KR20150079237A - 음향 반향 제거 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

음향 반향 제거 장치는 원화자 신호가 라인 증폭기를 통과한 신호로부터 상기 라인 증폭기의 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정하고, 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 이용하여 라인 증폭기의 이득을 조정하며, 원화자 신호로부터 음향 반향 추정 신호를 생성한 후 마이크로폰을 통해 입력되는 신호에서 음향 반향 추정 신호를 감산함으로써, 음향 반향 신호를 제거한다.

Description

음향 반향 제거 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CANCELLING ACOUSTIC ECHO}
본 발명은 음향 반향 제거 장치 및 방법에 관한 것이다. 특히 적응형 필터를 이용하여 음향 반향을 제거하는 음향 반향 제거 장치 및 방법에 관한 것이다.
음향 반향(Acoustic Echo)은 단말 장치의 스피커로부터 출력된 상대방(원화자)의 음성신호가 다양한 음향 채널 경로를 통해 마이크로폰으로 입력되어 상대방에게 전달되는 것을 의미하며, 이러한 음향 반향 은 통화 당사자간에 정상적인 통신을 방해한다.
스마트워크를 위한 텔레프레즌스 시스템 또는 화상회의 시스템에서는 스피커를 중심으로 회의가 진행되기 때문에 음향 반향을 제거하는 것이 상당히 중요하다.
음향 반향을 제거하기 위한 음향 반향 제거 장치(Acoustic Echo Canceller)는 적응형 필터(Adaptive Filter)를 이용하여 음향 반향 채널을 추정하여 음향 반향을 제거하는 방법을 이용한다.
적응형 필터를 이용하는 음향 반향 제거 장치는 적응형 필터 계수를 가지고 기준 신호 즉, 원화자의 신호에 대해 컨볼루션(convolution)을 수행한다. 즉, 적응형 필터는 입력되는 신호에 대해 선형 동작(linear operation)을 수행하는 것이어서 음향 반향 채널의 모델도 선형 특성을 갖는다는 전제 하에 음향 반향을 제거한다. 그러나 실제 시스템에서 스피커와 마이크로폰간 음향 반향 채널은 선형 특성을 가지지 않는다. 비선형 특성이 스피커와 마이크로폰간 음향 반향 채널에서도 발생하지만, 특히 디지털 영역의 음성 신호를 실제 스피커와 마이크로폰간 연결을 위해 사용되는 음성 코덱 칩 내부에서도 발생한다. 음성 코덱 칩 내부에는 마이크로폰의 입력 신호를 증폭하기 위한 마이크 증폭기, 마이크 증폭기에 의해 증폭된 신호를 아날로그 신호에서 디지털 신호로 변환하기 위한 ADC(Analog-to-Digital Converter), 원화자 신호를 디지털 신호에서 아날로그 신호로 변환하기 위한 DAC(Digital-to-Analog Converter) 및 DAC로부터 출력되는 아날로그 신호를 증폭시켜 스피커로 출력하는 라인 증폭기 등을 포함한다. 이러한 오디오 코덱 칩의 내부 장치들 중 라인 증폭기는 전력 증폭기 형태를 가지기 때문에 원화자 신호가 크거나 증폭도가 높을 경우 비선형 특성을 나타낸다. 원화자 신호가 이러한 비선형 특성을 가지는 라인 증폭기를 통과하여 음향 반향 채널을 통과할 경우 기존의 선형 방식의 음향 반향 제거 장치는 비선형 왜곡이 발생한 음향 반향 성분을 제거할 수 없게 되어 통화 상대방에게 음질의 저하를 발생시킨다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 비선형 왜곡으로 인한 음향 반향 제거의 성능 저하를 방지할 수 있는 음향 반향 제거 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따르면, 음향 반향 제거 장치에서 음향 반향을 제거하는 방법이 제공된다. 음향 반향 제거 방법은 원화자 신호를 수신하는 단계, 상기 원화자 신호로부터 음향 반향 추정 신호를 생성하는 단계, 상기 원화자 신호가 라인 증폭기를 통과한 라인 증폭기 신호로부터 상기 라인 증폭기의 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정하는 단계, 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 이용하여 상기 라인 증폭기의 이득을 조절하는 단계, 그리고 근화자의 신호가 마이크폰을 통과한 마이크로폰 입력 신호에서 상기 음향 반향 추정 신호를 감산하는 단계를 포함한다.
상기 추정하는 단계는 상기 원화자 신호와 상기 라인 증폭기 신호를 각각 고속 푸리에 변환하여 복수의 제1 주파수 영역 신호와 복수의 제2 주파수 영역 신호로 변환하는 단계, 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력을 계산하는 단계, 그리고 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력을 이용하여 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 단계를 포함한다.
상기 계산하는 단계는 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력의 차이로부터 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 계산하는 단계는 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호로부터 잡음 전력을 계산하는 단계, 그리고 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력에 잡음 전력을 보상하는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 추정하는 단계는 상기 변환하는 단계 전에 상기 원화자 신호와 상기 라인 증폭기 신호의 시작 시점을 일치시키는 단계를 더 포함할 수 있다.
상기 일치시키는 단계는 상기 원화자 신호의 수신 시간과 상기 라인 증폭기 신호의 시간 차이에 해당하는 지연 값을 추정하는 단계, 그리고 상기 지연 값만큼 상기 원화자 신호를 지연시키는 단계를 포함할 수 있다.
상기 지연 값을 추정하는 단계는 상기 원화자 신호의 평균 전력이 설정된 임계 값을 초과하는 지점을 상기 원화자 신호의 시작 시점으로 결정하는 단계, 상기 라인 증폭기 신호의 평균 전력이 상기 임계 값을 초과하는 지점을 상기 라인 증폭기 신호의 시작 시점으로 결정하는 단계, 그리고 상기 원화자 신호의 시작 시점과 상기 라인 증폭기 신호의 시작 시점의 차이로부터 상기 지연 값을 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 계산하는 단계는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호와 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호간의 주파수 스펙트럼 상관도를 계산하는 단계, 그리고 상기 주파수 스펙트럼 상관도가 설정된 임계 값을 초과하면, 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 조절하는 단계는 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값의 자승근 값을 상기 라인 증폭기의 이득으로 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 생성하는 단계는 음향 반향 채널의 임펄스 응답을 추정하는 단계, 그리고 상기 임펄스 응답을 필터 계수로 하여 상기 원화자 신호를 필터링하여 상기 음향 반향 추정 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 감산하는 단계는 상기 마이크로폰 입력 신호에서 상기 음향 반향 추정 신호를 감산하여 오차 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있고, 상기 생성하는 단계는 상기 원화자 신호와 상기 오차 신호를 이용하여 상기 스텝 크기를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 한 실시 예에 따르면, 네트워크를 통해 입력된 원화자 신호가 라인 증폭기 및 스피커를 통해 출력되고 마이크로폰을 통해 입력되는 근화자 신호가 상기 네트워크를 통해 출력되는 시스템에서의 음향 반향 제거 장치가 제공된다. 음향 반향 제거 장치는 적응형 필터, 비선형 왜곡 제어부, 그리고 오차 신호 생성부를 포함한다. 상기 적응형 필터는 상기 네트워크를 통해 입력되는 원화자 신호로부터 음향 반향 추정 신호를 생성한다. 상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 원화자 신호가 상기 라인 증폭기를 통과한 라인 증폭기 신호로부터 상기 라인 증폭기의 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정하고, 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 이용하여 상기 라인 증폭기의 이득을 조절한다. 그리고 상기 오차 신호 생성부는 마이크로폰 입력 신호에서 상기 음향 반향 추정 신호를 감산하여 상기 네트워크를 통해 출력할 오차 신호를 획득한다.
상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 원화자 신호와 상기 라인 증폭기 신호를 각각 고속 푸리에 변환하여 복수의 제1 주파수 영역 신호와 복수의 제2 주파수 영역 신호로 변환하는 제1 및 제2 FFT부, 그리고 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력을 이용하여 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 비선형 왜곡 전력 추정부를 포함할 수 있다.
상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값의 자승근 값으로 상기 라인 증폭기의 이득을 조절하는 이득 조절부를 더 포함할 수 있다.
상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 원화자 신호의 수신 시점과 상기 라인 증폭기 신호의 시간 차이에 해당하는 지연 값을 추정하는 지연 감지부, 그리고 상기 지연 값만큼 상기 원화자 신호를 지연시켜 상기 제1 FFT부로 출력하는 지연 필터를 더 포함할 수 있다.
상기 비선형 왜곡 전력 추정부는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력의 차이로부터 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산할 수 있다.
상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호로부터 잡음 전력을 추정하는 잡음 추정부를 더 포함할 수 있고, 상기 비선형 왜곡 전력 추정부는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력에 잡음 전력을 보상할 수 있다.
상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호와 상기 제2 복수의 주파수 영역 신호의 주파수 스펙트럼 상관도를 계산하는 주파수 상관 추정부를 더 포함할 수 있고, 상기 비선형 왜곡 전력 추정부는 상기 주파수 스펙트럼 상관도가 설정된 임계 값을 초과하면 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산할 수 있다.
상기 원화자 신호와 상기 오차 신호를 이용하여 스텝 크기를 추정하는 스텝 크기 추정부를 더 포함할 수 있으며 상기 적응형 필터는 음향 반향 채널의 임펄스 응답을 추정하고, 상기 임펄스 응답을 필터 계수로 하여 상기 원화자 신호를 필터링하여 상기 음향 반향 추정 신호를 생성하며, 상기 스텝 크기를 이용하여 상기 적응형 필터의 적응 속도를 조정할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 의하면, 라인 증폭기에서 비선형 왜곡이 유발되지 않도록 라인 증폭기의 이득을 조절하여 마이크로폰에 유입되는 음향 반향 성분이 선형 특성을 가지게 할 수 있다. 이로 인해 적응형 필터를 이용하는 음향 반향 제거 장치에서 음향 반향을 온전히 제거할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 음향 반향 제거 장치를 나타낸 도면이다.
도 2는 도 1에 도시된 비선형 왜곡 제어부를 나타낸 도면이다.
도 3은 도 2에 도시된 비선형 왜곡 제어부에서 라인 증폭기의 이득을 조절하는 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 음향 반향 제거 방법의 흐름도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 음향 반향 제거 장치 및 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 음향 반향 제거 장치를 나타낸 도면이다.
도 1을 참고하면, 음향 반향 제거 장치(100)는 원거리 회의 시스템, 텔레프레즌스 시스템 또는 차량 내 핸즈프리 통화 시스템 등의 시스템(200)에서 필연적으로 발생하는 음향 반향을 제거하기 위해 이용된다.
일반적으로 시스템(200)은 음성 코덱부(210), DAC(Digital-to-Analog Converter)(220), 라인 증폭기(230), 스피커(240) 및 마이크로폰(250), 마이크 증폭기(260) 및 ADC(Analog-to-Digital Converter)(270)를 포함한다. 이때 DAC(220), 라인 증폭기(230), 마이크 증폭기(260) 및 ADC(270)는 하나의 칩으로 구현될 수 있다.
원격 장치로부터 네트워크를 통해 수신되는 원화자 신호(Far-end signal)[x(n)]는 음성 코덱부(210)에 의해 아날로그 신호에서 디지털 신호로 압축 변환되고, 압축 변환된 디지털 신호는 DAC(220)에 의해 아날로그 신호로 변환된다. 아날로그 신호는 라인 증폭기(230)를 통해 증폭되어 스피커(240)를 통해 출력된다.
또한 근화자 신호(near-end signal)는 마이크로폰(250)을 통해 입력되고, 마이크로폰(250)을 통해 입력된 마이크 입력 신호는 마이크 증폭기(260)에 의해 증폭된 후 ADC(260)에 의해 아날로그 신호에서 디지털 신호로 변환된다. 디지털 신호는 음성 코덱부(210)에 의해 아날로그 신호로 압축 변환되어 네트워크를 통해 출력된다.
이와 같은 시스템(200)에서는 스피커(240)를 통해 출력되는 원화자 신호[x(n)]가 스피커(240)와 마이크로폰(250) 사이의 음향 반향 채널을 통과해 마이크로폰(250)으로 입력되는 즉, 음향 반향이 발생한다. 즉 마이크 입력 신호는 근화자 신호와 음향 반향 신호가 합쳐져 출력되며, 이로 인해서 통화 당사자간에 정상적인 통신을 방해한다. 따라서 시스템(200)은 음향 반향 신호를 제거하기 위한 음향 반향 제거 장치(100)를 포함한다.
음향 반향 제거 장치(100)는 스텝 크기 제어부(110), 적응형 필터(120), 오차 신호 생성부(130) 및 비선형 왜곡 제어부(140)를 포함한다.
스텝 크기 제어부(110)는 네트워크를 통해 입력되는 원화자 신호 즉, 기준 신호[x(n)]와 오차 신호[e(n)]를 이용하여 스텝 크기[u(n)]를 결정한다.
적응형 필터(120)는 기준 신호[x(n)]와 오차 신호[e(n)]를 이용하여 음향 반향 채널에 대한 채널 임펄스 응답(impulse response)[h'(n)]을 추정하고, 채널 임펄스 응답 [h'(n)]을 필터 계수로 하여 기준 신호[x(n)]를 필터링하여 음향 반향 추정 신호[d'(n)]를 생성한다. 그리고 적응형 필터(120)는 스텝 크기[u(n)]를 이용하여 적응형 필터(120)의 적응 속도(adaptation speed) 및 추정 임펄스 응답의 정확성을 조정할 수 있다.
오차 신호 생성부(130)는 마이크로폰(250)을 통해 입력되는 마이크 입력 신호[y(n)]에서 음향 반향 추정 신호[d'(n)]를 감산하여 오차 신호[e(n)]를 생성한다. 이 오차 신호[e(n)]가 음향 반향 신호가 제거된 신호가 된다. 즉 마이크 입력 신호[y(n)]는 음향 반향 채널을 통해 입력되는 음향 반향 신호[y'(n)]와 근화자 신호가 결합된 신호로서, 마이크 입력 신호[y(n)]에서 음향 반향 추정 신호[d'(n)]를 감사하면 음향 반향 신호가 제거되고 근화자 신호만 남게 된다.
오차 신호[e(n)]는 적응형 필터(120)의 스텝 크기[u(n)]를 추정하는 스텝 크기 제어부(110)에 입력되어 음향 반향 채널의 임펄스 응답을 추정하는데 이용된다.
이러한 궤환 동작이 여러 번 반복되면, 오차 신호[e(n)]가 점점 작아지는, 즉 음향 반향 신호[y'(n)]가 온전히 제거될 수 있다.
한편, 적응형 필터(120)는 선형적인 음향 반향 채널을 전제로 선형 동작(Linear Operation)을 통해 음향 반향 신호[y'(n)]를 제거한다. 그러나 라인 증폭기(230)는 수학식 1과 같은 비선형 특성을 가지고 있다.
Figure pat00001
이러한 비선형 특성을 가지는 라인 증폭기(230)에 의해 기준 신호[x(n)]의 비선형 왜곡이 발생되고, 비선형 왜곡된 신호가 음향 반향 채널을 지나 마이크로폰(250)에 유입되면, 음향 반향 제거 장치(100) 내의 적응형 필터(120)는 비선형 왜곡된 음향 반향 성분을 제거할 수 없다.
이때 라인 증폭기(230)에 의해 발생되는 비선형 왜곡을 주파수 영역에서 보면 입력 주파수의 성분에 2배수, 3배수 등의 주파수와 혼합되어 결국 입력 주파수 스펙트럼의 왜곡을 주게 된다. 따라서 주파수 왜곡 성분의 전력을 추정하면 주파수 왜곡 성분의 전력을 이용하여 라인 증폭기(230)의 이득을 조정함으로써, 라인 증폭기(230)가 비선형 영역에서 동작하지 않도록 할 수 있다.
비선형 왜곡 제어부(140)는 라인 증폭기(230)의 주파수 왜곡 성분의 전력을 추정하여 라인 증폭기(230)가 비선형 왜곡을 발생시키지 않도록 라인 증폭기(230)의 이득을 조절한다.
이렇게 하면, 마이크로폰(250)에 유입되는 음향 반향 신호[y'(n)]가 선형 특성을 지니게 할 수 있어서 음향 반향 제거 장치(100)에서 음향 반향 신호[y'(n)]를 온전히 제거할 수 있게 된다.
도 2는 도 1에 도시된 비선형 왜곡 제어부를 나타낸 도면이고, 도 3은 도 2에 도시된 비선형 왜곡 제어부에서 라인 증폭기의 이득을 조절하는 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 2를 참고하면, 비선형 왜곡 제어부(140)는 ADC(141), 안티 앨리어싱 필터(anti-aliasing filter)(142), 지연 감지부(143), 지연 버퍼(144), 고속 푸리에 변환부(Fast Fourier Transform, FFT)부(145, 146), 주파수 상관 추정부(147), 잡음 추정부(148), 비선형 왜곡 전력 추정부(149) 및 이득 조정부(150)를 포함한다.
도 3을 보면, ADC(141)는 라인 증폭기(230)의 비선형 왜곡을 감지하기 위해 라인 증폭기(230)의 출력 신호[xlo(t)]를 아날로그 신호에서 디지털 신호로 변환한다(S300).
안티 앨리어싱 필터(142)는 ADC(141)의 출력 신호로부터 기준 신호[x(n)]의 신호 주파수 대역 외의 주파수 대역 성분을 제거한다(S310).
안티 앨리어싱 필터(142)를 통과한 신호[xl(n)]는 기준 신호[x(n)]가 DAC(220), 라인 증폭기(230) 등의 장치를 통과한 신호로부터 생성되므로, 안티 앨리어싱 필터(142)를 통과한 신호[xl(n)]에는 지연이 발생한다. 지연 감지부(143)는 기준 신호[x(n)]와 신호[xl(n)]를 이용하여 지연 값(Zd)을 추정한다(S320). 즉, 지연 감지부(143)는 기준 신호[x(n)]의 입력 시점과 신호[xl(n)]의 입력 시점간의 시간 차이로부터 지연 값(Zd)을 추정할 수 있다.
지연 감지부(143)는 두 입력 신호[x(n), xl(n)]의 전력을 각각 평균하여 임계 전력 값을 넘어서는 지점을 각 입력 신호 신호[x(n), xl(n)]의 시작 시점으로 설정하고, 두 입력 신호[x(n), xl(n)]의 시작 시점의 차이를 계산하여 두 입력 신호[x(n), xl(n)]의 시작 시점의 차이로부터 지연 값(Zd)을 추정한다. 두 입력 신호[x(n), xl(n)]의 시작 시점의 차이는 수학식 2와 같이 계산될 수 있다.
Figure pat00002
수학식 2에서, Pth는 신호의 시작을 알기 위한 임계 전력 값, Zx는 x(n)의 신호 시작 시점, Zxl은 xl(n)의 신호 시작 시점, 그리고 L은 평균 전력을 구하기 위한 샘플의 수를 나타낸다.
지연 버퍼(144)는 기준 신호[x(n)]를 지연 값(Zd)만큼 지연시킨 후 출력한다(S330). 이와 같이 지연 버퍼(144)를 통해서 기준 신호[x(n)]를 지연시키는 이유는 기준 신호[x(n)]와 라인 증폭기(230)를 통과한 신호[xlo(t)]의 시작 시점을 일치시킴으로써 비선형 주파수 왜곡 성분의 전력 추정에 필요한 신호 구간을 동일하게 하기 위함이다.
FFT부(145, 146)는 각각 주파수 왜곡 성분의 전력을 추정하기 위해 기준 신호[x(n)]를 지연시킨 지연 신호[xd(n)] 및 안티 앨리어싱 필터(142)를 통과한 신호[xl(n)]를 FFT하여 주파수 영역 신호[Xd(k), Xl(k)]를 생성한다(S340). 즉, 지연 신호[xd(n)]와 신호[xl(n)]는 FFT부(145, 146)를 통과하면서 인밴드(in-band) 신호 영역에서 N개의 주파수 성분을 가지는 신호[Xd(k), Xl(k)]로 변환된다.
기준 신호[x(n)]의 주파수 스펙트럼 Xd(k) 대비 Xl(k)의 주파수 비선형 왜곡을 추정하기 위해서는 두 신호[Xd(k), Xl(k)]간 주파수 스펙트럼의 닮은 정도를 파악해야 하는데 이는 주파수 상관 추정부(147)를 통해 이루어진다.
주파수 상관 추정부(147)는 주파수 영역 신호[Xd(k), Xl(k)]의 주파수 스펙트럼 상관도를 계산하고, 주파수 스펙트럼 상관도의 평균 값을 계산한다(S350). 주파수 영역 신호[Xd(k), Xl(k)]의 주파수 스펙트럼 상관도는 수학식 3과 같이 계산될 수 있다.
Figure pat00003
수학식 3에서, C(m)은 m 샘플 차이의 두 신호[Xd(k), Xl(k)]간 주파수 스펙트럼 상관도이고, N은 FFT의 수, Nc는 상관 추정의 정확도를 위해 평균 값을 구하기 위한 블록의 수이다.
잡음 추정부(148)는 주파수 영역 신호[Xl(k)]로부터 잡음 전력[N(k)]을 추정한다(S360).
비선형 왜곡 전력 추정부(149)는 주파수 스펙트럼 상관도의 평균 값을 설정된 임계 값과 비교하고(S370), 주파수 스펙트럼 상관도의 평균 값이 임계 값을 초과하는 경우에 주파수 스펙트럼에 왜곡이 발생한 것으로 추정한다. 비선형 왜곡 전력 추정부(149)는 주파수 스펙트럼 상관도의 평균 값이 임계 값을 초과하면, 주파수 왜곡 성분의 전력(Pnl)을 추정한다(S380). 비선형 왜곡 전력 추정부(149)는 주파수 영역 신호[Xd(k), Xl(k)]의 평균 전력을 구하는 것으로 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정할 수 있다. 이때 신호[Xl(k)]는 DAC(220)나 라인 증폭기(230) 등을 거치면서 잡음 신호를 포함하고 있다. 따라서 비선형 왜곡 전력 추정부(149)는 주파수 영역 신호[Xd(k)]의 전력에 잡음 전력[N(k)]을 보상한 다음 주파수 영역 신호[Xl(k)]의 전력과의 차이를 통해 주파수 왜곡 성분의 전력을 추정한다. 또한 라인 증폭기(230)의 출력 신호[xlo(t)]는 기준 신호[x(n)]를 증폭한 것이기 때문에 비선형 왜곡 전력 추정 시에도 고려해야 한다. 위 두 가지 사항을 고려한 비선형 왜곡 전력 추정 값(Pnl)은 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00004
이득 조정부(150)는 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값(Pnl)을 이용하여 라인 증폭기(230)의 이득을 조절한다(S390). 라인 증폭기(230)의 이득은 비선형 왜곡 성분의 전력 추정값(Pnl)의 자승근 값으로 결정될 수 있다.
이와 같이 비선형 왜곡 제어부(140)는 라인 증폭기(230)가 비선형 왜곡을 유발시키지 않도록 이득을 조절함으로써, 마이크로폰에 유입되는 음향 반향 성분이 선형 특성을 지니게 한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 음향 반향 제거 방법의 흐름도이다.
도 4를 참고하면, 음향 반향 제거 장치(100)는 원화자 신호[x(n)]가 입력되면(S410), 적응형 필터(220)는 원화자 신호[x(n)]와 오차 신호[e(n)]를 이용하여 스텝 크기[u(n)] 단위로 음향 반향 채널의 임펄스 응답(Impulse Response)[h'(n)]을 추정한다(S420). 적응형 필터(220)는 추정된 임펄스 응답(Impulse Response)[h'(n)]을 필터 계수로 하여 원화자의 신호[x(n)]로부터 음향 반향 추정신호[d'(n)]를 생성한다(S430).
다음, 비선형 왜곡 제어부(140)는 도 3을 토대로 설명한 바와 같이 라인 증폭기(230)의 주파수 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정하고(S440), 비선형 왜곡 전력의 추정값(Pnl)을 이용하여 라인 증폭기(230)의 이득을 조정한다(S450).
다음, 오차 신호 생성부(130)는 마이크 출력 신호[y(n)]에서 음향 반향 추정 신호[d'(n)]를 감산하여 오차 신호[e(n)]를 생성하고(S460), 오차 신호[e(n)]를 네트워크를 통해 출력한다(S470). 이때 오차 신호[e(n)]는 적응형 필터(120)의 스텝 크기[u(n)]를 추정하는 스텝 크기 제어부(110)에 입력된다.
이러한 궤환 동작이 여러 번 반복되면서 오차 신호가 점점 작아지고, 결국 음향 반향 신호[y'(n)]가 제거될 수 있다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시 예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시 예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.

Claims (19)

  1. 음향 반향 제거 장치에서 음향 반향을 제거하는 방법으로서,
    원화자 신호를 수신하는 단계,
    상기 원화자 신호로부터 음향 반향 추정 신호를 생성하는 단계,
    상기 원화자 신호가 라인 증폭기를 통과한 라인 증폭기 신호로부터 상기 라인 증폭기의 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정하는 단계,
    상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 이용하여 상기 라인 증폭기의 이득을 조절하는 단계, 그리고
    근화자의 신호가 마이크폰을 통과한 마이크로폰 입력 신호에서 상기 음향 반향 추정 신호를 감산하는 단계
    를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  2. 제1항에서,
    상기 추정하는 단계는
    상기 원화자 신호와 상기 라인 증폭기 신호를 각각 고속 푸리에 변환하여 복수의 제1 주파수 영역 신호와 복수의 제2 주파수 영역 신호로 변환하는 단계,
    상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력을 계산하는 단계, 그리고
    상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력을 이용하여 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  3. 제2항에서,
    상기 계산하는 단계는 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력의 차이로부터 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  4. 제3항에서,
    상기 계산하는 단계는
    상기 복수의 제2 주파수 영역 신호로부터 잡음 전력을 계산하는 단계, 그리고
    상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력에 잡음 전력을 보상하는 단계를 더 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  5. 제2항에서,
    상기 추정하는 단계는 상기 변환하는 단계 전에 상기 원화자 신호와 상기 라인 증폭기 신호의 시작 시점을 일치시키는 단계를 더 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  6. 제5항에서,
    상기 일치시키는 단계는
    상기 원화자 신호의 수신 시간과 상기 라인 증폭기 신호의 시간 차이에 해당하는 지연 값을 추정하는 단계, 그리고
    상기 지연 값만큼 상기 원화자 신호를 지연시키는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  7. 제6항에서,
    상기 지연 값을 추정하는 단계는
    상기 원화자 신호의 평균 전력이 설정된 임계 값을 초과하는 지점을 상기 원화자 신호의 시작 시점으로 결정하는 단계,
    상기 라인 증폭기 신호의 평균 전력이 상기 임계 값을 초과하는 지점을 상기 라인 증폭기 신호의 시작 시점으로 결정하는 단계, 그리고
    상기 원화자 신호의 시작 시점과 상기 라인 증폭기 신호의 시작 시점의 차이로부터 상기 지연 값을 추정하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  8. 제2항에서,
    상기 계산하는 단계는
    상기 복수의 제1 주파수 영역 신호와 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호간의 주파수 스펙트럼 상관도를 계산하는 단계, 그리고
    상기 주파수 스펙트럼 상관도가 설정된 임계 값을 초과하면, 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  9. 제1항에서,
    상기 조절하는 단계는 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값의 자승근 값을 상기 라인 증폭기의 이득으로 결정하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  10. 제1항에서,
    상기 생성하는 단계는
    음향 반향 채널의 임펄스 응답을 추정하는 단계, 그리고
    상기 임펄스 응답을 필터 계수로 하여 상기 원화자 신호를 필터링하여 상기 음향 반향 추정 신호를 생성하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  11. 제10항에서,
    상기 감산하는 단계는 상기 마이크로폰 입력 신호에서 상기 음향 반향 추정 신호를 감산하여 오차 신호를 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 생성하는 단계는 상기 원화자 신호와 상기 오차 신호를 이용하여 상기 스텝 크기를 결정하는 단계를 포함하는 음향 반향 제거 방법.
  12. 네트워크를 통해 입력된 원화자 신호가 라인 증폭기 및 스피커를 통해 출력되고 마이크로폰을 통해 입력되는 근화자 신호가 상기 네트워크를 통해 출력되는 시스템에서의 음향 반향 제거 장치로서,
    상기 네트워크를 통해 입력되는 원화자 신호로부터 음향 반향 추정 신호를 생성하는 적응형 필터,
    상기 원화자 신호가 상기 라인 증폭기를 통과한 라인 증폭기 신호로부터 상기 라인 증폭기의 비선형 왜곡 성분의 전력을 추정하고, 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 이용하여 상기 라인 증폭기의 이득을 조절하는 비선형 왜곡 제어부, 그리고
    마이크로폰 입력 신호에서 상기 음향 반향 추정 신호를 감산하여 상기 네트워크를 통해 출력할 오차 신호를 획득하는 오차 신호 생성부
    를 포함하는 음향 반향 제거 장치.
  13. 제12항에서,
    상기 비선형 왜곡 제어부는
    상기 원화자 신호와 상기 라인 증폭기 신호를 각각 고속 푸리에 변환하여 복수의 제1 주파수 영역 신호와 복수의 제2 주파수 영역 신호로 변환하는 제1 및 제2 FFT부, 그리고
    상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력을 이용하여 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 비선형 왜곡 전력 추정부를 포함하는 음향 반향 제거 장치.
  14. 제13항에서,
    상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값의 자승근 값으로 상기 라인 증폭기의 이득을 조절하는 이득 조절부를 더 포함하는 음향 반향 제거 장치.
  15. 제13항에서,
    상기 비선형 왜곡 제어부는
    상기 원화자 신호의 수신 시점과 상기 라인 증폭기 신호의 시간 차이에 해당하는 지연 값을 추정하는 지연 감지부, 그리고
    상기 지연 값만큼 상기 원화자 신호를 지연시켜 상기 제1 FFT부로 출력하는 지연 필터를 더 포함하는 음향 반향 제거 장치.
  16. 제13항에서,
    상기 비선형 왜곡 전력 추정부는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력과 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호의 평균 전력의 차이로부터 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 음향 반향 제거 장치.
  17. 제16항에서,
    상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 복수의 제2 주파수 영역 신호로부터 잡음 전력을 추정하는 잡음 추정부를 더 포함하고,
    상기 비선형 왜곡 전력 추정부는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호의 평균 전력에 잡음 전력을 보상하는 음향 반향 제거 장치.
  18. 제13항에서,
    상기 비선형 왜곡 제어부는 상기 복수의 제1 주파수 영역 신호와 상기 제2 복수의 주파수 영역 신호의 주파수 스펙트럼 상관도를 계산하는 주파수 상관 추정부를 더 포함하고,
    상기 비선형 왜곡 전력 추정부는 상기 주파수 스펙트럼 상관도가 설정된 임계 값을 초과하면 상기 비선형 왜곡 성분의 전력 추정 값을 계산하는 음향 반향 제거 장치.
  19. 제12항에서,
    상기 원화자 신호와 상기 오차 신호를 이용하여 스텝 크기를 추정하는 스텝 크기 추정부
    를 더 포함하며,
    상기 적응형 필터는 음향 반향 채널의 임펄스 응답을 추정하고, 상기 임펄스 응답을 필터 계수로 하여 상기 원화자 신호를 필터링하여 상기 음향 반향 추정 신호를 생성하며, 상기 스텝 크기를 이용하여 상기 적응형 필터의 적응 속도를 조정하는 음향 반향 제거 장치.
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