KR200476063Y1 - Radio frequency power delivery system - Google Patents

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KR200476063Y1
KR200476063Y1 KR2020147000034U KR20147000034U KR200476063Y1 KR 200476063 Y1 KR200476063 Y1 KR 200476063Y1 KR 2020147000034 U KR2020147000034 U KR 2020147000034U KR 20147000034 U KR20147000034 U KR 20147000034U KR 200476063 Y1 KR200476063 Y1 KR 200476063Y1
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시드하쓰 피. 나가카티
마이클 키시네브스키
알리 사지
티모시 이. 칼바이티스
윌리암 에스. 맥키니
다니엘 굳맨
윌리암 엠. 홀버
존 에이. 스미스
일리야 바이스트릭
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엠케이에스 인스트루먼츠, 인코포레이티드
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Abstract

동적 로드(260)에 전력을 전달하는 시스템(200) 및 방법을 제공한다. 이 시스템은, 대략 일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 전원(210)과, DC 전력을 RF 전력으로 변환하는 전력 증폭기(220)와, RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 측정하는 센서(240)와, 전력 증폭기의 임피던스를 수정하여 동적 로드(260)의 임피던스와 적어도 대략적으로 정합시키는 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템(250, 252)과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템(200)을 제어하는 컨트롤러(230)를 포함한다. 이 시스템(200)은, 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 센서 미세조정 측정 모듈과, 동적 로드(260)에 전달되는 전력을 결정하는 전자 정합 시스템 미세조정 모듈(252)과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 전력 소모 모듈을 더 포함한다.(200) and method for delivering power to dynamic load (260). The system includes a power supply 210 that provides DC power with a substantially constant power open loop response, a power amplifier 220 that converts DC power to RF power, and a voltage, current, voltage vector, An electrically controllable impedance matching system (250, 252) for modifying the impedance of the power amplifier to at least approximately match the impedance of the dynamic load (260), and an electrically controllable impedance matching system And a controller 230 for controlling the impedance matching system 200. The system 200 includes a sensor fine adjustment measurement module that determines the power delivered by the power amplifier, an electronic matching system fine tuning module 252 that determines the power delivered to the dynamic load 260, And a power consumption module for calculating power consumed in the impedance matching system.

Description

고주파 전력 전달 시스템{RADIO FREQUENCY POWER DELIVERY SYSTEM}[0001] RADIO FREQUENCY POWER DELIVERY SYSTEM [0002]

본 고안은 전력 전달 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 동적 로드에 전력을 전달하기 위한 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a power delivery system, and more particularly to a system for delivering power to a dynamic load.

동적 로드(load)에 RF 전력을 제공하는 다양한 방식들이 존재한다. RF 발생기는 통상적으로 약 400kHz 내지 약 200MHz 사이의 주파수에서 동적 로드에 전력을 제공한다. 일부 과학 응용 분야, 산업 응용 분야, 의학 응용 분야에서 사용되는 주파수들은 약 2MHz, 13.56MHz, 및 27MHz이다. There are various ways to provide RF power to the dynamic load. The RF generator typically provides power to the dynamic load at frequencies between about 400 kHz and about 200 MHz. The frequencies used in some scientific applications, industrial applications, and medical applications are about 2 MHz, 13.56 MHz, and 27 MHz.

도 1a에 도시한 바와 같이, RF 전력을 동적 로드(즉, 플라즈마 로드(140))에 제공하기 위한 시스템(100)은 50Ω 전송 라인(130)에 의해 연결된 고정 주파수 RF 발생기(110) 및 2축 튜닝가능 정합 네트워크(120)를 포함한다. 튜닝가능 정합 네트워크(120)는, 직권 전동형(series motorized) 진공 가변 커패시터(122), 인덕터(124), 및 분권 전동형(shunt motorized) 진공 가변 커패시터(126)를 포함한다. 직렬 커패시턴스 및 션트 커패시턴스를 결정하는데 사용되는 알고리즘은 통상적으로 크기 및 위상 검출기(150)를 이용하여 행해지는 임피던스 측정에 기초한다. 독립적 전력 제어는 RF 발생기(110)에서의 전력 측정에 기초한다. 전력 제어 루프(160) 및 임피던스 제어 루프(162)는 독립적이다.1A, a system 100 for providing RF power to a dynamic load (i.e., plasma load 140) includes a fixed frequency RF generator 110 coupled by a 50 Ω transmission line 130, Tunable matching network (120). Tunable matching network 120 includes a series motorized vacuum variable capacitor 122, an inductor 124, and a shunt motorized vacuum variable capacitor 126. The algorithm used to determine the series capacitance and shunt capacitance is typically based on an impedance measurement made using magnitude and phase detector 150. [ Independent power control is based on power measurements at the RF generator 110. The power control loop 160 and the impedance control loop 162 are independent.

도 1b에 도시한 바와 같이, RF 전력을 동적 로드에 제공하는 다른 시스템(100')은, RF 발생기(110)에 의해 공급을 받으며 50Ω 전송 라인(130)에 연결된 고정 소자 정합 네트워크(120')를 포함한다. 고정 소자 정합 네트워크(120')는 직렬 커패시터(122), 인덕터(124), 션트 커패시터(126)를 포함한다. RF 발생기(110)의 주파수는 소정의 범위(예를 들어, 13.56MHz±5%)로 튜닝될 수 있다. RF 발생기(110) 주파수 커맨드는 전압 정재파비(VSWR)의 값에 기초한다. 독립적 전력 루프 및 VSWR (임피던스) 제어 루프(160')는 RF 발생기(110)의 출력에서의 측정에 기초한다.Another system 100 'that provides RF power to dynamic loads, as shown in FIG. 1B, includes a fixed element matching network 120' that is fed by an RF generator 110 and is connected to a 50Ω transmission line 130, . The fixed element matching network 120 'includes a series capacitor 122, an inductor 124, and a shunt capacitor 126. The frequency of the RF generator 110 may be tuned to a predetermined range (e.g., 13.56 MHz 5%). The RF generator 110 frequency command is based on the value of the voltage standing wave ratio (VSWR). Independent power loop and VSWR (impedance) control loop 160 'is based on measurements at the output of RF generator 110.

도 1c에 도시한 바와 같이, RF 전력을 동적 로드에 제공하는 또 다른 시스템(100")은 집적된 RF 발생기-임피던스 정합 네트워크(120")를 포함한다. RF 발생기-임피던스 정합 네트워크(120")는 직렬 커패시터(122), 인덕터(124), 다수의 션트 커패시터(126a 내지 126n)를 포함한다. 이 션트 커패시터(126a 내지 126n)들은 커패시터(126)들을 그라운드에 결합 및 결합 해제하는 스위칭 회로(127a 내지 127n)에 결합된다. 이 시스템(100")의 전력 제어 및 주파수 제어(160")는 동시에 행해지지 않는다.As shown in FIG. 1C, another system 100 "that provides RF power to the dynamic load includes an integrated RF generator-impedance matching network 120 ". The RF generator-impedance matching network 120 "includes a series capacitor 122, an inductor 124, and a plurality of shunt capacitors 126a through 126n. These shunt capacitors 126a through 126n couple the capacitors 126 to ground To the switching circuits 127a through 127n which couple and decouple to the power supply 100. The power control and frequency control 160 " of this system 100 "

이러한 종래의 기술 및 방법에는 단점이 존재한다. 종래의 기술 및 방법에서는 적어도 2개의 개별적인 모듈을 필요로 하기 때문에 통상적으로 더 많은 비용이 관련된다. 즉, 전송 라인을 통해 연결되는, 1) RF 발생기/증폭기 및 2) 임피던스 정합 네트워크이다. 게다가, 각 모듈은 RF 전압/전류 센서 또는 크기/위상 검출기를 필요로 한다.Disadvantages exist with such conventional techniques and methods. Conventional techniques and methods typically involve more costs because they require at least two separate modules. 1) an RF generator / amplifier and 2) an impedance matching network, which are connected through a transmission line. In addition, each module requires an RF voltage / current sensor or size / phase detector.

플라즈마 임피던스는 플라즈마에 전달되는 전력의 함수이다. 게다가, RF 발생기에 의해 전달되는 전력은 발생기 측에서 보는 임피던스의 함수이다. 그 결과, 전달된 전력 및 로드 임피던스 간에 명백한 순환성 상호 의존성이 존재하여 다입력 다출력(MIMO) 시스템에 크로스 커플링이 발생하게 된다. 종래 기술의 시스템에서는, RF 발생기 제어 루프 및 임피던스 정합 제어 루프가 독립적이고 이에 따라 전력 제어 및 임피던스 정합 제어 루프 간의 크로스 커플링을 보상할 수 없다. 이에 따라 폐루프 성능이 열화된다.The plasma impedance is a function of the power delivered to the plasma. In addition, the power delivered by the RF generator is a function of the impedance seen at the generator side. As a result, there is a clear cyclic interdependence between the transmitted power and the load impedance, resulting in cross-coupling to a multiple input multiple output (MIMO) system. In prior art systems, the RF generator control loop and the impedance match control loop are independent and thus can not compensate for the cross coupling between the power control and impedance match control loops. Thereby degrading the closed loop performance.

임의의 피제어 시스템의 동적 응답은 겨우 최저속 기능성 모듈(예를 들어, 센서, 엑츄에이터, 또는 제어 시스템 파라미터)만큼 빠르다. 종래 기술의 시스템에서, 최저속 기능성 모듈은 통상적으로 DC 전원이다. 특히, RF 전력 증폭기의 입력에 공급되는 DC 전력은 일반적으로 보다 높은 주파수를 필터링하는 데 사용되는 큰 전해 커패시터를 포함한다. 이러한 필터 네트워크를 사용하는 경우의 단점은 제어 갱신율에 상관없이 동적 응답(예를 들어, 전력 커맨드에서 스텝 변경에 대한 응답)이 느리다는 것이다. 따라서, 시스템은 플라즈마 불안정성을 충분히 보상할 수 없다.The dynamic response of any controlled system is only as fast as the lowest speed functional module (e.g., sensor, actuator, or control system parameter). In prior art systems, the lowest speed functional module is typically a DC power source. In particular, the DC power supplied to the input of the RF power amplifier typically includes a large electrolytic capacitor used to filter higher frequencies. A disadvantage of using such a filter network is that the dynamic response (e.g., response to a step change in the power command) is slow regardless of the control update rate. Thus, the system can not sufficiently compensate for plasma instability.

모터에 의해 구동되는 진공 커패시터를 사용하는 시스템에서, 응답 시간은 수백 밀리초(millisecond)이다. 수백 밀리초 내에 관심 대상인 플라즈마 과도현상이 발생한다는 사실로 인해, 플라즈마 과도현상으로 인한 로드 변경을 정합하는 데 진공 커패시터를 사용할 수 없다.In a system using a vacuum capacitor driven by a motor, the response time is several hundreds of milliseconds. Due to the fact that plasma transients of interest occur within a few hundred milliseconds, vacuum capacitors can not be used to match load changes due to plasma transients.

종래 기술에서 사용되는 네트워크들을 정합하기 위한 제어 알고리즘들은 측정된 임피던스의 실수부 및 허수부에 의존해 왔다. 임피던스 측정 기반 정합 제어에는 고유의 단점이 존재한다. 예를 들어, 임피던스의 실수부를 정정하거나 수정하기 위한 션트 커패시턴스의 변경으로 인해 그 임피던스의 허수부에 불필요한 변경이 발생하게 된다. 마찬가지로, 임피던스의 허수부를 정정하거나 수정하기 위한 직렬 커패시턴스 또는 주파수의 변경으로 인해 그 임피던스의 실수부에 불필요한 변경이 발생하게 된다. (임피던스의 실수부 및 허수부에 의해 공식화된) 피제어 가변 벡터 및 (션트 커패시턴스 및 직렬 커패시턴스 또는 션트 커패시턴스 및 주파수에 의해 공식화된) 제어 가변 벡터에 관한 매트릭스는 대각(non-diagonal)이 아니다. 따라서 임피던스 측정 기반 제어 알고리즘은 효율적이지 못하다. 임피던스의 크기 및 위상 측정을 이용함으로써 공식화된 임피던스에 기초하는 제어 알고리즘도 마찬가지로 비효율적이다.Control algorithms for matching networks used in the prior art have relied on the real and imaginary parts of the measured impedance. There are inherent disadvantages to impedance measurement based matching control. For example, a change in the shunt capacitance to correct or correct the real part of the impedance results in an unnecessary change in the imaginary part of the impedance. Likewise, a change in the series capacitance or frequency to correct or correct the imaginary part of the impedance causes an unnecessary change in the real part of the impedance. The controlled variable vector (formulated by the real and imaginary parts of the impedance) and the control variable vector (formulated by the shunt capacitance and series capacitance or shunt capacitance and frequency) are non-diagonal. Therefore, the impedance measurement based control algorithm is not efficient. Control algorithms based on formulated impedance by using magnitude and phase measurements of impedances are likewise inefficient.

종래 기술의 시스템을 위한 미세조정(calibration) 방법은 전자 정합 네트워크의 입력에서 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브를 미세조정한다. 이러한 미세조정 방법은, 전자 정합 네트워크에서의 전력 손실이 전자 정합 네트워크의 모든 상태 및 동작 주파수에 대하여 고정되어 있다고 가정한다. 그러나, 전자 정합 네트워크의 손실은 전체 시스템 동작에 크게 기여한다.A calibration method for prior art systems fine-tunes an RF impedance analyzer or a VI probe at the input of the electronic matching network. This fine adjustment method assumes that the power loss in the electronic matching network is fixed for all states and operating frequencies of the electronic matching network. However, the loss of the electronic matching network contributes significantly to the overall system operation.

이에 따라, 동적 플라즈마에 공급되는 전력 및 이에 관련된 손실을 제어하기 위한 방법 및 시스템을 개선할 필요가 있다.Accordingly, there is a need to improve the method and system for controlling the power supplied to the dynamic plasma and the losses associated therewith.

동적 로드에 전력을 전달하는 시스템이 제공된다. 이 시스템은, 대략 일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 전원과, DC 전력을 RF 전력으로 변환하는 전력 증폭기와, RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 측정하는 센서와, 전력 증폭기의 임피던스를 수정하여 동적 로드의 임피던스와 적어도 대략적으로 정합시키는 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 컨트롤러를 포함한다. 이 시스템은, 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 센서 미세조정 측정 모듈과, 동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전자 정합 시스템 미세조정 모듈과, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 전력 소모 모듈을 더 포함한다.A system for delivering power to a dynamic load is provided. The system includes a power source providing DC power having a substantially constant power open loop response, a power amplifier converting DC power to RF power, and a phase angle between the voltage, current, voltage vector and current vector An electrically controllable impedance matching system for modifying the impedance of the power amplifier to at least approximately match the impedance of the dynamic load, and a controller for controlling the electrically controllable impedance matching system. The system includes a sensor fine-tuning measurement module that determines the power delivered by the power amplifier, an electronic matching system fine tuning module that determines the power delivered to the dynamic load, and a power calculator that calculates power consumed in the electrically controllable impedance matching system Lt; / RTI > power consumption module.

일 실시예에서, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 인덕터, 인덕터에 직렬로 연결된 커패시터, 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭(switched) 커패시터를 포함한다. 인덕터는 멀티탭형 인덕터 또는 가변형 인덕터일 수 있다. 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결될 수 있다. 다른 일 실시예에서, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 커패시터, 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭 커패시터를 포함할 수 있고, 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결된다. 또 다른 일 실시예에서, 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은 전력 증폭기 및 동적 로드 간에 정합되는 임피던스의 주파수를 제어할 수 있다.In one embodiment, an electrically controllable impedance matching system includes an inductor, a capacitor connected in series to the inductor, and a plurality of switched capacitors connected in parallel to the dynamic load. The inductor may be a multi-tap type inductor or a variable type inductor. Each of the plurality of switching capacitors may be connected in series to the switch and additional capacitors. In another embodiment, the electrically controllable impedance matching system may include a capacitor, a plurality of switching capacitors connected in parallel to the dynamic load, and each of the plurality of switching capacitors is serially connected to the switch and the additional capacitor. In another embodiment, the electrically controllable impedance matching system is capable of controlling the frequency of the impedance matched between the power amplifier and the dynamic load.

일 실시예에서, 컨트롤러는 전력 증폭기 및 동적 로드 간의 임피던스에 관련된 컨덕턴스 및 서셉턴스의 동시 제어를 위해 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어할 수 있다. 다른 일 실시예에서, 컨트롤러는 RF 전력 주파수, RF 전력 크기, 전력 증폭기 및 동적 로드 간의 임피던스를 동시에 제어할 수 있다. 또 다른 일 실시예에서, 컨트롤러는 컨덕턴스 및 서셉턴스를 불안정한 동적 로드를 안정화시키는 설정점으로 조정하도록 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어할 수 있다.In one embodiment, the controller can control an electrically controllable impedance matching system for simultaneous control of conductance and susceptance related to impedances between the power amplifier and the dynamic load. In another embodiment, the controller can simultaneously control the RF power frequency, the RF power magnitude, the impedance between the power amplifier and the dynamic load. In another embodiment, the controller can control the electrically controllable impedance matching system to adjust the conductance and susceptance to a set point that stabilizes the unstable dynamic load.

전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력은 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력 및 동적 로드에 전달되는 전력 간의 차이다. 동적 로드에 전달되는 전력은 저항성 로드에 전달되는 전력 및 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력의 합이다.The power consumed in the electrically controllable impedance matching system is the difference between the power delivered by the power amplifier and the power delivered to the dynamic load. The power delivered to the dynamic load is the sum of the power delivered to the resistive load and the power consumed inside the load simulator.

센서 미세조정 측정 모듈은 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하고, 이 저항성 로드는 50Ω이다. 전자 정합 모듈은 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템의 출력을 로드 시뮬레이터 내로 미세조정한다. 로드 시뮬레이터는 역(inverse) 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템일 수 있다. 전자 정합 시스템 미세조정 모듈은, 저항성 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전력 측정기 미세조정 모듈, 및 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력을 결정하는 로드 시뮬레이터 미세조정 모듈을 포함할 수 있다. 저항성 로드는 50Ω일 수 있다. Sensor fine-tuning The measurement module fine-tunes the sensor into the resistive load, which is 50 ohms. The electronic matching module fine tunes the output of the electrically controllable impedance matching system into the load simulator. The load simulator may be an inverse electrically controllable impedance matching system. The electronic matching system fine tuning module may include a power meter fine tuning module for determining the power delivered to the resistive load and a load simulator fine tuning module for determining the power consumed inside the load simulator. The resistive load may be 50 ohms.

무선 주파수 전력 전달 시스템은 종래 기술의 시스템에 비하여 적어도 다음에 따른 이점들을 제공한다. 본 고안의 시스템은, 고속(예를 들어, 일 실시예에서 50kHz를 초과) 디지털 다입력 다출력(MIMO) 제어를 이용하여, 전력 설정점 조정, 임피던스 정합, 로드 교란 완화를 향상시킬 수 있다. 본 고안의 시스템은, 플라즈마 로드 특성에 과도 변경이 존재하고 빠른 플라즈마 안정화에 관련된 상태 하에서 동작할 수 있다. 본 고안의 시스템은 시스템의 기동 동안 과도현상에 대하여 강인한 RF 전력 전달 시스템을 제공할 수 있다. 본 고안의 시스템은 고 전력 스텝업 비를 제공할 수 있으며, 여기서 고 전력 스텝업 비는 100이다(예를 들어, 15W 내지 1500W). 본 고안의 시스템은 집적된 발생기 시스템의 출력에 연결된 로드에 전달되는 전력을 측정할 수 있다. 본 고안의 시스템은 다양한 피제어 변수들의 상태/값에 관련된 전력 손실 변동에 독립적인 전력을 조정할 수 있다. 본 고안의 시스템은 플라즈마 로드에 대한 레시피(recipe) 기반 미세조정을 필요로 하지 않는다.A radio frequency power delivery system provides at least the following advantages over prior art systems. The system of the present invention can improve power set point adjustment, impedance matching, and load disturbance mitigation using high speed (e. G., Greater than 50 kHz in one embodiment) digital multiple input multiple output (MIMO) control. The system of the present invention is capable of operating under conditions associated with rapid plasma stabilization, where there is an over-change in the plasma load characteristics. The system of the present invention can provide a robust RF power delivery system for transients during system start-up. The system of this invention can provide a high power step-up ratio where the high power step-up ratio is 100 (e.g., 15W to 1500W). The system of the present invention can measure the power delivered to the load connected to the output of the integrated generator system. The system of the present invention can adjust the power independent of the power loss variation associated with the state / value of various controlled variables. The system of the present invention does not require recipe-based fine tuning of the plasma load.

본 고안의 전술한 그리고 다른 목적들, 특징들, 이점들은, 첨부 도면에 예시되어 있듯이, 본 고안의 바람직한 실시예들의 다음에 따르는 보다 특정한 설명으로부터 명백할 것이다. 도면은 반드시 일정한 비율로 되지 않으며 대신에 본 고안의 원리를 예시하고자 강조된다.
도 1a는 종래 기술에 따른 2축 튜닝가능 정합 네트워크를 갖는 RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 1b는 종래 기술에 따른 고정된 정합 네트워크를 갖는 RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 1c는 종래 기술에 따른 집적된 RF 발생기-임피던스 정합 네트워크를 갖는 RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 2는 모듈 기반의 온챔버(On-Chamber) RF 전력 전달 시스템을 도시한다.
도 3은 플라즈마 안정성을 도시하는 그래프이다.
도 4는 도 2의 패스트 DC 버스의 일 실시예를 도시한다.
도 5는 도 2의 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브의 일 실시예를 도시한다.
도 6은 도 2의 전자 정합 네트워크의 일 실시예를 도시한다.
도 7은 모듈 기반의 도 2의 DSP 보상기 보드의 일 실시예를 도시한다.
도 8은 온챔버 RF 전력 전달 시스템을 미세조정하는 블록도이다.
도 9a는 전력 측정기를 50Ω 칼로리미터 전력 기준으로 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.
도 9b는 로드 시뮬레이터를 DC 전력 기준으로 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.
도 9c는 RF 임피던스 분석기를 50Ω 로드로 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.
도 9d는 로드 시뮬레이터 내부로 전달되는 전력을 미세조정하는 일 실시예를 도시한다.The foregoing and other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following more particular description of preferred embodiments of the present invention, as illustrated in the accompanying drawings. The drawings are not necessarily to scale, emphasis instead being placed upon illustrating the principles of the invention.
1A shows a prior art RF power delivery system with a biaxially tunable matching network.
1B shows an RF power delivery system with a fixed matching network according to the prior art.
1C shows an RF power delivery system with an integrated RF generator-impedance matching network in accordance with the prior art.
Figure 2 illustrates a module-based On-Chamber RF power delivery system.
3 is a graph showing the plasma stability.
FIG. 4 illustrates one embodiment of the fast DC bus of FIG.
Figure 5 illustrates one embodiment of the RF impedance analyzer or VI probe of Figure 2;
Figure 6 shows an embodiment of the electronic matching network of Figure 2;
Figure 7 illustrates one embodiment of the module-based DSP compensator board of Figure 2.
8 is a block diagram for fine tuning the on-chamber RF power delivery system.
Figure 9A illustrates one embodiment of fine tuning the power meter to a 50 [Omega] calorimeter power reference.
FIG. 9B illustrates an embodiment for fine tuning the load simulator to a DC power reference.
Figure 9c illustrates one embodiment of fine tuning the RF impedance analyzer to a 50Ω load.
Figure 9d shows an embodiment for fine-tuning the power delivered into the load simulator.

일반적으로, 동적 로드 애플리케이션(예를 들어, 유도성 및/또는 용량성 플라즈마 로드)을 위한 집적된 무선 주파수(RF) 전력 전달 시스템이 제공된다. 도 2는 집적된 무선 주파수(RF) 전력 전달 시스템(200)을 예시하고 있다. 이 집적된 시스템(200)의 대표적인 기능성 모듈들은, 패스트 DC 버스(210), RF 전력 증폭기(PA; 220), 디지털 신호 프로세서(DSP) 보상기 보드(230), RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브(240), 및 전자 정합 네트워크(250)를 포함한다. 이 시스템(200)은 플라즈마 로드(260)에 결합된다. 집적된 시스템(200)이 넓은 범위의 저항성 로드 및 반응성 로드에 대하여 구현될 수 있다는 것을 당업자라면 이해할 것이다.Generally, an integrated radio frequency (RF) power delivery system for dynamic load applications (e.g., inductive and / or capacitive plasma loads) is provided. FIG. 2 illustrates an integrated radio frequency (RF) power delivery system 200. Representative functional modules of the integrated system 200 include a fast DC bus 210, an RF power amplifier (PA) 220, a digital signal processor (DSP) compensator board 230, an RF impedance analyzer or a VI probe 240, And an electronic matching network 250. The system 200 is coupled to a plasma rod 260. Those skilled in the art will appreciate that the integrated system 200 may be implemented for a wide range of resistive and reactive loads.

일반적으로, 패스트 DC 버스(210)는 DC 전력을 전력 증폭기(220)에 전달한다. 전력 증폭기(220)는 한 주파수에서 패스트 DC 버스(210)로부터의 DC 전력을 RF 전력으로 변환한다. 전자 정합 시스템(250)은, 션트 커패시터들(도시하지 않음)을 스위칭하여 전력 증폭기(220) 및 플라즈마 로드(260) 간의 임피던스를 정합하여 전력 증폭기(220)로부터 플라즈마 로드(260)로의 안정적이면서 최대 전력 전달을 용이하게 한다. DSP 보상기 보드(230)는, 패스트 버스 컨트롤러(212) 및 RF 임피던스 분석기(240)로부터 수신된 측정에 기초하여 시스템(200)의 동작을 제어한다. RF 임피던스 분석기(240)는 RMS 전압, RMS 전류, RF 전압 벡터 및 RF 전류 벡터 간의 위상각을 측정한다. 이러한 측정에 기초하여, 관련 RF 파라미터들이 DSP 보상기 보드(230)에 의해 계산된다. 이러한 파라미터들은, 임피던스 벡터(

Figure 112014067222198-utm00001
), 어드미턴스 벡터(
Figure 112014067222198-utm00002
), 전달 전력(
Figure 112014067222198-utm00003
), 전압 정재파비(VSWR)를 포함하지만, 이러한 예로 한정되지는 않는다. DSP 보상기 보드의 통상적인 연산들에는, 패스트 버스 컨트롤러(212)를 통한 전력 설정점, 전력 증폭기 드라이버(222)를 통한 RF 전력 주파수 설정점, 및 전자 정합 컨트롤러(252)를 통한 스위칭 주파수가 포함된다.In general, the fast DC bus 210 delivers DC power to the power amplifier 220. [ The power amplifier 220 converts the DC power from the fast DC bus 210 to RF power at one frequency. The electronic matching system 250 switches the shunt capacitors (not shown) to match the impedances between the power amplifier 220 and the plasma rod 260 to provide a stable and maximum Facilitating power delivery. The DSP compensator board 230 controls the operation of the system 200 based on the measurements received from the fast bus controller 212 and the RF impedance analyzer 240. The RF impedance analyzer 240 measures the phase angle between the RMS voltage, the RMS current, the RF voltage vector, and the RF current vector. Based on these measurements, the relevant RF parameters are calculated by the DSP compensator board 230. These parameters include the impedance vector (
Figure 112014067222198-utm00001
), An admittance vector (
Figure 112014067222198-utm00002
), Transmission power (
Figure 112014067222198-utm00003
), And a VSWR (voltage standing wave ratio), but the present invention is not limited to this example. Typical operations of the DSP compensator board include a power set point through the fast bus controller 212, an RF power frequency set point through the power amplifier driver 222, and a switching frequency through the electronic matching controller 252 .

일 양태에서, 시스템(200)은 전력 및 임피던스의 동시 조정을 달성한다. 독립적 서셉턴스 조정은, 컨덕턴스의 컨덕턴스 설정점으로부터의 편이에만 기초하는 주파수 제어 알고리즘을 구현할 수 있게 한다. 그 결과, 제어 루프들 둘 다가 동시에 그리고 고속으로 동작될 수 있어서 강인성(robustness)이 개선된다. 게다가, 잘 알려져 있는 저압에서의 음전성 플라즈마(예를 들어, 도 3에 도시한 바와 같이 300W 및 5mT에서 SF6)의 불안전성이, 패스트 DC 버스(210)의 동작과 함께 임의의 컨덕턴스 및 서셉턴스 설정점들을 설정함으로써, 안정화될 수 있다.In an aspect, system 200 achieves simultaneous adjustment of power and impedance. Independent susceptance adjustments enable a frequency control algorithm to be implemented based solely on the deviation from the conductance setpoint of the conductance. As a result, both control loops can be operated simultaneously and at high speed, thereby improving robustness. Moreover, the unstability of a well-known negative voltage plasma at low voltages (e.g., 300 W as shown in FIG. 3 and SF 6 at 5 mT), along with the operation of the fast DC bus 210, By setting the points, they can be stabilized.

도 4는 부분적 공명 인버터 전원형 패스트 DC 버스(210)를 도시한다. 패스트 DC 버스(210)는 자신의 관련된 정전력 개루프 응답으로 인해 프로세스 안정성을 제공한다. 패스트 DC 버스(210)는 전체 로드 공간에 대한 FET 활용성을 개선하며 이에 따라 동일한 PA(220)(도 2 참조)를 이용하는 경우 더 많은 전력이 로드에 전달된다. 패스트 DC 버스(210)는 PA(220) 상의 FET들이 안전 모드에서 동작하는 것을 보장하도록 버스 전압을 줄이는 유연성을 허용하는 한편 플라즈마가 소멸되지 않도록 플라즈마에 증가된 전력을 전달할 수 있게 하는 빠른 응답률을 갖는다. 패스트 DC 버스(210)에 대하여 다른 형태들의 토폴로지를 이용할 수 있다. 예를 들어, 공동 계류중인 일부계속출원 및 이것의 부(parent)출원인 2004년 9월 22일자로 출원한 미국 출원번호 제10/947,397호를 참조하기 바라며, 이러한 각 출원의 전체 교시는 본 명세서에 참고로 포함된다.4 shows a partially resonant inverter power-supply fast DC bus 210. FIG. The fast DC bus 210 provides process stability due to its associated constant power open loop response. The fast DC bus 210 improves the FET utilization for the entire load space and accordingly more power is delivered to the load when the same PA 220 (see FIG. 2) is used. The fast DC bus 210 has a fast response rate that allows flexibility to reduce the bus voltage so as to ensure that the FETs on the PA 220 operate in safe mode while delivering increased power to the plasma such that the plasma is not destroyed . Other forms of topology may be used for the fast DC bus 210. See, for example, co-pending application Ser. No. 10 / 947,397, filed September 22, 2004, the entire teachings of which are incorporated herein by reference. It is included as a reference.

일 실시예에서, 패스트 DC 버스는, 한 쌍의 스위치(MOSFET; 302a, 302b), 인덕터(L; 306), 커패시터(C; 308), 및 4개의 다이오드(310a, 310b, 310c, 310d)를 포함하는 부분적 공명 인버터(210)일 수 있다. 동작시, 부분적 공명 인버터(210)는 입력 전압을 정현파 또는 다른 알려져 있는 유형의 DC 파형으로 변환한다. 정현파는 인덕터(306) 및 커패시터(308)를 통해 전달되고, 이들의 조합이 LC 필터를 형성하게 되며, 이것은, 다이오드(310c, 310d)에 의해 클램핑되고, 결합되며 변압기 정류기(304)에 의해 정류되고 필터링되어 원하는 DC 전압(전력 설정점)을 얻게 된다. DC 전력 설정점은 DSP 보상기 보드(230)로부터 제공된다(도 2 참조). 원하는 임피던스 설정점은 (어드미턴스라 칭하는) 벡터 인버스(vector inverse)로 특정될 수 있으며 컨덕턴스를 임의의 컨덕턴스 설정점으로 그리고 서셉턴스를 임의의 서셉턴스 설정점으로 동시에 조정한다. 부분 공명 인버터(300)(DC-DC 변환기)의 출력은 RF 전력 발생기/증폭기(220)의 DC 입력에 연결된다.In one embodiment, the fast DC bus includes a pair of switches (MOSFETs 302a and 302b), an inductor (L) 306, a capacitor (C) 308, and four diodes 310a, 310b, 310c, and 310d And may be a partial resonance inverter 210 including In operation, the partial resonance inverter 210 converts the input voltage to a sinusoidal or other known type of DC waveform. The sinusoidal wave is transmitted through the inductor 306 and the capacitor 308 and their combination forms an LC filter which is clamped by the diodes 310c and 310d and coupled and rectified by the transformer rectifier 304 And filtered to obtain the desired DC voltage (power set point). The DC power set point is provided from the DSP compensator board 230 (see FIG. 2). The desired impedance setpoint can be specified as a vector inverse (called admittance) and adjusts the conductance to any conductance set point and the susceptance to any susceptance set point simultaneously. The output of the partial resonant inverter 300 (DC-DC converter) is connected to the DC input of the RF power generator / amplifier 220.

동작시, 커패시터(308)는 입력 레일(rail) 전압(+Vin)으로 주기적으로 충전되고 커패시터 전류가 플라즈마 로드(260)를 통해 전달되는 동안 방전된다(도 2 참조). 모든 충전 또는 방전 사이클마다 저항성 로드에 축적되는 에너지는 CV2/2이며, 이것은 로드 저항에 무관하다. 따라서, 전력은 FSW x CV2/2이며, 여기서 FSW는 스위칭 주파수이고 V는 입력 전압이다. 인덕터(306)는 커패시터(308)가 유한 시간으로 완전히 충전 및 방전되는 것을 보장한다. 부분적 공명 인버터(300) 설계의 한 가지 이점은 V 및/또는 FSW를 가변함으로써 출력 전압을 제어하는 기능에 있다.In operation, the capacitor 308 is periodically charged with an input rail voltage (+ Vin) and discharged while the capacitor current is delivered through the plasma load 260 (see FIG. 2). Every charge or discharge cycle, the energy stored in the load resistance is the CV 2/2, which is independent of the load resistance. Accordingly, the power is F SW x CV 2/2, where F SW is the switching frequency, and V is the input voltage. The inductor 306 ensures that the capacitor 308 is fully charged and discharged in finite time. One advantage of the partial resonant inverter 300 design is its ability to control the output voltage by varying V and / or F SW .

도 5는 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브(240)의 일 실시예를 도시한다. VI 프로브(240)는 DC 전원(242), 분석 보드 어셈블리(244), 및 프로브 헤드 어셈블리(246)를 포함한다. 분석 보드 어셈블리(244)는 프로브 헤드 어셈블리(246)로부터 저 레벨 RF 신호를 수신한다. 프로브 헤드 어셈블리(246)는 2개의 전압 출력을 제공한다. 즉, 1) 프로브 헤드 어셈블리(246)에 존재하는 시변 전계의 전압 표현(전압 신호), 및 2) 프로브 헤드 어셈블리(246)에 존재하는 시변 자계의 전압 표현(전류 신호)이다. 분석 보드 어셈블리(244)는 프로브 헤드 어셈블리(246)의 2개의 전압 출력을 수신 및 처리하여 RF 파라미터들을 DSP 보상기 보드(230)에 출력한다(도 2 참조). MKS Instruments, Inc. 회사의 VI-Probe-4100 및 VI- Probe-350은 이러한 목적으로 사용될 수 있는 예시적인 분석기들이다.FIG. 5 illustrates one embodiment of an RF impedance analyzer or VI probe 240. FIG. The VI probe 240 includes a DC power source 242, an analysis board assembly 244, and a probe head assembly 246. The analysis board assembly 244 receives a low level RF signal from the probe head assembly 246. The probe head assembly 246 provides two voltage outputs. (Voltage signal) of the time-varying electric field existing in the probe head assembly 246, and 2) a voltage expression (current signal) of the time-varying magnetic field existing in the probe head assembly 246. [ The analysis board assembly 244 receives and processes the two voltage outputs of the probe head assembly 246 to output the RF parameters to the DSP compensator board 230 (see FIG. 2). MKS Instruments, Inc. The company's VI-Probe-4100 and VI-Probe-350 are exemplary analyzers that can be used for this purpose.

도 6은 전자 정합 네트워크(250)의 일 실시예를 도시한다. 일 실시예에서, 전자 정합 네트워크(250)는, 로드(260)에 직렬로 연결된 인덕턴스(254)(예를 들어, 멀티탭형 컴팩트 인덕터), 고정된 또는 가변 직렬 패딩 커패시터(252), 및 하나 이상의 상위 커패시터(

Figure 112014067222198-utm00004
; 258a 내지 258n)들을 대응하는 하위 커패시터(
Figure 112014067222198-utm00005
; 258a' 내지 258n')들로 스위칭하는 전계 효과 트랜지스터(FET; 256a 내지 256n)를 포함하고, 이 하위 커패시터들은 그라운드에서 종단된다. 일부 실시예들에서, 전자 정합 네트워크(250)는 로드(260)에 직렬로 연결된 인덕턴스(254)를 포함하지 않는다. 다른 유형의 전자 정합 네트워크를 이용할 수 있다. 예를 들어, 미국 특허번호 제6,887,339호를 참조하기 바라며, 이것의 전체 교시는 본 명세서에 참고로 포함된다.Figure 6 illustrates one embodiment of an electronic matching network 250. [ In one embodiment, electronic matching network 250 includes an inductance 254 (e.g., a multi-tap compact inductor), a fixed or variable series padding capacitor 252, and one or more Upper capacitor (
Figure 112014067222198-utm00004
; 258a through 258n to corresponding lower capacitors (
Figure 112014067222198-utm00005
; (FETs) 256a through 256n that switch to lower capacitors 258a through 258n ', which are terminated at ground. In some embodiments, the electronic matching network 250 does not include an inductance 254 connected in series with the rod 260. Other types of electronic matching networks may be used. See, for example, U.S. Patent No. 6,887,339, the entire teachings of which are incorporated herein by reference.

도 7은 모듈 기반의 DSP 보상기 보드(230)를 도시한다. DSP 보상기 보드(230)는, 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 둘 다를 포함하며, 전체 집적된 시스템(200)을 함께 제어한다. DSP 보상기 보드는, 어드미턴스 보상 모듈(232), 주파수 제어 모듈(234), 전자 정합 제어 모듈(236), RF 전력 계산 모듈(237), RF 전력 제어 모듈(238)을 포함한다. 일반적으로, DSP 보상기 보드는 VI 프로브(240)로부터의 출력을 수신한다. 어드미턴스 계산 모듈(232)은 VI 프로브 출력을 이용하여 시스템(200)의 어드미턴스를 계산한다. 주파수 제어 모듈(234)은 어드미턴스를 이용하여 전력 증폭기(220)의 주파수를 가변한다. 전자 정합 제어 모듈(236)은 어드미턴스를 이용하여 전자 정합 네트워크(250)의 FET(256)들을 스위칭 온 또는 스위칭 오프한다. RF 전력 계산 모듈(237)은 VI 프로브 출력을 이용하여 시스템(200)의 RF 전력을 계산한다. RF 전력 제어 모듈(234)은 RF 전력 계산을 이용하여 패스트 DC 버스(210)로부터 공급되는 전력을 조정한다. 시스템(200)의 동작의 보다 상세한 설명은 후술되어 있다.Figure 7 shows a module-based DSP compensator board 230. DSP compensator board 230 includes both a digital signal processor (DSP) and a field programmable gate array (FPGA) and controls the entire integrated system 200 together. The DSP compensator board includes an admittance compensation module 232, a frequency control module 234, an electronic matching control module 236, an RF power calculation module 237, and an RF power control module 238. Generally, the DSP compensator board receives the output from the VI probe 240. The admittance calculation module 232 calculates the admittance of the system 200 using the VI probe output. The frequency control module 234 varies the frequency of the power amplifier 220 using the admittance. The electronic matching control module 236 uses the admittance to switch on or off the FETs 256 of the electronic matching network 250. The RF power calculation module 237 calculates the RF power of the system 200 using the VI probe output. The RF power control module 234 adjusts the power supplied from the fast DC bus 210 using the RF power calculation. A more detailed description of the operation of the system 200 is provided below.

전력 조정 오브젝티브 및 알고리즘의 일 실시예가 아래와 같이 설명되어 있다. 즉, 오브젝티브는 전달 전력(

Figure 112014067222198-utm00006
)을 사용자 정의 설정점(
Figure 112014067222198-utm00007
)으로 조정하는 것이다. 부드러운 천이를 보장하려면, 궤도 발생기를 사용한다. 일 실시예에서, 일차 궤도는 다음과 같이 발생한다.One embodiment of a power adjustment objective and algorithm is described below. In other words,
Figure 112014067222198-utm00006
) To a custom set point (
Figure 112014067222198-utm00007
). To ensure smooth transitions, use an orbit generator. In one embodiment, the primary orbit occurs as follows.

Figure 112014067222198-utm00008
Figure 112014067222198-utm00008

여기서,

Figure 112014067222198-utm00009
는 궤도 시간 상수이고
Figure 112014067222198-utm00010
는 원하는 전력 궤도이다. 패스트 버스로 제어되는 전력 변경으로 표현된 전달 전력 제어 알고리즘은 다음과 같은 식으로 주어진다.here,
Figure 112014067222198-utm00009
Is the orbital time constant
Figure 112014067222198-utm00010
Is the desired power trajectory. The propagation power control algorithm, expressed as a fast bus-controlled power change, is given by:

Figure 112014067222198-utm00011
Figure 112014067222198-utm00011

여기서,

Figure 112014067222198-utm00012
및
Figure 112014067222198-utm00013
는 각각 비례 이득 및 적분 이득이다.here,
Figure 112014067222198-utm00012
And
Figure 112014067222198-utm00013
Are proportional gain and integral gain, respectively.

어드미턴스 조정 오브젝티브: 정규화된 어드미턴스 벡터는 다음과 같이 정의된다.

Figure 112014067222198-utm00014
, 여기서, g는 정규화된 컨덕턴스이고 b는 정규화된 서셉턴스이다. 임피던스 정합 제어 오브젝티브는 다음과 같이 공식화된다.
Figure 112014067222198-utm00015
및
Figure 112014067222198-utm00016
, 여기서, gsp 및 bsp는 플라즈마 안정성을 개선하도록 선택되는 임의의 설정점들이다. 전술한 오브젝티브는, 임피던스가 어드미턴스의 역(reciprocal)으로서 정의된다는 점에 주목함으로써, 다음과 같은 관계에 따른 임피던스로 재해석된다.Admittance Adjustment Objective: The normalized admittance vector is defined as follows.
Figure 112014067222198-utm00014
, Where g is the normalized conductance and b is the normalized susceptance. The impedance matching control objective is formulated as follows.
Figure 112014067222198-utm00015
And
Figure 112014067222198-utm00016
, Where g sp and b sp are arbitrary setpoints selected to improve plasma stability. The above-mentioned objective is reinterpreted as an impedance according to the following relationship by noting that the impedance is defined as a reciprocal of the admittance.

Figure 112014067222198-utm00017
Figure 112014067222198-utm00017

여기서, z는 정규화된 임피던스이고, r 및 x는 각각 저항 및 리액턴스이며,

Figure 112014067222198-utm00018
는 공칭 Rf 증폭기 특징적 임피던스를 나타낸다. 이것은, g->1 및 b->0일 때, R->R0 및 X->0을 얻는다는 점을 따른다.Where z is the normalized impedance, r and x are the resistance and reactance, respectively,
Figure 112014067222198-utm00018
Represents the nominal Rf amplifier characteristic impedance. It follows that when g- > 1 and b- > 0, R-> R 0 and X-> 0 are obtained.

어드미턴스 조정 알고리즘: 주파수 제어 루프는 컨덕턴스 측정을 예를 들어 아래와 같은 PI 제어 알고리즘으로서 이용함으로써 설계된다.Admittance Adjustment Algorithm: The frequency control loop is designed by using the conductance measurement as an example PI control algorithm as shown below.

Figure 112014067222198-utm00019
Figure 112014067222198-utm00019

여기서, kpf 및 kif는 스칼라 비례 및 적분 제어 이득들이다. 션트 커패시턴스 제어 루프는 컨덕턴스 측정을 예를 들어 아래와 같은 PI 제어 알고리즘으로서 이용함으로써 설계된다.Where k pf and k if are scalar proportional and integral control gains. The shunt capacitance control loop is designed by using the conductance measurement as an example PI control algorithm as shown below.

Figure 112014067222198-utm00020
Figure 112014067222198-utm00020

여기서, kpc 및 kic는 스칼라 비례 및 적분 제어 이득들이다.Where k pc and k ic are scalar proportional and integral control gains.

동작시, 도 2, 도 3 및 도 6을 참조해 보면, 사용자가 넌제로(non-zero) 설정점을 제공한 후에, 궤도 발생기 및 전력 및 어드미턴스 제어 알고리즘들은 동시에 활성화되고 실행된다. VI 프로브(240)는 RF 전압 및 RF 전류에 비례하는 아날로그 신호들을 제공하고, 이 신호들은 아날로그 대 디지털 변환기들에 의해 동기 샘플링되고, 혼합기 및 CIC 필터(도시하지 않음)에 전송되며 최종적으로 미세조정 매트릭스를 통해 전송되어 다음에 따르는 관계들에 의해 주어지는 RF 전압 및 RF 전류 측정값들을 얻게 된다.In operation, referring to FIGS. 2, 3 and 6, after the user provides a non-zero set point, the orbit generator and power and admittance control algorithms are activated and executed simultaneously. The VI probe 240 provides analog signals proportional to the RF voltage and the RF current, which are synchronously sampled by analog to digital converters and sent to a mixer and a CIC filter (not shown) The RF voltage and RF current measurements taken via the matrix and given by the following relationships are obtained.

Figure 112014067222198-utm00021
Figure 112014067222198-utm00021

여기서,

Figure 112014067222198-utm00022
,
Figure 112014067222198-utm00023
는 각각 순간 RF 전압 및 전류의 벡터 표현들을 나타내며, 아래 첨자 r 및 i는 실수부 및 허수부의 스칼라값들을 나타내는 데 사용된다.here,
Figure 112014067222198-utm00022
,
Figure 112014067222198-utm00023
Represent vector representations of the instantaneous RF voltage and current, respectively, and the subscripts r and i are used to represent the scalar values of the real and imaginary parts.

평균 전달 전력은 다음과 같이 계산된다.The average transmission power is calculated as follows.

Figure 112014067222198-utm00024
Figure 112014067222198-utm00024

여기서, Re{}는 벡터의 실수부를 나타내며, 위 첨자 *는 벡터의 복소 공액를 나타낸다.Here, Re {} denotes the real part of the vector, and the superscript * denotes the complex conjugate of the vector.

이후, 어드미턴스 벡터(

Figure 112014067222198-utm00025
)는 다음과 같이 계산된다.Then, the admittance vector (
Figure 112014067222198-utm00025
) Is calculated as follows.

Figure 112014067222198-utm00026
Figure 112014067222198-utm00026

여기서, 컨덕턴스(G) 및 서셉턴스(B)는 어드미턴스(

Figure 112014067222198-utm00027
)의 실수부 및 허수부이다.Here, the conductance G and the susceptance B are the admittance (
Figure 112014067222198-utm00027
) ≪ / RTI >

정규화된 컨덕턴스(g) 및 정규화된 서셉턴스(b)는 다음과 같이 계산된다.The normalized conductance (g) and the normalized susceptance (b) are calculated as follows.

Figure 112014067222198-utm00028
Figure 112014067222198-utm00028

여기서, Z0는 RF 증폭기의 특징적 임피던스를 나타낸다. Pdel, g, b의 측정값들은 각각 Pcmd, Fcmd, Ctcmd를 을 위한 제어 알고리즘들에 전송된다.Where Z 0 represents the characteristic impedance of the RF amplifier. The measured values of P del , g, b are sent to the control algorithms for P cmd , F cmd , and C tcmd , respectively.

전자 정합 컨트롤러(252)는 FET(256)들(도 6 참조)을 스위칭하고 이에 따라 션트 커패시터(258)들을 스위칭하여 전력 증폭기(220) 및 동적 로드(260) 간의 임피던스를 정합시킨다. 동적인 기계 부품들이 없기에 더욱 높은 신뢰성을 얻게 된다. 일 실시예에서, 시스템(200)의 스텝 응답은 약 1ms보다 빠르며 그 이유는 응답 속도가 기계적 응답이 아닌 전자적 구성에 의해 좌우되기 때문이다.The electronic matching controller 252 switches the FETs 256 (see FIG. 6) and thereby switches the shunt capacitors 258 to match the impedance between the power amplifier 220 and the dynamic load 260. Since there are no dynamic mechanical parts, higher reliability is obtained. In one embodiment, the step response of the system 200 is faster than about 1 ms, because the response speed is dependent on the electronic configuration, not the mechanical response.

주파수 변경으로 인해 컨덕턴스 및 서셉턴스 모두에 변경이 발생한다. 그러나, 전송 라인 케이블이 없는 집적된 시스템에 대해선, 션트 커패시턴스의 변경으로 인해 서셉턴스에만 변경이 발생하고 컨덕턴스 값에는 영향을 끼치지 않는다. 따라서, (어드미턴스의 실수부 및 허수부에 의해 공식화된) 피제어 가변 벡터 및 (션트 커패시턴스 및 직렬 커패시턴스 또는 션트 및 주파수에 의해 공식화된) 제어 가변 벡터에 관한 매트릭스는 삼각형이다. 그 결과, 션트 커패시턴스를 가변시킴으로써 독립적인 서셉턴스 조정을 달성한다.Changes in frequency will cause both conductance and susceptance changes. However, for an integrated system without a transmission line cable, changes in the susceptance only occur due to changes in the shunt capacitance and do not affect the conductance value. Thus, the controlled variable vector (formulated by the real and imaginary parts of the admittance) and the control variable vector (formulated by the shunt capacitance and series capacitance or shunt and frequency) are triangles. As a result, independent susceptance adjustment is achieved by varying the shunt capacitance.

독립적 서셉턴스 조정은, 컨덕턴스의 컨덕턴스 설정점으로부터의 편이에만 기초하는 주파수 제어 알고리즘을 구현할 수 있게 한다. 그 결과, 컨덕턴스 기반 주파수 제어 루프 및 서셉턴스 기반 션트 커패시턴스 제어 루프 모두가 동시에 그리고 고속으로 동작할 수 있어서, 강인성이 개선된다.Independent susceptance adjustments enable a frequency control algorithm to be implemented based solely on the deviation from the conductance setpoint of the conductance. As a result, both conductance-based frequency control loops and susceptance-based shunt capacitance control loops can operate simultaneously and at high speeds, resulting in improved robustness.

도 8은 시스템(200)의 효율을 개선하도록 전자 정합 네트워크(250)(도 2 참조)에서 소모되는 전력(손실)을 결정하는 방법의 블록도(300)이다. 스텝 1(310)에선, 전력 측정기(314)(도 9a 참조)를 50Ω 칼로리미터 전력 기준으로 미세조정하여 50Ω 로드에 전달되는 전력을 결정한다. 스텝 2(320)에선, 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)(도 9b 참조)를 DC 전력 기준으로 미세조정하여 로드 시뮬레이터(342)(도 9d 참조) 내부에서 소모되는 전력을 결정한다. 스텝 3(330)에선, VI 프로브(240)(도 2 참조)를 50Ω 로드로 미세조정하여 전력 증폭기(220)(도 2 참조)에 의해 전달되는 전력을 결정한다. 스텝 4(340)에선, 시스템(200)의 출력을 로드 시뮬레이터(342)로 미세조정하여 ZL = RL + jXL에 전달되는 전력을 결정한다. 스텝 5(350)에선, 전력 증폭기(220)에 의해 전달되는 전력 및 ZL = RL + jXL에 전달되는 전력 간의 차에 의해 전자 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산한다.8 is a block diagram 300 of a method for determining the power (loss) consumed in the electronic matching network 250 (see FIG. 2) to improve the efficiency of the system 200. FIG. In step 1 310, the power meter 314 (see FIG. 9A) is fine-tuned to a 50? Calorimeter power reference to determine the power delivered to the 50? Load. In step 2 (320), the load simulator calorimeter 332 (see FIG. 9B) is finely adjusted based on DC power to determine the power consumed inside the load simulator 342 (see FIG. 9D). In step 3 330, the VI probe 240 (see FIG. 2) is finely tuned to a 50Ω load to determine the power delivered by the power amplifier 220 (see FIG. 2). In step 4 (340), the output of the system 200 is fine-tuned by the load simulator 342 to determine the power delivered to Z L = R L + jX L. In step 5 (350), the power consumed in the electronic matching system is calculated by the difference between the power delivered by the power amplifier 220 and the power delivered to Z L = R L + jX L.

도 9a는 전력 측정기(314)를 미세조정하는 스텝(310)의 상세한 구현예를 도시한다. 칼로리미터(322)는 VI 프로브(240)의 출력에 결합되고, RP 전력은 전력 증폭기(220)로부터 인가되며, 전력 측정기(314)가 미세조정된다. 칼로리 측정은 열적 손실의 측정이다. 이것은 칼로리미터(322)에서 50Ω 로드를 열적 절연시켜 주변 열적 손실을 방지하고 냉각수의 유속 및 온도 상승을 측정함으로써 구현된다. 전력 측정기는

Figure 112014067222198-utm00029
에 의해 계산되는 로드에서의 전력 소모로 미세조정되고, 여기서, dm/dt는 대량 유속을 나타내며, C는 물의 특정 비열을 나타내며, Tin 및 Tout은 각각 입구(inlet) 및 출구(outlet) 온도를 나타낸다. 컴퓨터(324)는 유속 및 온도 측정값들을 획득하여 전력 측정기의 판독에 대하여 차이(에러) 및 로드에서의 전력 소모를 계산한다. 이후, 컴퓨터(324)는 이러한 에러를 정정값으로서 전력 측정기에 인가하여 미세조정을 완료한다.9A shows a detailed implementation of step 310 of fine tuning the power meter 314. Calorimeter 322 is coupled to the output of VI probe 240 and RP power is applied from power amplifier 220 and power meter 314 is fine tuned. Calorie measurement is a measure of thermal loss. This is accomplished by thermally insulating the 50Ω load at calorimeter 322 to prevent ambient thermal losses and measuring the flow rate and temperature rise of the cooling water. The power meter
Figure 112014067222198-utm00029
Where dm / dt is the mass flow rate, C is the specific heat of water, T in and T out are the inlet and outlet temperatures, respectively, . The computer 324 obtains flow rate and temperature measurements to calculate the difference (error) and power consumption at the load with respect to reading the power meter. Thereafter, the computer 324 applies such an error to the power meter as a correction value to complete the fine adjustment.

도 9b는 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)를 미세조정하기 위한 스텝(320)의 상세한 구현예를 도시한다. 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)는 DC 전원(334)에 결합되고, DC 전력이 인가되며, 로드 시뮬레이터 칼로리미터(332)가 미세조정된다. DC 전원은 DC 전력 측정값들을 공급한다. 냉각 시스템의 입구 및 출구에서의 유속 및 온도 측정값들을 이용함으로써, 컴퓨터(324)는 로드 시뮬레이터에서 소모되는 전력을 계산한다. 이후, 컴퓨터(324)는 DC 전원에 의해 보고되는 전력 및 칼로리미터 방식을 이용하여 계산되는 전력 간의 에러를 정정값으로서 로드 시뮬레이터에 인가하여 미세조정을 완료한다.FIG. 9B shows a detailed implementation of step 320 for fine tuning the load simulator calorimeter 332. FIG. The load simulator calorimeter 332 is coupled to a DC power source 334, the DC power is applied, and the load simulator calorimeter 332 is fine-tuned. DC power supplies DC power measurements. By using the flow rate and temperature measurements at the inlet and outlet of the cooling system, the computer 324 calculates the power consumed in the load simulator. Thereafter, the computer 324 applies an error between the power reported by the DC power source and the power calculated using the calorimeter scheme as a correction value to the load simulator to complete the fine adjustment.

도 9c는 RF 임피던스 분석기 또는 VI 프로브(240)를 미세조정하기 위한 스텝(330)의 상세한 구현예를 도시한다. 일반적으로, 집적된 RF 발생기 시스템(200) 내의 각 VI 프로브(240)는, DSP 보상기 보드(230)에 의해 측정되는 VI 프로브 전압 및 전류를 실제 RF 라인 전압 및 전류에 관련시키는 매트릭스 전달 함수를 얻게 하는 다음에 따르는 스텝들을 포함한다.FIG. 9C illustrates a detailed implementation of step 330 for fine tuning the RF impedance analyzer or VI probe 240. Generally, each VI probe 240 in the integrated RF generator system 200 obtains a matrix transfer function that relates the VI probe voltage and current measured by the DSP compensator board 230 to the actual RF line voltage and current Includes the following steps.

첫 번째로, 단락 회로 커넥터(312)는 VI 프로브(240)의 RF 라인 출력 단자에 결합되고, RF 전력은 전력 증폭기(220)로부터 인가되고,

Figure 112014067222198-utm00030
가 계산되며, 여기서,
Figure 112014067222198-utm00031
는 단락 회로용 DSP 보상기 보드(230)에 의해 측정되는 바와 같은 비(
Figure 112014067222198-utm00032
)로서 정의된다. 두 번째로, 개방 회로 커넥터(314)가 VI 프로브(240)의 RF 라인 출력 단자에 결합되고, RF 전력이 전력 증폭기(220)로부터 인가되며,
Figure 112014067222198-utm00033
가 계산되고, 여기서,
Figure 112014067222198-utm00034
는 개방 회로용 DSP 보상기 보드(230)에 의해 측정되는 바와 같은 비(
Figure 112014067222198-utm00035
)로서 정의된다. 세 번째로, 50Ω 로드(ZL; 316)는 VI 프로브(240)의 출력에 결합되고, RF 전력이 전력 증폭기(220)로부터 인가되고, Vm 및 Im이 기록되며 RF 라인 전압(VL)이 계산되고, 여기서,
Figure 112014067222198-utm00036
이다. PL은 50Ω 로드(316)에서 전력 측정기(318)에 의해 측정되는 전달 전력이다. 마지막으로, VI 프로브 미세조정 매트릭스 전달 함수는 다음의 식에 의해 계산된다.First, the short circuit connector 312 is coupled to the RF line output terminal of the VI probe 240, the RF power is applied from the power amplifier 220,
Figure 112014067222198-utm00030
Is calculated,
Figure 112014067222198-utm00031
Lt; RTI ID = 0.0 > (230) < / RTI &
Figure 112014067222198-utm00032
). Second, an open circuit connector 314 is coupled to the RF line output terminal of the VI probe 240, RF power is applied from the power amplifier 220,
Figure 112014067222198-utm00033
Is calculated,
Figure 112014067222198-utm00034
Lt; RTI ID = 0.0 > (230) < / RTI &
Figure 112014067222198-utm00035
). Third, a 50Ω load (Z L ) 316 is coupled to the output of VI probe 240, RF power is applied from power amplifier 220, V m and I m are written and RF line voltage V L ) Is calculated,
Figure 112014067222198-utm00036
to be. P L is the transmitted power measured by the power meter 318 at the 50Ω load 316. Finally, the VI probe fine-tuning matrix transfer function is calculated by the following equation.

Figure 112014067222198-utm00037
Figure 112014067222198-utm00037

수학식 10은 VI 프로브 측정 신호들을 VI 프로브(240)의 출력에서의 RF 라인 전압 및 RF 라인 전류로 번역한다.Equation (10) translates the VI probe measurement signals into the RF line voltage and the RF line current at the output of the VI probe 240.

도 9d는 시스템(200)(도 2 참조)을 미세조정하기 위한 스텝(340)의 상세한 구현예를 도시한다. 시스템 레벨 미세조정을 이용하여 네트워크 변수들에 정합하는 값들의 범위에 대하여 전자 정합 네트워크(250)에서의 전력 손실을 정량한다. 로드 시뮬레이터(342)는 전자 정합 네트워크(250)의 출력에 결합된다. 통상적으로, 로드 시뮬레이터는 전자 정합 네트워크(250)에 대하여 역(inverse)인 전자 정합 네트워크이다. 50Ω 로드는 로드 시뮬레이터(342)의 출력에 결합된다. RF 발생기 시스템(200)의 시스템 레벨 미세조정은 다음과 같이 수행된다. 첫 번째로, 직렬 인덕턴스는

Figure 112014067222198-utm00038
스텝(
Figure 112014067222198-utm00039
)에서 조절된다. 두 번째로, pp 스텝(
Figure 112014067222198-utm00040
)에서 전력 설정점값이 변경된다. 세 번째로, cc 스텝(
Figure 112014067222198-utm00041
)에서 션트 커패시턴스 설정점값이 변경된다. 마지막으로, ff 스텝(
Figure 112014067222198-utm00042
)에서 RF 주파수 값이 변경된다.9D shows a detailed implementation of step 340 for fine tuning the system 200 (see FIG. 2). System level fine tuning is used to quantify the power loss in the electronic matching network 250 over a range of values matching the network variables. The load simulator 342 is coupled to the output of the electronic matching network 250. Typically, the load simulator is an electronic matching network that is inverse to the electronic matching network 250. The 50Ω load is coupled to the output of the load simulator 342. System level fine adjustment of RF generator system 200 is performed as follows. First, the series inductance is
Figure 112014067222198-utm00038
step(
Figure 112014067222198-utm00039
). Second, the pp step (
Figure 112014067222198-utm00040
The power set point value is changed. Third, the cc step (
Figure 112014067222198-utm00041
), The shunt capacitance set point value is changed. Finally, the ff step (
Figure 112014067222198-utm00042
The RF frequency value is changed.

전술한 스텝들의 각 조합에 대하여, 로드 시뮬레이터(342)는 전자 정합 네트워크(250)의 출력에서 임피던스 부정합을 제시하도록 설정된다. 다음으로, RF 전력이 전력 증폭기(220)로부터 인가되고 전력 측정기(314)가 종단 로드(312) 저항을 측정한다. 종단 로드 저항은 P50 Ω로 표시되고 로드 시뮬레이터(342)의 입력으로 변환된다. 시뮬레이션된 로드는

Figure 112014067222198-utm00043
와 같은 Psys로 표시되고, 여기서, C1 및 C2는 로드 시뮬레이터의 직렬 커패시턴스 및 션트 커패시턴스를 나타내고,
Figure 112014067222198-utm00044
는 테이블로 된 구성을 나타낸다. 전자 정합 네트워크(250)에서 관련된 손실은 PL 및 P50 Ω 간의 차이에 의해 계산된다.For each combination of the above-described steps, the load simulator 342 is set to present an impedance mismatch at the output of the electronic matching network 250. Next, RF power is applied from the power amplifier 220 and the power meter 314 measures the termination load 312 resistance. Terminated load resistance is converted into a type of display to P 50 Ω and the load simulator 342. The simulated load is
Figure 112014067222198-utm00043
And it is denoted by the same P sys, wherein, C 1 and C 2 denotes a series capacitance and shunt capacitance of the load simulator,
Figure 112014067222198-utm00044
Represents a configuration in a table. The associated loss in the electronic matching network 250 is calculated by the difference between P L and P 50 OMEGA .

일부 실시예들에서, 치수

Figure 112014067222198-utm00045
를 갖는 미세조정 테이블은 비휘발성 메모리(예를 들어, 플래시 메모리)에
Figure 112014067222198-utm00046
로서 저장될 수 있고, 여기서,
Figure 112014067222198-utm00047
는 테이블로 된 구성을 나타낸다. 고속 실시간 제어 루프들은 시스템(200)의 동작 동안 미세조정 테이블을 통한 빠른 검색을 필요로 한다. 비휘발성 메모리(예를 들어, 플래시 메모리)는 휘발성 메모리(예를 들어, 다이나믹 RAM)보다 느린 경향이 있다. 고속 휘발성 메모리는 효율적으로 활용되며, 여기서, 미세조정 테이블의 구성(치수
Figure 112014067222198-utm00048
)은, Ls, Psp, Ctcmd, f가 얼마나 자주 변경되는 지에 기초할 수 있다. 특히, 미세조정 테이블은 메모리 블록들로 세그먼트화될 수 있다. 즉, 각 블록이 pp 메모리 페이지들을 포함하고, 각 메모리 페이지가 cc x ff 치수 테이블을 포함한다. 새로운 메모리 블록은 Ls가 변경될 때 비휘발성 메모리 내로 로딩될 수 있고, 새로운 메모리 페이지는 전력 설정점이 변경될 때 로딩될 수 있으며, Ctcmd 및 f에 관련된 적합한 메모리 페이지에 대한 미세조정 점들은 실시간으로 실행될 수 있다.In some embodiments, the dimensions
Figure 112014067222198-utm00045
(For example, a flash memory) to a non-volatile memory
Figure 112014067222198-utm00046
, Where < RTI ID = 0.0 >
Figure 112014067222198-utm00047
Represents a configuration in a table. Fast real-time control loops require quick retrieval through the fine-tuning table during operation of the system 200. Non-volatile memory (e.g., flash memory) tends to be slower than volatile memory (e.g., dynamic RAM). The high-speed volatile memory is utilized efficiently, wherein the configuration of the fine adjustment table
Figure 112014067222198-utm00048
) Can be based on how often L s , P sp , C tcmd , f change. In particular, the fine adjustment table can be segmented into memory blocks. That is, each block contains pp memory pages, and each memory page contains a cc x ff dimension table. The new memory block may be loaded into the non-volatile memory when L s changes, the new memory page may be loaded when the power set point is changed, and the fine tuning points for the appropriate memory page associated with C tcmd and f may be set to real time Lt; / RTI >

본 고안의 바람직한 실시예들을 참조하여 본 고안을 특별히 설명하고 도시하였지만, 당업자라면 청구범위에 의해 포함되는 본 고안의 범위로부터 벗어나지 않고서 본 명세서에서 형태 및 상세에 다양한 변경을 행할 수 있다는 점을 이해할 것이다.While the present invention has been particularly shown and described with reference to preferred embodiments thereof, it will be understood by those skilled in the art that various changes in form and details may be made therein without departing from the scope of the present invention, which is encompassed by the claims .

100: 시스템
110: 고정 주파수 RF 발생기
120: 2축 튜닝가능 정합 네트워크
150: 위상 검출기
200: 무선 주파수 전력 전달 시스템
210: 패스트 DC 버스
220: 전력 증폭기
240: VI 프로브
250: 전자 정합 네트워크 100: System
110: Fixed frequency RF generator
120: 2-axis tunable matching network
150: phase detector
200: Radio Frequency Power Delivery System
210: Fast DC bus
220: Power amplifier
240: VI probe
250: electronic matching network

Claims (20)

동적 로드에 전력을 전달하는 시스템으로서,
일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 전원;
상기 DC 전력을 RF 전력으로 변환하는 전력 증폭기 ― 상기 전력 증폭기는 주파수 설정점을 가짐 ― ;
상기 RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 측정하는 센서;
상기 전력 증폭기의 임피던스를 수정하여 동적 로드의 임피던스와 정합시키는 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템; 및
컨트롤러를 포함하고,
상기 컨트롤러는:
상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에 측정되는 컨턱던스 값과 컨덕턴스 설정점과의 비교에 기초하여 상기 전력 증폭기의 상기 주파수 설정점을 제어하는 주파수 제어 루프, 및
상기 전력 증폭기의 상기 임피던스가 변화할 때 상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에서 서셉턴스만이 변화하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 임피던스 제어 루프를 포함하는,
전력 전달 시스템.A system for delivering power to a dynamic load,
A power supply providing DC power with a constant power open loop response;
A power amplifier for converting the DC power to RF power, the power amplifier having a frequency setpoint;
A sensor for measuring a phase angle between a voltage, a current, a voltage vector and a current vector related to the RF power;
An electrically controllable impedance matching system for modifying the impedance of the power amplifier to match the impedance of the dynamic load; And
Controller,
The controller comprising:
A frequency control loop for controlling the frequency set point of the power amplifier based on a comparison of a conductance measured point and a conductance measured between the dynamic load and the power amplifier;
And an impedance control loop for controlling the electrically controllable impedance matching system such that only the susceptance changes between the dynamic load and the power amplifier when the impedance of the power amplifier changes.
Power delivery system. 제 1 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간의 임피던스에 관련된 컨덕턴스 및 서셉턴스의 동시 제어를 위해 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
Wherein the controller controls the electrically controllable impedance matching system for simultaneous control of conductance and susceptance related to impedances between the power amplifier and the dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 인덕터와, 상기 인덕터에 직렬로 연결된 커패시터와, 상기 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭(switched) 커패시터를 포함하는 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
The electrically controllable impedance matching system includes an inductor, a capacitor coupled in series with the inductor, and a plurality of switched capacitors coupled in parallel to the dynamic load. 제 3 항에 있어서,
상기 인덕터는 멀티탭형 인덕터 또는 가변형 인덕터인 전력 전달 시스템.The method of claim 3,
Wherein the inductor is a multi-tap type inductor or a variable inductor. 제 3 항에 있어서,
상기 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결된 전력 전달 시스템.The method of claim 3,
Each of the plurality of switching capacitors coupled in series with a switch and an additional capacitor. 제 1 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은, 커패시터와, 상기 동적 로드에 병렬로 연결된 다수의 스위칭 커패시터를 포함하고, 상기 다수의 스위칭 커패시터의 각각은 스위치 및 추가 커패시터에 직렬로 연결된 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
The electrically controllable impedance matching system comprising a capacitor and a plurality of switching capacitors coupled in parallel to the dynamic load, each of the plurality of switching capacitors coupled in series with the switch and the additional capacitor. 제 1 항에 있어서,
상기 컨트롤러는 RF 전력 주파수, RF 전력 크기, 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간의 임피던스를 동시에 제어하는 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
The controller simultaneously controlling an RF power frequency, an RF power magnitude, and an impedance between the power amplifier and the dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템은 상기 전력 증폭기 및 상기 동적 로드 간에 정합되는 임피던스의 주파수를 제어하는 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
Wherein the electrically controllable impedance matching system controls the frequency of the impedance matched between the power amplifier and the dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 컨트롤러는, 컨덕턴스 및 서셉턴스를 불안정한 동적 로드를 안정화시키는 설정점으로 조정하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
Wherein the controller controls the electrically controllable impedance matching system to adjust the conductance and susceptance to a set point that stabilizes the unstable dynamic load. 제 1 항에 있어서,
상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 센서 미세조정(sensor calibration) 측정 모듈;
동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전자 정합 시스템 미세조정 모듈; 및
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 전력 소모 모듈
을 더 포함하는 전력 전달 시스템.The method according to claim 1,
A sensor sensor calibration module for determining the power delivered by the power amplifier;
An electronic matching system fine tuning module for determining the power delivered to the dynamic load; And
A power consumption module for calculating power consumed in the electrically controllable impedance matching system,
Further comprising: 제 10 항에 있어서,
상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력은, 상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력 및 상기 동적 로드에 전달되는 전력 간의 차인 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
Wherein power consumed in the electrically controllable impedance matching system is a difference between power delivered by the power amplifier and power delivered to the dynamic load. 제 10 항에 있어서,
상기 센서 미세조정 측정 모듈은 상기 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하는 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
The sensor fine adjustment measurement module fine tunes the sensor into the resistive load. 제 12 항에 있어서,
상기 저항성 로드는 50Ω인 전력 전달 시스템.13. The method of claim 12,
Wherein the resistive load is 50 ohms. 제 10 항에 있어서 ,
상기 전자 정합 시스템 미세조정 모듈은, 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템의 출력을 로드 시뮬레이터 내로 미세조정하는 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
Wherein said electronic matching system fine tuning module fine tunes the output of said electrically controllable impedance matching system into a load simulator. 제 14 항에 있어서,
상기 로드 시뮬레이터는 역(inverse) 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템인 전력 전달 시스템.15. The method of claim 14,
Wherein the load simulator is an inverse electrically controllable impedance matching system. 제 10 항에 있어서,
상기 전자 정합 시스템 미세조정 모듈은,
저항성 로드에 전달되는 전력을 결정하는 전력 측정기 미세조정 모듈과,
로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력을 결정하는 로드 시뮬레이터 미세조정 모듈을 포함하는 전력 전달 시스템.11. The method of claim 10,
The electronic matching system fine tuning module comprises:
A power meter fine tuning module for determining the power delivered to the resistive load,
And a load simulator fine tuning module for determining power consumed inside the load simulator. 제 15 항에 있어서,
상기 센서 미세조정 측정 모듈은 상기 센서를 저항성 로드 내로 미세조정하고, 상기 저항성 로드는 50Ω인 전력 전달 시스템.16. The method of claim 15,
The sensor fine adjustment measurement module fine-tunes the sensor into a resistive load, wherein the resistive load is 50 OMEGA. 제 15 항에 있어서,
상기 동적 로드에 전달되는 전력은, 저항성 로드에 전달되는 전력 및 상기 로드 시뮬레이터 내부에서 소모되는 전력의 합인 전력 전달 시스템.16. The method of claim 15,
Wherein the power delivered to the dynamic load is the sum of the power delivered to the resistive load and the power consumed within the load simulator. 동적 로드에 전력을 전달하는 장치로서,
일정한 전력 개루프 응답을 갖는 DC 전력을 제공하는 수단;
상기 DC 전력을 전력 증폭기를 통해 RF 전력으로 변환하는 수단 ― 상기 전력 증폭기는 주파수 설정점을 가짐 ― ;
상기 RF 전력에 관련된, 전압, 전류, 전압 벡터와 전류 벡터 간의 위상각을 센서를 통해 측정하는 수단;
동적 로드의 임피던스를 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템과 정합시키기 위해 상기 전력 증폭기의 임피던스를 수정하는 수단;
상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에 측정되는 컨턱던스 값과 컨덕턴스 설정점과의 비교에 기초하여 상기 전력 증폭기의 상기 주파수 설정점을 제어하는 수단; 및
상기 전력 증폭기의 상기 임피던스가 변화할 때 상기 동적 로드와 상기 전력 증폭기 사이에서 서셉턴스만이 변화하도록 상기 전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템을 제어하는 수단
을 포함하는 전력 전달 장치.An apparatus for transferring power to a dynamic load,
Means for providing DC power having a constant power open loop response;
Means for converting the DC power to RF power through a power amplifier, the power amplifier having a frequency setpoint;
Means for measuring, via a sensor, a phase angle between a voltage, a current, a voltage vector and a current vector associated with said RF power;
Means for modifying the impedance of the power amplifier to match the impedance of the dynamic load with the electrically controllable impedance matching system;
Means for controlling the frequency set point of the power amplifier based on a comparison of a conductance measured point and a conductance measured point between the dynamic load and the power amplifier; And
Means for controlling the electrically controllable impedance matching system such that only the susceptance changes between the dynamic load and the power amplifier when the impedance of the power amplifier changes;
≪ / RTI > 제 19 항에 있어서,
상기 전력 증폭기에 의해 전달되는 전력을 결정하는 수단;
동적 로드에 전달되는 전력을 결정하는 수단; 및
전기적 제어가능 임피던스 정합 시스템에서 소모되는 전력을 계산하는 수단
을 더 포함하는 전력 전달 장치.20. The method of claim 19,
Means for determining power delivered by the power amplifier;
Means for determining power to be delivered to the dynamic load; And
Means for calculating the power dissipated in the electrically controllable impedance matching system
Further comprising:
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