터의 교류-전압 단자에서의 전압 곡선이 제1 다단 컨버터의 교류-전압 단자에서의 전압 곡선에 대해 시간상으로 오프셋(offset)된다는 사실에 의해 달성된다.
또한, 본 발명의 목적은, 컨버터 배열의 교류 출력 전압의 고조파들의 비율이 감소할 수 있는 다단 컨버터들의 제어를 제공하는 위의 타입의 컨버터 배열을 제안하는 것이다.
상기 목적은 컨버터 배열이 적어도 하나의 다단 컨버터의 교류-전압 곡선을 추가적인 다단 컨버터의 교류-전압 곡선에 대해 시간상으로 지연시키기 위한 수단을 포함한다는 사실에 의해 달성된다.
본 발명에 따른 방법에서, 전압 곡선들의 시간상 오프셋(offset)은, 다단 컨버터들로부터 생성된 교류 전압의 계단화된 형상으로부터 야기되는 고조파들이 적어도 부분적으로 소거되는 방식으로 겹쳐지도록 한다.
적절한 조건들 하에서, 1/M배만큼 고조파들의 감쇠가 달성될 수 있으며, M은 병렬로 접속된 다단 컨버터들의 수를 나타낸다. 이러한 방식으로 크게 감쇠된 고조파들은 구동된 단일의 다단 컨버터의 M-겹(M-fold) 주파수를 가지며, 일반적으로 시스템에 대한 간섭 영향을 더 이상 가지지 않는다.
유리하게는, 클록 신호의 주기의 역에 대응하는 다단 컨버터들의 스위칭 주파수가 또한, 생성된 고조파들이 만족될 제한 값 미만인 범위로 감소할 수 있다. 이는 개별 다단 컨버터들의 동작 손실들을 낮춘다.
본 발명에 따른 방법은 HVT 시스템들에서의 사용을 위해 그리고 교류-전압 시스템들에서의 무효-전력 보상에 있어서 모두 적합하다.
바람직하게는, 이러한 목적으로 제공된 중앙 제어 유닛은 구동 신호들을 다단 컨버터들에 전달한다. 이 상황에서, 중앙 제어 유닛은 지연되지 않은 구동 신호를 제1 다단 컨버터에 그리고 차이 시간 만큼 지연된 구동 신호를 제2 다단 컨버터에 전달한다.
본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 차이 시간은 생성될 수 있는 전압 단계들의 수 N 및 2개의 연속적인 구동 신호들 사이의 시간 구간 TA에 따라 미리 결정된다.
TA에 비례하고 N에 반비례하도록 차이 시간을 선택하는 것이 특히 적합한 것으로 발견된다. 예를 들어, 차이 시간은 공식 t=c*TA/N로 표현될 수 있다. t는 여기서 차이 시간을 나타내고, c는 0과 2 사이의, 바람직하게는 0.2와 0.8 사이의 값의 범위 내에 놓일 수 있는 상수를 나타낸다.
본 발명의 추가적인 실시예에 따르면, 중앙 제어 유닛은 다단 컨버터들 각각에 대해 설정될 구동 클록 및 컨버터 전압 모두를 특정한다. 특정된 컨버터 전압은, 예를 들어, 위상 변위된 펄스-폭 변조에 의해 다단 컨버터들에 대한 대응하는 구동으로 변환될 수 있다. 미리 결정된 구동 클록은 주기적인 반송파 신호의 형태로 존재할 수 있다. 다단 컨버터들의 개별 서브모듈들을 구동하기 위한 펄스-폭 변조는 이후 미리 결정된 위상각만큼 반송파 신호를 변위시키는 것을 적절하게 포함한다.
그러나, 임의의 다른 적절한 방법은 또한, 예를 들어, WO　2008/086760　A1에 기술된 것과 같은 다단 컨버터들을 구동하기 위해 사용될 수 있다.
컨버터 배열이 2개 초과의 다단 컨버터들을 포함하는 경우, 제1 다단 컨버터를 제외한 모든 다단 컨버터들은 바람직하게는 지연되어 구동된다. 제2 다단 컨버터들에 대한 구동 신호가 차이 시간만큼 지연되는 경우, 구동 신호는 예를 들어, 제3 다단 컨버터에 대한 차이 시간의 2배만큼, 제4 다단 컨버터에 대한 차이 시간의 3배만큼 등의 식으로 지연될 수 있다.
본 발명에 따르면, 컨버터 배열은 적어도 하나의 다단 컨버터의 계단-형상의 교류-전압 곡선을, 추가적인 다단 컨버터의 교류-전압 곡선에 대해 시간상으로 지연시키기 위한 수단을 포함한다.
다단 컨버터들은 바람직하게는 각각의 경우, 예를 들어, 모듈 관리 시스템(MMS)의 형태로 설계될 수 있는 제어 유닛을 포함한다. 컨버터 배열은 바람직하게는 또한 제어 유닛들에 구동 신호들을 제공하기 위한 중앙 제어 유닛을 가진다. 중앙 제어 유닛에는 하나 이상의 지연 엘리먼트(delay element)가 갖춰져 있고, 따라서 구동 신호들이 지연 엘리먼트들에 의해 시간상으로 지연될 수 있다.
중앙 제어 유닛이 변환될 전압을 특정하는 경우, 각각의 제어 유닛은 바람직하게는 다단 컨버터들을 구동시킴으로써 컨버터 단자들에서 미리 결정된 전압을 변환시키는 역할을 한다.
다단 컨버터들은 커플링 인덕턴스를 통해 버스바에 적절하게 접속된다. 커플링 인덕턴스는 고주파수 전류들을 감소시키기 위한 초크(choke)로서 설계될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 버스바는 교류-전압 시스템에 접속된다. 교류-전압 시스템은 바람직하게는 3-상 시스템이다. 이 상황에서, 각각의 다단 컨버터는 3개의 버스바에 접속되고, 각각의 버스바는 시스템의 하나의 위상에 대응한다.
2-극 서브모듈들은 바람직하게는 하프-브리지 회로들(half-bridge circuits) 또는 풀-브리지 회로들(full-bridge circuits)로서 설계된다.
후속하는 기재에서, 본 발명은 도 1 내지 도 7에 의해 더욱 상세하게 설명될 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 컨버터 배열의 도식적 구조를 도시한다.
도 2는 도식적 표현으로 본 발명에 따른 구동 신호들의 시간 지연을 도시한다.
도 3 및 도 4는 도식적 표현으로 본 발명에 따른 컨버터 배열의 다단 컨버터들의 예시적인 실시예들을 도시한다.
도 5 및 도 6은 각각의 경우 도식적 표현으로 서브모듈의 예시적인 실시예를 도시한다.
도 7은 도식적 표현으로 본 발명에 따른 컨버터 배열의 시뮬레이션의 예를 도시한다.
도 8은 도식적 표현으로 도 5로부터의 시뮬레이션의 제어된 시스템을 도시한다.
도 9는 도식적 표현으로 도 5 및 도 6으로부터의 시뮬레이션에 따른 다단 컨버터를 구동시키기 위한 배열을 도시한다.
상세하게, 도 1은 본 발명에 따른 컨버터 배열(1)의 예시적인 실시예의 기본 구조를 도식적 표현으로 도시한다. 도시된 컨버터 배열(1)은 병렬로 접속된 복수의 다단 컨버터들(2)을 포함한다. 다단 컨버터들(2) 각각은 교류-전압 단자(21)를 가진다. 다단 컨버터들(2)은 자신의 교류-전압 단자(21)를 통해 그리고 커플링 인덕턴스(4)를 통해 버스바(5)에 접속된다. 버스바(5)는, 결국, 교류-전압 시스템(6)에, 예를 들어, 3-상 시스템의 하나의 위상에 접속된다.
다단 컨버터들(2) 각각은 중앙 제어 유닛(3)의 특정된 전압을 다단 컨버터들(2)에 대한 구동으로 변환시키기 위해 제공되는 제어 유닛(22)을 포함한다. 중앙 제어 유닛(3)은 특정된 전압을 생성하기 위한 수단(31) 및 구동 신호를 생성하기 위한 유닛(32)을 가진다.
다단 컨버터들(2) 각각은 중앙 제어 유닛(3)으로부터 특정된 전류 타겟 값 및 주기적 클록 반송파 신호로서 설계된 구동 신호를 수신한다. 이 상황에서, 제1 다단 컨버터의 구동 신호는 지연되지 않고, 추가적인 다단 컨버터의 구동 신호는 지연되지 않은 구동 신호에 대해 시간상으로 오프셋된다. 제1 다단 컨버터를 제외한, 모든 다단 컨버터들의 구동 신호들은, 바람직하게는, 각각의 경우, 차이 시간만큼 지연되고, 모든 차이 시간들은 서로 상이하다.
제어 유닛들(22)에 의해, 각자의 구동 신호 및 특정된 전류 타겟 값은 다단 컨버터들(2)의 반도체 스위치들(71)(도 5, 6과 비교)에 대한 구동으로 변환된다. 구동 신호들의 지연으로 인해, 다단 컨버터들(2)의 교류-전압 단자들(21)에서의 결과적인 교류-전압 곡선들은 서로에 대해 시간상으로 오프셋된다.
다단 컨버터 배열이 HVDC 전송 시스템의 일부로서 사용될 경우, 각각의 다단 컨버터(2)는 각각의 경우, 각자 하나의 음의 전압 극 및 하나의 양의 전압극 또는 하나의 접지 단자로의 연결을 위한 직류-전압 단자들(23)을 가진다.
다단 컨버터들(2)은 바람직하게는 모듈러 다단 컨버터들(MMC)(도 3, 4와 비교)로서 구성될 수 있다.
도 2에 의해, 구동 신호들의 시간 오프셋이 예시적인 구조에 의해 그것의 형성에 대해 설명될 것이다.
구동 신호를 생성하기 위한 유닛(32)(도 1과 비교)은 클록 발생기(321)를 포함한다. 클록 발생기(321)에 의해 생성된 구동 신호는 제1 다단 컨버터의 제어 유닛(22A)에 지연되지 않은 채 전달된다. 동시에, 지연되지 않은 구동 신호는 제1 지연 엘리먼트(33A)에 전달되며, 제1 지연 엘리먼트에 의해 구동 신호가 시간상으로 지연된다. 따라서, 제어 유닛(22B)은 지연 엘리먼트(33A)에 의해 지연된 구동 신호를 수신한다. 또한, 지연 엘리먼트(33A)에 의해 지연된 구동 신호는 지연 엘리먼트(33B)에 전달된다. 마지막으로, 제어 유닛(22C)은 2개의 지연 엘리먼트들(33A 및 33B)에 의해 함께 2배로 지연된 구동 신호를 수신한다.
2개의 실시예들에 따른 다단 컨버터들(2)의 구조가 도 3 및 도 4에 도식적으로 도시되어 있다. 종래 기술에 공지되어 있는 이들 다단 컨버터들은 바람직하게는 본 발명에 따른 컨버터 배열(1)에서 사용될 수 있다. 그러나, 본 발명은 도시된 다단 컨버터들의 배타적 사용으로 제한되지 않는다.
도 3의 다단 컨버터(2)는 3개의 교류-전압 단자들(L1, L2, L3)을 포함한다. 교류-전압 단자들(L1, L2, L3)에 의해, 다단 컨버터(2)는 3-상 전력 시스템(미도시됨)에 접속된다. 도 3에 도시된 다단 컨버터는 정류기로서 또는 인버터로서 사용될 수 있다. 다단 컨버터(2)는 또한, 각각의 경우 동일한 구성의 N개의 2-극 서브모듈들(7) 및 하나의 인덕턴스(24)의 직렬 회로를 가지는 6개의 분기들(Z)을 포함한다. 분기들(Z) 각각은 양의 버스바(SP) 또는 음의 버스바(SN)에 접속된다. 각각의 2-극 서브모듈(7)의 2개 단자들(73) 사이의 전위차는 서브모듈 단자 전압이라 지칭된다. 각각의 서브모듈(7)은, 연관된 서브모듈 단자 전압이 제로와 같은 제1 스위칭 상태를 가정하고; 그리고 서브모듈 단자 전압이 제로와는 상이한 값과 같은 제2 스위칭 상태를 가정할 수 있다. 다단 컨버터(2)의 서브모듈(7)을 적절하게 구동시킴으로써, 예를 들어, 양의 버스바(SP)와 음의 버스바(SN) 사이에 직렬로 접속된 k개의 서브모듈들(7)은 그에 따라 제2 스위칭 상태로 스위칭될 수 있고; 나머지 N-k개의 서브모듈들은 제1 스위칭 상태로 스위칭된다. 그 결과, 전위차(UPN)는 제2 스위칭 상태에 있는 k개의 서브모듈들(7)에 대응하는 버스바들(SP 및 SN) 사이에 생성된다. 예를 들어, 서브모듈들의 에너지 저장소가 균일한 전압 진폭(UC)으로 미리 충전되는 경우, 전위차는 UPN=k*UC일 것이다. 예를 들어, 버스바(SN)에 대한 전위차로서 정의된 단자(L1)에서의 전위는 이후, 제2 스위칭 상태에 있는 L1과 SN 사이의 분기(Z)에 위치된 서브시스템들의 개수에 비례한다. 따라서, L1과 SN(또는 각자 SP) 사이의 최대값으로 생성될 수 있는 (각자, 양 또는 음의) 전압 단계들의 수는 연관된 분기(Z) 내의 직렬-접속된 서브모듈들(7)의 개수(N)와 같다. 이는 대응적으로 단자들(L2 및 L3)에 적용된다.
도 4는 다단 컨버터(2)의 추가적인 실시예를 도시한다. 도 4의 다단 컨버터(2)는 직렬-접속된 서브모듈들(7)의 3개의 분기들(Z)을 가진다. 이 배열에서, 3개의 교류-전압 단자들(L1, L2, L3)은 3개의 분기들(Z)을 통해 삼각 회로내에서 서로 접속된다. 도 4의 다단 컨버터(2)는 바람직하게는 3-상 교류-전류 시스템의 무효-전력 보상을 위해 사용된다.
도 5 및 도 6에 의해, 본 발명에 따른 컨버터 배열의 서브모듈들(7)의 2개의 예시적인 실시예들이 기술될 것이다.
도 5의 서브모듈(7)은 하프-브리지 회로로서 구현되며, 2개의 단자들(73), 2개의 제어 가능한 전자 스위치들(711, 712) 및 하나의 에너지 저장소(72)를 가진다.
2개의 제어 가능한 전자 스위치들(711, 712)은 직렬 회로의 형성 하에 직렬로 접속된다. 전자 스위치들(711, 712)의 직렬 회로는 이 배열에서 에너지 저장소(72)와 병렬로 접속된다. 제어 가능한 전자 스위치들(711, 712)은 IGBT 또는 MOS-FET와 같은 반도체들에 의해 구현된다. 제어 가능한 전자 스위치들(711, 712) 각각을 이용하여, 다이오드(74)가 역병렬로(in anti-parallel) 접속된다. 역병렬 다이오드들(74)은 이산 컴포넌트들일 수 있거나, 또는 제어 가능한 전자 스위치들(711, 712)의 반도체 구조에 집적될 수 있다. 에너지 저장소(72)는 저장 커패시터로서 또는 복수의 저장 커패시터들의 커패시터 배터리로서 구현된다.
서브모듈(7)의 제1 스위칭 상태는 전자 스위치(711)가 스위치 오프(switch off)되는 동안 전자 스위치(712)가 스위치 온(switch on)된다는 사실을 특징으로 한다. 전자 스위치(712)가 스위치 오프되는 동안 전자 스위치(711)가 스위치 온 되는 경우, 서브모듈(7)은, 본질적으로, 에너지 저장소(72)의 전압이 서브모듈 단자들(73)에서 강하되는 제2 스위칭 상태에 있다. 전자 스위치들(711, 712) 모두가 스위치 오프되는 경우, 이는, 외부 결함의 경우(예를 들어, 단자 단락 회로의 경우) 에너지가 바람직하지 않게 전달됨을 보증한다.
도 6에 도시된 예시적인 실시예에서, 2개의 단자들(73)을 가지는 2-극 서브모듈(7)은 풀 브리지로서 구현된다. 도 6의 서브모듈(7)은, 각각의 경우, 역병렬 다이오드(74)가 할당되는 전자 스위치들(71)의 2개의 직렬 회로들을 포함한다. 2개의 직렬 회로들과 병렬로, 저장 커패시터 또는 커패시터 배터리의 형태인 에너지 저장소(72)가 접속된다. 도 5와 유사하게, 서브모듈(7)의 제1 및 제2 스위칭 상태는 또한, 전자 스위치들(74)을 각자 스위치 온 또는 스위치 오프시킴으로써 도 6의 풀 브리지에서 생성될 수 있다. 추가로, 서브모듈(7)은, 풀 브리지로서, 또한 음의 스위칭 상태를 생성할 수 있다.
물론, 도 3 내지 도 6에 도시된 구성들은, 다단 컨버터들(2) 및 서브모듈들(7)이, 예를 들어, 도면들에 도시되지 않은 측정 디바이스들과 같은 추가 컴포넌트들을 포함하지 않는다는 점을 배제하지 않아야 한다.
도 7은 컨버터 배열(1)을 제어하기 위한 본 발명에 따른 방법을 시뮬레이팅하기 위한 테스트 구성을 도식적으로 도시한다. 이러한 예시적인 실시예에서, 컨버터 배열(1)은 3개의 다단 컨버터들(2A, 2B, 2C)을 포함한다. 다단 컨버터들(2A, 2B, 2C)은 자신의 교류-전압 단자들(21)을 통해 병렬로 접속된다.
특정된 전류 타겟 값(31)은 노드 K에서의 분기를 통해 병렬로 접속된 다단 컨버터들(2A, 2B, 2C)에 전달된다. 특정된 전류 타겟 값에 따라, 계단-형상의 전압 곡선이 교류-전압 단자들(21) 각각에서 생성되고, 전압 곡선들은 서로에 대해 시간상으로 오프셋된다. 이에 후속하여, 3개의 전압 곡선들이 추가 엘리먼트(8)에 추가되고, 개별 전압 곡선들과 비교되며, 비교는 표시(presentation)의 방식으로 디스플레이된다. 전압 곡선들의 검출 및 그래픽 표시에 의해, 방법의 결과에서 억제되는 고조파들의 비율은 전압 곡선에서 가시적이 될 수 있고, 필요한 경우, 개별 경우에서 수량화된다.
도 8은 노드(K)와 다단 컨버터들(2A, 2B, 2C) 중 하나의 교류-전압 단자(21)(도 7과 비교) 사이의 제어된 시스템의 기본 과정(course)을 도시한다. 이 표시는 대응적으로 나머지 다단 컨버터들에 적용된다.
제어된 시스템의 입력(10)에서, 시간상으로 정현파 곡선을 나타내는 특정된 전류 타겟 값이 제공되고, 전류 제어기(11)에 전달된다. 도 8의 예시적인 실시예에서, 전류 제어기(11)는 PI 제어기로서 구현된다. 이 배열에서, PI 제어기는 U(s)=(s+200/(100*pi))/s 형태의 전달 함수를 특징으로 하고, pi는 원 상수(circle constant)(루돌프의 상수)를 나타낸다. 이 상황에서, 또한 물론 이로부터 벗어난 전달 함수들을 가지는 다른 제어기들을 사용하는 것이 참작가능하다. 특정된 전류 타겟 값은 PI 제어기에 의해 특정된 컨버터 전압으로 변환된다. 다단 컨버터(2)의 제어 유닛은 특정된 컨버터 전압을 프로세싱하고, 위상 변위된 PWM(펄스-폭 변조)에 의해 그것을 서브모듈들의 전자 스위치들에 대한 스위칭 커맨드(switching command)들로 변환시킨다. 결과적인 전압은 제어된 시스템의 출력(12)에서 출력되고, 전압은 추가로 커플링 인덕턴스(4)에 의해 조정되고, 본 경우 그것의 인덕턴스는 636.7μH이고, 그것의 옴 저항은 대략 1 mOhm이다. 커플링 인덕턴스(4)는 일반적으로 또한 유도성 컴포넌트와 별개로 저항성 컴포넌트를 가진다. 따라서, 도 8의 예시적인 실시예에서, 형태 U(s)=1000/((200/100*pi)*s+1)의 전달 함수가 커플링 인덕턴스(4)에 할당된다. 그러나, 다른 전달 함수들이 또한 이 상황에서 참작가능하다.
도 9는 도 7 및 도 8의 시뮬레이트된 예시적인 실시예의 위상 변위된 펄스-폭 변조의 도식적 표현을 도시한다. 위상 변위된 펄스-폭 변조는 이 배열에서 3개의 다단 컨버터들(2A, 2B, 2C) 각각에 대해 대응적으로 수행된다.
이 예시적인 실시예에서, 다단 컨버터(2A, 2B, 2C)는 각각의 분기(Z) 내에 2개의 서브모듈들을 포함한다. 그러나, 구동시키기 위한 방법은 각각 더 많은 수의 서브모듈들로 대응적으로 확장될 수 있다.
구동 시스템의 클록 반송파 신호는 톱니파 발생기에 의해 생성되고 제1 지연 엘리먼트(15)에 전달된다. 제1 지연 엘리먼트(15)는 후속하는 규칙에 따라 클록 반송파 신호를 지연시키는데, 즉, 다단 컨버터(2A)에 대한 클록 신호는 지연되지 않으며; 다단 컨버터(2B)에 대한 클록 반송파 신호는 차이 시간만큼 지연되고; 다단 컨버터(2C)에 대한 클록 반송파 신호는 차이 시간의 2배만큼 지연된다. 이 상황에서, 톱니-형상의 클록 반송파 신호는 1 kHz의 주파수를 가진다. 차이 신호는 83.3㎲이다.
클록 반송파 신호는 추가적인 지연 없이 제1 서브모듈에 후속적으로 전달되며, 이는 도 9에서 제1 분기(Z1)에 의해 표시된다. 제2 서브모듈에 대한 클록 반송파 신호는 제2 분기(Z2)를 통해 제2 지연 엘리먼트(16)에 전달되고, 따라서, 추가로 지연된 클록 반송파 신호는 제2 서브모듈에 할당된다. 일반적으로 주기적 클록 반송파 신호에 대한 위상 변위로서 표현되는 추가적인 지연은 도 9에 도시된 예시적인 실시예에서 90°이다. 더 일반적으로, 그것은, m개의 서브모듈들의 경우에 대해, 위상 변위는 180°/m이어야 하며, 이는, 예를 들어, 논문 『"Multicarrier PWM With DC-Link Ripple Feedforward for Multilevel Inverters"; Power Electronics, IEEE Transactions on (Volume: 23, Issue: 1), 2008, by S.　Kouro et　al』에서 기술된다.
전류 제어기(11)에 의해 결정된 특정된 전압 타겟 값은 구동 시스템의 입력(13)에 제공된다. 이는 측정 디바이스(17)에 의해 제공되는 서브모듈 전압을 고려하여 곱셈기(18)에 의해 표준화된다.
2개의 서브모듈들의 클록 반송파 신호들은 이후 비교기들(19)에 의해 표준화된 전압 타겟 값과 비교되며, 이로부터 스위칭 상태가 2개의 서브모듈들 각각에 대해 각각의 경우 결정된다. 이들의 스위칭 상태들에 따른 서브모듈들의 단자들에서 강하된 전압들은 추가 엘리먼트(20)에 의해 추가된다. 마지막으로, 결과적인 컨버터 전압은 곱셈기(30)에 의해 형성되어 출력(40)에 전달된다.
1 컨버터 배열
2, 2A, 2B, 2C 다단 컨버터
21 교류-전압 단자
22, 22A, 22B, 22C 제어 유닛
23 직류-전압 단자
3 중앙 제어 유닛
31 특정된 전류 타겟 값
32 구동 신호 생성
33A, 33B 지연 엘리먼트
4 커플링 인덕턴스
5 버스바
6 교류-전압 시스템
7 서브모듈
71, 711, 712 전자 스위치
72 에너지 저장소
73 서브모듈 단자
74 다이오드
8 추가 엘리먼트
9 표시 수단
10 제어된 시스템 입력
11 전류 제어기
12 제어된 시스템 출력
13 구동 시스템 입력
14 톱니파 발생기
15 제1 지연 엘리먼트
16 제2 지연 엘리먼트
17 측정 디바이스
18 곱셈기
19 비교기
20 추가 엘리먼트
30 곱셈기
40 구동 시스템 출력
K 노드
L1, L2, L3 3-상 전력 시스템의 교류-전압 단자
SN 음의 버스바
SP 양의 버스바
Z 분기
Z1 제1 분기
Z2 제2 분기

Claims (12)

  1. 각각의 경우 2-극 서브모듈들(two-pole submodules)(7)의 직렬 회로를 가지는, 자신의 교류-전압 단자들(21)에서 병렬로 접속된 복수의 다단 컨버터(multi-step converter)들(2, 2A, 2B, 2C)을 제어하기 위한 방법으로서,
    각각의 서브모듈(7)은 적어도 2개의 제어 가능한 전자 스위치들(71, 711, 712) 및 하나의 에너지 저장소(energy store)(72)를 포함하고, 상기 제어 가능한 전자 스위치들(71, 711, 712)은 직렬 회로의 형성하에 직렬로 접속되고, 상기 직렬 회로는 상기 에너지 저장소(72)와 병렬로 배열되고, 각자의 교류-전압 단자(21)에서, 계단-형상의 전압 곡선이 생성되고, 제2 다단 컨버터(2, 2A, 2B, 2C)의 전압 곡선은 제1 다단 컨버터(2, 2A, 2B, 2C)의 전압 곡선에 대해 시간상으로 오프셋(offset)되는, 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    중앙 제어 유닛(3)이 구동 신호들을 상기 다단 컨버터들(2)에 전달하고, 상기 중앙 제어 유닛(3)은 지연되지 않은 구동 신호를 상기 제1 다단 컨버터(2)에 전달하고, 차이 시간만큼 지연된 구동 신호를 상기 제2 다단 컨버터(2)에 전달하는, 제어 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    N개의 전압 단계들이 각각의 다단 컨버터(2, 2A, 2B, 2C)에 의해 생성되고, 각각의 차이 시간은 N 및 2개의 연속적 구동 신호들 사이의 시간 구간(TA)에 따라 미리 결정되는, 제어 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 차이 시간은 TA에 비례하고 N에 반비례하는, 제어 방법.
  5. 제2항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 중앙 제어 유닛(3)은 설정될 컨버터 전압을 특정하고, 상기 특정된 컨버터 전압은 위상 변위된 펄스-폭 변조(phase-shifted pulse-width modulation)에 의해 상기 다단 컨버터들(2)에 대한 대응하는 구동으로 변환되는, 제어 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 위상 변위된 펄스-폭 변조는 상기 다단 컨버터들(2, 2A, 2B, 2C)의 개별 서브모듈들(7)을 구동하기 위한 주기적 반송파 신호의 하나의 위상의 변위를 포함하는, 제어 방법.
  7. 각각의 경우 2-극 서브모듈들(7)의 직렬 회로를 가지는, 자신의 교류-전압 단자들(21)에서 병렬로 접속된 복수의 다단 컨버터들(2, 2A, 2B, 2C)을 포함하는 컨버터 배열로서,
    각각의 서브모듈(7)은 적어도 2개의 제어 가능한 전자 스위치들(71, 711, 712) 및 하나의 에너지 저장소(72)를 포함하고, 상기 제어 가능한 전자 스위치들(71, 711, 712)은 직렬 회로의 형성 하에 직렬로 접속되고, 상기 직렬 회로는 상기 에너지 저장소(72)와 병렬로 배열되고, 계단-형상의 전압 곡선이 각각의 교류-전압 단자(21)에서 생성될 수 있고, 상기 컨버터 배열은 적어도 하나의 다단 컨버터(2, 2A, 2B, 2C)의 교류-전압 곡선을 추가적인 다단 컨버터(2, 2A, 2B, 2C)의 교류-전압 곡선에 대해 시간상으로 지연시키기 위한 수단을 포함하는, 컨버터 배열.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 다단 컨버터들(2, 2A, 2B, 2C)은 각각의 경우 제어 유닛(22, 22A, 22B, 22C)을 포함하고, 상기 컨버터 배열은 또한 상기 제어 유닛들(22, 22A, 22B, 22C)에 구동 신호들을 제공하기 위한 중앙 제어 유닛(3)을 가지고, 상기 중앙 제어 유닛(3)에는 지연 엘리먼트들(33A, 33B, 15)이 갖춰져 있고, 상기 구동 신호들은 상기 지연 엘리먼트들(33A, 33B, 15)에 의해 시간상으로 지연될 수 있는, 컨버터 배열.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 다단 컨버터들(2, 2A, 2B, 2C)은 커플링 인덕턴스(coupling inductance)(4)를 통해 버스바(busbar)(5)에 접속되는, 컨버터 배열.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 버스바(5)는 교류-전압 시스템(6)에 접속되는, 컨버터 배열.
  11. 제8항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 유닛들(22, 22A, 22B, 22C)은 위상 변위된 펄스-폭 변조에 의해 상기 다단 컨버터들(2)의 개별 서브모듈들(7)을 구동시키도록 구성되는, 컨버터 배열.
  12. 제7항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 서브모듈들(7)은 하프-브리지 회로들(half-bridge circuits) 또는 풀-브리지 회로들(full-bridge circuits)로서 설계되는, 컨버터 배열.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210026444A (ko) * 2019-08-30 2021-03-10 한국전력공사 모듈형 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함되는 커패시터의 전압 균형 제어 장치 및 방법

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105743360B (zh) * 2014-12-11 2018-01-19 南京南瑞继保电气有限公司 一种子模块分布式控制方法、装置和***
FR3039313B1 (fr) * 2015-07-23 2019-07-26 Blue Solutions Dispositif reconfigurable de stockage d'energie par effet capacitif, systeme d'alimentation et vehicule electrique integrant ce dispositif
EP3136581B1 (de) * 2015-08-26 2020-04-29 GE Energy Power Conversion Technology Ltd Modularer mehrpunktstromrichter und verfahren zum betreiben desselben
CN105896586B (zh) * 2016-05-05 2018-08-17 南京南瑞继保电气有限公司 一种电压源换流站的故障定位及恢复方法和***
CN106291305B (zh) * 2016-08-04 2018-10-26 同济大学 一种基于开关特性的变流器igbt模块故障预诊断方法
WO2024031184A1 (en) * 2022-08-11 2024-02-15 Smartd Technologies Inc. Constant-frequency single-carrier sensor-less modulation for the three level flying capacitor multicell converter

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4232356C2 (de) 1992-09-26 1997-01-09 Inst Solare Energieversorgungstechnik Iset Stromversorgungseinrichtung mit mindestens zwei Stromquellen
DE19720787A1 (de) * 1997-05-17 1998-11-19 Asea Brown Boveri Verfahren zum Betrieb einer leistungselektronischen Schaltungsanordnung
US5933339A (en) * 1998-03-23 1999-08-03 Electric Boat Corporation Modular static power converter connected in a multi-level, multi-phase, multi-circuit configuration
US6411530B2 (en) * 2000-04-06 2002-06-25 Robicon Corporation Drive and power supply with phase shifted carriers
DE20122923U1 (de) 2001-01-24 2010-02-25 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichterschaltungen mit verteilten Energiespeichern
EP1253706B1 (de) * 2001-04-25 2013-08-07 ABB Schweiz AG Leistungselektronische Schaltungsanordnung und Verfahren zur Uebertragung von Wirkleistung
US6900998B2 (en) * 2002-05-31 2005-05-31 Midwest Research Institute Variable-speed wind power system with improved energy capture via multilevel conversion
JP2004266884A (ja) * 2003-02-12 2004-09-24 Hitachi Medical Corp スイッチング電源式電源装置およびそれを用いた核磁気共鳴イメージング装置
RU2269196C1 (ru) * 2004-07-20 2006-01-27 Государственное унитарное предприятие "Всероссийский электротехнический институт им. В.И. Ленина" Преобразователь напряжения, выполненный по комбинированной схеме
DE112007003408A5 (de) 2007-01-17 2009-12-24 Siemens Aktiengesellschaft Ansteuerung eines Phasenmodulzweiges eines Multilevel-Stromrichters
DE102007018343A1 (de) * 2007-04-16 2008-10-30 Siemens Ag Aktivfilter mit einer Multilevel-Topologie
DE102009033515A1 (de) * 2009-07-15 2011-01-20 Siemens Aktiengesellschaft Statischer Umformer und Verfahren zum Anfahren des Umformers
RU2411627C1 (ru) * 2010-01-11 2011-02-10 Открытое акционерное общество "Всероссийский научно-исследовательский проектно-конструкторский и технологический институт релестроения с опытным производством" Многоуровневый автономный инвертор напряжения
EP2537244A1 (de) * 2010-03-10 2012-12-26 ABB Schweiz AG Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens
WO2011160729A1 (en) * 2010-06-23 2011-12-29 Abb Technology Ag Voltage converting apparatus and method for converting a voltage
WO2013068031A1 (en) * 2011-11-07 2013-05-16 Alstom Technology Ltd Control circuit

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20210026444A (ko) * 2019-08-30 2021-03-10 한국전력공사 모듈형 멀티레벨 컨버터의 서브모듈에 포함되는 커패시터의 전압 균형 제어 장치 및 방법

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RU2016102320A (ru) 2017-08-01
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US20160380551A1 (en) 2016-12-29

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