KR20130112930A

KR20130112930A - 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코딩 방법 및 프리코더

Info

Publication number: KR20130112930A
Application number: KR1020137019750A
Authority: KR
Inventors: 진후이 첸; 루 우; 양 송; 홍웨이 양; 디 엘브이; 하오 리우
Original assignee: 알까뗄 루슨트
Priority date: 2011-01-04
Filing date: 2012-01-03
Publication date: 2013-10-14
Also published as: WO2012093332A1; TW201232922A; TWI483467B; CN102594419B; JP5893047B2; JP2014506426A; BR112013017293A2; US20130279619A1; US8953701B2; CN102594419A; EP2661821B1; KR101528503B1; EP2661821A1

Abstract

본 발명은, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법이 제공하는데, 교차-편파 안테나 배열은 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들을 포함하고, 상기 방법은, 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하는 단계; 피드백 코드북 내의 코드워드의 선택을 수신하는 단계; 수신된 선택에 따라 피드백 코드북으로부터 대응하는 코드워드를 결정하는 단계; 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층을 프리코딩하기 위하여 결정된 코드워드에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하는 단계;를 포함하고, 피드백 코드북 내의 각 코드워드는 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재한다. 상응하게, 본 발명은 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더를 추가로 제공한다.

Description

교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코딩 방법 및 프리코더{PRECODING METHOD AND PRECODER FOR CROSS-POLARIZED ANTENNA ARRAY}

본 발명은 통신 기술들에 관한 것이고, 특히 복소 스케일링-기반의 피드백 코드북을 사용하는 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코딩 방법 및 프리코더에 관한 것이다.

교차-편파 선형 안테나 배열은 LTE 시스템 내에서 널리 사용될 것이다. 교차-편파 선형 안테나 배열은 두 그룹의 공동평면 편파된 안테나들로 간주될 수 있고, 각 그룹 내의 안테나들은 동일한 편파상에 놓인다.

교차-편파 선형 안테나 배열의 채널 특성들은 다음과 같이 도시된다. 교차-편파 선형 안테나 배열의 채널(h)은 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기에서, h ₁은 하나의 편파상의 제 1 그룹의 안테나의 하위-채널을 나타내고, h ₂는 다른 편파상의 제 2 그룹의 안테나의 하위-채널을 나타낸다.

다음의 문서들로부터 직접적으로, 산란이 없는 경우, h ₁과 h ₂ 사이에 복소 스케일링 인자가 존재한다,

β는 모듈러스를 나타내고, δ는 위상을 나타낸다.

문서들 :

L. Jiang, L. Thiele, 및 V. Jungnickel에 의한 논문 "On the Modelling of Polarized MIMO Channel ,"(제13차 유럽 무선 회의, 프랑스 파리, 2007년 4월).

L. Jiang, L. Thiele, 및 V. Jungnickel에 의한 논문 "Polarization Rotation Evaluation for Macrocell MIMO Channel,"(IEEE ISWCS(이탈리아,2009년 9월)의 회보).

효율적인 피드백 코드북들과 프리코더들은 교차-편파 선형 안테나 배열을 갖는 단일 사용자 또는 다중-사용자의 프리코딩을 행하기 위하여 요구된다.

현재, LTE-A상의 3GPP에서 논의들인, 다양한 피드백 방식들이 교차-편파 선형 안테나 배열을 위해 제안되어왔다. R1-103026("Views on the feedback framework for Rel 10", Samsung, 3GPP TSG RAN I WG 1 61)과 Rl-101742("Further refinements of feedback framework", Ericsson, 3GPP TSG RANI WG1 60b)에 있어서, 생성된 프리코더 행렬(F)은 공동-위상의 형태이다:

위 수학식에서, F는 크기 M'×L'의 프리코딩 행렬이고, M'는 안테나들의 수이고, L'는 데이터 스트림 계층들의 수이며, (f ^' ₁ ... f ^' _L)는 제 1 그룹의 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 나타내고 크기 M'/2 ×L'인, F의 상한 하위-행렬이고,

는 제 2 그룹의 안테나에 대한 프리코딩 행렬을 나타내고 크기 M'/2 ×L'인, F의 하한 하위-행렬이고, δ^' ₁,...,δ^' _L은 음이 아닌 실수이다.

그러나, 수학식 1의 프리코더의 형태는 교차-편파 선형 안테나 배열에 대한 채널 특성과 완전히 매칭되지는 않는다. 시스템 성능은 채널 특성들에 매칭되도록 더 양호한 피드백 코드북을 설계함으로써 더 개선될 수 있다.

그러므로, 다양한 피드백 방식들이 제안되었지만, 현재의 방식들은 교차-편파 선형 안테나 배열의 채널 특성들과 완전하게 매칭될 수 없고, 따라서 효율적으로 작동할 수 없다.

본 발명의 목적은 종래 기술의 위의 문제들을 해결하기 위한 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코딩 방법 및 프리코더를 제공하는 것이다.

본 발명의 일 양상에 따라, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법이 제공되는데, 교차-편파 안테나 배열은 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들을 포함하고, 상기 방법은, 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하는 단계; 피드백 코드북 내의 코드워드의 선택을 수신하는 단계; 수신된 선택에 따라 피드백 코드북으로부터 대응하는 코드워드를 결정하는 단계; 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층을 프리코딩하기 위하여 결정된 코드워드에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하는 단계;를 포함하고, 피드백 코드북 내의 각 코드워드는 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재한다.

바람직하게, 복소 스케일링 관계는 진폭과 위상을 포함한다; 데이터 스트림의 각 계층에 대응하는 피드백 코드북 내의 계수는, 복수의 후보 진폭들과 복수의 후보 위상들로 이루어지는 복수의 복소 스케일링 계수들, 및 복수의 후보 단일-편에 따라 생성된다.

바람직하게, 복수의 후보 진폭들은 교차-편파 안테나 배열의 채널 특성들에 따라 사전-설정된다.

바람직하게, 복수의 후보 진폭들은 1 및/또는 상호 역수인 한 쌍의 값들을 포함할 수 있다.

바람직하게, 복수의 후보 위상들은 미리 결정된 범위 내에서 고르게 분포된 위상 값들을 포함한다.

바람직하게, 미리 결정된 범위는 0에서 2π이다.

바람직하게, 교차-편파 안테나 배열은 조밀하게 이격된 선형 안테나 배열이다. 제 1 계수 부분 및/또는 제 2 계수 부분은 이산 푸리에 변환(DFT) 벡터들을 포함한다.

바람직하게, 코드워드의 선택은 피드백 코드북 내의 코드워드의 색인을 포함한다.

본 발명의 다른 양상에 따라, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더가 제공되고, 교차-편파 안테나 배열은 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들 및 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들을 포함하고, 이러한 프리코더는, 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하도록 구성된 피드백 코드북 생성 유닛; 피드백 코드북 내의 코드워드의 선택을 수신하도록 구성된 수신 유닛; 수신 유닛에 의해 수신된 선택에 따라 피드백 코드북으로부터 대응하는 코드워드를 결정하도록 구성된 결정 유닛; 및 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층을 프리코딩하기 위하여 결정 유닛에 의해 결정된 코드워드에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하도록 구성된 프리코딩 유닛;을 포함하고, 피드백 코드북 생성 유닛은, 생성된 피드백 코드북 내의 각 코드워드가 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하도록, 구성되고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재한다.

바람직하게, 복소 스케일링 관계는 진폭들과 위상들을 포함하고, 피드백 코드북 생성 유닛은, 복수의 후보 진폭들과 복수의 후보 위상들로 이루어지는 복소 스케일링 계수들, 및 복수의 후보 단일-편파 계수들에 따라, 데이터 스트림의 각 계층에 따른 피드백 코드북 내의 계수를 생성하도록, 구성된다.

바람직하게, 피드백 코드북 생성 유닛은 교차-편파 안테나 배열의 채널 특성들에 따라 복수의 후보 진폭들을 설정하도록 구성된다.

바람직하게, 피드백 코드북 생성 유닛은, 1 및/또는 상호 역수인 한 쌍의 값들을 포함하는 복수의 후보 진폭들을 설정하도록, 구성된다.

바람직하게, 피드백 코드북 생성 유닛은 미리 결정된 범위 내에 고르게 분포된 위상 값들이 되는 복수의 후보 위상들을 설정하도록, 구성된다.

바람직하게, 미리 결정된 범위는 0에서 2π이다.

바람직하게, 선택 유닛은 피드백 코드북 내의 색인을 수신하도록 구성된다.

본 발명에 따른 프리코더 및 프리코딩 방법은 더 양호한 코딩 성능을 달성하도록 교차-편파 선형 안테나 배열의 채널 특성들과 완벽하게 매칭할 수 있다. 다른 한편으로, 동일한 성능을 달성하기 위한 코드북 크기가 더 작기 때문에, 본 발명의 프리코딩 방식은 더 적은 피드백 오버헤드와 낮은 계산 복잡도를 갖는다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코더의 개략적인 블록도.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법의 흐름도.
도 3은 본 발명의 원리들에 따른 코드북과 비교 코드북 사이의 성능 비교를 도시하는 그래프.

본 발명의 특정 실시예들은 도면들을 참조로 상세하게 기술될 것이지만, 본 발명의 보호 범위는 다음의 실시예들로 국한되지 않는다.

도 1을 참조하면, 도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코더(100)의 개략적인 블록도를 도시한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 프리코더(100)는, 제 1 안테나 그룹(1011)과 제 2 안테나 그룹(1012)을 더 포함하는 교차-편파 안테나 배열; 피드백 코드북 생성 유닛(102); 수신 유닛(103); 결정 유닛(104); 및 프리코딩 유닛(105);을 포함한다.

제 1 안테나 그룹(1011)과 제 2 안테나 그룹(1012)은 각각 대응하는 공동평면 편파 안테나들로 이루어진다. 제 1 안테나 그룹(1011)의 편파 방향은 제 2 안테나 그룹(1012)의 편파 방향과 수직이고, 이에 의해 교차-편파 안테나 배열을 구성한다.

피드백 코드북 생성 유닛(102)은, 생성된 피드백 코드북 내의 각 코드워드가 제 1 안테나 그룹(1011)에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 안테나 그룹(1012)에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하도록, 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하도록 구성되고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재한다.

특히, 일 실시예에 있어서, 데이터 스트림의 L(L≥1)개의 계층들이 존재하고, 교차-편파 안테나 배열 내의 안테나들의 수는 M이고, 안테나 그룹(1011)과 안테나 그룹(1012)은 각각 M/2 개의 안테나들을 포함한다고 간주된다. 데이터 스트림의 L개의 계층들에 대해, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은 K(K≥1)개의 코드 워드들을 포함하는 피드백 코드북(W)을 생성한다. 생성된 피드백 코드북(W) 내의 각 코드워드(W _k)는 다음과 같이 표시된다:

코드워드 행렬(W _k)의 크기는 M×L이고, k는 코드북(W) 내의 코드워드의 색인이고; (W ^' ₁ _,k...W ^' _L _,K)는 W _k의 상한 하위-행렬이고, M/2×L의 크기를 갖고, 제 1 안테나 그룹(1011)에 대응하는 제 1 계수 부분을 형성하는데, 요소(W ^' ₁ _,k)는 데이터 스트림의 i번째 계층에 대한 색인을 갖는 단일-편파 계수를 나타낸다;

은 W _k의 하한 하위-행렬이고, M/2×L의 크기를 갖고, 제 2 안테나 그룹(1012)에 대응하는 제 2 계수 부분을 형성하는데, 요소(

)는 데이터 스트림의 i번째 계층에 대한 색인(k)를 갖는 단일-편파 계수를 나타낸다. 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재한다는 것을 볼 수 있다. 복소 스케일링 관계는 진폭(β)과 위상(δ)을 포함하고, β_1,k,...,β_L,k와 δ_1,k,...,δ_L,k는 음이 아닌 실수들이다.

일 실시예에 있어서, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은, 복수의 후보 진폭들과 복수의 후보 위상들로 이루어지는 복소 스케일링 계수들, 및 복수의 후보 단일-편파 계수들에 따라, 데이터 스트림의 각 계층에 대응하는 피드백 코드북 내의 계수를 생성하도록, 구성된다. 특히, i번째 데이터 스트림에 대응하는 코드북 내의 부분에 대해, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은, n1의 후보 β값들, n2의 후보 δ값들, 및 n3의 후보 단일-편파 계수들(W ^' _i)에 기초하여 n1n2n3의 상이한 프리코딩 계수들을 생성한다. 피드백 코드북 생성 유닛(102)은 최종 피드백 코드북(W)을 구성하기 위하여 데이터 스트림의 L개의 계층에 대한 유사한 프리코딩 계수 생성 절차를 수행한다.

일 실시예에 있어서, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은 교차-편파 안테나 배열의 채널 특성들에 따라 위의 복수의 후보 진폭들을 사전-설정하도록 구성된다.

일 실시예에 있어서, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은 1 및/또는 상호 역수인 한 쌍의 값들을 포함하는 위의 복수의 후보 진폭들을 설정하도록 구성된다.

일 실시예에 있어서, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은 미리 결정된 범위 내에 고르게 분포된 위상 값들이 되는 위의 복수의 후보 위상들을 설정하도록 구성되는데, 미리 결정된 범위는 0에서 2π가 될 수 있다.

일 실시예에 있어서, 교차-편파 안테나 배열은 조밀하게 이격된 선형 안테나 배열이다. 이 때, 제 1 계수 부분

및/또는 제 2 계수 부분

은 이산 푸리에 변환(DFT) 벡터들을 포함한다.

수신 유닛(103)은 피드백 코드북 내의 코드워드의 선택을 수신하도록 구성된다. 일 실시예에 있어서, 수신 유닛(103)은 피드백 코드북(W) 내의 색인(k)을 수신한다.

결정 유닛(104)은 수신된 선택에 대응하는 피드백 코드북(W) 내의 대응하는 코드워드를 결정하도록 구성된다. 일 실시예에 있어서, 수신 유닛(103)이 색인(k)을 수신할 때, 결정 유닛(104)은 피드백 코드북 내의 색인(k)을 갖는 코드워드(W _k)를 직접 사용할 수 있거나, 피드백 코드워드와 조합한 다른 기준에 따라 사용될 코드북을 결정할 수 있다.

프리코딩 유닛(105)은 데이터 스트림을 프리코딩하기 위하여 결정 유닛에 의해 결정된 코드워드에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하도록 구성된다.

도 2를 참조하면, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 방법(200)의 흐름도르 도시한다. 프리코딩 방법(200)은 도 1에 도시된 교차-편파 안테나 배열을 위해 사용될 수 있다. 교차-편파 안테나 배열은 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들을 포함한다. 프리코딩 방법(200)은 도 1에 도시된 프리코더(100)에 의해 수행될 수 있고, 다음의 단계들을 포함한다.

단계(201)에서, 피드백 코드북 생성 유닛(102)은 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하도록 구성되고, 피드백 코드북 내의 각 코드워드는 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 제 1 계수 부분과 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재한다.

여기에서, 복소 스케일링 관계는 진폭들 및 위상들을 포함한다. 데이터 스트림의 각 계층에 대응하는 피드백 코드북 내의 계수는 복수의 후보 진폭들, 복수의 후보 위상들 및 복수의 후보 단일-편파 계수들에 따라 생성된다. 이 경우, 복수의 후보 진폭들은 교차-편파 안테나 배열의 채널 특성들에 따라 사전-설정될 수 있다. 덧붙여, 바람직하게 복수의 후보 진폭들은 1 및/또는 상호 역수인 한 쌍의 값들을 포함할 수 있다. 바람직하게, 복수의 후보 위상들은 미리 결정된 범위 내에 고르게 분포된 위상 값들을 포함할 수 있고, 미리 결정된 범위는 0에서 2π가 될 수 있다.

바람직하게, 프리코딩 방법(200)을 사용하는 교차-편파 안테나 배열은 조밀하게 이격된 선형 안테나 배열이 될 수 있다. 이 경우, 제 1 계수 부분 및/또는 제 2 계수 부분은 이산 푸리에 변환(DFT) 벡터들을 포함한다.

단계(202)에서, 수신 유닛(103)은 피드백 코드북 내의 코드워드의 선택을 수신하도록 구성된다. 여기에서, 코드워드의 선택은 피드백 코드북 내의 코드워드의 색인을 포함한다.

단계(203)에서, 결정 유닛(104)은 수신된 선택에 따라 피드백 코드북 내의 대응하는 코드워드를 결정하도록 구성된다.

단계(204)에서, 프리코딩 유닛(105)은 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층을 프리코딩하기 위하여 결정된 코드워드에 기초하는 프리코딩 행렬을 생성하도록 구성된다.

이후, 본 발명에 따른 프리코딩 방식의 성능의 분석은 아래에 제공된다. 도 3은 1-단계 피드백 시스템 내에서 본 발명의 원리들에 따른 코드북을 사용하는 프리코딩 방식과 비교 코드북을 사용하는 프리코딩 방식 사이의 성능 비교를 도시한다.

예시적인 1-단계 피드백 시스템에 있어서, 기지국(eNodeB)은 안테나 배열 요소들 사이에서 0.5 파장의 간격을 갖는 8개의 교차-편파 안테나 배열 요소들을 갖는다고 간주하고, 동시에 총 피드백 오버헤드는 8비트들로 제한되고, 데이터 스트림의 계층들의 수는 1인 것으로 간주한다. 여기에서의 구성은 오로지 설명 목적을 위한 것임이 주지되어야 하고, 당업자들은 본 발명에 따른 안테나들의 수, 안테나들의 간격, 피드백 오버헤드 및 데이터 스트림의 계층들의 수는 위의 값들로 국한되지 않음을 인식할 것이다. 예컨대, 본 발명은 데이터 스트림의 L(L≥1)개의 계층들이 존재하는 상황에 적용될 수 있다.

본 발명에 따라, 예시적인 피드백 코드북(코드북 1)은 아래와 같이 설계된다:

L=1로 간주되기 때문에, 위 수학식 2는 다음과 같이 단순화된다.

여기에서,β_k는 후보 β_k값들의 전체집합 A_β = {β₀= 0.5, β₁= 1, β₂= 2, β₃= 4}으로부터 선택되고; δ_k는 후보 δ_k값들의 전체 집합 A_δ={δ_k2 = k₂π/4, k₂ = 0,...,2³-1}으로부터 선택되고; 단일-편파 계수(W ^' _k)는 W ^' _k 값들의 전체 집합

으로부터 선택된다. 이러한 방식으로, 생성된 코드북 1은 아래의 표 1에 도시된다.

코드워드 색인	코드워드 행렬
i = 0,...,2⁸-1	위식에서, m₁ = , m₂ = , 및 m₃ = mod(mod(i,2⁶), 2³).

코드북 1 (권고)

비교를 위해 4개의 가능한 비교 코드북들이 아래에 주어진다.

코드북 2 : 단일-편파 계수(W ^' _k)는 후보 W ^' _k 값들의 전체 집합

으로부터 선택된다. 코드북은 아래의 표 2에 도시된 바와 같이 형성된다.

코드워드 색인	코드워드 행렬
i = 0,...,2⁸-1

코드북 2

코드북 3 : δ_k는 후보 δ_k 값들의 전체 집합 A_δ = {δ_k2 = k₂π/8, k₂ = 0, ... 2⁴ - 1}으로부터 선택되고; 단일-편파 계수(W ^' _k)는 후보 W ^' _k 값들의 전체 집합

으로부터 선택된다. 이러한 코드북은 아래의 표 3에 도시된 바와 같이 형성된다.

코드워드 색인	코드워드 행렬
i = 0,...,2⁸-1	위식에서, m₂ = , 및 m₃ = mod(i, 2⁴).

코드북 3

코드북 4 : δ_k는 후보 δ_k 값들의 전체 집합 A_δ = {δ_k2 = k₂π/16, k₂ = 0, ... 2⁵ - 1}으로부터 선택되고; 단일-편파 계수(W ^' _k)는 후보 W ^' _k 값들의 전체 집합

으로부터 선택된다. 이러한 코드북은 아래의 표 4에 도시된 바와 같이 형성된다.

코드워드 색인	코드워드 행렬
i = 0,...,2⁸-1	위식에서, m₂ = mod(i, 2⁵), 및 m₃ = .

코드북 4

코드북 5 : δ_k는 후보 δ_k 값들의 전체 집합 A_δ = {δ_k2 = k₂π/4, k₂ = 0, ... 2³ - 1}으로부터 선택되고; 단일-편파 계수(W ^' _k)는 후보 W ^' _k 값들의 전체 집합

으로부터 선택된다. 이러한 코드북은 아래의 표 5에 도시된 바와 같이 형성된다.

코드워드 색인	코드워드 행렬
i = 0,...,2⁸-1	위식에서, m₂ = , 및 m₃ = mod(i, 2⁵).

코드북 5

본 발명에 따른 코드북 1을 사용하는 프리코딩 방식과 비교 코드북들(코드북 2-5) 중 하나를 사용하는 프리코딩 방식이 성능에 대해 시뮬레이션된다. 아래의 표 6은 시뮬레이션 가정들을 제공한다.

파라미터	평가를 위해 사용된 가정들
전개 시나리오	3GPP 케이스 1 3D, 큰 각도 분산을 갖는 SCM-UMa, 속도 : 3km/h
안테나 구성 (eNodeB)	8개의 송신 안테나들, 교차-편파 안테나(CLA) 안테나들 사이의 0.5 파장의 간격 : ±45°
안테나 구성 (UE)	2개의 수신 안테나, 한 쌍의 교차-편파 안테나들, 편파 각도 + 90°/ 0°
계층들의 수	UE당 데이터 스트림의 계층들의 수는 1
피드백 입도	하위대역
코드워드 선택 기준	우세한 아이겐벡터(V ₁)와 코드워드(W)의 내적의 모듈러스를 최대화,
측정 규준	양자화 에러 :

시뮬레이션 가정들

표 7은 각각 위의 5개 코드북들을 사용하여 프리코딩 방식들을 시뮬레이션 함으로써 획득된 평균 양자화 에러를 도시한다. 도 3은 양자화 에러의 누적 분산 함수를 도시한다.

코드북	코드북 1	코드북 2	코드북 3	코드북 4	코드북 5
평균 QE	0.17	0.53	0.20	0.24	0.38

평균 양자화 에러

도 3 및 표 7로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 발명에서 제안된 복소 스케일링의 원리를 통해 설계된 권고된 코드북(코드북 1)을 사용하는 프리코딩 방식은 양자화 에러에 대해 다른 선택사항의 코드북들(코드북 2-5)을 사용하는 프리코딩 방식보다 우수하다.

게다가, 본 발명에서 제안된 복소 스케일링의 코드북/프리코더 설계 원리는 2-단계 피드백 접근방식, 예컨대 R1-1014164("Way forward on 8Tx codebook for Rel.10 DL MIMO", CATT 등에 의한, 3GPP TSG RANI WG1 61b.)에서 제안된 GoB 기반 피드백 접근법의 성능을 강화하기 위하여 사용될 수 있다. 다음에, 본 발명에 따른 복소 스케일링은, 프리코더의 성능을 향상하기 위하여 R1-104164에서 제안된 GoB 기반 피드백 방식에서 피드백 코드워드(W₂)를 위한 코드북(C₂)을 강화하기 위하여 사용된다.

예시적인 경우에 있어서, 2-비트 강화를 통해 코드북(C₂)은 다음과 같다.

등급 1:

여기에서,

.

등급 2 :

여기에서,

.

주의 : 표시

는 값 1을 갖는 n번째 요소를 제외하고 모두 0을 갖는 4×1 선택 벡터이다.

위의 코드북을 사용하여 프리코딩 방식의 성능을 시뮬레이션하기 위하여, 아래의 표 8은 시뮬레이션 가정들을 제공한다.

파라미터	평가에 사용된 가정들
전개 시나리오	3GPP 케이스 1 3D, 높은 각도 분산(15°)과 낮은 각도 분산(8°)을 갖는 SCM-UMa; ITU UMi
셀의 수	셀당 3개의 섹터들을 갖는 19개의 셀
랩-어라운드 모델	예
이중 방법 및 대역폭들	FDD : 다운링크에 대해 10 MHz
네트워크 동기화	동기화됨
트래픽 모델	완전한 버퍼
섹터당 UE의 수	10
공동 스케줄링된 UE의 최대 수	4
핸드오버 마진	1.0 dB
eNB 안테나 가정들	8Tx, 0.5-람다 간격 : ±45°를 갖는 교차-편파 안테나들(CLAs)
UE 안테나 가정들	2Rx, 편파 각도 + 90°/ 0°를 갖는 한 쌍의 교차-편파 안테나들
UE 안테나 배향	범위[-90°, 90°]내에서 무작위 분포
교정된 안테나 배열	이상적
다운링크 송신 방식	동적인 SU/MU-MIMO 스위칭
다운링크 스케줄러	비례 쌍, 주파수 선택성
피드백 가정들(시간 영역에서 피드백 주기성, 주파수 영역에서 피드백 입도)	롱텀/광대역 W1 및 쇼트텀/하위-대역 W2, 하위 대역 CQI. 하위-대역 보고 : 5ms 주기성, 6ms 지연, 측정에러: PRB당 N(0,1 dB). W1 및 W2 보고: W1 및 W2 모두에 대해 5ms 주기성, 6ms 피드백 지연.
CQI	SU-MIMO에 대한 SU-CQI 및 MU-MIMO에 대한 하한 MU-CQI
다운링크 HARQ 방식	동기 HARQ, 추적 결합
다운링크 수신 유형	MMSE
CSI-RS 기반 CSI 추정 에러	실제
DM-RS 채널 추정	실제
피드백 에러	예, 1% 코드워드 에러율
HARQ	최대 4개 재송신들과 결합하는 추적
제어 채널 및 기준 신호 오버헤드	3개 OFDM 심볼들의 PDCCH를 통한 ITU 가정에서 일치된 바와 같은 : 0.3063

시뮬레이션 가정들

아래의 표 9는 시스템-레벨의 시뮬레이션 결과를 제공한다.

방식	평균 스펙트럼 효율 SE (bps/Hz/셀)	에지 스펙트럼 효율 SE (bps/Hz/사용자)
R1-104164에서 GoB	3.52	0.102
복소 스케일링 기반 GoB	3.76	0.121
이득 : 복소 스케일링된/ R1-104164	7%	18.6%

GoB 기반 2-단계 피드백에 대한 시스템 레벨의 시뮬레이션 결과들

표 9는, 본 발명에 따른 복소 스케일링에 의해 강화된 GoB 기반 2-단계 피드백 방식이 평균 스펙트럼 효율과 에지 스펙트럼 효율에 관해 R1-104164에서 제안된 GoB 기반 2-단계 피드백 방식보다 양호한 이득을 달성하는 것을 도시한다.

이러한 설명은 바람직한 실시예들과 결합하여 이미 기술되었다. 당업자들은 다양한 다른 실시예들, 대체들 및 추가들이 본 발명의 사상과 범주를 벗어나지 않고 이루어질 수 있음을 인식할 것이다. 그러므로, 본 발명의 범주는 위의 특정 실시예에 국한되지 않고, 첨부된 청구항들에 의해 한정되어야 한다.

Claims

교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법으로서, 상기 교차-편파 안테나 배열은 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들과 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들을 포함하는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법에 있어서,
데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하는 단계;
상기 피드백 코드북 내의 상기 코드워드의 선택을 수신하는 단계;
상기 수신된 선택에 따라 상기 피드백 코드북으로부터 대응하는 코드워드를 결정하는 단계; 및
데이터 스트림의 상기 적어도 하나의 계층을 프리코딩하기 위하여 상기 결정된 코드워드에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하는 단계;를 포함하고,
상기 피드백 코드북 내의 각 코드워드는, 상기 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 1 계수 부분과 상기 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 상기 제 1 계수 부분과 상기 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재하는,
교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 1항에 있어서,
상기 복소 스케일링 관계는 진폭들과 위상들을 포함하고; 데이터 스트림의 각 계층에 대응하는 상기 피드백 코드북 내의 상기 계수는, 복수의 후보 진폭들과 복수의 후보 위상들로 이루어지는 복수의 복소 스케일링 계수들, 및 복수의 후보 단일-편파 계수들에 따라 생성되는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 2항에 있어서,
상기 복수의 후보 진폭들은 상기 교차-편파 안테나 배열의 채널 특성들에 따라 사전-설정되는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 2항 또는 제 3항에 있어서,
상기 복수의 후보 진폭들은 1 및/또는 상호 역수인 한 쌍의 값들을 포함할 수 있는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 2항 또는 제 3항에 있어서,
상기 복수의 후보 위상들은 미리 결정된 범위 내에서 고르게 분포된 위상 값들을 포함하는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 5항에 있어서,
상기 미리 결정된 범위는 0에서 2π인, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 1항에 있어서,
상기 교차-편파 안테나 배열은 조밀하게 이격된 선형 안테나 배열이고, 상기 제 1 계수 부분 및/또는 상기 제 2 계수 부분은 이산 푸리에 변환(DFT) 벡터들을 포함하는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
제 1항에 있어서,
상기 코드워드의 선택은 상기 피드백 코드북 내의 상기 코드워드의 색인을 포함하는, 교차-편파 안테나 배열를 위한 프리코딩 방법.
교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더로서, 상기 교차-편파 안테나 배열은 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들 및 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들을 포함하는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더에 있어서,
데이터 스트림의 적어도 하나의 계층에 대해 복수의 코드워드들을 포함하는 피드백 코드북을 생성하도록 구성된 피드백 코드북 생성 유닛;
상기 피드백 코드북 내의 상기 코드워드의 선택을 수신하도록 구성된 수신 유닛;
상기 수신 유닛에 의해 수신된 상기 선택에 따라 상기 피드백 코드북으로부터 대응하는 코드워드를 결정하도록 구성된 결정 유닛; 및
상기 데이터 스트림의 적어도 하나의 계층을 프리코딩하기 위하여 상기 결정 유닛에 의해 결정된 상기 코드워드에 기초하여 프리코딩 행렬을 생성하도록 구성된 프리코딩 유닛;을 포함하고,
상기 피드백 코드북 생성 유닛은, 상기 생성된 피드백 코드북 내의 각 코드워드가 상기 제 1 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 1 계수 부분과 상기 제 2 그룹의 공동평면 편파 안테나들에 대응하는 제 2 계수 부분을 포함하도록, 구성되고, 데이터 스트림의 동일한 계층에 대응하는 상기 제 1 계수 부분과 상기 제 2 계수 부분 내의 계수들 사이에 복소 스케일링 관계가 존재하는,
교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 9항에 있어서,
상기 복소 스케일링 관계는 진폭들과 위상들을 포함하고; 상기 피드백 코드북 생성 유닛은, 복수의 후보 진폭들과 복수의 후보 위상들로 이루어지는 복소 스케일링 계수들, 및 복수의 후보 단일-편파 계수들에 따라, 데이터 스트림의 각 계층에 따른 상기 피드백 코드북 내의 계수를 생성하도록, 구성되는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 10항에 있어서,
상기 피드백 코드북 생성 유닛은, 상기 교차-편파 안테나 배열의 채널 특성들에 따라 복수의 후보 진폭들을 설정하도록 구성되는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 9항 또는 제 10항에 있어서,
상기 피드백 코드북 생성 유닛은, 1 및/또는 상호 역수인 한 쌍의 값들을 포함하는 상기 복수의 후보 진폭들을 설정하도록, 구성되는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 9항 또는 제 10항에 있어서,
상기 피드백 코드북 생성 유닛은, 미리 결정된 범위 내에 고르게 분포된 위상 값들이 되는 상기 복수의 후보 위상들을 설정하도록, 구성되는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 13항에 있어서,
상기 미리 결정된 범위는 0에서 2π인, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 9항에 있어서,
상기 교차-편파 안테나 배열은 조밀하게 이격된 선형 안테나 배열이고, 상기 제 1 계수 부분 및/또는 상기 제 2 계수 부분은 이산 푸리에 변환(DFT) 벡터들을 포함하는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.
제 9항에 있어서,
상기 선택 유닛은, 상기 피드백 코드북 내의 색인을 수신하도록 구성되는, 교차-편파 안테나 배열을 위한 프리코더.