KR20140052954A

KR20140052954A - 무선 전력 전송 시스템에서의 통신 제공 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR20140052954A
Application number: KR1020137023428A
Authority: KR
Inventors: 매튜 제이 노콩크; 조슈아 케이 슈바네케; 콜린 제이 무어; 조슈아 비 테일러; 닐 더블유 카이벤호벤; 데일 알 리프; 제이슨 엘 아미스태디; 로버트 디 그뤼쉬; 아써 켈리; 케네스 씨 암스트롱
Original assignee: 액세스 비지니스 그룹 인터내셔날 엘엘씨
Priority date: 2011-02-07
Filing date: 2012-02-06
Publication date: 2014-05-07
Also published as: CA2825912A1; JP6457448B2; CN105743545A; US20140254696A1; EP2673889A2; TW201251389A; JP2014509486A; US10277279B2; CN103460615B; TWI651952B; EP2673889B1; WO2012109137A3; JP2016226040A; KR101965796B1; CN103460615A; US20130039395A1; US8731116B2; WO2012109137A2; US20160294445A1; US9407332B2

Abstract

본 발명은 키 변조를 이용하여 단일 통신 비트가 복수회의 변조로 표현된 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 고정 주파수 통신을 인코딩하는 통신 시스템을 제공한다. 고정 통신 레이트를 제공하기 위해, 각 비트와 연관된 변조 횟수는 통신 주파수 대 반송파 신호 주파수의 비의 함수에 따라 동적으로 변한다. 일 실시예에서, 본 발명은 전력 전송 주파수의 부분인 레이트로 부하를 토글링함으로써 통신을 발생시키는 동적 위상 시프트 키 변조를 제공한다. 다른 실시예에서, 본 발명은 위상 고정된 레이트와 전력 전송 주파수의 고조파로 통신 송신기 내의 부하를 토글링하여 통신을 제공한다. 또 다른 실시예에서, 본 발명은, 예를 들어, 두 가지 다른 주파수 중 하나로 변조하는 것을 포함하여 주파수 시프트 키 변조를 제공한다.

Description

무선 전력 전송 시스템에서의 통신 제공 시스템 및 방법 {SYSTEM AND METHOD OF PROVIDING COMMUNICATIONS IN A WIRELESS POWER TRANSFER SYSTEM}

본 발명은 무선 전력 전송 시스템에 관한 것으로, 특히, 무선 전력 전송 시스템에서의 통신 제공 시스템 및 방법에 관한 것이다.

많은 종래의 무선 전원 시스템은 무선으로 전력을 전달하는 유도 전력 전송에 의존한다. 전형적인 유도 전력 전송 시스템은 일차 코일을 이용하여 가변 전자기장의 형태로 에너지를 무선으로 전달하는 유도성 전원 장치, 및 이차 코일을 이용하여 전자기장의 에너지를 전력으로 변환하는 원격 장치를 포함한다. 잠재적인 이익을 인식한 몇몇 개발자들은 효율을 극대화하고 다양한 상황 하에서 여러 가지 다양한 형태의 장치에 적절한 동작을 제공하는데 적응할 수 있는 적응적인 제어 시스템을 구비한 무선 전원 시스템을 만드는데 초점을 맞추었다. 적응적인 제어 시스템은 공진 주파수, 동작 주파수, 레일 전압 또는 듀티 사이클과 같은 동작 파라미터를 변경하여 적절한 양의 전력을 공급하고 다양한 동작 조건에 적응할 수 있다. 예를 들면, 전자 장치(들)의 수, 전자 장치(들)의 일반적인 전력 요건 및 전자 장치(들)의 순시(instantaneous) 전력의 필요성에 따라 무선 전원 장치의 동작 파라미터를 변경하는 것이 바람직할 수 있다. 다른 예로, 일차 코일에 대한 전자 장치(들)의 거리, 위치 및 배향은 전력 전송의 효율에 영향을 미칠 수 있고, 동작 파라미터의 변화량은 동작을 최적화하는데 사용될 수 있다. 또 다른 예로, 기생 금속(parasitic metal)이 무선 전원 장치의 범위 내에 존재하면 성능에 영향을 미칠 수 있거나 다른 원하지 않는 문제를 제기할 수 있다. 이러한 적응적인 제어 시스템은 동작 파라미터를 조정하거나 전원 장치를 셧 다운시킴으로써 기생 금속의 존재에 대응할 수 있다. 이들 예 외에, 당업자는 적응적인 제어 시스템의 사용으로부터 추가 이익을 얻을 수 있다는 것을 인식할 것이다.

효율 향상 및 다른 이익을 제공하기 위해, 통상적인 무선 전원 시스템이 원격 장치가 전원 장치와 통신하게 해주는 통신 시스템을 포함하는 것은 흔한 일이 아니다. 어떤 경우에, 통신 시스템은 원격 장치와 전원 장치 간에 단방향 통신을 허용한다. 다른 경우에, 시스템은 양방향 통신 진행을 가능하게 하는 양방향 통신을 제공한다. 예를 들면, 무선 전원 장치 및 원격 장치는 원격 장치가 무선 전원 장치와 호환되도록 확립하기 위해 핸드쉐이크(handshake)를 수행하거나 그와 달리 통신할 수 있다. 원격 장치는 또한 그의 일반적인 전력 요건뿐만 아니라, 그 원격 장치가 무선 전원 장치로부터 수신하는 전력량을 나타내는 정보를 전달할 수 있다. 이러한 정보는 무선 전원 장치가 그의 동작 파라미터를 조정하여 최적의 효율로 적절한 양의 전력을 공급하게 해 줄 수 있다. 이러한 이점 및 다른 이점은 원격 장치와 무선 전원 장치 사이에 존재하는 통신 채널로부터 비롯될 수 있다.

유도장(inductive field)을 이용하여 전력을 전송하는 무선 전원 장치에서 통신을 제공하는 효율적이고 효과적인 방법은 유도장 위에 통신을 오버레이(overlay)시키는 것이다. 이는 별도의 무선 통신 링크를 추가시키지 않고 통신을 가능하게 해준다. 유도장에 통신을 임베딩하는 한가지 흔한 방법은 "반사 변조(backscatter modulation)"라고 지칭된다. 반사 변조는 원격 장치의 임피던스가 반사 임피던스를 통해 전원 장치로 다시 전달되는 원리에 의존한다. 반사 변조에 따라, 원격 장치의 임피던스는 데이터 스트림(예컨대, 비트 스트림)을 생성하여 반사 임피던스에 의해 전원 장치로 전달되도록 선택적으로 변화된다. 예를 들어, 임피던스는 부하 레지스터(load resistor)를 이차 회로에 선택적으로 적용하여 변조될 수 있다. 전원 장치는 반사 임피던스에 의해 영향을 받은 탱크 회로의 전력 특성을 모니터한다. 예를 들어, 전원 장치는 탱크 회로의 전류를 모니터하여 데이터 스트림을 표현하는 변동을 확인할 수 있다.

반사 변조를 이용하여 유도장에 전송되는 데이터를 인코딩하는 다양한 방식이 개발되었다. 한 가지 흔한 접근법은 2위상 변조이다. 2위상 변조는 클럭 펄스마다 신호가 하이에서 로우로 변하는 방식을 이용한다. "1"을 인코딩하기 위해, 변조기는 그 비트와 연관된 시간 주기 동안 추가 천이(transition)를 부가한다. "0"을 인코딩하기 위해, 클럭 펄스 천이는 그 비트와 연관된 시간 주기 동안에 발생하는 유일한 천이이다.

무선 전력 통신은 전력을 공급받는 장치에 노이즈 부하가 존재하면 중단될 수 있다. 예를 들면, 장치에서 소비하는 전력량의 변화는 원격 장치의 임피던스를 변경시킬 수 있다. 이러한 임피던스 변경은 아무런 변경이 없는데도 데이터의 출현을 야기할 수 있거나 또는 그러한 임피던스 변경은 정당한(legitimate) 데이터를 손상시킬 수 있다. 전원 장치는 특히 데이터 통신과 같은 주파수에서 발생하는 잡음에 민감할 수 있다. 예를 들면, 데이터가 전송되는 동안 일어나는 부하 변동이 정당한 데이터를 마스크할 가능성이 있다. 다른 예로, 랜덤한 노이즈 패턴이 만일 데이터 통신과 같은 주파수 범위에서 일어나면, 정당한 통신 신호에서 프리앰블(preamble) 또는 시작 비트(start bit)로 잘못 해석될 가능성이 있다. 그렇게 되면, 전원 장치는 정당한 데이터를 수신한다고 간주하고, 예를 들어, 폭스(faux) 프리앰블에 후속하는 데이터의 추출을 데이터 패킷 형태로 시도할 수 있다. 비록 전원 장치가 결국 데이터 패킷이 정당하지 않다고 판단하지만, 전원 장치에는 비정당한 패킷으로 가득하여, 그 전원 장치가 정당한 데이터를 인식하는 능력을 지연시킬 것이다.

또한, 일부 응용예에서, 원격 장치는 "킵-얼라이브(keep-alive)" 신호를 무선 전원 장치로 송신하도록 구성된다. 킵 얼라이브 신호는, 예를 들어, 무선 전원 장치에게 전력을 필요로 하는 호환성이 있는 원격 장치가 존재한다고 알려줄 수 있다. 만일 잡음으로 무선 전원 장치에서 연속적인 수의 킵 얼라이브 신호들을 인식하지 못하면, 그 장치로의 전력 공급은 중단될 수 있다. 이는 특히 원격 장치의 배터리가 고갈되면 문제가 될 수 있다.

본 발명은 키 변조(keyed modulation)를 이용하여 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 고정 주파수 통신을 인코딩하는 통신 시스템을 제공한다. 일 실시예에서, 단일 통신 비트(예컨대, 단일의 로직 하이 또는 로직 로우)는 복수회의 변조에 의해 표현된다. 고정 통신 레이트를 제공하기 위해, 각 비트와 연관된 변조 횟수는 통신 주파수 대 반송파 신호 주파수의 비의 함수에 따라 동적으로 변한다.

일 실시예에서, 본 발명은 동적 위상 시프트 키 변조(phase-shift-keyed modulation)를 제공한다. 이 실시예에서, 본 발명은 전력 전송 주파수의 부분(fraction)인 레이트로 통신 송신기의 부하를 토글링(toggling)함으로써 통신을 제공한다. 예를 들면, 부하는 전력 전송 주파수의 1/2 주파수로 변조될 수 있다. 통신 송신기는 파형에 대해 하나 걸러 변조하여, 파형의 크기를 하나 걸러 증가시키도록 구성될 수 있다. 데이터는 그러한 변조가 짝수(even) 파형마다 이루어지는지 홀수(odd) 파형마다 이루어지는지를 다르게 함으로써 인코딩된다. 일 실시예에서, 통신 송신기는 반송파 주파수의 1/2 주파수에서 동작하는 변조 클럭을 포함한다. 이 실시예에서, 변조 클럭의 출력은 데이터 신호와 "XOR" 연산되어, 변조 제어 신호가 생성될 수 있다. 데이터 신호는 고정 주파수를 가질 수 있다. 본 실시예에서, 통신 수신기는 (변조된 반송파 파형인) 코일 전류를 타임 슬라이싱(timeslicing)하고 두 개의 타임 슬라이스 간의 DC 오프셋을 구함으로써 통신 신호를 디코딩할 수 있다.

또 다른 실시예에서, 본 발명은 위상 고정된 레이트로 그리고 전력 전송 주파수의 고조파(harmonic) 주파수에서 통신 송신기의 부하를 토글링하여 통신을 제공한다. 예를 들면, 부하는 반송파 주파수의 네 배의 주파수에서 토글링될 수 있다. 부하 변조 주파수가 반송파 주파수의 변화에 따라 변화함에 따라, 고정 통신 주파수 동안에 일어나는 변조의 횟수가 다를 것이다. 데이터는 각 사이클의 양 및 음의 절반에 적용되는 변조를 다르게 하여 인코딩된다. 파형의 양의 절반 동안, 변조 신호는 변조 클럭 신호와 데이터 신호를 "XOR" 연산하여 생성된다. 파형의 음의 절반 동안, 변조 신호는 변조 클럭 신호와 데이터 신호를 "XOR#"("XNOR"로도 알려짐) 연산함으로써(즉, 변조 클럭 신호와 데이터 신호의 "XOR" 연산의 반전) 생성된다. 본 실시예에서, 통신 수신기는 코일 전류 신호의 버퍼 카피(buffer copy) 및 반전 카피(inverted copy)를 생성한 다음, 버퍼 카피 또는 반전 카피의 타임 슬라이스를 교대로 제어기로 전달함으로써 통신 신호를 디코딩할 수 있다. 이러한 타임 슬라이스는 변조 주파수에 동기된다. 제어기는 DC 오프셋을 구함으로써 하이 또는 로우 신호를 인식한다. 예를 들어, 로우 신호는 음의 오프셋을 초래할 수 있고 반면에 하이 신호는 양의 오프셋을 초래할 수 있다.

또 다른 실시예에서, 본 발명은 주파수 시프트 키 변조를 제공한다. 이 실시예에서, 통신 송신기는 두 가지 다른 주파수 중 하나로 변조하도록 구성될 수 있다. 하이 신호는 제1 주파수로 변조함으로써 인코딩되고 로우 신호는 제2 주파수로 변조함으로써 인코딩된다. 제1 주파수는 반송파 주파수의 부분, 이를테면 1/8일 수 있고 제2 주파수는 반송파 주파수의 다른 부분, 이를테면 1/10일 수 있다. 이 실시예에서, 상기 통신 수신기는 코일 전류를 필터링하고 이를 주파수 판별기(discriminator)로 전달함으로써 통신 신호를 디코딩할 수 있다.

본 발명은 가변 주파수 반송파 신호를 이용하여 고정 주파수에서 통신을 전송하는 간단하면서 효과적인 시스템 및 방법을 제공한다. 본 발명의 시스템 및 방법은 반사 변조에 의해 유도장에 통신을 전송할 때 신뢰성 향상을 제공한다. 각 비트마다 복수회의 변조를 이용하면, 한번 이상의 변조에서의 변화 또는 다른 결함은 복수회의 변조를 통해 평균화될 수 있고 데이터를 손상시키지 않을 수 있다. 또한, 통신 변조는 하이 및 로우 신호 둘 다 동안에 이루어지므로 통신은 하이 신호와 로우 신호 사이에서 부하의 극적인 변화를 초래하지 않는다. 일부 응용예에서, 기본적인 구동 파형이 스스로 상쇄하도록 타임 슬라이싱이 사용되어, 잠재적으로 더 높은 신호 대 잡음의 비를 제공할 수 있다.

본 발명의 이러한 목적, 이점, 및 특징과 다른 목적, 이점, 및 특징은 현재의 실시예 및 도면의 설명을 참조하면 더욱 충분히 이해되고 인식될 것이다.

본 발명의 실시예를 상세히 설명하기 전에, 본 발명은 다음의 설명에 기술되거나 도면에 예시된 구성 요소들의 동작의 세부사항 또는 그들의 구성 및 배치의 세부사항으로 한정되지 않음을 이해해야 한다. 본 발명은 여러 다른 실시예로 구현되고 본 명세서에서 명백히 개시되지 않은 대안의 방식으로 실시되거나 수행될 수 있다. 또한, 본 명세서에서 사용된 어구 및 용어는 설명 목적을 위한 것이며 제한하는 것으로 간주되지 않아야 함을 알아야 한다. "포함하는(including, comprising)" 및 이들의 변형어의 사용은 그 후에 열거된 항목 및 이들의 등가물뿐만 아니라 추가 항목 및 이들의 등가물을 망라하는 것으로 의도된다. 또한, 여러 실시예의 설명에서 열거형이 사용될 수 있다. 명백히 달리 언급하지 않는 한, 열거형의 사용은 본 발명을 구성 요소들의 어떤 특정 순서 또는 개수로 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 열거형의 사용은 열거된 단계 또는 구성 요소들과 결합되거나 그들에 결합될 수 있는 어떤 추가적인 단계 또는 구성 요소들을 본 발명의 범주에서 배제하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템의 개략도이다.
도 2는 도 1의 무선 전력 전송 시스템의 일 실시예의 개략도이다.
도 3은 검출기 회로의 개략도이다.
도 4는 원격 장치의 일 실시예의 간략한 회로도이다.
도 5는 원격 장치의 제2 실시예의 간략한 회로도이다.
도 6은 원격 장치의 제3 실시예의 간략한 회로도이다.
도 7은 원격 장치의 제4 실시예의 간략한 회로도이다.
도 8은 원격 장치의 제5 실시예의 간략한 회로도이다.
도 9는 원격 장치의 제6 실시예의 간략한 회로도이다.
도 10은 제1 통신 방법을 나타내는 일련의 파형도이다.
도 11은 제1 검출기 회로의 일부를 도시하는 간략한 회로도이다.
도 12는 제2 통신 방법을 나타내는 일련의 파형도이다.
도 13은 제2 검출기 회로의 일부를 도시하는 간략한 회로도이다.
도 14는 제3 통신 방법을 나타내는 일련의 파형도이다.
도 15는 제3 검출기 회로의 일부를 도시하는 간략한 회로도이다.
도 16은 제4 통신 방법을 나타내는 일련의 파형도이다.
도 17은 제1 검출기 회로의 신호 세기 대 출력 전력에 대한 플롯이다.
도 18은 제4 검출기 회로의 신호 세기 대 출력 전력에 대한 플롯이다.
도 19는 제4 검출기 회로의 일부를 도시하는 간략한 회로도이다.
도 20은 제4 검출기 회로의 일부를 도시하는 간략한 회로도이다.

I. 개요

도 1에는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템이 도시된다. 무선 전력 전송 시스템(10)은 개괄적으로 무선 전원 장치(12) 및 원격 장치(14)를 포함한다. 무선 전원 장치(12)는 원격 장치(14)에 결합될 수 있는 유도장에 의해 전력을 원격 장치(14)로 무선으로 공급할 수 있다. 원격 장치(14)는 무선 전원 장치(12)에 의해 생성된 유도장에 통신을 오버레이시켜 그 통신을 무선 전원 장치(12)로 송신하도록 구성된다. 무선 전원 장치(12)는 개괄적으로 전원 회로(16), 신호 생성 회로(18), 전력 송신기(20) 및 무선 통신 수신기(22)를 포함한다. 무선 통신 수신기(22)는 원격 장치(14)로부터 반사 변조를 통해 통신을 수신하도록 구성된다. 원격 장치(14)는 개괄적으로 전력 수신기(24), 통신 송신기(26) 및 원리적 부하(principle load)(28)를 포함한다. 통신 송신기(26)는 원격 장치(14)의 임피던스를 변경함으로써 반사 임피던스를 통해 무선 전원 장치(12)에 다시 반사되는 데이터 신호를 생성하도록 선택적으로 적용될 수 있는 통신 부하(communication load)(30)를 포함할 수 있다. 통신 송신기(26)는 각 비트 시간 동안 부하를 복수회 변조함으로써 신호를 생성하도록 구성된다. 각 변조의 특성은 반송파 신호의 주파수와 독립적일 수 있고 본질적으로 반송파 신호의 주파수 변화에 상관없이 일정하게 유지될 수 있다. 그러나, 비트 시간 동안 이루어지는 변조 횟수는 반송파 신호의 주파수의 함수, 예를 들어, 반송파 신호 주파수의 부분 또는 배수(multiple)일 수 있다. 부하는 개선된 형태의 위상 키 시프팅 또는 개선된 형태의 주파수 키 시프팅을 제공하도록 변조될 수 있다. 통신 신호는 그러한 변조에 의해 영향을 받는 전력의 특성을 감지하고 시간의 경과에 따른 감지된 특성을 평균화하여 디코딩될 수 있다.

II. 무선 전력 전송 시스템

본 발명은 무선 전력 전송 시스템의 측면에서 통신을 전송하는 시스템 및 방법에 관한 것이다. 본 발명의 시스템 및 방법은 전력을 전송하는데 사용되는 전자기장 위에 데이터를 오버레이시켜 통신을 전송하는 것과 관련된다. 본 발명은 본질적으로 어떤 형태의 데이터라도 전송하는데 사용하기에 매우 적합하다. 예를 들면, 본 발명의 통신 시스템 및 방법은 무선 전력 전송 시스템의 동작에 관한 제어 신호, 이를테면 원격 장치를 식별하는 신호를 전송하고, 무선 전원 제어 파라미터를 제공하거나 무선 전원 장치에 관한 정보(예컨대, 전류, 전압, 온도, 배터리 상태, 충전 상태 및 원격 장치 상태)를 실시간으로 제공하는데 사용될 수 있다. 또 다른 예로, 통신 시스템 및 방법은 무선 전력 전송 시스템과 관련되지 않은 데이터를 전송, 이를테면 캘린더 및 실행 목록(to-do list)의 동기화 또는 파일(몇 가지만 말하자면, 오디오, 비디오, 이미지, 스프레드시트, 데이터베이스, 워드 프로세싱 및 응용 파일)의 전송을 포함하여, 원격 장치의 특징과 연관된 정보를 전송하는데 사용될 수 있다. 본 발명은 원격 장치(14)로부터 무선 전원 장치(12)로 통신을 전송하는 여러 실시예의 측면에서 설명된다. 비록 구체적으로 설명되지는 않았지만, 본 발명이 무선 전원 장치(12)로부터 원격 장치(14)(또는 복수의 원격 장치)로 통신을 전송하는데에도 또한 사용될 수 있음을 이해해야 한다.

본 발명은 원격 장치(14)로부터의 통신(예컨대, 데이터)에 기초한 동작 파라미터, 이를테면 동작 주파수, 공진 주파수, 레일 주파수 및/또는 듀티 사이클을 조정할 수 있는 적응적 무선 전원 장치(12)와 관련하여 설명된다. 비록 본 발명이 적응적 무선 전원 장치와 관련하여 설명되지만, 본질적으로 무선 통신 전송을 원하는 어떤 무선 전원 장치의 형태와 관련해서도 구현될 수 있다. 전술한 바와 같이, 도 1의 무선 전원 장치(12)는 개괄적으로 전원 회로(16), 신호 생성 회로(18), 전력 송신기(20) 및 통신 수신기(22)를 포함한다. 도 2는 도 1의 무선 전원 장치(12)의 일 실시예의 좀 더 상세한 개략도를 제공한다. 본 실시예에서, 전원 회로(16)는 개괄적으로 정류기(32) 및 DC-DC 변환기(34)를 포함한다. 정류기(32) 및 DC-DC 변환기(34)는 전원 신호에 적합한 DC 전력을 제공한다. 전원 회로(16)는 대안으로 본질적으로 입력 전력을 신호 생성 회로(18)에 사용되는 형태로 변환할 수 있는 어떤 회로라도 될 수 있다. 본 실시예에서, 신호 생성 회로(18)는 제어기(36)의 일부 및 스위칭 회로(38)를 포함한다. 제어기(36)는 무엇보다도 스위칭 회로(38)를 동작시켜 원하는 전원 신호를 전력 송신기(20)에 인가하도록 구성된다. 본 실시예에서, 전력 송신기(20)는 일차 코일(42) 및 밸러스트(ballast) 커패시터(44)를 갖는 탱크 회로(40)를 포함한다. 본 실시예에서, 통신 수신기(22)는 검출기 회로(46) 및 제어기(36)의 일부를 포함한다. 본 실시예에서, 검출기 회로(46)는 탱크 회로(40)에 연결되지만, 아래에서 더욱 상세히 기술되는 바와 같이 다른 곳에도 연결될 수 있다. 알 수 있는 바와 같이, 본 실시예의 무선 전원 장치(12)는 다양한 기능을 수행하는, 이를테면 스위칭 회로(38)의 타이밍을 제어하고 검출기 회로(46)와 협력하여 통신 신호를 추출 및 해석하는 제어기(36)를 포함한다. 이러한 기능은 대안으로 별도의 제어기 또는 다른 전용 회로에 의해 다루어질 수 있다.

앞에서 개략적으로 설명된 검출기 회로는 여러 가지 다양한 실시예로 구현될 수 있다. 예를 들면, 검출기 회로는 실시예마다 그 실시예에서 구현된 변조/복조 형태에 따라 및/또는 전원 회로의 세부사항에 따라 다를 수 있다. 또한, 각 변조/복조 방식은 다양한 다른 회로를 이용하여 구현될 수 있다. 개괄적으로 말하면, 검출기 회로는 출력 신호를 반사 임피던스를 통해 통신되는 데이터에 의해 영향을 받는 전원 장치의 전력 특성의 함수로 생성하도록 구성된다. 예를 들면, 도 3을 참조하면, 검출기 회로(46)는 탱크 회로(40)의 전류를 감지하는 센서(45) 및 감지된 전류를 본 발명의 일 실시예에 따라 하이 및 로우 신호의 스트림으로 변환하는 복조 회로(47)를 포함할 수 있다. 검출기 회로(46)는 대안으로 전력이 원격 장치(14)로부터의 반사 임피던스에 의해 영향을 받는 전원 장치(12)의 다른 지점에 접속될 수 있다. 복조 회로(47)는 센서의 출력을 필터링하고 조정하는 필터링 및 조정 회로(도 3에는 미도시)를 포함할 수 있다. 예를 들면, 복조 회로(47)는 주로 데이터 통신의 주파수 범위 이상의 고주파 발진을 감쇄하고 및/또는 제한 없이 신호 내 모든 DC 성분을 포함하여 데이터 통신의 주파수 범위 미만의 저주파 발진을 감쇄하는 기능을 하는 대역 통과 필터링 회로를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 그러한 신호는 필터링 및 조정 회로로부터 그 신호를 하이 및 로우 신호 스트림으로 변환하는 비교기(도 3에는 미도시)로 전달될 수 있다. 하이 및 로우 신호 스트림은 제어기(36)와 같은 제어기로 제공되어, 본 발명의 일 실시예에 따라 하이 및 로우 신호를 이진 데이터 스트림으로 해석할 수 있다. 용이하게 개시하기 위해, 아래에서는 특정 회로가 대응하는 통신 방법과 관련하여 설명될 것이다.

예시된 실시예에서, 원격 전자 장치(14)는 2위상 인코딩 방식을 이용하여 데이터를 인코딩한다. 이러한 방법을 이용하면, 2진수 1은 제1 천이가 클럭 신호의 상승 에지와 일치하고 제2 천이가 클럭 신호의 하강 에지와 일치하는 두 개의 천이를 이용하여 인코딩된 데이터로 표현된다. 2진수 0은 클럭 신호의 상승 에지와 일치하는 단일 천이로 표현된다. 따라서, 제어기는 대응하는 방식을 이용하여 비교기 출력을 디코딩하도록 구성된다. 후술하는 바와 같이, 본 발명은 2위상 인코딩된 데이터를 전력 신호로 변조하고 전력 신호로부터 추출된 통신을 복조하는 다양한 대안의 방법을 제공한다.

이제 본 발명의 일 실시예에 따른 원격 장치(14)가 도 2를 참조하여 좀 더 상세히 설명될 것이다. 원격 장치(14)는 개괄적으로 통상적인 전자 장치, 이를테면 휴대폰, 미디어 플레이어, 핸드헬드 무선장치(radio), 카메라, 플래시라이트 또는 본질적으로 어떤 다른 휴대용 전자 장치를 포함할 수 있다. 원격 장치(14)는 전기 에너지 저장 장치, 이를테면 배터리, 커패시터 또는 슈퍼 커패시터를 포함할 수 있거나, 또는 원격 장치(14)는 전기 에너지 저장 장치 없이도 동작할 수 있다. 원격 장치(14)의 원리적인 동작과 연관된 (및 무선 전력 전송과 연관되지 않는) 컴포넌트는 대체로 통상적이므로 상세히 설명되지 않을 것이다. 그 대신, 원격 장치(14)의 원리적인 동작과 연관된 컴포넌트는 일반적으로 원리적 부하(28)라고 지칭된다. 예를 들면, 휴대폰의 측면에서, 그 휴대폰 자체와 연관된 전자 컴포넌트를 기술하는데 어떠한 노력도 기울이지 않았다.

원격 장치(14)는 개괄적으로 이차 코일(52), 정류기(54), 통신 송신기(26) 및 원리적 부하(28)를 포함한다. 이차 코일(52)은 와이어 코일 또는 본질적으로 무선 전원 장치(12)에 의해 발생되는 가변 전자기장에 따라 전력을 발생할 수 있는 어떤 다른 인덕터일 수 있다. 정류기(54)는 AC 전력을 DC 전력으로 변환한다. 비록 도시되지는 않았지만, 장치(14)는 또한 변환을 원하는 그러한 실시예에서 DC-DC 변환기를 포함할 수 있다. 원격 장치에서 AC 전력을 원하는 응용예에서, 정류기(54)는 필요하지 않을 수 있다. 본 실시예의 통신 송신기(26)는 제어기(56) 및 통신 부하(30)를 포함한다. 그의 통신 역할 외에, 제어기(56)는 다양한 기능을 수행, 이를테면 정류된 전력을 원리적 부하(28)에 인가하도록 구성될 수 있다. 일부 응용예에서, 원리적 부하(28)는 원격 장치(14)의 전자장치로의 전력 공급을 관리할 수 있는 전력 관리 블록을 포함할 수 있다. 예를 들면, 통상적인 전자 장치는 내부 배터리 또는 다른 전기 에너지 저장 장치(이를테면 커패시터 또는 슈퍼 커패시터)를 포함할 수 있다. 전력 관리 블록은 정류된 전력을 이용하여 장치의 내부 배터리를 언제 충전할지와 그 전력을 이용하여 전력을 해당 장치에 언제 공급할지를 결정할 수 있다. 전력 관리 블록은 또한 배터리에 충전하는 것과 해당 장치에 전력을 바로 공급하는 것 사이에 전력을 분배할 수 있다. 일부 응용예에서, 원리적 부하(28)는 전력 관리 블록을 포함하지 않을 수 있다. 이러한 응용예에서, 제어기(56)는 전력 관리 기능을 다루도록 프로그램될 수 있거나 또는 전자 장치(14)는 전력 관리 기능을 다루는 별도의 제어기를 포함할 수 있다.

그의 통신 기능과 관련하여, 제어기(56)는 제어기(56)가 통신 부하(30)를 선택적으로 적용하여 반사 변조 방식을 이용하여 전력 신호에 대한 데이터 통신을 일으킬 수 있는 프로그래밍을 포함한다. 그 동작에 있어서, 제어기(56)는 원하는 데이터 전송을 일으키기에 적절한 타이밍에 통신 부하(30)를 이차 코일(52)에 선택적으로 연결하도록 구성될 수 있다. 통신 부하(30)는 원격 장치(14)의 전체 임피던스를 선택적으로 가변시킬 수 있는 레지스터 또는 다른 회로 부품일 수 있다. 예를 들면, 레지스터의 대안으로, 통신 부하(30)는 커패시터 또는 인덕터(미도시)일 수 있다. 비록 예시된 실시예서는 단일 통신 부하(30)를 도시하지만, 다수의 통신 부하도 사용될 수 있다. 예를 들어, 시스템은 2010년 1월 5일 출원되고, 그 전체가 본 명세서에서 참조로 인용된 "COMMUNICATION ACROSS AN INDUCTIVE LINK WITH A DYNAMIC LOAD"라는 명칭의 미국 출원 제12/652,061호의 실시예에 따른 동적 부하 통신 시스템을 포함할 수 있다. 비록 통신 부하(30)가 전용 회로 부품(예컨대, 전용 레지스터, 인덕터 또는 커패시터)일 수 있지만, 통신 부하(30)는 전용 부품이 아니어도 된다. 예를 들면, 일부 응용예에서, 통신은 원리적 부하(28) 또는 원리적 부하(28)의 일부분을 토글링함으로써 일어날 수 있다.

비록 도 2의 개략도에서 제어기(56)에 연결된 것으로 도시되지만, 통신 부하(30)는 본질적으로 원격 장치(14)의 임피던스를 원하는 대로 변경할 수 있는 어떤 위치에도, 이를테면 이차 코일(52)과 정류기(54) 사이에 배치될 수 있다.

도 4는 본 발명의 일 실시예의 회로도를 도시한다. 회로도가 원격 장치(14)에서 통신 신호를 생성하는 것과 연관된 원리적 회로 부품을 나타내도록 의도된 간략한 도면임을 이해해야 한다. 본 실시예에서, 단일 부하가 통신 신호를 제공하도록 변조된다. 도 4의 실시예는 개괄적으로 이차 코일(52), 풀 브리지(full bridge) 정류기(54), 부하(28), 벌크 커패시터(60) 및 통신 서브회로(62)를 포함한다. 이차 코일(52)은 본질적으로 어떤 인덕터라도 될 수 있지만, 예시된 실시예에서는 와이어 코일이다. 정류기(54)는 다이오드(D1-D4)를 포함하는 풀 브리지 정류기이다. 대안의 정류기 구성도 사용될 수 있다. 부하(28)는 원격 장치(14)의 기능적 부하를 나타낸다. 벌크 커패시터(60)는 부하(28)에 인가되는 전력을 평활하고 필터링하는데 도움이 되도록 선택된다. 통신 서브회로(62)는 부하 레지스터(30) 및 부하(28)와 접지 사이에 직렬로 접속된 FET(64)를 포함할 수 있다. 비록 도 4에는 도시되지 않았지만, 제어기(56)는 제어기(56)가 부하 레지스터(30)를 선택적으로 변조하여 통신 신호를 생성할 수 있도록 FET(64)에 동작가능하게 연결된다.

도 5 내지 도 9에는 다양한 대안의 통신 회로가 도시된다. 도 4에서처럼, 도 5 내지 도 9는 원격 장치에서 통신 신호를 생성하는 것과 연관된 원리적 회로 부품을 도시하도록 의도된 간략한 회로도이다. 도 5는 독립형 하이 사이드(high side) 정류기 브리지(66)를 갖는 단일 통신 부하(30)를 구비한 일 실시예를 도시한다. 본 실시예에서, 풀 브리지 전력 정류기(54)는 부하(28)에 공급되는 전력을 정류하도록 제공된다. 전력 정류기(54)는 다이오드(D1-D4)를 포함한다. 통신 서브회로(62)는 통신 부하(30) 및 독립형 통신 브리지(66)를 갖는 FET(64)를 포함한다. 독립형 통신 브리지는 다이오드(D5-D6)를 포함한다. 동작에 있어서, 제어기(56)(도 5에는 미도시)는 FET(64)를 동작시켜 통신 부하(30)를 변조하도록 한다.

도 6은 두 개의 개별 통신 서브회로(62a-62b)가 통신 부하(30a-30b)를 적용하는데 사용되는 또 다른 대안의 실시예를 도시한다. 본 실시예에서, 풀 브리지 정류기(54)는 부하(28)에 인가되는 전력을 정류하도록 제공된다. 풀 브리지 정류기는 다이오드(D1-D4)를 포함한다. 제1 통신 서브회로(62a)는 다이오드(D4-D1)의 공통 노드에 접속되어 구동 파형의 1/2 동안 통신 부하를 변조한다. 제1 통신 서브회로(62a)는 통신 부하(30a) 및 FET(64a)를 포함한다. FET(64a)는 제어기가 통신 부하(30a)를 선택적으로 변조할 수 있도록 제어기(56)(도 6에는 미도시)에 동작가능하게 연결된다. 제2 통신 서브회로(62b)는 다이오드(D3-D2)의 공통 노드에 접속되어 구동 파형의 다른 1/2 동안 통신 부하(30b)를 변조한다. 본 실시예에서, 제2 통신 서브회로(62b)는 본질적으로 제1 통신 서브회로(62a)와 동일하다. 제2 통신 서브회로(62b)는 통신 부하(30b) 및 FET(64b)를 포함한다. FET(64b)는 제어기가 통신 부하(30b)를 선택적으로 변조할 수 있도록 제어기(56)에 동작가능하게 연결된다.

본 발명은 또한 부하를 변조하여 통신 신호를 분리형 이차 코일(예컨대, 중간탭 코일)에 인가하는데 사용될 수 있다. 예를 들면, 도 7 내지 도 9는 다양한 대안의 원격 장치 회로를 도시한다. 도 7은 단일 통신 서브회로 및 공유형 전파(full-wave) 정류기를 갖는 회로를 도시한다. 본 실시예에서, 이차 코일(52)은 중간탭 분리형 코일이다. 통신 서브회로(62)는 통신 부하(30) 및 FET(64)를 포함한다. FET(64)는 제어기(56)가 통신 부하(30)를 선택적으로 변조할 수 있도록 제어기(56)(도 7에는 미도시)에 동작가능하게 연결된다.

도 8은 중간탭 이차측(52) 및 독립형 통신 브리지(66)를 갖는 대안의 실시예이다. 본 실시예에서, 전력 정류기(54)는 다이오드(D1-D2)를 포함한다. 통신 서브회로(62)는 개별 다이오드(D3-D4)에 의해 이차측의 양측에 연결된다. 통신 서브회로(62)는 통신 부하(30) 및 통신 부하(30)를 접지에 선택적으로 연결하는 FET(64)를 포함한다. FET(64)는 제어기(56)가 통신 부하(30)를 선택적으로 변조할 수 있도록 제어기(56)에 동작가능하게 연결된다.

도 9는 또 다른 대안의 실시예이다. 본 실시예는 분리형 이차(52), 전파 전력 정류기(54), 및 독립적으로 통신을 제어하는 두 개의 통신 브리지(66a-66b)를 포함한다. 전력 정류기(54)는 분리형 이차측(52)과 부하(28) 간에 배열된 다이오드(D1-D2)를 포함한다. 제1 통신 브리지(66a)는 이차측(52)의 제1 측과 다이오드(D1)를 접속하는 노드에 접속되어 구동 파형의 1/2 동안 통신 부하를 변조한다. 제1 통신 브리지(66a)는 다이오드(D3) 및 제1 통신 서브회로(62a)를 포함한다. 제1 통신 서브회로(62a)는 통신 부하(30a) 및 FET(64a)를 포함한다. FET(64a)는 제어기가 통신 부하를 선택적으로 변조할 수 있도록 제어기(56)(도 9에는 미도시)에 동작가능하게 연결된다. 제2 통신 브리지(66b)는 이차측(52)의 반대측과 다이오드(D2)를 접속하는 노드에 접속되어 구동 파형의 다른 1/2 동안 통신 부하(30b)를 변조한다. 제2 통신 브리지(66b)는 다이오드(D4) 및 제2 통신 서브회로(62b)를 포함한다. 본 실시예에서, 제2 통신 서브회로(62b)는 본질적으로 제1 통신 서브회로(62a)와 동일하다. 제2 통신 서브회로(62b)는 통신 부하(30b) 및 FET(64b)를 포함한다. FET(64b)는 제어기가 통신 부하(30b)를 선택적으로 변조할 수 있도록 제어기(56)에 동작가능하게 연결된다.

비록 도 2의 원격 장치(14)가 무선 전력 관련 컴포넌트의 제어 기능들을 모두 다루는 단일 제어기를 이용하여 설명되지만, 이들 기능은 다수의 제어기에 걸쳐 분산될 수 있다. 예를 들면, 개별 제어기가 통신을 다룰 수 있다. 개별 통신 서브회로를 갖는 응용예에서, 원격 장치(14)는 개별 통신 서브회로를 동작하는 개별 제어기를 포함할 수 있다.

II. 통신 방법

본 발명은 무선 전력 전송 시스템의 측면에서 성능 향상을 제공할 수 있는 다양한 대안의 통신 방법을 제공한다. 이러한 방법은 전술한 무선 전력 전송 시스템 또는 본 발명의 방법을 수행할 수 있는 대안의 시스템을 이용하여 구현될 수 있다. 개시 목적상, 본 발명의 통신 방법은 주로 도 4의 간략한 회로도를 포함하는 무선 전력 전송 시스템의 측면에서 설명될 것이다. 다음의 문단에서는 다양한 파형도를 참조하여 대안의 통신 방법을 기술한다. 이들 파형도는 데이터(즉, 1과 0의 원하는 스트림)를 도시하는 제1 도면, 2위상 변조를 이용하여 인코딩된 데이터 스트림을 도시하는 제2 도면, 그리고 로직 로우에서 로직 하이로 하나의 천이를 포함하는 짧은 시간 주기 동안 다른 세부사항을 도시하는 일련의 도면을 포함한다. 이와 같은 개시 목적상, 본 발명의 통신 방법은 100kHz에서 동작하는 반송파 파형과 관련하여 설명되지만, 주파수는 변할 수 있다. 비록 다양한 통신 방법은 단일 주파수(예컨대, 100kHz)에서 동작하는 반송파 파형과 관련하여 설명되지만, 반송파 파형의 주파수는 시간의 경과에 따라 변할 수 있고 본 발명의 통신 방법은 주파수 변화에 자동으로 적응할 것이라는 것을 이해해야 한다. 예시된 실시예에서, 반송파 파형 주파수는 50kHz와 200kHz 사이에서 시간의 경과에 따라 변할 수 있다. 개시 목적상, 다양한 통신 방법은 2kHz의 고정 주파수에서 인코딩되는 데이터와 관련하여 설명된다. 이러한 고정 주파수는 단지 예시적이며 데이터 인코딩 주파수는 응용예마다 다를 수 있다.

일 실시예에서, 통신은 구동 주파수의 부분, 이를테면 짝수 부분(even-integer fraction)인 레이트로 통신 부하를 변조하여 인코딩된다. 예를 들면, 예시된 실시예에서, 통신 레지스터는 반송파 파형 주파수의 1/2로 변조된다. 변조 신호는 변조 클럭과 인코딩된 데이터를 결합하여 생성된다. 좀 더 상세히 말하면, 본 실시예에서, 변조 클럭 파형은 인코딩된 데이터 파형과 XOR 연산되어 변조 신호가 생성된다. 이러한 방법은 도 10a 내지 도 10h를 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다. 도 10a는 1과 0의 샘플 데이터 스트림을 도시한다. 도 10b는 2위상 인코딩 스트림을 이용하여 인코딩된 샘플 데이터 스트림을 도시한다. 이제 도 10c 내지 도 10h를 참조하면, 변조 신호는 변조 클럭과 인코딩된 데이터를 결합하여 생성된다. 도 10c 내지 도 10h는 로우 신호에서 하이 신호로 한 번의 천이가 존재하는 동안 데이터 스트림의 짧은 구간을 도시한다. 도 10c는 전술한 바와 같이 본 예시에서 약 100kHz인 반송파 파형을 도시한다. 도 10d는 변조 클럭 신호를 도시한다. 변조 클럭 신호의 주파수는 본 예시에서 반송파 주파수의 1/2(또는 약 50kHz)이다. 도 10e에는 데이터 스트림이 도시된다. 전술한 바와 같이, 데이터 신호(도 10d)는 인코딩된 데이터 신호(도 10e)와 XOR 연산되어 도 10f에 도시된 XOR 파형이 생성된다. 알 수 있는 바와 같이, 인코딩된 데이터가 로우이면 변조 클럭 파형이 복사되고 인코딩된 데이터가 하이이면 반전된다. 변조된 신호가 반송파 파형에 적용되면, 결과적인 변조된 반송파 파형이 도 10g에 도시된다. 도 10h에는 결과적인 변조된 반송파 파형의 교대하는 타임 슬라이싱이 도시된다.

통신 신호는 다양한 대안의 시스템 및 방법을 이용하여 수신되고, 복조되고 디코딩될 수 있다. 개시 목적상, 본 발명은 도 3의 통신 수신기(22) 및 도 11의 복조 회로와 관련하여 설명될 것이다. 본 실시예의 동작에서, 전류 센서(45)는 탱크 회로(40)(도 3 참조)의 전류를 나타내는 신호를 생성한다. 전류 센서(45)는 탱크 회로(40)의 전류의 크기에 비례하여 변화하는 전압을 갖는 신호를 생성하는 전류 감지 변환기일 수 있다. 또 다른 대안예로, 전류 센서(45)는 도 4 내지 도 9에 도시된 바와 같은 스케일링 레지스터 및 커패시터를 갖는 분주기로부터 출력을 취할 수 있다. 전술한 바와 같이, 전류 센서(45)는 본질적으로 원격 장치(14)의 반사 임피던스에 의해 영향을 받는 전원 장치(12)의 전력 특성을 나타내는 신호를 생성할 수 있는 어떤 검출기 또는 유사 회로 부품으로 대체될 수 있다.

본 실시예에서, 검출기 회로(46)는 전류 센서(도 11 참조)에서 출력된 신호의 버퍼 카피 및 반전된 버퍼 카피를 생성하는 한 쌍의 증폭기(102a-102b)를 포함한다. 도시된 바와 같이, 본 실시예에서, 전류 센서 신호는 서로 병렬로 배열된 증폭기 및 반전 증폭기 둘 다로 전달될 수 있다. 증폭기 및 반전 증폭기의 출력은 원격 장치(14)의 변조 클럭에 동기된 타임 슬라이싱 클럭에 연결된 한 쌍의 멀티플렉서(104a-104b)로 전달될 수 있다. 타임 슬라이싱 클럭은 검출기 회로의 나머지 부분으로 전류 신호의 버퍼 카피를 전달하지 반전 카피를 전달할지를 제어한다. 본 실시예에서, 클럭 신호는 2분주된 구동 주파수에 동기된다. 도시된 바와 같이, 본 실시예에서, 두 개의 멀티플렉서(104a-104b)는 차분 신호를 제공하는 상반되는 NO/NC 입력을 포함한다. NO/NC 입력을 플립핑(flipping)하는 것의 대안예로, 멀티플렉서 클럭킹(clocking)은 차분 신호를 제공하도록 반전될 수 있다. 어떤 경우에, 멀티플렉서(104a-104b)를 구동 신호의 90도 카피(quadrature copy)에 해당하는 신호와 클럭킹하는 것이 바람직할 수 있다. 90도 위상 시프트는 회로가 신호를 더 잘 캡처하게 해줄 수 있다. 비록 예시된 실시예의 멀티플렉서가 두 개의 입력을 갖지만, 멀티플렉서(104a-104b)는 대안으로 단일 입력을 가질 수 있고 그 출력은 교대하는 클럭 위상에서 부동 상태(floating)를 유지할 수 있다. 이는 증폭기 체인의 신호 세기를 저감할 수 있다. 본 실시예에서, 클럭 신호는 다양한 소스, 이를테면 구동 신호, 일차 코일 전압, 일차 코일 전류 또는 전술한바 중 어떤 것의 90도 시프트된 버전으로부터 도출될 수 있다.

다시 도 11을 참조하면, 멀티플렉서(104a)는 "A" 타임 슬라이스 동안 버퍼 카피를 통과시키고 "B" 타임 슬라이스 동안 반전 카피를 통과시키며, 멀티플렉서(104b)는 "B" 타임 슬라이스 동안 버퍼 카피를 통과시키고 "A" 타임 슬라이스 동안 반전 카피를 통과시킨다.

도 11의 검출기 회로에서, 각 멀티플렉서(104a-104b)의 출력은 개별 증폭기 체인을 통과한다. 예시된 실시예에서, 각 멀티플렉서(104a-104b)의 출력은 개별의 평균화 회로(106a-106b)로 전달된다. 이러한 평균화 회로(106a-106b) 각각은 파형의 형상에 의해 덜 영향을 받고 극단치(extreme values)에 더 민감할 수 있기 때문에 일부 응용예에서 단순 평균(straight average)을 통해 성능 향상을 제공할 수 있는 그의 각각의 입력 중 최소치와 최대치의 평균치를 출력한다. 비록 일부 응용예에서 잠재적으로 유리하지만, 출력은 최소치와 최대치의 평균치가 아닐 수 있다. 예를 들면, 일부 응용예에서, 평균화 회로(106a-106b)는 대안으로 이들 각각의 입력 신호의 단순 평균을 출력할 수 있다.

예시적인 실시예에서, 평균화 회로(106a-106b)의 출력은 개별의 저역 통과 필터(108a-108b)로 전달된다. 본 실시예에서, 필터(108a-108b)는 2폴(pole) 5kHz 저역 통과 필터일 수 있다. 이들 저역 통과 필터(108a-108b)는 주로 통신 주파수 범위 이상의 신호의 AC 성분을 제거하는 기능을 한다. 비록 이러한 기능이 예시된 실시예에서 op 앰프(amp)를 이용하여 수행되지만, 이러한 op 앰프는 대안의 필터링 회로, 이를테면 수동 필터 또는 디지털 필터로 대체될 수 있다.

일부 응용예에서, 저역 통과 필터(108a-108b)의 출력을 증폭하는 것이 바람직할 수 있다. 예시된 실시예에서, 저역 통과 필터(108a-108b)의 출력은 개별 증폭기(110a-110b)로 전달된다. 예시된 실시예에서, 증폭기(110a-110b)는 필터링된 신호를 증폭하여, Vbias 주위의 중간점을 유지하는 AC 결합 증폭기이다. 본 실시예에서, AC 결합은 모든 DC 오프셋을 제거하고 단일 폴 고역 통과 필터로 기능한다.

증폭기(110a-110b)의 출력은 개별의 저역 통과 필터(112a-112b)로 전달된다. 이들 저역 통과 필터(112a-112b)는 통신 주파수 범위 이상의 신호의 AC 성분을 제거하고 AC 증폭기(110a-110b)에 의해 전달된 잡음을 제거하는데 도움을 준다. 비록 저역 통과 필터(112a-112b)가 예시된 실시예에서 op 앰프로 구현되지만, 이러한 op 앰프는 대안의 필터링 회로, 이를테면 수동 필터 또는 디지털 필터로 대체될 수 있다. 일부 응용예에서, 이러한 증폭기의 출력의 신호 대 잡음의 비는 저역 통과 필터(112a-112b)가 필요 없을 정도로 충분할 수 있다.

예시된 실시예에서, 마지막 저역 통과 필터(112a-112b)의 출력은 개별적으로 비교기(114)로 전달된다. 비교기(114)는 두 개의 증폭기 체인으로부터의 차분 신호를 제어기(36)와 같은 마이크로컨트롤러에 의해 쉽게 디코딩될 수 있는 단일의 "디지털화된" 신호로 다시 결합한다. 도 10g를 참조하면, 로직 로우가 송신되면, 타임 슬라이스 "A"는 더 큰 음의 피크를 갖고 타임 슬라이스 "B"는 더 큰 양의 피크를 갖는다. 이러한 상태는 낮은 증폭기 출력을 초래한다. 반대로, 로직 하이가 송신되면, 타임 슬라이스 "A"는 더 큰 양의 피크를 갖고 타임 슬라이스 "B"는 더 큰 음의 피크를 갖는다. 이러한 상태는 큰 증폭기 출력을 초래한다. 비교기에서 출력되는 하이 및 로우 신호의 스트림은 본 실시예에서 2위상 인코딩 방식인, 원격 장치(14)에서 데이터를 인코딩하는데 사용된 바와 동일한 방식을 이용하여 디코딩될 수 있다.

도 11의 이중 체인 회로의 대안예로, 검출기 회로(46)는 대안으로 단일 종단(ended) 검출 체인을 포함할 수 있다. 이러한 대안예에서, 검출기 회로는 단지 도 11의 맨 위 체인만을 포함할 수 있다. 도 11의 이중 체인 회로는 하나의 신호가 전압이 증가하고 반면에 다른 신호가 감소함에 따라 증폭기 체인들의 차분 쌍이 신호 대 잡음의 비 향상을 제공하기 때문에 일부 응용예에서 성능 향상을 제공할 수 있다. 그 결과, DC 드리프트(drift)는 신호를 왜곡시킬 가능성이 없다. 이와 같은 대안 실시예의 비교기는 입력 신호와 기준 신호의 진폭을 비교함에 따라 하이 또는 로우 출력을 제공하도록 구성된다. 좀 더 상세히 말하면, 비교기는 단일 검출 체인으로부터 신호를 수신하는 제1 입력 및 기준 신호인 Vbias에 연결된 제2 입력을 포함할 수 있다. 기준 신호는 증폭된 신호의 DC 성분보다 약간 작은 것으로 설정될 수 있다. 따라서, 비교기 출력은 신호의 통신이 존재하지 않을 때 하이로 유지될 것이다. 만일 통신이 존재하면, 비교기 출력은 통신 신호에 대응하여 하이와 로우 사이를 토글링한다. 비교기(114)의 출력은 디코딩을 위해 제어기(36)로 전달된다. 이 경우, 디코딩은 2위상 디코딩 방식을 이용하여 달성된다.

대안의 실시예에서, 통신은 몇 가지 예외는 있지만 도 10a 내지 도 10g 및 도 11에 대하여 전술한 실시예와 유사하게, 구동 주파수의 부분 레이트로 통신 부하를 변조함으로써 인코딩된다. 예를 들어, 도 10f에 도시된 구동 파형의 풀 사이클 동안 통신 부하를 변조하는 대신, 본 실시예에서 통신 부하는 구동 파형의 부분, 이를테면 구동 파형의 1/2 동안 변조된다.

도 16a 내지 도 16h를 참조하면, 예시된 실시예에서, 통신 부하는 반송파 파형 주파수의 1/2로 변조된다. 변조 클럭 파형은 인코딩된 데이터 파형과 XOR 연산되어 변조기 제어 파형이 생성된다. 도 16c 내지 도 16h는 로우 신호에서 하이 신호로 천이가 존재하는 동안 데이터 스트림의 짧은 구간을 도시한다. 도 16c는 전술한 바와 같이 본 예시에서 약 100kHz인 반송파 파형을 도시한다. 도 16d는 본 예시에서 반송파 주파수의 1/2에 해당하는 주파수(또는 약 50kHz)를 갖는 변조 클럭 파형을 도시한다. 도 16e에는 데이터 스트림이 도시되며, 이는 변조 파형과 XOR 연산된 후 도 16f의 XOR 파형을 얻는다. 지금까지의 이러한 대안의 실시예의 특징은 실질적으로 도 10a 내지 도 10g에 대하여 설명된 실시예와 유사하다는 것을 인식해야 한다.

앞의 실시예에서 설명된 바와 같이, 통신 부하는 반송파 파형의 풀 사이클 동안 XOR 연산된 파형에 따라, 또는 다시 말하면 반송파 주파수의 1/2에 해당하는 주파수를 갖는 변조된 클럭 파형을 이용하여 50% 듀티 사이클로 변조될 수 있다. 그러나, 이러한 대안의 실시예에서, XOR 연산된 파형은 반송파 파형 사이클의 대략 1/2, 또는 다시 말하면 반송파 주파수의 1/2에 해당하는 주파수를 갖는 변조된 클럭 파형을 이용하여 25% 듀티 사이클 동안 적용된다. 따라서, 통신 부하는 앞의 실시예에서보다 적은 시간 동안 그리고 데이터 통신을 위해 반송파 파형의 하나 거른 파형의 둘 다가 아니라, 피크 또는 골의 크기를 증가하도록 적용될 수 있다.

이와 같은 25% 듀티 사이클 변조는 도 10a 내지 도 10g의 실시예에 예시된 XOR 파형과 유사한 XOR 파형을 생성함으로써 달성될 수 있지만, 반송파 파형의 풀 사이클 동안 XOR 파형을 적용하는 대신, XOR 파형은 반송파 파형의 각 사이클의 1/2 동안 적용될 수 있다. 예를 들면, 도 6 및 도 9의 통신 회로를 이용하여, 반송파 파형의 각 사이클의 1/2 동안 XOR 파형을 적용하는 것은 통신 부하(30a-30b)의 둘 다가 아니라 하나를 선택적으로 변조하거나, 또는 두 개의 레그 대신 이차 코일(52)의 하나의 레그를 변조함으로써 달성될 수 있다. 비록 본 실시예가 전술한 실시예와 유사한 XOR 파형을 이용하여 25% 듀티 사이클을 구현하지만, 그 대신 25% 듀티 사이클은 25% 듀티 사이클을 갖도록 변조 클럭 파형을 변형하고 이를 인코딩된 데이터 파형과 XOR 연산함으로써 달성될 수 있다. 도 4 및 도 5 및 도 7 및 도 8의 통신 회로를 이용하여, 예를 들어, 통신 부하(30)는 반송파 파형의 각 사이클의 대략 1/2 동안 통신 부하(30)를 적용하기 위해 그와 같이 XOR 연산된 파형에 따라 변조될 수 있다.

본 실시예, 및 다른 실시예의 전자장치에 내재하는 전파 지연은 반송파 파형에 대해 변조 클럭의 지연을 야기시킬 수 있다. 도 16c 및 도 16d의 예시된 실시예에서, 이와 같은 전파 지연은 반송파 파형의 제로 크로싱(zero crossing)에 대해 변조 클럭 파형이 약간 시프트한 것으로 보일 수 있다. 일부 실시예에서, 예를 들어, 이와 같은 전파 지연은 반송파 파형에 대해 통신 부하를 언제 적용할지와, 원격 장치(14)가 그러한 지연에 적응하려 하는지 그러한 지연을 보상하려 하는지에 영향을 미칠 수 있다.

도 16a 내지 도 16h의 예시된 실시예에서, 전파 지연은 25% 듀티 사이클 변조를 구현하기 위해 이차 코일(52)의 어느 레그를 선택하여 변조할지에 영향을 미칠 수 있다. 도 6의 회로 토폴로지를 참조하면, 변조 사이클 동안 (이차 코일(52)의 제1 레그에 연결된) 부하 레지스터(30a)를 통과하는 전류가 도 16h에 도시되고, 변조 사이클 동안 (이차 코일(52)의 제2 레그에 연결된) 부하 레지스터(30b)를 통과하는 전류가 도 16g에 도시된다. 도 16d의 변조 클럭 파형이 이차 코일(52)의 제1 레그의 반송파 파형에 동기되기 때문에, 전파 지연은 도 16h에서 초핑된(chopped) 변조기 전류로 예시된 바와 같이 부하 레지스터(30a)의 풀 변조를 방지한다. 결과적으로, 전파 지연을 영향을 설명하고 25% 듀티 사이클로 풀 변조를 달성하기 위해, 통신 부하는 변조 클럭 파형을 생성하는 레그와 반대하는 이차의 레그에 대해 변조될 수 있다. 예를 들면, 도 16g의 예시된 실시예에서, 풀 변조는 이차 코일(52)의 제2 레그에 연결된 부하 레지스터(30b)를 변조함으로써 25% 듀티 사이클로 달성된다.

본 명세서에서 설명된 다른 대안의 실시예와 유사하게, 본 실시예의 통신 부하는 하나 이상의 임피던스 소자, 이를테면 부하 레지스터 또는 하나 이상의 대안의 부품일 수 있다. 예를 들면, 통신 부하는 저항성, 용량성, 유도성, 또는 이들의 조합일 수 있다. 비록 도 4 내지 도 9가 부하 레지스터(30)를 도시하지만, 본 실시예는 어떤 경우에 부하 레지스터(30) 대신에 부하 커패시터를 이용하여 더 잘 기능할 수 있다.

도 17 및 도 18의 두 가지 플롯은 단일 부하 레지스터(30a) 및 50% 듀티 사이클 변조기를 이용하여 25% 듀티 사이클로 변조하는 도 16a 내지 도 16h의 실시예들 간의 잠재적인 차이점을 예시한다. 도 17은 50% 듀티 사이클 변조기를 이용하는 실시예에서 두 개의 연속 사이클 동안 코일 내의 에너지 고갈로 비롯될 수 있는 통신 널(null) 또는 반전을 도시한다. 구체적으로, 대략 15-30W의 출력 전력에서 변조 깊이는 반전하거나 0.0mV 미만으로 떨어질 수 있어, 널 통신 영역을 야기할 수 있다. 도 18에 도시된 바와 같이, 25% 듀티 사이클 변조기에서 코일의 일 측에 통신 부하를 적용함에 따라, 신호 세기는 변조로 인해 일부 영역에서 감소하지만, 반전 및 널 통신 영역은 방지된다. 일 측면에서, 본 발명은 통신 반전을 방지하는 통신 회로를 제공할 수 있다. 25% 듀티 사이클 실시예의 다른 잠재적인 특성은 비록 50% 듀티 사이클 실시예도 가청 노이즈를 저감하거나 제거할 수 있지만, 통신 중에 가청 노이즈를 저감하거나 제거하는 것일 수 있다.

이제 도 19 및 도 20을 참조하면, 통신 신호는 몇 가지 예외가 있지만 도 11에 대해 전술한 실시예와 유사한 시스템 및 방법을 이용하여 수신되고, 복조되고, 디코딩될 수 있다. 평균화 회로(106a-b) 대신, 본 실시예는 통신 신호를 복조하기 위해 피크 검출기 회로(106a-b" 및 106a-b"')를 이용하고 두 개의 검출기 회로(46" 및 46"')를 포함한다. 그렇지 않고, 본 실시예 및 그 대안예는 본 명세서에서 기술된 다른 실시예와 유사하다.

전술한 바와 같이, 25% 듀티 사이클 변조를 이용하는 실시예에서, 통신 부하는 반송파 사이클의 1/2 동안 적용될 수 있다. 그 결과, 변조에서는 무선 전원 장치와의 유도성 커플링을 통해 레벨 시프트를 반영하여 일반적으로 전류 센서에 의해 감지된 전류의 둘 다는 아니지만 피크 또는 골에 영향을 미칠 수 있다. 다시 말하면, 25% 듀티 사이클 변조를 이용하면, (a) 짝수에서 홀수 사이클까지 일차 코일을 통과하는 피크 전류 또는 전압의 레벨은 시프트할 수 있거나, 또는 (b) 짝수에서 홀수 사이클까지 일차 코일을 통과하는 골 전류 또는 전압의 레벨은 시프트할 수 있다. 만일 원격 장치의 이차 코일(52)에 대한 일차 코일(42)의 도트 배향(dot orientation)(예컨대, 권선 배향(winding orientation))이 알려지지 않으면, 골 또는 피크에서 레벨 시프트가 일어나는지를 알지 못할 수 있다. 따라서, 본 실시예는 두 개의 검출기 회로(46" 및 46"')를 이용하여 피크 또는 골에서 통신 부하 변조로 인한 레벨 시프트를 감지한다. 다음에, 두 개의 검출기 회로(46" 및 46"')의 각 출력(A 및 B)이 결합, 이를테면 서로 OR 연산되어, 유도성 커플링을 통해 변조된 통신 신호의 디지털 표현이 얻어진다. 도트 배향이 알려진 대안의 실시예에서, 단일 검출기 회로는 피크 또는 골 중 어느 것이든 예상되는 곳에서 알려진 도트 규칙 및 이차측(52)의 어느 레그가 변조되는지에 따라 레벨 시프트를 검출하는데 사용될 수 있다. 통신 부하의 변조로 인해 피크 및 골 둘 다에서 레벨 시프트가 일어나기 때문에 50% 듀티 사이클 변조를 이용하는 실시예에서 도트 배향을 아는 것이 불필요할 수 있음을 인식해야 한다.

이제 제1 및 제2 검출기 회로(46" 및 46"')가 더욱 상세히 설명된다. 제1 검출기 회로(46")는 전류 센서에 의해 출력된 신호의 버퍼 카피를 생성하고, 제2 검출기 회로(46"')는 전류 센서에 의해 출력된 신호의 반전된 버퍼 카피를 생성한다. 이러한 방식으로, 제1 검출기 회로(46")는 반송파를 샘플링하고 그의 피크를 타임 슬라이스하여 통신 부하의 적용에 따른 레벨 시프트를 검출하고, 제2 검출기 회로(46"')는 반송파를 샘플링하고 그의 골을 타임 슬라이스하여 통신 부하의 적용에 따른 레벨 시프트를 검출한다.

다시 도 19와 함께 도 16a 내지 도 16h를 참조하면, 검출기(46")의 멀티플렉서(104a")는 "A" 타임 슬라이스 동안 버퍼된 카피를 통과시키고, 검출기(46")의 멀티플렉서(104b")는 "B" 타임 슬라이스 동안 버퍼된 카피를 통과시킨다. 따라서, "A" 타임 슬라이스 및 "B" 타임 슬라이스는 몇 가지 예외가 있지만 도 11의 예시된 실시예의 증폭기 체인과 유사할 수 있는 개별 증폭기 체인을 통과한다. 도 19의 예시된 실시예에서, 멀티플렉서(104a-b")의 출력은 개별 피크 검출기(106a-b")로 전달된다. 피크 검출기(106a-b") 각각은 타임 슬라이스 동안 그의 각각의 입력의 피크값을 출력한다. 이러한 피크 검출은 통신 부하의 변조로 인한 레벨 시프트를 캡처하여 신호 검출을 향상시킬 수 있다. 피크 검출기는 또한 무선 전원 장치의 하프 브리지 구동기 하드웨어에 의해 부과된 어떤 비대칭을 상쇄시킬 수 있다. 개시 목적상, 피크 검출기(106a-b")는 도 19의 예시된 실시예에 사용되지만, 피크 검출기는 본 명세서에서 설명된 다른 실시예로도 구현될 수 있다. 다른 대안예에서, 피크 검출기는 해당 신호의 최대 상태라기보다 최저 상태를 검출할 수 있는 골 검출기로 대체될 수 있다.

피크 검출기(106a-b")의 출력은 각각 전술한 바와 같은 개별 증폭기 체인을 통과하고, 결국 비교기(114")와 같은 차분 증폭기를 이용하여 서로 비교된다. 만일 "B" 타임 슬라이스와 비교하여 "A" 타임 슬라이스에서 버퍼된 비반전 신호의 피크 간에서 레벨 시프트가 검출되면, 비교기(114")는 제어기(36)와 같은 마이크로컨트롤러에 의해 쉽게 디코딩될 수 있는 "디지털화된" 신호를 출력한다. 일례로, 만일 "A" 타임 슬라이스 동안 해당 신호의 피크값이 "B" 타임 슬라이스 동안 신호의 피크 값보다 크면, 검출기(46")로부터 로직 하이가 출력될 것이다. 반대로, 만일 "A" 타임 슬라이스 동안 신호의 피크값이 "B" 타임 슬라이스 동안 해당 신호의 피크값보다 작으면, 검출기(46")로부터 로직 로우 신호가 출력될 것이다.

도 20의 예시된 실시예를 참조하면, 검출기(46"')는 검출기(46")의 반대편을 검출하고, 신호의 피크를 검출하는 대신, 검출기(46"')는 신호의 골 또는 최저치를 검출한다. 예를 들면, 골에서 레벨 시프트를 검출함으로써, 검출기(46"')는 신호 내에 인코딩된 데이터를 복조할 수 있다.

특히, 검출기(46"')의 멀티플렉서(104a"')는 "A" 타임 슬라이스 동안 신호의 버퍼된 반전 카피를 통과시키고, 멀티플렉서(104b"')는 "B" 타임 슬라이스 동안 신호의 버퍼된 반전 카피를 통과시킨다. 따라서, "A" 타임 슬라이스 및 "B" 타임 슬라이스는 약간의 예외가 있지만 도 11의 예시된 실시예의 증폭기 체인과 유사한 개별 증폭기 체인을 통과한다. 도 20의 예시된 실시예에서, 멀티플렉서(104a-b"')의 출력은 개별 피크 검출기(106a-b"')로 전달되고, 검출기(46"')에서 신호의 골 또는 최저치를 검출한다. 피크 검출기(106a-b"') 각각은 타임 슬라이스 동안 그의 각 입력의 반전 신호의 피크값(비반전 신호의 골)을 출력한다.

검출기(46")와 마찬가지로, 피크 검출기(106a-b"')의 출력은 각각 개별 증폭기 체인을 통과하여, 비교기(114"')와 같은 차분 증폭기를 이용하여 서로 비교된다. 앞에서와 같이, 만일 "B" 타임 슬라이스와 비교하여 "A" 타임 슬라이스에서 버퍼된, 비반전 신호의 골 간에서 레벨 시프트가 검출되면, 비교기(114"')는 마이크로컨트롤러에 의해 쉽게 디코딩될 수 있는 "디지털화된" 신호를 출력한다.

전술한 바와 같이, 이차측에 대해 일차측의 도트 배향을 알지 못하면, 25% 듀틸 사이클에서 통신 부하의 변조가 신호의 골 또는 피크에서 레벨 시프트를 초래하는지가 확실하지 않을 수 있다. 결과적으로, 검출기(46") 및 검출기(46"')의 각 출력(A 및 B)은 신호가 검출되고 쉽게 디코딩될 수 있도록 마이크로컨트롤러에 의해 모니터될 수 있다.

일례로, 이차 코일(도 16g)의 제2 레그를 변조하여 25% 듀티 사이클 변조를 이용하면, 검출기(46" 및 46"')의 동작은 다음과 같은 결과를 얻을 것이다. 통신 부하를 변조하는 방식에 따라 결과가 다를 수 있음을 인식해야 한다. 도 19 및 도 20의 예시된 실시예에 적용된 바와 같은, 도 16a 내지 도 16g의 예시적인 실시예에서, 검출기(46")는 "A" 타임 슬라이스 및 "B" 타임 슬라이스 동안 버퍼된 비반전 신호의 피크값 간에서 레벨 시프트를 검출하지 못할 것이다. 도 16g에 도시된 바와 같이, 통신 부하는 피크 사이클이 아니라 반송파의 골 사이클 동안 변조되므로, 신호의 피크는 대체로 통신 부하의 변조에 의해 영향을 받지 않는다.

한편, 검출기(46"')는 "A" 타임 슬라이스 및 "B" 타임 슬라이스 동안 버퍼된 반전 신호의 피크값 간에서 레벨 시프트를 검출할 것이다. 통신 부하는 반송파의 골 사이클 동안 변조되기 때문에, 피크 검출기(106a-b"')에 의해 측정된 바와 같은, 신호의 반전 형태의 피크(비반전 신호의 골)는 "A" 타임 슬라이스와 "B" 타임 슬라이스 간에서 레벨 시프트를 식별하고, 그 레벨 시프트를 앞에서 설명된 바와 같이 마이크로컨트롤러에 의해 디코드되는 "디지털화된" 신호로 출력한다.

또 다른 대안의 실시예에서, 통신은 구동 주파수의 배수, 이를테면 짝수형 배수에 해당하는 레이트로 통신 부하를 변조함으로써 인코딩된다. 예를 들면, 예시된 실시예에서, 통신 레지스터는 반송파 파형 주파수의 네 배로 변조된다. 본 실시예는 반송파 파형과 같은 위상을 유지하는 변조 클럭 파형을 생성하는 위상 고정 루프("PLL")를 포함할 수 있다. 도 12a는 1과 0의 샘플 데이터 스트림을 도시한다. 도 12b는 2위상 인코딩 스트림을 이용하여 인코딩된 샘플 데이터 스트림을 도시한다. 이제 도 12c 내지 도 12i를 참조하면, 변조 신호는 파형의 각 사이클의 양 및 음의 절반에 대해 다른 함수를 이용하여 변조 클럭과 인코딩된 데이터를 결합함으로써 생성된다. 좀 더 상세히 말하면, 본 실시예에서, 반송파 파형의 양의 절반 동안, 변조 클럭 파형은 인코딩된 데이터 파형과 XOR 연산되고, 반송파 파형의 음의 절반 동안, 변조 클럭 파형은 인코딩된 데이터 파형과 XOR# 연산된다. 이렇게 하면 무선 전원 장치에 의한 복조를 간략화할 수 있다. 도 12c는 전술한 바와 같이 약 100kHz인 반송파 파형을 도시한다. 도 12d는 변조 클럭 신호를 도시한다. 본 실시예에서, 변조 클럭 신호의 주파수는 반송파 주파수의 네 배 또는 본 예시에서 약 400kHz이다. 도 12e에는 데이터 스트림이 도시된다. 전술한 바와 같이, 본 예시는 로우에서 하이로 한 번의 천이를 포함하는 데이터 스트림의 짧은 구간을 도시한다. 도 12f에는 XOR 파형이 도시되고 도 12g에는 XOR# 파형이 도시된다. 도 12h에는 데이터 신호와 변조 클럭 신호를 교대로 XOR 연산 또는 XOR# 연산하여 얻은 복합 파형이 도시된다. 변조된 신호가 반송파 파형에 적용되면, 결과적인 변조된 반송파 파형이 도 12i에 도시된다. 도 12i는 이상화된 파형을 나타낸다는 것을 주목해야 한다. 실제로, 변조된 신호는 일차 전류의 순시 변화를 일으킬 가능성이 없다. 대신에, 전류는 천이하기까지 약간의 시간이 걸릴 가능성이 있고 실제 파형은 타임 슬라이스 간에서 순수 점프(clean jump)라기보다 천이 영역을 가질 가능성이 있다.

이와 같은 제2 통신 방법에 의해 생성된 통신 신호는 다양한 대안의 시스템 및 방법을 이용하여 수신되고 디코딩될 수 있다. 개시 목적상, 본 발명은 도 2의 통신 수신기(22) 및 도 13의 복조 회로와 관련하여 설명될 것이다. 알 수 있듯이, 도 13의 복조 회로는 도 11의 복조 회로와 유사하다. 그러나, 도 13의 복조 회로는 평균화 회로(106a-106b)를 포함하지 않는다.

본 실시예의 동작에 있어서, 전류 센서(45)는 탱크 회로의 전류를 나타내는 신호를 생성한다. 전류 센서(45)는 탱크 회로(40)의 전류의 크기와 비례하여 변화하는 전압을 갖는 신호를 생성하는 전류 감지 변환기일 수 있다. 다른 대안예로, 전류 센서(45)는 도 4 내지 도 9에 도시된 바와 같은 스케일링 레지스터 및 커패시터를 갖는 분주기로부터 출력을 취할 수 있다. 전류 센서(45)는 본질적으로 원격 장치(14)의 반사 임피던스에 의해 영향을 받는 전원 장치(12)의 전력 특성을 나타내는 신호를 생성할 수 있는 어떤 검출기로도 대체될 수 있다.

본 실시예에서, 검출기 회로(46')는 전류 센서에 의해 출력된 신호의 버퍼 카피 및 반전된 버퍼 카피를 생성하는 한 쌍의 증폭기(102a'-102b')를 포함한다. 도시된 바와 같이, 본 실시예에서, 전류 센서 신호는 서로 병렬로 배열된 증폭기 및 반전 증폭기로 전달될 수 있다. 증폭기 및 반전 증폭기의 출력은 원격 장치(14)의 변조 클럭에 동기된 타임 슬라이싱 클럭에 연결된 한 쌍의 멀티플렉서(104a'-104b')로 전달될 수 있다. 타임 슬라이싱 클럭은 전류 신호의 버퍼 카피 또는 반전 카피를 검출기 회로의 나머지로 전달할지를 제어한다. 본 실시예에서, 클럭 신호는 4를 곱한 구동 주파수에 동기된다. 도시된 바와 같이, 본 실시예에서, 두 개의 멀티플렉서(104a'-104b')는 상반되는 NO/NC 입력을 포함하여 차분 신호를 제공한다. NO/NC 입력을 플립핑하는 것의 대안예로, 하나의 멀티플렉서를 다른 것과 클럭킹하는 것은 차분 신호를 제공하도록 반전될 수 있다. 예를 들면, 멀티플렉서(104b') 클럭킹은 차분 신호를 제공하도록 멀티플렉서(104a')에 대해 반전될 수 있다. 어떤 경우에, 멀티플렉서(104a'-104b')를 구동 신호의 90도 카피 신호와 클럭킹하는 것이 바람직하다. 90도 위상 시프트는 회로가 신호를 더 잘 캡처하게 해줄 수 있다. 비록 예시된 실시예의 멀티플렉서가 두 개의 입력을 갖지만, 멀티플렉서(104a'-104b')는 대안으로 단일 입력을 가질 수 있으며 그 출력은 교대하는 클럭 위상에서 부동 상태를 유지할 수 있다. 이는 증폭기 체인의 신호 세기를 저감할 수 있다. 본 실시예에서, 클럭 신호는 다양한 소스, 이를테면 구동 신호, 일차 코일 전압, 일차 코일 전류 또는 전술한바 중 어떤 것의 90도 시프트된 버전으로부터 도출될 수 있다.

다시 도 13을 참조하면, 멀티플렉서(104a')는 "A" 타임 슬라이스 동안 버퍼 카피를 통과시키고 "B" 타임 슬라이스 동안 반전 카피를 통과시키며, 멀티플렉서(104b')는 "B" 타임 슬라이스 동안 버퍼 카피를 통과시키고 "A" 타임 슬라이스 동안 반전 카피를 통과시킨다.

도 13의 검출기 회로에서, 각 멀티플렉서(104a'-104b')의 출력은 개별 증폭기 체인을 통과한다. 예시된 실시예에서, 각 멀티플렉서(104a'-104b')의 출력은 개별 저역 통과 필터(108a'-108b')로 전달된다. 본 실시예에서, 필터(108a'-108b')는 2폴 5kHz 저역 통과 필터일 수 있다. 이들 저역 통과 필터(108a'-108b')는 주로 통신 주파수 범위 이상의 신호의 AC 성분을 제거하는 기능을 한다. 비록 이러한 기능이 예시된 실시예에서 op 앰프로를 이용하여 수행되지만, 이러한 op 앰프는 대안의 필터링 회로, 이를테면 수동 필터 또는 디지털 필터로 대체될 수 있다.

일부 응용예에서, 저역 통과 필터(108a'-108b')의 출력을 증폭하는 것이 바람직할 수 있다. 예시된 실시예에서, 저역 통과 필터(108a'-108b')의 출력은 개별 증폭기(110a'-110b')로 전달된다. 예시된 실시예에서, 증폭기(110a'-110b')는 필터링된 신호를 증폭하여 Vbias 주위에 중간점을 유지하는 AC 결합된 증폭기이다. 본 실시예에서, AC 커플링은 모든 DC 오프셋을 제거하고 단일 폴 고역 통과 필터로 기능한다.

증폭기(110a'-110b')의 출력은 개별 저역 통과 필터(112a'-112b')로 전달된다. 이들 저역 통과 필터(112a'-112b')는 통신 주파수 범위 이상의 신호의 AC 성분을 제거하고 AC 증폭기(110a'-110b')에 의해 전달된 노이즈를 제거하는 것에 도움이 된다. 비록 저역 통과 필터(112a'-112b')가 예시된 실시예에서 op 앰프로 구현되지만, 이러한 op 앰프는 대안의 필터링 회로, 이를테면 수동 필터 또는 디지털 필터로 대체될 수 있다. 일부 응용예에서, 이러한 증폭기의 출력의 신호 대 잡음의 비는 저역 통과 필터(112a'-112b')가 필요 없을 정도로 충분할 수 있다.

예시된 실시예에서, 마지막 저역 통과 필터(112a'-112b')의 출력은 개별적으로 비교기(114')로 전달된다. 비교기(114')는 두 개의 증폭기 체인으로부터의 차분 신호를 제어기(36)와 같은 마이크로컨트롤러에 의해 쉽게 디코딩될 수 있는 단일의 "디지털화된" 신호로 다시 결합한다. 도 12i에서 알 수 있는 바와 같이, 복합 파형은 인코딩된 데이터가 로우이면 음의 DC 오프셋을 제공하고, 인코딩된 데이터가 하이이면 양의 DC 오프셋을 제공하도록 결합된다. 비교기(114')의 출력은 디코딩을 위해 통신 제어기(36)로 전달될 수 있다. 이 경우, 통신 제어기(36)는 본 예시에서 2위상 인코딩 방식인, 원격 장치(14)에서 데이터를 인코딩하는데 사용된 것과 동일한 방식을 이용하여 이진 스트림을 디코딩할 것이다.

도 13의 이중 체인 회로의 대안예로, 검출기 회로(46')는 대안으로 단일 종단 검출 체인을 포함할 수 있다. 이러한 대안예에서, 검출기 회로는 단지 도 13의 맨위 체인을 포함할 수 있고, 비교기(114')는 Vbias를 기준으로 그의 음의 입력을 가질 수 있다. 도 13의 이중 체인 회로는 하나의 신호가 전압이 증가하고 반면에 다른 신호가 감소함에 따라 증폭기 체인의 차분 쌍이 신호 대 잡음의 비의 향상을 제공하기 때문에 일부 응용예에서 성능 향상을 제공할 수 있다. 결과적으로, DC 드리프트가 신호를 왜곡시킬 가능성이 없다.

또 다른 대안의 실시예에서, 통신은 통신 부하를 두 가지 다른 주파수 중 하나로 변조함으로써 인코딩된다. 일 실시예에서, 두 가지 다른 주파수는 고정 주파수일 수 있다. 두 가지 다른 고정 주파수로 변조를 하면 무선 전원 장치에서 복조를 위한 필터 설계를 간략화할 수 있다. 일 실시예에서, 두 가지 다른 주파수는 구동 주파수의 부분 또는 배수, 이를테면 정수형 부분 또는 정수배일 수 있다. 예를 들면, 예시된 실시예에서, 통신 레지스터는 하나의 주파수로 변조되어 로직 하이를 표현하고 다른 주파수로 변조되어 로직 로우를 표현한다. 본 실시예에서, 통신 제어기(36)는 두 가지 다른 변조 클럭, 즉 하나는 반송파 파형 주파수의 1/8, 다른 하나는 반송파 파형 주파수의 1/10을 포함한다. 변조 클럭의 주파수는 응용예마다 다를 수 있다. 변조 신호는 로직 로우 동안 제1 변조 클럭과 로직 하이 동안 제2 변조 클럭을 결합하여 생성된 두 가지 변조 클럭을 합성한 것이다. 본 실시예의 주파수 시프팅 방법에 대해서는 도 14a 내지 도 14h를 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다. 도 14a는 1과 0의 샘플 데이터 스트림을 도시한다. 도 14b는 2위상 인코딩 방식을 이용하여 인코딩된 샘플 데이터 스트림을 도시한다. 변조된 반송파 파형을 생성하는 프로세스는 로우 신호에서 하이 신호로 한 번의 천이를 포함하는 데이터 스트림의 짧은 부분을 보이는 도 14c 내지 도 14h를 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다. 도 14c는 전술한 바와 같이 본 예시에서 약 100kHz인 반송파 파형을 도시한다. 도 14d는 변조 클럭 A 신호를 도시한다. 본 예시에서, 변조 클럭 A의 주파수는 반송파 주파수의 1/8이다. 도 14e는 변조 클럭 B 신호를 도시한다. 본 예시에서, 변조 클럭 B의 주파수는 반송파 주파수의 1/10이다. 도 14f에는 데이터 스트림이 도시된다. 변조된 반송파 파형은 인코딩된 데이터 신호(도 14f)를 키로 이용하여 반송파 파형(도 14c)과 변조 클럭 A 신호(도 14d) 또는 변조 클럭 B 신호(도 14e)를 결합함으로써 생성된다. 좀 더 상세히 말하면, 로우 데이터 신호 동안, 반송파 파형은 변조 클럭 A 신호와 결합되고, 하이 데이터 신호 동안, 반송파 파형은 변조 클럭 B 신호와 결합된다. 도 14g에는 결과적인 변조 클럭 파형이 도시된다. 알 수 있는 바와 같이, 변조 클럭 파형은 인코딩된 데이터가 로우인 동안 하나의 주파수로 변조되고, 인코딩된 데이터가 하이이면 다른 주파수로 변조하도록 전환된다. 알 수 있는 바와 같이, 파형은 로직 로우의 경우가 로직 하이의 경우보다 더 빠르게 변조한다. 본 예시에서, 각 변조는 로직 로우 동안 반송파 파형의 네 개의 사이클과 로직 하이 동안 반송파 파형의 다섯 개의 사이클을 포함한다. 반송파 파형의 주파수 및 두 개의 변조 클럭 신호는 변조된 반송파 파형의 특성을 변경하도록 변화될 수 있다.

이와 같은 대안의 통신 방법에 의해 생성된 통신 신호는 다양한 대안의 시스템 및 방법을 이용하여 수신되고 디코딩될 수 있다. 개시 목적상, 본 발명은 전술한 통신 수신기(22)와 관련하고 도 3 및 도 15와 관련하여 설명될 것이다. 본 실시예의 동작에 있어서, 전류 센서(45)는 탱크 회로의 전류를 나타내는 신호를 생성한다. 전류 센서(45)는 탱크 회로(40)의 전류의 크기에 따라 변하는 전압을 갖는 신호를 생성하는 전류 감지 변환기일 수 있다. 또 다른 대안예로, 전류 센서(45)는 도 4 내지 도 9에 도시된 바와 같이 스케일링 레지스터 및 커패시터를 갖는 분주기로부터 출력을 취할 수 있다. 전류 센서(45)로부터의 신호는 대역통과 필터 및 증폭기와 같은 필터링 및 조정 회로를 통과할 수 있다. 대역통과 필터는 저역 통과 필터(202) 및 고역 통과 필터(204)를 포함할 수 있다. 이러한 필터들은 10으로 분주된 최저 동작 주파수 미만과 8로 분주된 최고 동작 주파수 이상의 신호들을 필터링하도록 구성될 수 있다. 증폭기(206)는 해당 신호를 주파수 판별기(미도시)에 적합한 레벨로 증폭하도록 구성될 수 있다. 증폭된 출력은 주파수 판별기(미도시)로 전달될 수 있다. 일 실시예에서, 주파수 판별기는 주파수를 전압으로 변환하는 집적 회로 시스템(ICS)이다. ICS의 출력은 디코딩을 위해 제어기(36)로 제공될 수 있다. 대안의 실시예에서, 주파수 판별기는 비교기(미도시) 및 제어기(36)와 같은 제어기를 포함할 수 있다. 비교기는 구형파 출력을 생성할 수 있고 제어기(36)는 에지를 카운트하여 변조 주파수를 결정할 수 있다. 비교기를 포함하는 실시예에서, 주로 회로 내 잡음에 따라 증폭기(206)와 비교기(미도시) 사이에 필터를 포함하는 것이 바람직할 수 있다. 시스템은 네 개의 사이클마다 하이와 로우 사이를 교대하는 신호를 로직 로우로 해석할 수 있고, 시스템은 다섯 개의 사이클마다 하이와 로우 사이를 교대하는 신호를 로직 하이로 해석할 수 있다. 이들 실시예 모두에서, 통신 제어기(36)는 2위상 디코딩 방식을 이용하여 로직 하이 및 로직 로우의 이진 스트림을 디코딩할 것이다.

비록 본 발명이 신호를 제어기(36)로 전달하기 전에 필터링하고 조정하는 아날로그 회로를 갖는 검출기 회로(46)와 관련하여 설명되지만, 필터링, 조정 및/또는 비교기 기능은 대안으로 디지털 신호 프로세서(DSP)를 이용하여 수행될 수 있다. 예를 들면, 일 대안예에서, 전류 감지 변환기(또는 다른 검출기)의 출력은 DSP(미도시)로 전달될 수 있다. DSP는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한 다음 그 디지털 신호를 처리하여 전술한 회로를 이용하여 생성된 하이 및 로우 출력과 일치하는 하이 및 로우 출력을 생성한다. DSP는 입력 신호를 처리하여 통신에 사용된 주파수 범위 밖에 존재하는 신호 성분을 제거하고, 나머지 신호를 분석하여 통신 신호를 식별한 다음 그 통신 신호로 하이 및 로우를 구동하는 출력 신호를 제공할 수 있다.

예시된 실시예에서, 통신 수신기는 탱크 회로의 전류를 나타내는 출력을 제공하는 전류 감지 변환기를 통해 통신을 복조하는 검출기 회로를 포함한다. 통신 수신기는 대안의 방법 및 장치를 이용하여 동작할 수 있다. 예를 들면, 전원 장치는 스위칭 회로(예컨대, 스위칭 회로의 입력에 연결된 증폭기)로의 입력의 전류를 나타내는 신호를 제공하는 검출기 회로를 포함할 수 있다. 다른 예로, 전원 장치는 스위칭 회로로의 입력의 전압과 탱크 회로의 전류의 위상 관계를 이용하여 통신을 검출하는 검출기 회로를 포함할 수 있다. 또 다른 예로, 전원 장치는 탱크 회로의 전압을 이용하여 통신을 검출하는 검출기 회로를 포함할 수 있다. 이러한 대안의 통신 검출 시스템 및 방법들 중 일부의 동작은 "SYSTEMS AND METHODS FOR DETECTING DATA COMMUNICATION OVER A WIRELESS POWER LINK"라는 명칭으로 2010년 1월 25일 출원된 미국 가출원 제61/298021호에서 좀 더 상세히 기술되고, 그 전체가 본 명세서에서 참조로 인용된다.

전술한 설명은 본 발명의 현재의 실시예에 대한 것이다. 본 발명의 정신 및 광범위한 양태로부터 벗어남이 없이 다양한 변경 및 변화가 이루어질 수 있다. 본 개시 내용은 예시 목적으로 제시되고 본 발명의 모든 실시예의 완전한 설명으로 해석되지 않아야 하고 또는 특허청구범위의 범주를 이들 실시예와 관련하여 예시되거나 기술된 특정 구성 요소들로 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다. 예를 들어, 제한 없이, 설명된 발명의 모든 개별 구성 요소(들)는 실질적으로 유사한 기능을 제공하거나 그렇지 않고 적절한 동작을 제공하는 대안의 구성 요소들로 대체될 수 있다. 이는, 예를 들어, 현재 알려진 대안의 구성 요소, 이를테면 현재 당업자에게 알려질 수 있는 것들과, 미래에 개발될 수 있는 대안의 구성 요소, 이를테면 개발시 당업자가 대안예로 인식할 수 있는 것들을 포함한다. 또한, 개시된 실시예는 구체적으로 설명되고 협력하여 이익들을 제공할 수 있는 많은 특징들을 포함한다. 본 발명은 등록된 청구항에서 달리 명백히 기술된 범위를 제외하고, 이러한 특징을 모두 포함하거나 언급된 이익을 모두 제공하는 실시예들로만 한정되지 않는다.

Claims

키 변조(keyed modulation)를 이용하여 원격 장치와 유도성 전원 장치 간에 데이터를 통신하는 방법이며,
유도성 전원 장치로부터 가변 주파수 전력 전송 신호를 통해 유도성 전력을 수신하는 단계;
데이터 비트 스트림을 고정 주파수 통신 신호로 인코딩하는 단계; 및
통신 송신기의 부하를 토글링(toggling)함으로써 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 고정 주파수 통신 신호를 변조하는 단계 - 상기 데이터 스트림의 각 비트는 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 복수회의 변조로 표현됨 - 를 포함하는 방법.
유도성 전원 장치로부터 원격 장치로 전력을 전송하고 원격 장치로부터 유도성 전원 장치로 데이터를 통신하는 원격 장치이며,
가변 주파수 전력 전송 신호를 수신하도록 구성된 전력 수신기;
데이터 비트 스트림을 고정 주파수 통신 신호로 인코딩하도록 구성된 제어기; 및
부하를 선택적으로 토글링하여 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 고정 주파수 통신 신호를 변조하도록 구성된 통신 송신기 - 상기 데이터 스트림의 각 비트는 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 복수회의 변조로 표현됨 - 를 포함하는 원격 장치.
제2항에 있어서, 상기 원격 장치는 상기 유도성 전원 장치와 결합되고, 상기 유도성 전원 장치는 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 검출기 회로를 포함하는 원격 장치.
유도성 전원 장치로부터 원격 장치로 전력을 전송하고 키 변조를 이용하여 원격 장치와 유도성 전원 장치 간에 데이터를 통신하는 시스템이며,
가변 주파수 전력 전송 신호를 수신하도록 구성된 전력 수신기;
데이터 비트 스트림을 고정 주파수 통신 신호로 인코딩하는 제어기; 및
부하를 선택적으로 토글링하여 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 고정 주파수 통신 신호를 변조하는 통신 송신기 - 상기 데이터 스트림의 각 비트는 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 복수회의 변조로 표현됨 - 를 포함하는 시스템.
제4항에 있어서, 상기 원격 장치는 상기 원격 장치가 키 변조를 이용하여 유도성 전원 장치로 데이터를 통신하도록 상기 통신 송신기를 포함하고, 상기 유도성 전원 장치는 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 검출기 회로를 포함하는 시스템.
제4항에 있어서, 상기 유도성 전원 장치는 상기 유도성 전원 장치가 상기 키 변조를 이용하여 원격 장치로 데이터를 통신하도록 상기 통신 송신기를 포함하고, 상기 원격 장치는 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 검출기 회로를 포함하는 시스템.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 통신 송신기는 부하를 변조하도록 구성되고, 상기 변조는 가변 주파수 전력 전송 신호의 부분(fraction)인 레이트로 통신 송신기 내의 부하를 토글링하는 것을 포함하는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제7항에 있어서, 경우에 따라 레이트는 가변 주파수 전력 전송 신호의 1/2인 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제7항에 있어서, 경우에 따라 부하는 가변 주파수 전력 전송 신호의 파형의 크기를 하나 걸러 증가시키도록 토글링되는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제7항에 있어서, 경우에 따라 부하는 가변 주파수 전력 전송 신호의 파형의 피크(peak) 또는 골(trough)의 크기를 하나 걸러 증가시키도록 토글링되는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제9항 또는 제10항에 있어서, 경우에 따라 상기 변조는 부하를 짝수 파형마다 또는 홀수 파형마다 토글링하는 것을 포함하는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제1항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 상기 변조는 (a) 가변 주파수 전력 전송 신호의 짝수 부분(even integer fraction)에서 동작하는 변조 클럭, 및 (b) 고정 주파수 통신 신호를 배타적(exclusive) OR 연산하여 형성된 변조기 제어 신호를 생성하는 것을 포함하고, 가변 주파수 전력 전송 신호는 상기 변조기 제어 신호에 따라 변조되는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제1항 내지 제12항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 가변 주파수 전력 전송 신호를 타임슬라이싱(timeslicing)하고 두 개의 타임 슬라이스 간의 DC 오프셋을 비교하여 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 것을 더 포함하는, 유도성 전원 장치와 조합된 시스템 또는 방법 또는 원격 장치.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 통신 송신기는 부하를 가변 주파수 전력 전송 신호의 고조파(harmonic)에서 위상 고정된(phase-locked) 변조 레이트로 변조하도록 구성되는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제14항에 있어서, 경우에 따라 상기 레이트는 가변 주파수 전력 전송 신호의 네 배인 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제14항에 있어서, 경우에 따라 상기 변조는,
(a) 상기 변조 레이트로 동작하는 변조 클럭, 및 (b) 고정 주파수 통신 신호를 배타적 OR 연산하여 형성되는 제1 변조 제어 신호를 생성하고;
(a) 상기 변조 레이트로 동작하는 변조 클럭, 및 (b) 고정 주파수 통신 신호의 배타적 OR 연산을 반전하여 형성되는 제2 변조 제어 신호를 생성하고;
가변 주파수 전력 전송 신호의 양의 절반(positive half) 동안 제1 변조 제어 신호에 따라 변조 부하를 토글링하고;
가변 주파수 전력 전송 신호의 음의 절반(negative half) 동안 제2 변조 제어 신호에 따라 변조 부하를 토글링하는 것을 포함하는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제14항 내지 제16항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 가변 주파수 전력 전송 신호를 타임슬라이싱하고 타임 슬라이스 중의 DC 오프셋을 식별하여 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 것을 더 포함하는, 유도성 전원 장치와 조합된 시스템 또는 방법 또는 원격 장치.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 통신 송신기는 부하를 두 가지 다른 주파수 중 하나로 변조하도록 구성되는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제18항에 있어서, 경우에 따라 데이터 스트림의 상위 비트는 제1 주파수로 변조하여 통신되고, 데이터 스트림의 하위 비트는 제2 주파수로 변조하여 통신되는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제19항에 있어서, 경우에 따라 제1 주파수는 가변 주파수 전력 전송 신호의 1/8이고, 제2 주파수는 가변 주파수 전력 전송 신호의 1/10인 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
제18항 내지 제20항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 가변 주파수 전력 전송 신호를 주파수 판별기에 통과시켜 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 것을 더 포함하는, 유도성 전원 장치와 조합된 시스템 또는 방법 또는 원격 장치.
제1항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 경우에 따라 부하는 저항성 소자, 용량성 소자, 및 유도성 소자 중 적어도 하나를 포함하는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
경우에 따라 통신 송신기는 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 고정 주파수 통신 신호를 변조하여 통신 반전을 방지하는 방법 또는 시스템 또는 원격 장치.
유도성 전력을 원격 장치로 전송하고 원격 장치로부터 반사 변조(backscatter modulation)를 통해 데이터를 수신하는 유도성 전원 장치이며,
가변 주파수 전력 전송 신호를 전송하는 전력 송신기; 및
가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 변조를 검출하도록 구성된 무선 통신 수신기 - 상기 유도성 전원 장치는 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하고, 데이터 스트림의 각 비트는 가변 주파수 전력 전송 신호에 대한 복수회의 변조로 표현됨 - 를 포함하는 유도성 전원 장치.
제24항에 있어서, 가변 주파수 전력 전송 신호를 타임슬라이싱하고 두 개의 타임 슬라이스 간의 DC 오프셋을 비교하여 데이터 스트림을 디코딩하는 유도성 전원 장치.
제24항에 있어서, 유도성 전원 장치는 제1 증폭기 체인 및 제2 증폭기 체인을 갖는 검출기 회로를 포함하고,
상기 제1 증폭기 체인은 (a) 가변 주파수 전력 전송 신호의 짝수 사이클의 버퍼된 카피(buffered copy), 및 (b) 가변 주파수 전력 전송 신호의 홀수 사이클의 반전된 버퍼된 카피(inverted buffered copy)를 평균화하고,
상기 제2 증폭기 체인은 (a) 가변 주파수 전력 전송 신호의 홀수 사이클의 버퍼된 카피, 및 (b) 가변 주파수 전력 전송 신호의 짝수 사이클의 반전된 버퍼된 카피를 평균화하고,
제1 증폭기 체인과 제2 증폭기 체인의 출력을 비교함에 따라, 검출기 회로는 데이터 스트림을 표현하는 고정 주파수 통신 신호를 출력하는 유도성 전원 장치.
제24항에 있어서, 유도성 전원 장치는 가변 주파수 전력 전송 신호의 짝수 사이클의 버퍼된 카피의 피크를 검출하는 제1 증폭기 체인, 및 가변 주파수 전력 전송 신호의 홀수 사이클의 버퍼된 카피의 피크를 검출하는 제2 증폭기 체인을 갖는 제1 검출기 회로를 포함하고,
제1 증폭기 체인과 제2 증폭기 체인의 출력을 비교함에 따라, 제1 검출기 회로는 제1 레벨 시프트(level shift) 출력을 출력하는 유도성 전원 장치.
제27항에 있어서, 유도성 전원 장치는 가변 주파수 전력 전송 신호의 짝수 사이클의 버퍼된 반전 카피의 골을 검출하는 제1 골 증폭기 체인, 및 가변 주파수 전력 전송 신호의 홀수 사이클의 버퍼된 반전 카피의 골을 검출하는 제2 골 증폭기 체인을 갖는 제2 검출기 회로를 포함하고,
제1 골 증폭기 체인과 제2 골 증폭기 체인의 출력을 비교함에 따라, 제2 검출기 회로는 제2 레벨 시프트 출력을 출력하고,
제1 레벨 시프트 출력과 제2 레벨 시프트 출력을 결합하여 데이터 스트림을 나타내는 고정 주파수 통신 신호를 형성하는 유도성 전원 장치.
제26항 또는 제28항에 있어서, 고정 주파수 통신 신호는 데이터 스트림의 2위상 인코딩된 표현인 유도성 전원 장치.
제24항에 있어서, 가변 주파수 전력 전송 신호를 주파수 판별기에 통과시켜 가변 주파수 전력 전송 신호로부터 데이터 스트림을 디코딩하는 유도성 전원 장치.