KR20130139377A - Radio frequency power delivery system - Google Patents

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KR20130139377A
KR20130139377A KR1020137031679A KR20137031679A KR20130139377A KR 20130139377 A KR20130139377 A KR 20130139377A KR 1020137031679 A KR1020137031679 A KR 1020137031679A KR 20137031679 A KR20137031679 A KR 20137031679A KR 20130139377 A KR20130139377 A KR 20130139377A
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power
dynamic load
power amplifier
matching system
load
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KR1020137031679A
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Inventor
시드하쓰 피. 나가카티
마이클 키시네브스키
알리 사지
티모시 이. 칼바이티스
윌리암 에스. 맥키니
다니엘 굳맨
윌리암 엠. 홀버
존 에이. 스미스
일리야 바이스트릭
Original Assignee
엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드
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    • H—ELECTRICITY
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Abstract

동적 로드(260)에 전력을 전달하는 시스템(200) 및 방법을 제공한다. 이 시스템은, 대략 일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 전원(210)과, DC 전력을 RF 전력으로 변환하는 전력 증폭기(220)와, RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 측정하는 센서(240)와, 전력 증폭기의 임피던스를 수정하여 동적 로드(260)의 임피던스와 적어도 대략적으로 정합시키는 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템(250, 252)과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템(200)을 제어하는 컨트롤러(230)를 포함한다. 이 시스템(200)은, 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 센서 미세조정 측정 모듈과, 동적 로드(260)에 전달되는 전력을 결정하는 전자 정합 시스템 미세조정 모듈(252)과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 전력 소모 모듈을 더 포함한다.A system 200 and method for delivering power to a dynamic load 260 are provided. The system includes a power supply 210 for providing DC power with an approximately constant power open loop response, a power amplifier 220 for converting DC power to RF power, and a voltage, current, voltage vector associated with the RF power. A sensor 240 for measuring the phase angle between the current vectors, an electrically controllable impedance matching system 250, 252 for modifying the impedance of the power amplifier to at least approximately match the impedance of the dynamic load 260, and electrically controllable And a controller 230 for controlling the impedance matching system 200. The system 200 includes a sensor fine tuning measurement module for determining the power delivered by the power amplifier, an electronic matching system fine tuning module 252 for determining the power delivered to the dynamic load 260, and is electrically controllable. The apparatus further includes a power consumption module for calculating power consumed by the impedance matching system.

Description

고주파 전력 전달 시스템{RADIO FREQUENCY POWER DELIVERY SYSTEM}High Frequency Power Delivery System {RADIO FREQUENCY POWER DELIVERY SYSTEM}

본 발명은 전력 전달 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 동적 로드에 전력을 전달하기 위한 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a power delivery system, and more particularly, to a system for delivering power to a dynamic load.

동적 로드(load)에 RF 전력을 제공하는 다양한 방식들이 존재한다. RF 발생기는 통상적으로 약 400kHz 내지 약 200MHz 사이의 주파수에서 동적 로드에 전력을 제공한다. 일부 과학 응용 분야, 산업 응용 분야, 의학 응용 분야에서 사용되는 주파수들은 약 2MHz, 13.56MHz, 및 27MHz이다. There are various ways of providing RF power to a dynamic load. The RF generator typically provides power to the dynamic load at frequencies between about 400 kHz and about 200 MHz. The frequencies used in some scientific, industrial, and medical applications are about 2 MHz, 13.56 MHz, and 27 MHz.

도 1a에 도시한 바와 같이, RF 전력을 동적 로드(즉, 플라즈마 로드(140))에 제공하기 위한 시스템(100)은 50Ω 전송 라인(130)에 의해 연결된 고정 주파수 RF 발생기(110) 및 2축 튜닝가능 정합 네트워크(120)를 포함한다. 튜닝가능 정합 네트워크(120)는, 직권 전동형(series motorized) 진공 가변 커패시터(122), 인덕터(124), 및 분권 전동형(shunt motorized) 진공 가변 커패시터(126)를 포함한다. 직렬 커패시턴스 및 션트 커패시턴스를 결정하는데 사용되는 알고리즘은 통상적으로 크기 및 위상 검출기(150)를 이용하여 행해지는 임피던스 측정에 기초한다. 독립적 전력 제어는 RF 발생기(110)에서의 전력 측정에 기초한다. 전력 제어 루프(160) 및 임피던스 제어 루프(162)는 독립적이다.As shown in FIG. 1A, a system 100 for providing RF power to a dynamic load (ie, plasma load 140) includes a fixed frequency RF generator 110 and two axes connected by a 50 Ω transmission line 130. A tunable matching network 120. Tunable matching network 120 includes a series motorized vacuum variable capacitor 122, an inductor 124, and a shunt motorized vacuum variable capacitor 126. The algorithm used to determine series capacitance and shunt capacitance is typically based on impedance measurements made using magnitude and phase detector 150. Independent power control is based on power measurement at RF generator 110. The power control loop 160 and the impedance control loop 162 are independent.

도 1b에 도시한 바와 같이, RF 전력을 동적 로드에 제공하는 다른 시스템(100')은, RF 발생기(110)에 의해 공급을 받으며 50Ω 전송 라인(130)에 연결된 고정 소자 정합 네트워크(120')를 포함한다. 고정 소자 정합 네트워크(120')는 직렬 커패시터(122), 인덕터(124), 션트 커패시터(126)를 포함한다. RF 발생기(110)의 주파수는 소정의 범위(예를 들어, 13.56MHz±5%)로 튜닝될 수 있다. RF 발생기(110) 주파수 커맨드는 전압 정재파비(VSWR)의 값에 기초한다. 독립적 전력 루프 및 VSWR (임피던스) 제어 루프(160')는 RF 발생기(110)의 출력에서의 측정에 기초한다.As shown in FIG. 1B, another system 100 ′ that provides RF power to a dynamic load is a fixed element matching network 120 ′ that is supplied by an RF generator 110 and connected to a 50 Ω transmission line 130. It includes. The fixed element matching network 120 ′ includes a series capacitor 122, an inductor 124, and a shunt capacitor 126. The frequency of the RF generator 110 may be tuned to a predetermined range (eg, 13.56 MHz ± 5%). The RF generator 110 frequency command is based on the value of the voltage standing wave ratio VSWR. Independent power loop and VSWR (impedance) control loop 160 ′ are based on measurements at the output of RF generator 110.

도 1c에 도시한 바와 같이, RF 전력을 동적 로드에 제공하는 또 다른 시스템(100")은 집적된 RF 발생기-임피던스 정합 네트워크(120")를 포함한다. RF 발생기-임피던스 정합 네트워크(120")는 직렬 커패시터(122), 인덕터(124), 다수의 션트 커패시터(126a 내지 126n)를 포함한다. 이 션트 커패시터(126a 내지 126n)들은 커패시터(126)들을 그라운드에 결합 및 결합 해제하는 스위칭 회로(127a 내지 127n)에 결합된다. 이 시스템(100")의 전력 제어 및 주파수 제어(160")는 동시에 행해지지 않는다.As shown in FIG. 1C, another system 100 ″ that provides RF power for dynamic load includes an integrated RF generator-impedance matching network 120 ″. The RF generator-impedance matching network 120 "includes a series capacitor 122, an inductor 124, and a plurality of shunt capacitors 126a through 126n. These shunt capacitors 126a through 126n ground the capacitors 126. Is coupled to switching circuits 127a through 127n that couple to and decouple from each other. Power control and frequency control 160 " of this system 100 "

이러한 종래의 기술 및 방법에는 단점이 존재한다. 종래의 기술 및 방법에서는 적어도 2개의 개별적인 모듈을 필요로 하기 때문에 통상적으로 더 많은 비용이 관련된다. 즉, 전송 라인을 통해 연결되는, 1) RF 발생기/증폭기 및 2) 임피던스 정합 네트워크이다. 게다가, 각 모듈은 RF 전압/전류 센서 또는 크기/위상 검출기를 필요로 한다.There are disadvantages to these conventional techniques and methods. More costs are typically associated with the prior art and methods since they require at least two separate modules. That is, 1) an RF generator / amplifier and 2) an impedance matching network, connected via a transmission line. In addition, each module requires an RF voltage / current sensor or magnitude / phase detector.

플라즈마 임피던스는 플라즈마에 전달되는 전력의 함수이다. 게다가, RF 발생기에 의해 전달되는 전력은 발생기 측에서 보는 임피던스의 함수이다. 그 결과, 전달된 전력 및 로드 임피던스 간에 명백한 순환성 상호 의존성이 존재하여 다입력 다출력(MIMO) 시스템에 크로스 커플링이 발생하게 된다. 종래 기술의 시스템에서는, RF 발생기 제어 루프 및 임피던스 정합 제어 루프가 독립적이고 이에 따라 전력 제어 및 임피던스 정합 제어 루프 간의 크로스 커플링을 보상할 수 없다. 이에 따라 폐루프 성능이 열화된다.Plasma impedance is a function of the power delivered to the plasma. In addition, the power delivered by the RF generator is a function of the impedance seen from the generator side. As a result, there is an apparent cyclic interdependency between the delivered power and the load impedance, resulting in cross coupling in a multi-input multiple output (MIMO) system. In prior art systems, the RF generator control loop and the impedance match control loop are independent and thus cannot compensate for cross coupling between the power control and impedance match control loops. As a result, the closed loop performance is degraded.

임의의 피제어 시스템의 동적 응답은 겨우 최저속 기능성 모듈(예를 들어, 센서, 엑츄에이터, 또는 제어 시스템 파라미터)만큼 빠르다. 종래 기술의 시스템에서, 최저속 기능성 모듈은 통상적으로 DC 전원이다. 특히, RF 전력 증폭기의 입력에 공급되는 DC 전력은 일반적으로 보다 높은 주파수를 필터링하는 데 사용되는 큰 전해 커패시터를 포함한다. 이러한 필터 네트워크를 사용하는 경우의 단점은 제어 갱신율에 상관없이 동적 응답(예를 들어, 전력 커맨드에서 스텝 변경에 대한 응답)이 느리다는 것이다. 따라서, 시스템은 플라즈마 불안정성을 충분히 보상할 수 없다.The dynamic response of any controlled system is only as fast as the slowest functional module (eg sensor, actuator, or control system parameter). In prior art systems, the slowest functional module is typically a DC power supply. In particular, the DC power supplied to the input of the RF power amplifier typically includes a large electrolytic capacitor that is used to filter higher frequencies. The disadvantage of using such a filter network is that the dynamic response (eg, response to step change in power command) is slow regardless of the control update rate. Thus, the system cannot sufficiently compensate for plasma instability.

모터에 의해 구동되는 진공 커패시터를 사용하는 시스템에서, 응답 시간은 수백 밀리초(millisecond)이다. 수백 밀리초 내에 관심 대상인 플라즈마 과도현상이 발생한다는 사실로 인해, 플라즈마 과도현상으로 인한 로드 변경을 정합하는 데 진공 커패시터를 사용할 수 없다.In a system using a vacuum capacitor driven by a motor, the response time is several hundred milliseconds. Due to the fact that the plasma transient of interest occurs within hundreds of milliseconds, it is not possible to use a vacuum capacitor to match the load changes due to the plasma transient.

종래 기술에서 사용되는 네트워크들을 정합하기 위한 제어 알고리즘들은 측정된 임피던스의 실수부 및 허수부에 의존해 왔다. 임피던스 측정 기반 정합 제어에는 고유의 단점이 존재한다. 예를 들어, 임피던스의 실수부를 정정하거나 수정하기 위한 션트 커패시턴스의 변경으로 인해 그 임피던스의 허수부에 불필요한 변경이 발생하게 된다. 마찬가지로, 임피던스의 허수부를 정정하거나 수정하기 위한 직렬 커패시턴스 또는 주파수의 변경으로 인해 그 임피던스의 실수부에 불필요한 변경이 발생하게 된다. (임피던스의 실수부 및 허수부에 의해 공식화된) 피제어 가변 벡터 및 (션트 커패시턴스 및 직렬 커패시턴스 또는 션트 커패시턴스 및 주파수에 의해 공식화된) 제어 가변 벡터에 관한 매트릭스는 대각(non-diagonal)이 아니다. 따라서 임피던스 측정 기반 제어 알고리즘은 효율적이지 못하다. 임피던스의 크기 및 위상 측정을 이용함으로써 공식화된 임피던스에 기초하는 제어 알고리즘도 마찬가지로 비효율적이다.Control algorithms for matching networks used in the prior art have relied on the real and imaginary parts of the measured impedance. There are inherent disadvantages to impedance measurement-based matched control. For example, a change in the shunt capacitance to correct or correct the real part of the impedance results in an unnecessary change in the imaginary part of the impedance. Similarly, a change in series capacitance or frequency to correct or correct the imaginary part of the impedance results in unnecessary changes in the real part of the impedance. The matrix for the controlled variable vector (formulated by the real and imaginary parts of the impedance) and the control variable vector (formulated by shunt capacitance and series capacitance or shunt capacitance and frequency) is not non-diagonal. Therefore, impedance measurement based control algorithms are not efficient. Control algorithms based on impedances formulated by using impedance magnitude and phase measurements are likewise inefficient.

종래 기술의 시스템을 위한 미세조정(calibration) 방법은 전자 정합 네트워크의 입력에서 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브를 미세조정한다. 이러한 미세조정 방법은, 전자 정합 네트워크에서의 전력 손실이 전자 정합 네트워크의 모든 상태 및 동작 주파수에 대하여 고정되어 있다고 가정한다. 그러나, 전자 정합 네트워크의 손실은 전체 시스템 동작에 크게 기여한다.The calibration method for prior art systems fine tunes an RF impedance analyzer or VI probe at the input of an electronic matching network. This fine tuning method assumes that power loss in the electronic matching network is fixed for all states and operating frequencies of the electronic matching network. However, the loss of the electronic matching network contributes greatly to the overall system operation.

이에 따라, 동적 플라즈마에 공급되는 전력 및 이에 관련된 손실을 제어하기 위한 방법 및 시스템을 개선할 필요가 있다.Accordingly, there is a need to improve methods and systems for controlling the power supplied to dynamic plasma and related losses.

동적 로드에 전력을 전달하는 시스템이 제공된다. 이 시스템은, 대략 일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 전원과, DC 전력을 RF 전력으로 변환하는 전력 증폭기와, RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 측정하는 센서와, 전력 증폭기의 임피던스를 수정하여 동적 로드의 임피던스와 적어도 대략적으로 정합시키는 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 컨트롤러를 포함한다. 이 시스템은, 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 센서 미세조정 측정 모듈과, 동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전자 정합 시스템 미세조정 모듈과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 전력 소모 모듈을 더 포함한다.A system for delivering power to a dynamic load is provided. The system includes a power supply that provides a DC power with an approximately constant power open loop response, a power amplifier that converts DC power to RF power, and a phase angle between the voltage, current, voltage vector, and current vector associated with the RF power. A sensor for measuring, an electrically controllable impedance matching system for modifying the impedance of the power amplifier to at least approximately match the impedance of the dynamic load, and a controller for controlling the electrically controllable impedance matching system. The system calculates the power consumed by the sensor fine-tuning measurement module that determines the power delivered by the power amplifier, the electronic matching system fine-tuning module that determines the power delivered to the dynamic load, and the electrically controllable impedance matching system. It further comprises a power consumption module.

일 실시예에서, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 인덕터, 인덕터에 직렬로 연결된 커패시터, 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭(switched) 커패시터를 포함한다. 인덕터는 멀티탭형 인덕터 또는 가변형 인덕터일 수 있다. 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결될 수 있다. 다른 일 실시예에서, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 커패시터, 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭 커패시터를 포함할 수 있고, 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결된다. 또 다른 일 실시예에서, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은 전력 증폭기 및 동적 로드 간에 정합되는 임피던스의 주파수를 제어할 수 있다.In one embodiment, the electrically controllable impedance matching system includes an inductor, a capacitor connected in series with the inductor, and a plurality of switched capacitors connected in parallel with the dynamic load. The inductor may be a multi-tap inductor or a variable inductor. Each of the plurality of switching capacitors may be connected in series to a switch and an additional capacitor. In another embodiment, an electrically controllable impedance matching system may include a capacitor, a plurality of switching capacitors connected in parallel to a dynamic load, each of the plurality of switching capacitors connected in series to a switch and an additional capacitor. In yet another embodiment, the electrically controllable impedance matching system can control the frequency of the impedance matched between the power amplifier and the dynamic load.

일 실시예에서, 컨트롤러는 전력 증폭기 및 동적 로드 간의 임피던스에 관련된 컨덕턴스 및 서셉턴스의 동시 제어를 위해 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어할 수 있다. 다른 일 실시예에서, 컨트롤러는 RF 전력 주파수, RF 전력 크기, 전력 증폭기 및 동적 로드 간의 임피던스를 동시에 제어할 수 있다. 또 다른 일 실시예에서, 컨트롤러는 컨덕턴스 및 서셉턴스를 불안정한 동적 로드를 안정화시키는 설정점으로 조정하도록 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어할 수 있다.In one embodiment, the controller may control an electrically controllable impedance matching system for simultaneous control of conductance and susceptance related to impedance between the power amplifier and the dynamic load. In another embodiment, the controller can simultaneously control the RF power frequency, RF power magnitude, impedance between the power amplifier and the dynamic load. In another embodiment, the controller may control the electrically controllable impedance matching system to adjust the conductance and susceptance to a set point that stabilizes the unstable dynamic load.

전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력은 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력 및 동적 로드에 전달되는 전력 간의 차이다. 동적 로드에 전달되는 전력은 저항성 로드에 전달되는 전력 및 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력의 합이다.The power consumed in an electrically controllable impedance matching system is the difference between the power delivered by the power amplifier and the power delivered to the dynamic load. The power delivered to the dynamic load is the sum of the power delivered to the resistive load and the power consumed inside the load simulator.

센서 미세조정 측정 모듈은 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하고, 이 저항성 로드는 50Ω이다. 전자 정합 모듈은 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템의 출력을 로드 시뮬레이터 내로 미세조정한다. 로드 시뮬레이터는 역(inverse) 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템일 수 있다. 전자 정합 시스템 미세조정 모듈은, 저항성 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전력 측정기 미세조정 모듈, 및 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력을 결정하는 로드 시뮬레이터 미세조정 모듈을 포함할 수 있다. 저항성 로드는 50Ω일 수 있다. Sensor fine tuning The measurement module fine tunes the sensor into the resistive rod, which is 50Ω. The electronic matching module fine tunes the output of the electrically controllable impedance matching system into the road simulator. The road simulator may be an inverse electrically controllable impedance matching system. The electronic matching system fine tuning module can include a power meter fine tuning module that determines the power delivered to the resistive load, and a load simulator fine tuning module that determines the power consumed inside the load simulator. The resistive load can be 50Ω.

무선 주파수 전력 전달 시스템은 종래 기술의 시스템에 비하여 적어도 다음에 따른 이점들을 제공한다. 본 발명의 시스템은, 고속(예를 들어, 일 실시예에서 50kHz를 초과) 디지털 다입력 다출력(MIMO) 제어를 이용하여, 전력 설정점 조정, 임피던스 정합, 로드 교란 완화를 향상시킬 수 있다. 본 발명의 시스템은, 플라즈마 로드 특성에 과도 변경이 존재하고 빠른 플라즈마 안정화에 관련된 상태 하에서 동작할 수 있다. 본 발명의 시스템은 시스템의 기동 동안 과도현상에 대하여 강인한 RF 전력 전달 시스템을 제공할 수 있다. 본 발명의 시스템은 고 전력 스텝업 비를 제공할 수 있으며, 여기서 고 전력 스텝업 비는 100이다(예를 들어, 15W 내지 1500W). 본 발명의 시스템은 집적된 발생기 시스템의 출력에 연결된 로드에 전달되는 전력을 측정할 수 있다. 본 발명의 시스템은 다양한 피제어 변수들의 상태/값에 관련된 전력 손실 변동에 독립적인 전력을 조정할 수 있다. 본 발명의 시스템은 플라즈마 로드에 대한 레시피(recipe) 기반 미세조정을 필요로 하지 않는다.The radio frequency power delivery system provides at least the following advantages over prior art systems. The system of the present invention can improve power setpoint adjustment, impedance matching, and load disturbance mitigation using high speed (eg, greater than 50 kHz in one embodiment) digital multi-input multi-output (MIMO) control. The system of the present invention can operate under conditions in which there is a transient change in plasma rod characteristics and is involved in fast plasma stabilization. The system of the present invention can provide an RF power delivery system that is robust against transients during system startup. The system of the present invention may provide a high power step up ratio, where the high power step up ratio is 100 (eg, 15 W to 1500 W). The system of the present invention can measure the power delivered to a load connected to the output of the integrated generator system. The system of the present invention can adjust power independent of power loss variations related to the state / value of various controlled variables. The system of the present invention does not require recipe-based fine tuning for the plasma rod.

본 발명의 전술한 그리고 다른 목적들, 특징들, 이점들은, 첨부 도면에 예시되어 있듯이, 본 발명의 바람직한 실시예들의 다음에 따르는 보다 특정한 설명으로부터 명백할 것이다. 도면은 반드시 일정한 비율로 되지 않으며 대신에 본 발명의 원리를 예시하고자 강조된다.
도 1a는 종래 기술에 따른 2축 튜닝가능 정합 네트워크를 갖는 RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 1b는 종래 기술에 따른 고정된 정합 네트워크를 갖는 RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 1c는 종래 기술에 따른 집적된 RF 발생기-임피던스 정합 네트워크를 갖는 RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 2는 모듈 기반의 온챔버(On-Chamber) RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 3은 플라즈마 안정성을 도시하는 그래프이다.
도 4는 도 2의 패스트 DC 버스의 일 실시예를 도시한다.
도 5는 도 2의 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브의 일 실시예를 도시한다.
도 6은 도 2의 전자 정합 네트워크의 일 실시예를 도시한다.
도 7은 모듈 기반의 도 2의 DSP 보상기 보드의 일 실시예를 도시한다.
도 8은 온챔버 RF 전력 전달 시스템을 미세조정하는 블록도이다.
도 9a는 전력 측정기를 50Ω 칼로리미터 전력 기준으로 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.
도 9b는 로드 시뮬레이터를 DC 전력 기준으로 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.
도 9c는 RF 임피던스 분석기를 50Ω 로드로 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.
도 9d는 로드 시뮬레이터 내부로 전달되는 전력을 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.The foregoing and other objects, features, and advantages of the present invention will become apparent from the following more detailed description of the preferred embodiments of the present invention, as illustrated in the accompanying drawings. The drawings are not necessarily to scale, emphasis instead being placed upon illustrating the principles of the invention.
1A illustrates an RF power delivery system with a two-axis tunable matching network according to the prior art.
1B shows an RF power delivery system with a fixed matching network according to the prior art.
1C illustrates an RF power delivery system with an integrated RF generator-impedance matching network according to the prior art.
2 illustrates a module based on-chamber RF power delivery system.
3 is a graph showing plasma stability.
4 illustrates one embodiment of the fast DC bus of FIG. 2.
5 illustrates one embodiment of the RF impedance analyzer or VI probe of FIG. 2.
6 illustrates one embodiment of the electronic matching network of FIG. 2.
7 illustrates one embodiment of the DSP compensator board of FIG. 2 based on a module.
8 is a block diagram of fine tuning an on-chamber RF power delivery system.
9A illustrates one embodiment of fine tuning the power meter on a 50 Ω calorimeter power reference.
9B illustrates one embodiment of fine tuning the load simulator on a DC power basis.
9C illustrates one embodiment of fine tuning an RF impedance analyzer with a 50Ω load.
9D illustrates one embodiment of fine tuning the power delivered into the road simulator.

일반적으로, 동적 로드 애플리케이션(예를 들어, 유도성 및/또는 용량성 플라즈마 로드)을 위한 집적된 무선 주파수(RF) 전력 전달 시스템이 제공된다. 도 2는 집적된 무선 주파수(RF) 전력 전달 시스템(200)을 예시하고 있다. 이 집적된 시스템(200)의 대표적인 기능성 모듈들은, 패스트 DC 버스(210), RF 전력 증폭기(PA; 220), 디지털 신호 프로세서(DSP) 보상기 보드(230), RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브(240), 및 전자 정합 네트워크(250)를 포함한다. 이 시스템(200)은 플라즈마 로드(260)에 결합된다. 집적된 시스템(200)이 넓은 범위의 저항성 로드 및 반응성 로드에 대하여 구현될 수 있다는 것을 당업자라면 이해할 것이다.In general, integrated radio frequency (RF) power delivery systems are provided for dynamic load applications (eg, inductive and / or capacitive plasma loads). FIG. 2 illustrates an integrated radio frequency (RF) power delivery system 200. Representative functional modules of this integrated system 200 include fast DC bus 210, RF power amplifier (PA) 220, digital signal processor (DSP) compensator board 230, RF impedance analyzer or VI probe 240. , And electronic matching network 250. The system 200 is coupled to the plasma rod 260. Those skilled in the art will appreciate that the integrated system 200 can be implemented for a wide range of resistive and reactive rods.

일반적으로, 패스트 DC 버스(210)는 DC 전력을 전력 증폭기(220)에 전달한다. 전력 증폭기(220)는 한 주파수에서 패스트 DC 버스(210)로부터의 DC 전력을 RF 전력으로 변환한다. 전자 정합 시스템(250)은, 션트 커패시터들(도시하지 않음)을 스위칭하여 전력 증폭기(220) 및 플라즈마 로드(260) 간의 임피던스를 정합하여 전력 증폭기(220)로부터 플라즈마 로드(260)로의 안정적이면서 최대 전력 전달을 용이하게 한다. DSP 보상기 보드(230)는, 패스트 버스 컨트롤러(212) 및 RF 임피던스 분석기(240)로부터 수신된 측정에 기초하여 시스템(200)의 동작을 제어한다. RF 임피던스 분석기(240)는 RMS 전압, RMS 전류, RF 전압 벡터 및 RF 전류 벡터 간의 위상각을 측정한다. 이러한 측정에 기초하여, 관련 RF 파라미터들이 DSP 보상기 보드(230)에 의해 계산된다. 이러한 파라미터들은, 임피던스 벡터(

Figure pat00001
), 어드미턴스 벡터(
Figure pat00002
), 전달 전력(
Figure pat00003
), 전압 정재파비(VSWR)를 포함하지만, 이러한 예로 한정되지는 않는다. DSP 보상기 보드의 통상적인 연산들에는, 패스트 버스 컨트롤러(212)를 통한 전력 설정점, 전력 증폭기 드라이버(222)를 통한 RF 전력 주파수 설정점, 및 전자 정합 컨트롤러(252)를 통한 스위칭 주파수가 포함된다.In general, fast DC bus 210 delivers DC power to power amplifier 220. The power amplifier 220 converts DC power from the fast DC bus 210 into RF power at one frequency. The electronic matching system 250 switches shunt capacitors (not shown) to match the impedance between the power amplifier 220 and the plasma rod 260 to provide a stable and maximum power from the power amplifier 220 to the plasma rod 260. Facilitates power delivery. The DSP compensator board 230 controls the operation of the system 200 based on the measurements received from the fast bus controller 212 and the RF impedance analyzer 240. The RF impedance analyzer 240 measures the phase angle between the RMS voltage, the RMS current, the RF voltage vector, and the RF current vector. Based on this measurement, the relevant RF parameters are calculated by the DSP compensator board 230. These parameters are the impedance vector (
Figure pat00001
), Admittance vector (
Figure pat00002
), Forwarding power (
Figure pat00003
), But is not limited to this example. Typical operations of the DSP compensator board include a power set point through fast bus controller 212, an RF power frequency set point through power amplifier driver 222, and a switching frequency through electronic matching controller 252. .

일 양태에서, 시스템(200)은 전력 및 임피던스의 동시 조정을 달성한다. 독립적 서셉턴스 조정은, 컨덕턴스의 컨덕턴스 설정점으로부터의 편이에만 기초하는 주파수 제어 알고리즘을 구현할 수 있게 한다. 그 결과, 제어 루프들 둘 다가 동시에 그리고 고속으로 동작될 수 있어서 강인성(robustness)이 개선된다. 게다가, 잘 알려져 있는 저압에서의 음전성 플라즈마(예를 들어, 도 3에 도시한 바와 같이 300W 및 5mT에서 SF6)의 불안전성이, 패스트 DC 버스(210)의 동작과 함께 임의의 컨덕턴스 및 서셉턴스 설정점들을 설정함으로써, 안정화될 수 있다.In one aspect, system 200 achieves simultaneous adjustment of power and impedance. Independent susceptance adjustment allows to implement a frequency control algorithm based solely on the deviation from the conductance set point of the conductance. As a result, both control loops can be operated simultaneously and at high speed, thereby improving robustness. In addition, the instability of the well-known negative pressure plasma at low pressure (e.g. SF6 at 300 W and 5 mT as shown in Figure 3), allows for arbitrary conductance and susceptance settings with the operation of the fast DC bus 210. By setting the points, it can be stabilized.

도 4는 부분적 공명 인버터 전원형 패스트 DC 버스(210)를 도시한다. 패스트 DC 버스(210)는 자신의 관련된 정전력 개루프 응답으로 인해 프로세스 안정성을 제공한다. 패스트 DC 버스(210)는 전체 로드 공간에 대한 FET 활용성을 개선하며 이에 따라 동일한 PA(220)(도 2 참조)를 이용하는 경우 더 많은 전력이 로드에 전달된다. 패스트 DC 버스(210)는 PA(220) 상의 FET들이 안전 모드에서 동작하는 것을 보장하도록 버스 전압을 줄이는 유연성을 허용하는 한편 플라즈마가 소멸되지 않도록 플라즈마에 증가된 전력을 전달할 수 있게 하는 빠른 응답률을 갖는다. 패스트 DC 버스(210)에 대하여 다른 형태들의 토폴로지를 이용할 수 있다. 예를 들어, 공동 계류중인 일부계속출원 및 이것의 부(parent)출원인 2004년 9월 22일자로 출원한 미국 출원번호 제10/947,397호를 참조하기 바라며, 이러한 각 출원의 전체 교시는 본 명세서에 참고로 포함된다.4 shows a partially resonant inverter powered fast DC bus 210. Fast DC bus 210 provides process stability due to its associated constant power open loop response. The fast DC bus 210 improves the FET utilization over the entire load space and thus more power is delivered to the load when using the same PA 220 (see FIG. 2). The fast DC bus 210 has a fast response rate that allows the flexibility to reduce the bus voltage to ensure that the FETs on the PA 220 operate in a safe mode while allowing increased power to be delivered to the plasma so that the plasma does not dissipate. . Other forms of topology may be used for the fast DC bus 210. See, for example, co-pending application Ser. No. 10 / 947,397, filed September 22, 2004, the entire teachings of which are incorporated herein by reference. It is included as a reference.

일 실시예에서, 패스트 DC 버스는, 한 쌍의 스위치(MOSFET; 302a, 302b), 인덕터(L; 306), 커패시터(C; 308), 및 4개의 다이오드(310a, 310b, 310c, 310d)를 포함하는 부분적 공명 인버터(210)일 수 있다. 동작시, 부분적 공명 인버터(210)는 입력 전압을 정현파 또는 다른 알려져 있는 유형의 DC 파형으로 변환한다. 정현파는 인덕터(306) 및 커패시터(308)를 통해 전달되고, 이들의 조합이 LC 필터를 형성하게 되며, 이것은, 다이오드(310c, 310d)에 의해 클램핑되고, 결합되며 변압기 정류기(304)에 의해 정류되고 필터링되어 원하는 DC 전압(전력 설정점)을 얻게 된다. DC 전력 설정점은 DSP 보상기 보드(230)로부터 제공된다(도 2 참조). 원하는 임피던스 설정점은 (어드미턴스라 칭하는) 벡터 인버스(vector inverse)로 특정될 수 있으며 컨덕턴스를 임의의 컨덕턴스 설정점으로 그리고 서셉턴스를 임의의 서셉턴스 설정점으로 동시에 조정한다. 부분 공명 인버터(300)(DC-DC 변환기)의 출력은 RF 전력 발생기/증폭기(220)의 DC 입력에 연결된다.In one embodiment, the fast DC bus comprises a pair of switches (MOSFETs 302a, 302b), an inductor (L; 306), a capacitor (C; 308), and four diodes (310a, 310b, 310c, 310d). It may be a partial resonance inverter 210 including. In operation, the partial resonance inverter 210 converts the input voltage into a sinusoidal wave or other known type of DC waveform. Sinusoidal waves are passed through inductor 306 and capacitor 308, a combination of which forms an LC filter, which is clamped by diodes 310c and 310d, coupled and rectified by transformer rectifier 304 And filtered to get the desired DC voltage (power set point). DC power set point is provided from the DSP compensator board 230 (see FIG. 2). The desired impedance set point can be specified as a vector inverse (called an admittance) and simultaneously adjusts the conductance to any conductance set point and the susceptance to any susceptance set point. The output of the partial resonance inverter 300 (DC-DC converter) is connected to the DC input of the RF power generator / amplifier 220.

동작시, 커패시터(308)는 입력 레일(rail) 전압(+Vin)으로 주기적으로 충전되고 커패시터 전류가 플라즈마 로드(260)를 통해 전달되는 동안 방전된다(도 2 참조). 모든 충전 또는 방전 사이클마다 저항성 로드에 축적되는 에너지는 CV2/2이며, 이것은 로드 저항에 무관하다. 따라서, 전력은 FSW x CV2/2이며, 여기서 FSW는 스위칭 주파수이고 V는 입력 전압이다. 인덕터(306)는 커패시터(308)가 유한 시간으로 완전히 충전 및 방전되는 것을 보장한다. 부분적 공명 인버터(300) 설계의 한 가지 이점은 V 및/또는 FSW를 가변함으로써 출력 전압을 제어하는 기능에 있다.In operation, the capacitor 308 is periodically charged to the input rail voltage (+ Vin) and discharged while the capacitor current is passed through the plasma load 260 (see FIG. 2). Every charge or discharge cycle, the energy stored in the load resistance is the CV 2/2, which is independent of the load resistance. Accordingly, the power is F SW x CV 2/2, where F SW is the switching frequency, and V is the input voltage. Inductor 306 ensures that capacitor 308 is fully charged and discharged in a finite time. One advantage of the partially resonant inverter 300 design lies in the ability to control the output voltage by varying V and / or F SW .

도 5는 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브(240)의 일 실시예를 도시한다. VI 프로브(240)는 DC 전원(242), 분석 보드 어셈블리(244), 및 프로브 헤드 어셈블리(246)를 포함한다. 분석 보드 어셈블리(244)는 프로브 헤드 어셈블리(246)로부터 저 레벨 RF 신호를 수신한다. 프로브 헤드 어셈블리(246)는 2개의 전압 출력을 제공한다. 즉, 1) 프로브 헤드 어셈블리(246)에 존재하는 시변 전계의 전압 표현(전압 신호), 및 2) 프로브 헤드 어셈블리(246)에 존재하는 시변 자계의 전압 표현(전류 신호)이다. 분석 보드 어셈블리(244)는 프로브 헤드 어셈블리(246)의 2개의 전압 출력을 수신 및 처리하여 RF 파라미터들을 DSP 보상기 보드(230)에 출력한다(도 2 참조). MKS Instruments, Inc. 회사의 VI-Probe-4100 및 VI- Probe-350은 이러한 목적으로 사용될 수 있는 예시적인 분석기들이다.FIG. 5 illustrates one embodiment of an RF impedance analyzer or VI probe 240. FIG. The VI probe 240 includes a DC power supply 242, an analysis board assembly 244, and a probe head assembly 246. The analysis board assembly 244 receives the low level RF signal from the probe head assembly 246. Probe head assembly 246 provides two voltage outputs. That is, 1) the voltage representation of the time varying electric field present in the probe head assembly 246 (voltage signal), and 2) the voltage representation of the time varying magnetic field present in the probe head assembly 246 (current signal). The analysis board assembly 244 receives and processes the two voltage outputs of the probe head assembly 246 and outputs RF parameters to the DSP compensator board 230 (see FIG. 2). MKS Instruments, Inc. The company's VI-Probe-4100 and VI-Probe-350 are exemplary analyzers that can be used for this purpose.

도 6은 전자 정합 네트워크(250)의 일 실시예를 도시한다. 일 실시예에서, 전자 정합 네트워크(250)는, 로드(260)에 직렬로 연결된 인덕턴스(254)(예를 들어, 멀티탭형 컴팩트 인덕터), 고정된 또는 가변 직렬 패딩 커패시터(252), 및 하나 이상의 상위 커패시터(

Figure pat00004
; 258a 내지 258n)들을 대응하는 하위 커패시터(
Figure pat00005
; 258a' 내지 258n')들로 스위칭하는 전계 효과 트랜지스터(FET; 256a 내지 256n)를 포함하고, 이 하위 커패시터들은 그라운드에서 종단된다. 일부 실시예들에서, 전자 정합 네트워크(250)는 로드(260)에 직렬로 연결된 인덕턴스(254)를 포함하지 않는다. 다른 유형의 전자 정합 네트워크를 이용할 수 있다. 예를 들어, 미국 특허번호 제6,887,339호를 참조하기 바라며, 이것의 전체 교시는 본 명세서에 참고로 포함된다.6 illustrates one embodiment of an electronic matching network 250. In one embodiment, electronic matching network 250 includes inductance 254 (eg, multi-tap compact inductor), fixed or variable series padding capacitor 252, and one or more connected in series to load 260. Upper capacitor (
Figure pat00004
; 258a through 258n corresponding lower capacitor (
Figure pat00005
; Field effect transistors (FETs) 256a through 256n that switch to 258a 'through 258n', the lower capacitors being terminated at ground. In some embodiments, electronic matching network 250 does not include inductance 254 connected in series to load 260. Other types of electronic matching networks can be used. See, eg, US Pat. No. 6,887,339, the entire teaching of which is incorporated herein by reference.

도 7은 모듈 기반의 DSP 보상기 보드(230)를 도시한다. DSP 보상기 보드(230)는, 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 둘 다를 포함하며, 전체 집적된 시스템(200)을 함께 제어한다. DSP 보상기 보드는, 어드미턴스 보상 모듈(232), 주파수 제어 모듈(234), 전자 정합 제어 모듈(236), RF 전력 계산 모듈(237), RF 전력 제어 모듈(238)을 포함한다. 일반적으로, DSP 보상기 보드는 VI 프로브(240)로부터의 출력을 수신한다. 어드미턴스 계산 모듈(232)은 VI 프로브 출력을 이용하여 시스템(200)의 어드미턴스를 계산한다. 주파수 제어 모듈(234)은 어드미턴스를 이용하여 전력 증폭기(220)의 주파수를 가변한다. 전자 정합 제어 모듈(236)은 어드미턴스를 이용하여 전자 정합 네트워크(250)의 FET(256)들을 스위칭 온 또는 스위칭 오프한다. RF 전력 계산 모듈(237)은 VI 프로브 출력을 이용하여 시스템(200)의 RF 전력을 계산한다. RF 전력 제어 모듈(234)은 RF 전력 계산을 이용하여 패스트 DC 버스(210)로부터 공급되는 전력을 조정한다. 시스템(200)의 동작의 보다 상세한 설명은 후술되어 있다.7 shows a module based DSP compensator board 230. The DSP compensator board 230 includes both a digital signal processor (DSP) and a field programmable gate array (FPGA), and controls the entire integrated system 200 together. The DSP compensator board includes an admittance compensation module 232, a frequency control module 234, an electronic match control module 236, an RF power calculation module 237, and an RF power control module 238. In general, the DSP compensator board receives the output from the VI probe 240. The admittance calculation module 232 calculates the admittance of the system 200 using the VI probe output. The frequency control module 234 uses the admittance to vary the frequency of the power amplifier 220. The electronic matching control module 236 switches on or off the FETs 256 of the electronic matching network 250 using admittances. The RF power calculation module 237 calculates the RF power of the system 200 using the VI probe output. The RF power control module 234 adjusts the power supplied from the fast DC bus 210 using RF power calculations. A more detailed description of the operation of the system 200 is described below.

전력 조정 오브젝티브 및 알고리즘의 일 실시예가 아래와 같이 설명되어 있다. 즉, 오브젝티브는 전달 전력(

Figure pat00006
)을 사용자 정의 설정점(
Figure pat00007
)으로 조정하는 것이다. 부드러운 천이를 보장하려면, 궤도 발생기를 사용한다. 일 실시예에서, 일차 궤도는 다음과 같이 발생한다.One embodiment of a power adjustment objective and algorithm is described below. In other words, the objective is
Figure pat00006
) To the custom setpoint (
Figure pat00007
To adjust. To ensure a smooth transition, use an orbital generator. In one embodiment, the primary trajectory occurs as follows.

Figure pat00008
Figure pat00008

여기서,

Figure pat00009
는 궤도 시간 상수이고
Figure pat00010
는 원하는 전력 궤도이다. 패스트 버스로 제어되는 전력 변경으로 표현된 전달 전력 제어 알고리즘은 다음과 같은 식으로 주어진다.here,
Figure pat00009
Is the orbital time constant
Figure pat00010
Is the desired power trajectory. The transfer power control algorithm represented by the power change controlled by the fast bus is given by the following equation.

Figure pat00011
Figure pat00011

여기서,

Figure pat00012
및
Figure pat00013
는 각각 비례 이득 및 적분 이득이다.here,
Figure pat00012
And
Figure pat00013
Are proportional gain and integral gain, respectively.

어드미턴스 조정 오브젝티브: 정규화된 어드미턴스 벡터는 다음과 같이 정의된다.

Figure pat00014
, 여기서, g는 정규화된 컨덕턴스이고 b는 정규화된 서셉턴스이다. 임피던스 정합 제어 오브젝티브는 다음과 같이 공식화된다.
Figure pat00015
및
Figure pat00016
, 여기서, gsp 및 bsp는 플라즈마 안정성을 개선하도록 선택되는 임의의 설정점들이다. 전술한 오브젝티브는, 임피던스가 어드미턴스의 역(reciprocal)으로서 정의된다는 점에 주목함으로써, 다음과 같은 관계에 따른 임피던스로 재해석된다.Admittance Adjustment Objective: The normalized admittance vector is defined as
Figure pat00014
Where g is the normalized conductance and b is the normalized susceptance. Impedance match control objective is formulated as
Figure pat00015
And
Figure pat00016
Where g sp and b sp are arbitrary set points selected to improve plasma stability. The above-described objective is reinterpreted as an impedance according to the following relationship by noting that the impedance is defined as the reciprocal of the admittance.

Figure pat00017
Figure pat00017

여기서, z는 정규화된 임피던스이고, r 및 x는 각각 저항 및 리액턴스이며,

Figure pat00018
는 공칭 Rf 증폭기 특징적 임피던스를 나타낸다. 이것은, g->1 및 b->0일 때, R->R0 및 X->0을 얻는다는 점을 따른다.Where z is normalized impedance, r and x are resistance and reactance, respectively,
Figure pat00018
Denotes the nominal Rf amplifier characteristic impedance. This follows that when g-> 1 and b-> 0, R-> R 0 and X-> 0 are obtained.

어드미턴스 조정 알고리즘: 주파수 제어 루프는 컨덕턴스 측정을 예를 들어 아래와 같은 PI 제어 알고리즘으로서 이용함으로써 설계된다.Admittance Adjustment Algorithm: The frequency control loop is designed by using conductance measurements as, for example, the PI control algorithm as follows.

Figure pat00019
Figure pat00019

여기서, kpf 및 kif는 스칼라 비례 및 적분 제어 이득들이다. 션트 커패시턴스 제어 루프는 컨덕턴스 측정을 예를 들어 아래와 같은 PI 제어 알고리즘으로서 이용함으로써 설계된다.Where k pf and k if are scalar proportional and integral control gains. The shunt capacitance control loop is designed by using conductance measurement as, for example, the PI control algorithm as follows.

Figure pat00020
Figure pat00020

여기서, kpc 및 kic는 스칼라 비례 및 적분 제어 이득들이다.Where k pc and k ic are scalar proportional and integral control gains.

동작시, 도 2, 도 3 및 도 6을 참조해 보면, 사용자가 넌제로(non-zero) 설정점을 제공한 후에, 궤도 발생기 및 전력 및 어드미턴스 제어 알고리즘들은 동시에 활성화되고 실행된다. VI 프로브(240)는 RF 전압 및 RF 전류에 비례하는 아날로그 신호들을 제공하고, 이 신호들은 아날로그 대 디지털 변환기들에 의해 동기 샘플링되고, 혼합기 및 CIC 필터(도시하지 않음)에 전송되며 최종적으로 미세조정 매트릭스를 통해 전송되어 다음에 따르는 관계들에 의해 주어지는 RF 전압 및 RF 전류 측정값들을 얻게 된다.In operation, referring to Figures 2, 3 and 6, after the user provides a non-zero set point, the trajectory generator and power and admittance control algorithms are activated and executed simultaneously. VI probe 240 provides analog signals proportional to RF voltage and RF current, which are synchronously sampled by analog-to-digital converters, sent to mixers and CIC filters (not shown), and finally fine tuned. Transmitted through the matrix, we obtain the RF voltage and RF current measurements given by the following relationships.

Figure pat00021
Figure pat00021

여기서,

Figure pat00022
,
Figure pat00023
는 각각 순간 RF 전압 및 전류의 벡터 표현들을 나타내며, 아래 첨자 r 및 i는 실수부 및 허수부의 스칼라값들을 나타내는 데 사용된다.here,
Figure pat00022
,
Figure pat00023
Represent vector representations of instantaneous RF voltage and current, respectively, and the subscripts r and i are used to represent the scalar values of the real and imaginary parts.

평균 전달 전력은 다음과 같이 계산된다.The average transfer power is calculated as follows.

Figure pat00024
Figure pat00024

여기서, Re{}는 벡터의 실수부를 나타내며, 위 첨자 *는 벡터의 복소 공액를 나타낸다.Where Re {} represents the real part of the vector and superscript * represents the complex conjugate of the vector.

이후, 어드미턴스 벡터(

Figure pat00025
)는 다음과 같이 계산된다.Then, the admittance vector (
Figure pat00025
) Is calculated as

Figure pat00026
Figure pat00026

여기서, 컨덕턴스(G) 및 서셉턴스(B)는 어드미턴스(

Figure pat00027
)의 실수부 및 허수부이다.Here, the conductance (G) and the susceptance (B) is an admittance (
Figure pat00027
) ≪ / RTI >

정규화된 컨덕턴스(g) 및 정규화된 서셉턴스(b)는 다음과 같이 계산된다.Normalized conductance g and normalized susceptance b are calculated as follows.

Figure pat00028
Figure pat00028

여기서, Z0는 RF 증폭기의 특징적 임피던스를 나타낸다. Pdel, g, b의 측정값들은 각각 Pcmd, Fcmd, Ctcmd를 을 위한 제어 알고리즘들에 전송된다.Where Z 0 represents the characteristic impedance of the RF amplifier. The measurements of P del , g and b are sent to the control algorithms for P cmd , F cmd and C tcmd , respectively.

전자 정합 컨트롤러(252)는 FET(256)들(도 6 참조)을 스위칭하고 이에 따라 션트 커패시터(258)들을 스위칭하여 전력 증폭기(220) 및 동적 로드(260) 간의 임피던스를 정합시킨다. 동적인 기계 부품들이 없기에 더욱 높은 신뢰성을 얻게 된다. 일 실시예에서, 시스템(200)의 스텝 응답은 약 1ms보다 빠르며 그 이유는 응답 속도가 기계적 응답이 아닌 전자적 구성에 의해 좌우되기 때문이다.Electronic matching controller 252 switches FETs 256 (see FIG. 6) and accordingly switches shunt capacitors 258 to match the impedance between power amplifier 220 and dynamic load 260. Higher reliability is achieved because there are no dynamic mechanical parts. In one embodiment, the step response of the system 200 is faster than about 1 ms because the response speed is governed by the electronic configuration rather than the mechanical response.

주파수 변경으로 인해 컨덕턴스 및 서셉턴스 모두에 변경이 발생한다. 그러나, 전송 라인 케이블이 없는 집적된 시스템에 대해선, 션트 커패시턴스의 변경으로 인해 서셉턴스에만 변경이 발생하고 컨덕턴스 값에는 영향을 끼치지 않는다. 따라서, (어드미턴스의 실수부 및 허수부에 의해 공식화된) 피제어 가변 벡터 및 (션트 커패시턴스 및 직렬 커패시턴스 또는 션트 및 주파수에 의해 공식화된) 제어 가변 벡터에 관한 매트릭스는 삼각형이다. 그 결과, 션트 커패시턴스를 가변시킴으로써 독립적인 서셉턴스 조정을 달성한다.The change in frequency causes a change in both conductance and susceptance. However, for integrated systems without transmission line cables, the change in shunt capacitance only changes the susceptance and does not affect the conductance value. Thus, the matrix for the controlled variable vector (formulated by the real part and the imaginary part of the admittance) and the control variable vector (formulated by shunt capacitance and series capacitance or shunt and frequency) is a triangle. As a result, independent susceptance adjustment is achieved by varying the shunt capacitance.

독립적 서셉턴스 조정은, 컨덕턴스의 컨덕턴스 설정점으로부터의 편이에만 기초하는 주파수 제어 알고리즘을 구현할 수 있게 한다. 그 결과, 컨덕턴스 기반 주파수 제어 루프 및 서셉턴스 기반 션트 커패시턴스 제어 루프 모두가 동시에 그리고 고속으로 동작할 수 있어서, 강인성이 개선된다.Independent susceptance adjustment allows to implement a frequency control algorithm based solely on the deviation from the conductance set point of the conductance. As a result, both the conductance-based frequency control loop and the susceptance-based shunt capacitance control loop can operate simultaneously and at high speed, thereby improving the robustness.

도 8은 시스템(200)의 효율을 개선하도록 전자 정합 네트워크(250)(도 2 참조)에서 소모되는 전력(손실)을 결정하는 방법의 블록도(300)이다. 스텝 1(310)에선, 전력 측정기(314)(도 9a 참조)를 50Ω 칼로리미터 전력 기준으로 미세조정하여 50Ω 로드에 전달되는 전력을 결정한다. 스텝 2(320)에선, 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)(도 9b 참조)를 DC 전력 기준으로 미세조정하여 로드 시뮬레이터(342)(도 9d 참조) 내부에서 소모되는 전력을 결정한다. 스텝 3(330)에선, VI 프로브(240)(도 2 참조)를 50Ω 로드로 미세조정하여 전력 증폭기(220)(도 2 참조)에 의해 전달되는 전력을 결정한다. 스텝 4(340)에선, 시스템(200)의 출력을 로드 시뮬레이터(342)로 미세조정하여 ZL = RL + jXL에 전달되는 전력을 결정한다. 스텝 5(350)에선, 전력 증폭기(220)에 의해 전달되는 전력 및 ZL = RL + jXL에 전달되는 전력 간의 차에 의해 전자 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산한다.8 is a block diagram 300 of a method of determining power (loss) consumed in an electronic matching network 250 (see FIG. 2) to improve the efficiency of system 200. In step 1 310, the power meter 314 (see FIG. 9A) is fine tuned to the 50 Ω calorimeter power reference to determine the power delivered to the 50 Ω load. In step 2 320, the load simulator calorimeter 332 (see FIG. 9B) is fine tuned on a DC power basis to determine the power consumed inside the load simulator 342 (see FIG. 9D). In step 3 330, VI probe 240 (see FIG. 2) is fine tuned to a 50Ω load to determine the power delivered by power amplifier 220 (see FIG. 2). In step 4 340, the output of system 200 is fine tuned to load simulator 342 to determine the power delivered to Z L = R L + jX L. In step 5 350, the power consumed in the electronic matching system is calculated by the difference between the power delivered by the power amplifier 220 and the power delivered to Z L = R L + jX L.

도 9a는 전력 측정기(314)를 미세조정하는 스텝(310)의 상세한 구현예를 도시한다. 칼로리미터(322)는 VI 프로브(240)의 출력에 결합되고, RP 전력은 전력 증폭기(220)로부터 인가되며, 전력 측정기(314)가 미세조정된다. 칼로리 측정은 열적 손실의 측정이다. 이것은 칼로리미터(322)에서 50Ω 로드를 열적 절연시켜 주변 열적 손실을 방지하고 냉각수의 유속 및 온도 상승을 측정함으로써 구현된다. 전력 측정기는

Figure pat00029
에 의해 계산되는 로드에서의 전력 소모로 미세조정되고, 여기서, dm/dt는 대량 유속을 나타내며, C는 물의 특정 비열을 나타내며, Tin 및 Tout은 각각 입구(inlet) 및 출구(outlet) 온도를 나타낸다. 컴퓨터(324)는 유속 및 온도 측정값들을 획득하여 전력 측정기의 판독에 대하여 차이(에러) 및 로드에서의 전력 소모를 계산한다. 이후, 컴퓨터(324)는 이러한 에러를 정정값으로서 전력 측정기에 인가하여 미세조정을 완료한다.9A shows a detailed implementation of step 310 to fine tune power meter 314. The calorimeter 322 is coupled to the output of the VI probe 240, the RP power is applied from the power amplifier 220, and the power meter 314 is fine tuned. Calorie measurement is a measure of thermal loss. This is achieved by thermally isolating the 50Ω load in calorimeter 322 to prevent ambient thermal losses and to measure the flow rate and temperature rise of the coolant. Power meter
Figure pat00029
Is fine-tuned to the power dissipation at the load calculated by, where dm / dt represents the bulk flow rate, C represents the specific specific heat of water, and T in and T out represent the inlet and outlet temperatures, respectively Indicates. Computer 324 obtains flow rate and temperature measurements to calculate the difference (error) and power consumption at the load for the reading of the power meter. The computer 324 then applies this error as a correction value to the power meter to complete the fine tuning.

도 9b는 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)를 미세조정하기 위한 스텝(320)의 상세한 구현예를 도시한다. 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)는 DC 전원(334)에 결합되고, DC 전력이 인가되며, 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)가 미세조정된다. DC 전원은 DC 전력 측정값들을 공급한다. 냉각 시스템의 입구 및 출구에서의 유속 및 온도 측정값들을 이용함으로써, 컴퓨터(324)는 로드 시뮬레이터에서 소모되는 전력을 계산한다. 이후, 컴퓨터(324)는 DC 전원에 의해 보고되는 전력 및 칼로리미터 방식을 이용하여 계산되는 전력 간의 에러를 정정값으로서 로드 시뮬레이터에 인가하여 미세조정을 완료한다.9B shows a detailed implementation of step 320 for fine tuning road simulator calorimeter 332. The load simulator calorimeter 332 is coupled to the DC power source 334, DC power is applied, and the load simulator calorimeter 332 is fine tuned. The DC power supply supplies DC power measurements. By using the flow rate and temperature measurements at the inlet and outlet of the cooling system, the computer 324 calculates the power consumed in the road simulator. The computer 324 then applies the error between the power reported by the DC power supply and the power calculated using the calorimeter method as a correction value to the load simulator to complete the fine tuning.

도 9c는 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브(240)를 미세조정하기 위한 스텝(330)의 상세한 구현예를 도시한다. 일반적으로, 집적된 RF 발생기 시스템(200) 내의 각 VI 프로브(240)는, DSP 보상기 보드(230)에 의해 측정되는 VI 프로브 전압 및 전류를 실제 RF 라인 전압 및 전류에 관련시키는 매트릭스 전달 함수를 얻게 하는 다음에 따르는 스텝들을 포함한다.9C shows a detailed implementation of step 330 to fine tune the RF impedance analyzer or VI probe 240. In general, each VI probe 240 in the integrated RF generator system 200 obtains a matrix transfer function that relates the VI probe voltage and current measured by the DSP compensator board 230 to the actual RF line voltage and current. The following steps are included.

첫 번째로, 단락 회로 커넥터(312)는 VI 프로브(240)의 RF 라인 출력 단자에 결합되고, RF 전력은 전력 증폭기(220)로부터 인가되고,

Figure pat00030
가 계산되며, 여기서,
Figure pat00031
는 단락 회로용 DSP 보상기 보드(230)에 의해 측정되는 바와 같은 비(
Figure pat00032
)로서 정의된다. 두 번째로, 개방 회로 커넥터(314)가 VI 프로브(240)의 RF 라인 출력 단자에 결합되고, RF 전력이 전력 증폭기(220)로부터 인가되며,
Figure pat00033
가 계산되고, 여기서,
Figure pat00034
는 개방 회로용 DSP 보상기 보드(230)에 의해 측정되는 바와 같은 비(
Figure pat00035
)로서 정의된다. 세 번째로, 50Ω 로드(ZL; 316)는 VI 프로브(240)의 출력에 결합되고, RF 전력이 전력 증폭기(220)로부터 인가되고, Vm 및 Im이 기록되며 RF 라인 전압(VL)이 계산되고, 여기서,
Figure pat00036
이다. PL은 50Ω 로드(316)에서 전력 측정기(318)에 의해 측정되는 전달 전력이다. 마지막으로, VI 프로브 미세조정 매트릭스 전달 함수는 다음의 식에 의해 계산된다.First, short circuit connector 312 is coupled to the RF line output terminal of VI probe 240, RF power is applied from power amplifier 220,
Figure pat00030
Is calculated, where
Figure pat00031
Is the ratio as measured by the DSP compensator board 230 for a short circuit (
Figure pat00032
). Second, an open circuit connector 314 is coupled to the RF line output terminal of the VI probe 240, RF power is applied from the power amplifier 220,
Figure pat00033
Is calculated, where
Figure pat00034
Is the ratio as measured by the DSP compensator board 230 for the open circuit.
Figure pat00035
). Third, a 50Ω load (Z L ; 316) is coupled to the output of VI probe 240, RF power is applied from power amplifier 220, V m and I m are recorded and RF line voltage (V L). ) Is calculated, where
Figure pat00036
to be. P L is the delivered power measured by power meter 318 in 50 Ω load 316. Finally, the VI probe fine tuning matrix transfer function is calculated by the equation

Figure pat00037
Figure pat00037

수학식 10은 VI 프로브 측정 신호들을 VI 프로브(240)의 출력에서의 RF 라인 전압 및 RF 라인 전류로 번역한다.Equation 10 translates the VI probe measurement signals to RF line voltage and RF line current at the output of VI probe 240.

도 9d는 시스템(200)(도 2 참조)을 미세조정하기 위한 스텝(340)의 상세한 구현예를 도시한다. 시스템 레벨 미세조정을 이용하여 네트워크 변수들에 정합하는 값들의 범위에 대하여 전자 정합 네트워크(250)에서의 전력 손실을 정량한다. 로드 시뮬레이터(342)는 전자 정합 네트워크(250)의 출력에 결합된다. 통상적으로, 로드 시뮬레이터는 전자 정합 네트워크(250)에 대하여 역(inverse)인 전자 정합 네트워크이다. 50Ω 로드는 로드 시뮬레이터(342)의 출력에 결합된다. RF 발생기 시스템(200)의 시스템 레벨 미세조정은 다음과 같이 수행된다. 첫 번째로, 직렬 인덕턴스는

Figure pat00038
스텝(
Figure pat00039
)에서 조절된다. 두 번째로, pp 스텝(
Figure pat00040
)에서 전력 설정점값이 변경된다. 세 번째로, cc 스텝(
Figure pat00041
)에서 션트 커패시턴스 설정점값이 변경된다. 마지막으로, ff 스텝(
Figure pat00042
)에서 RF 주파수 값이 변경된다.9D illustrates a detailed implementation of step 340 for fine tuning system 200 (see FIG. 2). System level refinement is used to quantify power loss in electronic matching network 250 for a range of values that match network variables. The road simulator 342 is coupled to the output of the electronic matching network 250. Typically, the road simulator is an electronic matching network that is inverse to the electronic matching network 250. The 50Ω load is coupled to the output of the load simulator 342. System level fine tuning of the RF generator system 200 is performed as follows. First, the series inductance
Figure pat00038
step(
Figure pat00039
Is adjusted. Secondly, pp step (
Figure pat00040
), The power setpoint value is changed. Thirdly, the cc step (
Figure pat00041
), The shunt capacitance set point value is changed. Finally, ff step (
Figure pat00042
), The RF frequency value is changed.

전술한 스텝들의 각 조합에 대하여, 로드 시뮬레이터(342)는 전자 정합 네트워크(250)의 출력에서 임피던스 부정합을 제시하도록 설정된다. 다음으로, RF 전력이 전력 증폭기(220)로부터 인가되고 전력 측정기(314)가 종단 로드(312) 저항을 측정한다. 종단 로드 저항은 P50 Ω로 표시되고 로드 시뮬레이터(342)의 입력으로 변환된다. 시뮬레이션된 로드는

Figure pat00043
와 같은 Psys로 표시되고, 여기서, C1 및 C2는 로드 시뮬레이터의 직렬 커패시턴스 및 션트 커패시턴스를 나타내고,
Figure pat00044
는 테이블로 된 구성을 나타낸다. 전자 정합 네트워크(250)에서 관련된 손실은 PL 및 P50 Ω 간의 차이에 의해 계산된다.For each combination of the foregoing steps, the load simulator 342 is set to present an impedance mismatch at the output of the electronic matching network 250. RF power is then applied from the power amplifier 220 and the power meter 314 measures the termination rod 312 resistance. The termination load resistor is represented by P 50 Ω and converted to the input of the load simulator 342. The simulated load is
Figure pat00043
Denotes P sys , where C 1 and C 2 represent the serial and shunt capacitance of the load simulator,
Figure pat00044
Represents a tabular configuration. The associated loss in the electronic matching network 250 is calculated by the difference between P L and P 50 Ω .

일부 실시예들에서, 치수

Figure pat00045
를 갖는 미세조정 테이블은 비휘발성 메모리(예를 들어, 플래시 메모리)에
Figure pat00046
로서 저장될 수 있고, 여기서,
Figure pat00047
는 테이블로 된 구성을 나타낸다. 고속 실시간 제어 루프들은 시스템(200)의 동작 동안 미세조정 테이블을 통한 빠른 검색을 필요로 한다. 비휘발성 메모리(예를 들어, 플래시 메모리)는 휘발성 메모리(예를 들어, 다이나믹 RAM)보다 느린 경향이 있다. 고속 휘발성 메모리는 효율적으로 활용되며, 여기서, 미세조정 테이블의 구성(치수
Figure pat00048
)은, Ls, Psp, Ctcmd, f가 얼마나 자주 변경되는 지에 기초할 수 있다. 특히, 미세조정 테이블은 메모리 블록들로 세그먼트화될 수 있다. 즉, 각 블록이 pp 메모리 페이지들을 포함하고, 각 메모리 페이지가 cc x ff 치수 테이블을 포함한다. 새로운 메모리 블록은 Ls가 변경될 때 비휘발성 메모리 내로 로딩될 수 있고, 새로운 메모리 페이지는 전력 설정점이 변경될 때 로딩될 수 있으며, Ctcmd 및 f에 관련된 적합한 메모리 페이지에 대한 미세조정 점들은 실시간으로 실행될 수 있다.In some embodiments, dimensions
Figure pat00045
The reconciliation table can be stored in nonvolatile memory (eg flash memory).
Figure pat00046
Can be stored as
Figure pat00047
Represents a tabular configuration. Fast real-time control loops require a quick search through the fine tuning table during operation of the system 200. Nonvolatile memory (eg flash memory) tends to be slower than volatile memory (eg dynamic RAM). High speed volatile memory is effectively utilized, where the configuration of the fine-tuning table (dimensions)
Figure pat00048
) May be based on how often L s , P sp , C tcmd , f changes. In particular, the refinement table may be segmented into memory blocks. That is, each block contains pp memory pages, and each memory page contains a cc x ff dimension table. The new memory block can be loaded into nonvolatile memory when L s is changed, the new memory page can be loaded when the power set point is changed, and the refinement points for the appropriate memory page related to C tcmd and f are Can be executed as

본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 본 발명을 특별히 설명하고 도시하였지만, 당업자라면 청구범위에 의해 포함되는 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고서 본 명세서에서 형태 및 상세에 다양한 변경을 행할 수 있다는 점을 이해할 것이다.Although the invention has been specifically described and illustrated with reference to preferred embodiments thereof, those skilled in the art will understand that various changes may be made in form and detail herein without departing from the scope of the invention as encompassed by the claims. .

100: 시스템
110: 고정 주파수 RF 발생기
120: 2축 튜닝가능 정합 네트워크
150: 위상 검출기
200: 무선 주파수 전력 전달 시스템
210: 패스트 DC 버스
220: 전력 증폭기
240: VI 프로브
250: 전자 정합 네트워크 100: System
110: fixed frequency RF generator
120: 2-axis tunable matching network
150: phase detector
200: radio frequency power delivery system
210: Fast DC Bus
220: power amplifier
240: VI probe
250: electronic matching network

Claims (31)

동적 로드에 전력을 전달하는 시스템으로서,
일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 전원;
상기 DC 전력을 RF 전력으로 변환하는 전력 증폭기 ― 상기 전력 증폭기는 주파수 설정점을 가짐 ― ;
상기 RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 측정하는 센서;
상기 전력 증폭기의 임피던스를 수정하여 동적 로드의 임피던스와 정합시키는 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템; 및
컨트롤러를 포함하고,
상기 컨트롤러는:
상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에 측정되는 컨턱던스 값과 컨덕턴스 설정점과의 비교에 기초하여 상기 전력 증폭기의 상기 주파수 설정점을 제어하는 주파수 제어 루프, 및
상기 전력 증폭기의 상기 임피던스가 변화할 때 상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에서 서셉턴스만이 변화하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 임피던스 제어 루프를 포함하는,
전력 전달 시스템.A system for delivering power to dynamic loads
A power supply providing DC power with a constant power open loop response;
A power amplifier for converting the DC power into RF power, the power amplifier having a frequency set point;
A sensor for measuring a phase angle between a voltage, a current, a voltage vector, and a current vector related to the RF power;
An electrically controllable impedance matching system for modifying the impedance of the power amplifier to match the impedance of a dynamic load; And
Controller,
The controller is:
A frequency control loop controlling the frequency set point of the power amplifier based on a comparison of the conductance set point and the conductance value measured between the dynamic load and the power amplifier, and
An impedance control loop for controlling the electrically controllable impedance matching system such that only susceptance changes between the dynamic load and the power amplifier when the impedance of the power amplifier changes.
Power delivery system. 제 1 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간의 임피던스에 관련된 컨덕턴스 및 서셉턴스의 동시 제어를 위해 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
And the controller controls the electrically controllable impedance matching system for simultaneous control of conductance and susceptance related to impedance between the power amplifier and the dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 인덕터와, 상기 인덕터에 직렬로 연결된 커패시터와, 상기 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭(switched) 커패시터를 포함하는 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
The electrically controllable impedance matching system includes an inductor, a capacitor coupled in series with the inductor, and a plurality of switched capacitors coupled in parallel to the dynamic load. 제 3 항에 있어서,
상기 인덕터는 멀티탭형 인덕터 또는 가변형 인덕터인 전력 전달 시스템.The method of claim 3, wherein
And the inductor is a multi-tap inductor or a variable inductor. 제 3 항에 있어서,
상기 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결된 전력 전달 시스템.The method of claim 3, wherein
Each of said plurality of switching capacitors in series with a switch and an additional capacitor. 제 1 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 커패시터와, 상기 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭 커패시터를 포함하고, 상기 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결된 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
The electrically controllable impedance matching system includes a capacitor and a plurality of switching capacitors connected in parallel to the dynamic load, each of the plurality of switching capacitors connected in series to a switch and an additional capacitor. 제 1 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 RF 전력 주파수, RF 전력 크기, 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간의 임피던스를 동시에 제어하는 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
The controller simultaneously controls an RF power frequency, an RF power magnitude, an impedance between the power amplifier and the dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간에 정합되는 임피던스의 주파수를 제어하는 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
And the electrically controllable impedance matching system controls the frequency of the impedance matched between the power amplifier and the dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 컨트롤러는, 컨덕턴스 및 서셉턴스를 불안정한 동적 로드를 안정화시키는 설정점으로 조정하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
And the controller controls the electrically controllable impedance matching system to adjust conductance and susceptance to a set point that stabilizes an unstable dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 센서 미세조정(sensor calibration) 측정 모듈;
동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전자 정합 시스템 미세조정 모듈; 및
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 전력 소모 모듈
을 더 포함하는 전력 전달 시스템.The method of claim 1,
A sensor calibration measurement module for determining the power delivered by the power amplifier;
An electronic matching system fine tuning module for determining power delivered to the dynamic load; And
Power consumption module for calculating the power consumed in the electrically controllable impedance matching system
Power delivery system further comprising. 제 10 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력은, 상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력 및 상기 동적 로드에 전달되는 전력 간의 차인 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
The power dissipated in the electrically controllable impedance matching system is a difference between the power delivered by the power amplifier and the power delivered to the dynamic load. 제 10 항에 있어서,
상기 센서 미세조정 측정 모듈은 상기 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하는 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
The sensor fine tuning measurement module fine tunes the sensor into the resistive rod. 제 12 항에 있어서,
상기 저항성 로드는 50Ω인 전력 전달 시스템.13. The method of claim 12,
The resistive load is 50Ω. 제 10 항에 있어서 ,
상기 전자 정합 시스템 미세조정 모듈은, 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템의 출력을 로드 시뮬레이터 내로 미세조정하는 전력 전달 시스템.The method of claim 10,
And the electronic matching system fine tuning module fine tunes the output of the electrically controllable impedance matching system into a road simulator. 제 14 항에 있어서,
상기 로드 시뮬레이터는 역(inverse) 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템인 전력 전달 시스템.15. The method of claim 14,
The load simulator is an inverse electrically controllable impedance matching system. 제 10 항에 있어서,
상기 전자 정합 시스템 미세조정 모듈은,
저항성 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전력 측정기 미세조정 모듈과,
로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력을 결정하는 로드 시뮬레이터 미세조정 모듈을 포함하는 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
The electronic matching system fine tuning module,
A power meter fine-tuning module that determines the power delivered to the resistive load,
A power delivery system comprising a load simulator fine tuning module that determines the power consumed inside the road simulator. 제 15 항에 있어서,
상기 센서 미세조정 측정 모듈은 상기 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하고, 상기 저항성 로드는 50Ω인 전력 전달 시스템.The method of claim 15,
The sensor fine tuning measurement module fine tunes the sensor into the resistive rod, wherein the resistive rod is 50 ohms. 제 15 항에 있어서,
상기 동적 로드에 전달되는 전력은, 저항성 로드에 전달되는 전력 및 상기 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력의 합인 전력 전달 시스템.The method of claim 15,
The power delivered to the dynamic load is a sum of the power delivered to the resistive load and the power consumed within the load simulator. 동적 로드에 전력을 전달하는 방법으로서,
일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 단계;
상기 DC 전력을 전력 증폭기를 통해 RF 전력으로 변환하는 단계 ― 상기 전력 증폭기는 주파수 설정점을 가짐 ― ;
상기 RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 센서를 통해 측정하는 단계;
동적 로드의 임피던스를 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템과 정합시키기 위해 상기 전력 증폭기의 임피던스가 변화할 때 상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에서 서셉턴스만이 변화하도록 상기 전력 증폭기의 임피던스를 수정하는 단계; 및
상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에 측정되는 컨턱던스 값과 컨덕턴스 설정점과의 비교에 기초하여 상기 전력 증폭기의 상기 주파수 설정점을 제어하는 단계
를 포함하는 전력 전달 방법.A method of delivering power to a dynamic load
Providing a DC power having a constant power open loop response;
Converting the DC power to RF power through a power amplifier, the power amplifier having a frequency set point;
Measuring with a sensor a phase angle between a voltage, a current, a voltage vector, and a current vector associated with the RF power;
Modifying the impedance of the power amplifier such that only susceptance changes between the dynamic load and the power amplifier when the impedance of the power amplifier changes to match the impedance of the dynamic load with an electrically controllable impedance matching system; And
Controlling the frequency set point of the power amplifier based on a comparison of the conductance set point and the conductance value measured between the dynamic load and the power amplifier
Power delivery method comprising a. 제 19 항에 있어서,
상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간의 임피던스에 관련된 컨덕턴스 및 서셉턴스를 동시에 제어하는 단계를 더 포함하는 전력 전달 방법.The method of claim 19,
And simultaneously controlling conductance and susceptance related to impedance between the power amplifier and the dynamic load. 제 19 항에 있어서,
RF 전력 주파수, RF 전력 크기, 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간의 임피던스를 동시에 제어하는 단계를 더 포함하는 전력 전달 방법 The method of claim 19,
Simultaneously controlling RF power frequency, RF power magnitude, and impedance between the power amplifier and the dynamic load. 제 19 항에 있어서,
상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간에 정합되는 임피던스의 주파수를 제어하는 단계를 더 포함하는 전력 전달 방법.The method of claim 19,
Controlling the frequency of the impedance matched between the power amplifier and the dynamic load. 제 19 항에 있어서,
컨덕턴스 및 서셉턴스를 불안정한 동적 로드를 안정화시키는 설정점으로 조정하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 단계를 더 포함하는 전력 전달 방법.The method of claim 19,
Controlling the electrically controllable impedance matching system to adjust conductance and susceptance to a set point that stabilizes an unstable dynamic load. 제 19 항에 있어서,
상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 RF 전력을 결정하는 단계;
동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 단계; 및
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 단계
를 더 포함하는 전력 전달 방법.The method of claim 19,
Determining the RF power delivered by the power amplifier;
Determining power delivered to the dynamic load; And
Calculating power consumed in the electrically controllable impedance matching system
Power delivery method further comprising. 제 24 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력은, 상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력 및 상기 동적 로드에 전달되는 전력 간의 차인 전력 전달 방법.25. The method of claim 24,
The power dissipated in the electrically controllable impedance matching system is a difference between the power delivered by the power amplifier and the power delivered to the dynamic load. 제 24 항에 있어서,
상기 동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 단계는,
저항성 로드에 전달되는 전력을 결정하는 단계; 및
로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력을 결정하는 단계
를 포함하는 전력 전달 방법.25. The method of claim 24,
Determining the power delivered to the dynamic load,
Determining power delivered to the resistive load; And
Determining Power Consumption Inside the Road Simulator
Power delivery method comprising a. 제 26 항에 있어서,
상기 동적 로드에 전달되는 전력은, 저항성 로드에 전달되는 전력 및 상기 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력의 합인 전력 전달 방법.27. The method of claim 26,
The power delivered to the dynamic load is a sum of the power delivered to the resistive load and the power consumed inside the load simulator. 제 19 항에 있어서,
상기 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하는 단계를 더 포함하는 전력 전달 방법 .The method of claim 19,
And fine tuning the sensor into a resistive rod. 제 19 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템의 출력을 로드 시뮬레이터 내로 미세조정하는 단계를 더 포함하는 전력 전달 방법.The method of claim 19,
Fine tuning the output of the electrically controllable impedance matching system into a load simulator. 동적 로드에 전력을 전달하는 장치로서,
일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 수단;
상기 DC 전력을 전력 증폭기를 통해 RF 전력으로 변환하는 수단 ― 상기 전력 증폭기는 주파수 설정점을 가짐 ― ;
상기 RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 센서를 통해 측정하는 수단;
동적 로드의 임피던스를 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템과 정합시키기 위해 상기 전력 증폭기의 임피던스를 수정하는 수단;
상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에 측정되는 컨턱던스 값과 컨덕턴스 설정점과의 비교에 기초하여 상기 전력 증폭기의 상기 주파수 설정점을 제어하는 수단; 및
상기 전력 증폭기의 상기 임피던스가 변화할 때 상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에서 서셉턴스만이 변화하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 수단
을 포함하는 전력 전달 장치.A device that delivers power to a dynamic load
Means for providing DC power with a constant power open loop response;
Means for converting the DC power into RF power through a power amplifier, the power amplifier having a frequency set point;
Means for measuring via the sensor a phase angle between a voltage, a current, a voltage vector, and a current vector related to the RF power;
Means for modifying the impedance of the power amplifier to match the impedance of the dynamic load with an electrically controllable impedance matching system;
Means for controlling the frequency set point of the power amplifier based on a comparison of the conductance set point and the conductance value measured between the dynamic load and the power amplifier; And
Means for controlling the electrically controllable impedance matching system such that only susceptance changes between the dynamic load and the power amplifier when the impedance of the power amplifier changes.
Power delivery device comprising a. 제 30 항에 있어서,
상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 수단;
동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 수단; 및
전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 수단
을 더 포함하는 전력 전달 장치.31. The method of claim 30,
Means for determining power delivered by the power amplifier;
Means for determining power delivered to the dynamic load; And
Means for calculating the power dissipated in an electrically controllable impedance matching system
Power delivery device further comprising.
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