KR20130089591A - Compensator unit for compensating frequency dependent imbalance, receiver unit, method for processing in-phase and quadrature phase signals - Google Patents

Abstract

PURPOSE: A compensator unit and a receiver unit to compensate for frequency dependent imbalances and a method to process in phase and quadrature phase signals are provided to compensate for a frequency dependent imbalance between an in phase signal and a quadrature phase signal in a desired frequency band. CONSTITUTION: A compensator unit (100) includes a first filter (102), an autocorrelation estimation unit (104), and a second filter (106). The first filter compensates for an imbalance between an in phase signal and a quadrature phase signal. The autocorrelation estimation unit estimates autocorrelation between the in phase signal and the quadrature phase signal. The estimated autocorrelation is used to calculate the filter coefficient of the first filter. The second filter is placed between the input terminal of the compensator unit and the input terminal of the autocorrelation estimation unit and attenuates signals which are not located within a mirror area of a desired frequency band. [Reference numerals] (102) IQ imbalance correction filter; (104) Autocorrelation estimation unit; (106) Filter; (108) Input from a mixer/ADC; (AA) Output; (BB) Coefficient(Register); (CC) Filter coefficient calculation

Description

주파수 의존형 불균형을 보상하기 위한 보상기 유닛, 수신기 유닛, 동상 신호 및 직교 위상 신호를 처리하기 위한 방법{COMPENSATOR UNIT FOR COMPENSATING FREQUENCY DEPENDENT IMBALANCE, RECEIVER UNIT, METHOD FOR PROCESSING IN-PHASE AND QUADRATURE PHASE SIGNALS}Compensator UNIT FOR COMPENSATING FREQUENCY DEPENDENT IMBALANCE, RECEIVER UNIT, METHOD FOR PROCESSING IN-PHASE AND QUADRATURE PHASE SIGNALS}

본 발명의 일 실시형태는, 원하는 주파수 대역에 있어서의 동상(in-phase) 신호와 직교 위상(quadrature phase) 신호 사이의 주파수 의존형 불균형을 보상하기 위한 보상기 유닛, 수신기 유닛, 및 동상 신호 및 직교 위상 신호를 처리하기 위한 대응 방법에 관한 것이다.One embodiment of the present invention provides a compensator unit, a receiver unit, and in-phase and quadrature phases for compensating for frequency dependent imbalances between in-phase and quadrature phase signals in a desired frequency band. And a corresponding method for processing a signal.

직교 변조 시스템(quadrature modulation system)은 제1 소스 신호를 캐리어 신호의 동상 성분(I) 상으로 변조하고 제2 소스 신호를 캐리어 신호의 직교 성분(Q) 상으로 변조하며, 직교 성분은 동상 성분과 위상이 90도 어긋나 있다. 두 성분은 겹쳐져서 실제 채널을 통해 전송된다. 수신기에서는 정반대의 처리가 행해진다. 수신된 신호는 제1 및 제2 소스 신호를 복원하도록 하향 변환(down conversion)된다. 제1 및 제2 소스 신호는, 독립적인 아날로그 신호일 수도 있고, 또는 송신측에서 제1 및 제2 디지털 소스 신호로 분할되고 수신기 측에서는 수신된 제1 및 제2 소스 신호의 병합으로부터 복원될 수 있는 하나의 디지털 신호로부터 얻어질 수도 있다.A quadrature modulation system modulates a first source signal onto an in-phase component (I) of a carrier signal and a second source signal modulates onto an orthogonal component (Q) of a carrier signal, wherein the orthogonal component is combined with the in-phase component. The phase is shifted by 90 degrees. The two components overlap and are transmitted over the actual channel. The opposite processing is performed at the receiver. The received signal is down converted to recover the first and second source signals. The first and second source signals may be independent analog signals, or may be divided into first and second digital source signals at the transmitting side and recovered from the merging of the received first and second source signals at the receiver side. It can also be obtained from the digital signal of.

I/Q 신호 처리를 활용하는 수신기 구성은, I와 Q 경로(채널) 사이의 부정합(mismatch)(불균형)에 취약하다. 예를 들어, I와 Q 경로 사이에서 인입되는 수신 신호를 균등하게 분할하도록 구성된 스플리터(splitter) 유닛에 의해 위상 및 게인 차가 도입될 수 있다. 상기 두 경로에서의 서로 다른 신호 지연은 추가적인 위상 불균형을 초래할 수 있다. 국부 발진기 출력으로부터 직교 위상 신호를 생성하는 위상 시프터는, 정확히 90도가 아닌 미분 위상을 제공할 수 있다. I 및 Q 채널 믹서는, 주파수 의존형일 수 있는 상이한 변환 모드를 가질 수 있다. 또한, I 및 Q 경로에서의 필터와 증폭기는 전형적으로는 완벽히 정합하지 않는다. 이들 I/Q 부정합은 수신기 성능에 악영향을 미친다.Receiver configurations that utilize I / Q signal processing are vulnerable to mismatches (unbalances) between the I and Q paths (channels). For example, the phase and gain differences can be introduced by a splitter unit configured to equally divide the incoming signal coming in between the I and Q paths. Different signal delays in the two paths can result in additional phase imbalance. A phase shifter that generates an orthogonal phase signal from the local oscillator output can provide a differential phase that is not exactly 90 degrees. The I and Q channel mixers can have different conversion modes, which can be frequency dependent. Also, filters and amplifiers in the I and Q paths are typically not perfectly matched. These I / Q mismatches adversely affect receiver performance.

튜너에서의 아날로그 부분의 I/Q 불균형은 디지털적으로 보상될 수 있다. 만일 주파수 의존형 I/Q 불균형이 존재한다면, 제한된 탭(tap)수를 갖는 보상기에 의한 보상은 완벽할 수가 없다. 이 경우, 기존의 보상기는 주파수 의존형 성능을 보여준다. 로우(low)-IF(중간 주파수) 수신기 개념에서, 원하는 신호는 스펙트럼의 네거티브 주파수 상에 보통 위치되는 반면에, 원하지 않는 신호는 스펙트럼의 포지티브 주파수 상에 위치된다. 일부의 입력 신호, 즉 예를 들면 원하는 아날로그 텔레비젼(TV) 방송 신호 및 아날로그 인접 채널에 대해, 스펙트럼의 원하지 않는 부분들에서는 보상 성능이 양호하고, 원하는 부분들에서는 불량하다. 이것은 인접 채널의 원하는 신호 내로의 가시적인 크로스토크(crosstalk)를 발생시킨다.The I / Q imbalance of the analog portion at the tuner can be digitally compensated. If there is a frequency dependent I / Q imbalance, the compensation by a compensator with a limited tap number cannot be perfect. In this case, the conventional compensator shows frequency dependent performance. In the low-IF (intermediate frequency) receiver concept, the desired signal is usually located on the negative frequency of the spectrum, while the unwanted signal is located on the positive frequency of the spectrum. For some input signals, e.g. desired analog television (TV) broadcast signals and analog adjacent channels, the compensation performance is good in the unwanted parts of the spectrum and poor in the desired parts. This causes visible crosstalk into the desired signal of the adjacent channel.

I/Q 불균형이 주파수 의존형 부분을 포함하더라도, 만족스러운 결과를 가져오는 보상 기술을 제공할 필요가 있다. 이러한 목적은 청구항 제1항에 따른 보상기 유닛, 청구항 제8항에 따른 수신기, 및 청구항 제9항에 따른 방법에 의해 해결된다.Even if the I / Q imbalance includes the frequency dependent portion, there is a need to provide a compensation technique that produces satisfactory results. This object is solved by a compensator unit according to claim 1, a receiver according to claim 8, and a method according to claim 9.

첨부 도면은 실시형태를 더 잘 이해할 수 있도록 포함되어 있으며, 본 명세서에 포함되어 그 일부를 구성한다. 도면들은 실시형태들을 설명하며, 상세한 설명과 더불어 실시형태의 원리를 설명하는 역할을 한다. 다른 실시형태들 및 본 실시형태의 여러 의도된 이점은, 다음의 상세한 설명을 참조함으로써 보다 잘 이해되어짐에 따라 쉽게 알 수 있을 것이다.The accompanying drawings are included to provide a further understanding of the embodiments, and are incorporated into and constitute a part of this specification. The drawings illustrate the embodiments and together with the description serve to explain the principles of the embodiments. Other embodiments and various intended advantages of the present embodiments will be readily apparent as they become better understood by reference to the following detailed description.

도 1은 본 발명의 일 실시형태에 따른 보상기 유닛의 개략 블록도.
도 2는 본 발명의 다른 실시형태에 따른 직교 복조기에 있어서의 I/Q 채널들 사이의 불균형을 보상하는 방법을 나타내는 간략화된 흐름도.
도 3은 로우-IF 수신기의 구성을 나타내는 개략 블록도.
도 4는 노치된 주파수에 의한 필터 주파수 응답의 일례.
도 5는 본 발명의 일 실시형태에 따른 제2 필터를 구비하는 경우와 구비하지 않는 경우의 자기상관 추정 유닛의 입력에서의 스펙트럼들을 나타내는 도면.
도 6은 본 발명의 일 실시형태에 따른 제2 필터를 구비하는 경우와 구비하지 않는 경우의 영상 제거비(IMRR)의 비교를 나타내는 도면.
도 7은 본 발명의 다른 실시형태에 따른 보상기 유닛의 개략 블록도.
도 8은 본 발명의 다른 실시형태에 따른 불균형 보상 방법의 개략적인 흐름도.
도 9는 배경 기술을 설명하기 위한 일례에 따른 보상기 유닛의 개략 블록도.
도 10은 중간 주파수로의 하향 변환 후 I/Q 불균형의 효과를 나타내는 도면.1 is a schematic block diagram of a compensator unit according to an embodiment of the present invention.
2 is a simplified flowchart illustrating a method of compensating for imbalance between I / Q channels in an orthogonal demodulator according to another embodiment of the present invention.
3 is a schematic block diagram showing the configuration of a low-IF receiver;
4 is an example of a filter frequency response with a notched frequency.
5 shows spectra at the input of an autocorrelation estimating unit with and without a second filter according to an embodiment of the invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating a comparison of an image removal ratio IMRR with and without a second filter according to an embodiment of the present invention. FIG.
7 is a schematic block diagram of a compensator unit according to another embodiment of the present invention.
8 is a schematic flowchart of an imbalance compensation method according to another embodiment of the present invention.
9 is a schematic block diagram of a compensator unit according to an example for explaining the background art.
10 shows the effect of I / Q imbalance after downconversion to an intermediate frequency.

도 1은 제1 필터(102), 자기상관(autocorrelation) 추정 유닛(104) 및 제2 필터(106)를 포함하는 보상기 유닛(100)을 도시하고 있다. 제1 필터(102)는 동상 신호와 직교 위상 신호 사이의 불균형을 보상하도록 구성되어 있다.1 shows a compensator unit 100 comprising a first filter 102, an autocorrelation estimation unit 104, and a second filter 106. The first filter 102 is configured to compensate for the imbalance between the in-phase signal and the quadrature signal.

자기상관 추정 유닛(104)은 동상 신호와 직교 위상 신호 사이의 자기상관을 추정하고, 이 자기상관에 기초하여 제1 필터(102)에 대한 필터 계수를 산출하도록 구성되어 있다.The autocorrelation estimating unit 104 is configured to estimate autocorrelation between the in-phase signal and the quadrature phase signal, and calculate filter coefficients for the first filter 102 based on this autocorrelation.

제2 필터(106)는 보상기 유닛(100)의 입력(108)과 자기상관 추정 유닛(104)의 입력 사이에 위치된다. 제2 필터(106)는 원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 적어도 하나의 신호를 감쇄시키도록 구성되어 있다. 디지털 필터로서 구현될 경우의 제2 필터(106)의 계수는 보상기 유닛(100)의 저장 유닛(예컨대, 레지스터)에 저장될 수 있다.The second filter 106 is located between the input 108 of the compensator unit 100 and the input of the autocorrelation estimation unit 104. The second filter 106 is configured to attenuate at least one signal that is not located in the mirror region of the desired frequency band. The coefficients of the second filter 106 when implemented as a digital filter may be stored in a storage unit (eg, a register) of the compensator unit 100.

감쇄된 상기 적어도 하나의 신호는 원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 가장 강한 신호일 수 있다. 가장 강한 신호는 원하는 주파수 대역에 위치될 수 있다. The at least one attenuated signal may be the strongest signal that is not located in the mirror region of the desired frequency band. The strongest signal can be located in the desired frequency band.

보상기 유닛(100)의 입력(108)은 아날로그-디지털 변환기(ADC, 도시하지 않음)로부터 또는 믹서(도시하지 않음)로부터 신호를 수신할 수 있다.Input 108 of compensator unit 100 may receive a signal from an analog-to-digital converter (ADC, not shown) or from a mixer (not shown).

도 2에 본 발명의 일 실시형태에 따른 방법 스텝을 도시한다.2 shows a method step according to one embodiment of the invention.

스텝 S200에서, 원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 적어도 하나의 신호가 감쇄된다. 상기 적어도 하나의 신호는 원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 가장 강한 신호일 수 있다.In step S200, at least one signal that is not located in the mirror region of the desired frequency band is attenuated. The at least one signal may be the strongest signal not located in the mirror region of the desired frequency band.

스텝 S202에서, 스텝 S200으로부터의 감쇄된 신호에 기초하여, 동상 신호와 직교 위상 신호 사이의 자기상관이 추정된다.In step S202, autocorrelation between the in-phase signal and the quadrature phase signal is estimated based on the attenuated signal from step S200.

스텝 S204에서, 동상 신호와 직교 위상 신호 사이의 자기상관에 기초하여 제1 필터(102)에 대한 필터 계수가 생성된다.In step S204, filter coefficients for the first filter 102 are generated based on autocorrelation between the in-phase signal and the quadrature phase signal.

스텝 S206에서, 생성된 필터 계수에 기초하여 불균형이 보상된다.In step S206, the imbalance is compensated based on the generated filter coefficients.

제2 필터(106)는, 수신기에서 어떠한 수신 문제도 일으키고 있지 않은 불균형에 의해 발생된 이미지를 리젝트(reject)하는데 사용된다. 따라서, 자기상관 추정 유닛(104)은 이들 이미지를 발견하지 못하고, 결과적으로, 이들 이미지를 리젝트하기 위한 보상을 조정하지 않게 될 것이다. 대신에, 이것은, 원하는 주파수 대역에 있어서의 이미지를 리젝트하도록 보상을 조정할 것이다. 제2 필터(106)는 원하는 신호의 강한 부분을 감쇄시킬 수 있다. 또한, 이것은 강한 대역외 신호를 감쇄시킬 수도 있다.The second filter 106 is used to reject an image caused by an imbalance that is not causing any reception problems at the receiver. Thus, the autocorrelation estimation unit 104 will not find these images and, consequently, will not adjust the compensation to reject these images. Instead, this will adjust the compensation to reject the image in the desired frequency band. The second filter 106 may attenuate the strong portion of the desired signal. It may also attenuate strong out-of-band signals.

적용가능한 필터 형태는 대역 차단 필터 또는 대역 통과 필터이다. 제2 필터(106)는, 디지털 필터로서 구현될 경우, 주파수 제로에 관해서 신호 스펙트럼의 대칭을 유지하기 위해 실수치 계수를 가질 수 있다.Applicable filter types are band cut filters or band pass filters. The second filter 106, when implemented as a digital filter, may have real value coefficients to maintain symmetry of the signal spectrum with respect to frequency zero.

제2 필터(106)는, 당해 제2 필터(106)와 자기상관 추정 유닛(104)에 의해 형성되는 추정 경로에 위치되므로, 정밀한 주파수 응답 또는 일정한 상수의 군 지연(group delay)이 요구되지 않는다. 제2 필터(106)의 가능한 구현예는 캐스케이드 2차 무한 임펄스 응답(IIR) 노치 필터(cascaded second order infinite impulse response notch filter)에 기반을 둔다.Since the second filter 106 is located in the estimation path formed by the second filter 106 and the autocorrelation estimation unit 104, a precise frequency response or a constant constant group delay is not required. . A possible implementation of the second filter 106 is based on a cascaded second order infinite impulse response notch filter.

보상기 유닛(100)은, 도 3에 개략적으로 도시된 바와 같이, 로우 IF(intermediate frequency) 수신기 구성에서 이용될 수 있다. 예를 들어, 수신기 구성은 아날로그 텔레비젼 수상기의 부분일 수 있다. 이 경우, 원하는 주파수 대역은, 예컨대 사용자가 선택하는 등의 원하는 텔레비젼 채널과 연관된 영상 및 음향 신호를 포함한 주파수 대역일 수 있다.Compensator unit 100 may be used in a low intermediate frequency (IF) receiver configuration, as shown schematically in FIG. 3. For example, the receiver configuration may be part of an analog television receiver. In this case, the desired frequency band may be a frequency band including video and audio signals associated with the desired television channel, for example, selected by the user.

무선 주파수 신호(302)는 안테나(304)에 의해 수신되어 사전선택(preselection) 필터(306)에서 필터링된다. 이어서, 사전선택된 필터 신호는 로우 노이즈 증폭기(308)에서 증폭되고 제1 국부 발진기(local oscillator)(312)로부터의 신호와 제1 믹서(310)에서 혼합된다. 결과로서 얻어진 중간 주파수(312)는 또 다른 증폭기(314)에서 증폭되고 중간 주파수 필터(316)에 의해 필터링된다. 이어서, 필터링된 신호는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(318)에 의해 디지털 신호로 변환되고 제2 국부 발진기(320)로부터의 신호와 제2 믹서(319)에서 혼합되어 베이스 밴드 신호(330)가 된다. 베이스 밴드에서, 베이스 밴드 신호(330)는 채널 선택 필터(332)에 의해 또 다시 필터링된다. 보상기 유닛(100)은, 예를 들어, 아날로그-디지털 변환기(318)와 제2 믹서(319) 사이에 위치될 수 있다.The radio frequency signal 302 is received by the antenna 304 and filtered by a preselection filter 306. The preselected filter signal is then amplified in the low noise amplifier 308 and mixed in the first mixer 310 with the signal from the first local oscillator 312. The resulting intermediate frequency 312 is amplified by another amplifier 314 and filtered by the intermediate frequency filter 316. The filtered signal is then converted into a digital signal by an analog-to-digital converter (ADC) 318 and mixed in the second mixer 319 with the signal from the second local oscillator 320 to produce a baseband signal 330. do. In the base band, the base band signal 330 is again filtered by the channel select filter 332. Compensator unit 100 may be located, for example, between analog-to-digital converter 318 and second mixer 319.

± 1.4 MHz에서 그리고 ± 5.9 MHz에서의 예시적인 노치된 주파수에 의한 제2 필터(106)의 주파수 응답에 대한 일례가 도 4에 도시되어 있다.An example of the frequency response of the second filter 106 with an exemplary notched frequency at ± 1.4 MHz and at ± 5.9 MHz is shown in FIG. 4.

자기상관 추정 유닛의 입력에서의 스펙트럼에 대한 제2 필터(106)의 효과가 도 5의 (a) 및 도 5의 (b)에 도시되어 있다. 도 5의 (a)는 제2 필터(106)가 구비되지 않은 경우의 입력 스펙트럼의 일례를 보여주며, 도 5의 (b)에는 제2 필터(106)가 구비된 경우의 대응하는 입력 스펙트럼이 도시되어 있다.The effect of the second filter 106 on the spectrum at the input of the autocorrelation estimation unit is shown in FIGS. 5A and 5B. FIG. 5A shows an example of an input spectrum when the second filter 106 is not provided, and FIG. 5B shows a corresponding input spectrum when the second filter 106 is provided. Is shown.

도 5의 (a)에서 예시적으로, 스펙트럼의 네거티브 영역에서, 주파수 f1에서 강한 원하는 영상 캐리어를 관측할 수 있고, 또한 주파수 f3에서는 대응하는 강한 원하는 음향 캐리어를 관측할 수 있다. 이 예에 있어서, 원하는 주파수 대역은 원하는 음향 캐리어와 함께 원하는 영상 캐리어를 포함하는 주파수 대역이고, (반대 부호를 갖는, 원하는 주파수 대역과 동일한 대역폭의 주파수 대역인) 상기 원하는 주파수 대역의 미러 영역은 대응하는 이미지 신호를 포함한다. 원하는 영상 캐리어의 미러 이미지는 스펙트럼의 포지티브 영역에서의 주파수 f5에서 관측할 수 있다. 스펙트럼의 포지티브 영역에서, 주파수 f4에서 원하지 않는 강한 음향 캐리어가 존재한다. 이 원하지 않는 음향 캐리어의 대응하는 미러 이미지는 스펙트럼의 네거티브 영역에서의 주파수 f2에 위치된다.By way of example in FIG. 5A, in the negative region of the spectrum, a strong desired image carrier can be observed at frequency f1, and a corresponding strong desired sound carrier can be observed at frequency f3. In this example, the desired frequency band is a frequency band that includes the desired image carrier along with the desired acoustic carrier, and the mirror region of the desired frequency band (which is the opposite band, is the frequency band of the same bandwidth as the desired frequency band) correspondingly. It includes an image signal. A mirror image of the desired image carrier can be observed at frequency f5 in the positive region of the spectrum. In the positive region of the spectrum, there is an undesired strong acoustic carrier at frequency f4. The corresponding mirror image of this unwanted acoustic carrier is located at frequency f2 in the negative region of the spectrum.

자기상관 추정 유닛은, 미러 이미지를 탐색하도록 구성되므로, 주파수 f5에서 그리고 주파수 f2에서 미러를 검출할 것이다. 두 미러를 제거하기 위해, 불균형 보정의 전체 결과는 두 미러를 제거하도록 최적화될 것이고, 도 6의 (a)에 개략적으로 도시된 영상 제거비(image rejection ratio)를 얻을 수 있다. 쉽게 관측할 수 있는 바와 같이, 영상 제거비는 이 예에 있어서의 스펙트럼의 포지티브 영역에서의 2 MHz의 주파수 영역에 대해 높다. 이것은, 그러나, 스펙트럼의 네거티브 영역에 위치되는 원하는 주파수 대역이 아니다.The autocorrelation estimation unit is configured to search for the mirror image, so it will detect the mirror at frequency f5 and at frequency f2. To remove both mirrors, the overall result of the imbalance correction will be optimized to remove both mirrors, resulting in an image rejection ratio shown schematically in FIG. As can be easily observed, the image removal ratio is high for the frequency region of 2 MHz in the positive region of the spectrum in this example. This, however, is not the desired frequency band located in the negative region of the spectrum.

도 5의 (b)에 도시된 바와 같이, 원하는 주파수 대역의 미러 주파수 외부에 위치된 적어도 하나의 신호, 예컨대, 원하는 주파수 대역의 미러 영역의 외부에 위치된 가장 강한 신호를 감쇄시키도록 구성된 제2 필터(106)를 구현하면, 주파수 f1에서의 원하는 영상 캐리어의 신호와 주파수 f3에서의 원하는 음향 캐리어의 신호는, 제2 필터(106)를 구비하지 않은 경우보다 훨씬 낮다는 것을 쉽게 알 수 있다. 주파수 f4에서의 원하지 않는 음향 캐리어는, 원하는 주파수 대역의 미러 영역 내에 위치되기 때문에 감쇄되지 않는다(그리고 따라서 원하는 주파수 대역의 미러 영역의 외부에 위치된 가장 강한 신호의 하나로서 선택되지 않는다). 한편, 주파수 f5에서의 원하는 영상 캐리어의 미러는, 본 실시형태의 제2 필터(106)가 실수치 계수를 가지므로, 미러 영역 내에 위치됨에도 불구하고 감쇄된다 - 원하는 영상 캐리어가 선택되어 감쇄되므로 대응하는 미러도 감쇄된다. 결과적으로, 자기상관 추정 유닛은 나머지 미러 주파수, 즉, 주파수 f2에서의 원하지 않는 음향 캐리어의 미러에 집중하고, I/Q 불균형을 보상하기 위해 이에 따라 제1 필터(102)의 필터 계수를 산출하고, 이것은, 도 6의 (b)에 도시된 바와 같이, - 4MHz 정도의 네거티브 주파수의 원하는 주파수 대역에서 최대인 영상 제거비를 얻을 수 있다.As shown in FIG. 5B, a second configured to attenuate at least one signal located outside the mirror frequency of the desired frequency band, for example, the strongest signal located outside the mirror region of the desired frequency band Implementing the filter 106, it can be readily seen that the signal of the desired image carrier at frequency f1 and the signal of the desired acoustic carrier at frequency f3 are much lower than without the second filter 106. The unwanted acoustic carrier at frequency f4 is not attenuated because it is located in the mirror region of the desired frequency band (and thus not selected as one of the strongest signals located outside of the mirror region of the desired frequency band). On the other hand, the mirror of the desired image carrier at the frequency f5 is attenuated even though it is located in the mirror area because the second filter 106 of the present embodiment has a real value coefficient-since the desired image carrier is selected and attenuated, corresponding The mirror is also attenuated. As a result, the autocorrelation estimation unit concentrates on the mirror of the unwanted acoustic carrier at the remaining mirror frequency, i.e., frequency f2, and calculates the filter coefficients of the first filter 102 accordingly to compensate for the I / Q imbalance. This can obtain an image removal ratio that is maximum in a desired frequency band of negative frequency on the order of -4 MHz, as shown in FIG.

도 5의 (a) 및 도 5의 (b)에서 주파수 f1에 대해 좌측과 주파수 f5에 대해 우측의 영역에서의 신호들도 자기상관 추정 유닛에 영향을 주어 제1 필터(102)에 대한 산출된 필터 계수는 원하는 주파수 대역에서의 I/Q 불균형을 보상함에 있어서 부적합할 수 있으므로, 원하는 주파수 대역 및 그 미러 영역에서의 주파수보다 큰 절대치를 갖는 주파수를 감쇄시키거나 제거하는 대역 통과로서 제2 필터(106)를 생성하는 것도 가능하다.In FIGS. 5A and 5B, the signals in the region on the left side for the frequency f1 and the region on the right side for the frequency f5 also affect the autocorrelation estimation unit and are calculated for the first filter 102. Since the filter coefficients may be inadequate in compensating for I / Q imbalance in the desired frequency band, the second filter (as a band pass that attenuates or eliminates a frequency having an absolute value greater than the frequency in the desired frequency band and its mirror region) It is also possible to generate 106).

도 7에는, 보상기 유닛(700)의 다른 실시형태가 도시되어 있다. I/Q 불균형을 보상하도록 구성된 제1 필터(102), 자기상관 추정 유닛(104) 및 제2 필터(106) 이외에, 제2 필터(106)의 필터 계수를 자동적으로 설정하는데 이용되는 분석기 유닛(702)이 제공된다. 이 실시형태에 의하면, 제2 필터(106)의 설정이 변화하는 수신 조건에 자동적으로 적응될 수 있다.In FIG. 7 another embodiment of a compensator unit 700 is shown. In addition to the first filter 102, the autocorrelation estimation unit 104, and the second filter 106, which are configured to compensate for I / Q imbalance, an analyzer unit used to automatically set filter coefficients of the second filter 106. 702 is provided. According to this embodiment, the setting of the second filter 106 can be automatically adapted to the changing reception condition.

분석기 유닛(702)에 의해 이용되는 방법이 도 8에 흐름도로서 개략적으로 도시되어 있다. 스텝 S800에서 복소 입력 신호(complex input signal)가 소정 기간 동안 캡쳐된다.The method used by the analyzer unit 702 is schematically illustrated as a flowchart in FIG. 8. In step S800, a complex input signal is captured for a predetermined period of time.

이 샘플 데이터를 이용하여, 스텝 S802에서 복소 파워 스펙트럼이 산출된다. 다음의 스텝 S804에서, (화살표 810으로 표시한) 원하는 주파수 대역을 (주파수 f= 0에 대해) 미러링하는 주파수를 갖는 모든 포인트들이 제로로 설정된다.Using this sample data, a complex power spectrum is calculated in step S802. In the next step S804, all the points having a frequency mirroring the desired frequency band (indicated by arrow 810) (for frequency f = 0) are set to zero.

스텝 S806에서, 나머지 파워 스펙트럼으로부터, 가장 강한 파워를 갖는 n개의 성분들이 식별되는데, 여기서 n은 제2 필터(106)의 노치 필터 섹션의 수이다. 스텝 S808에서, 대응하는 주파수들은, 노치 필터 주파수에 대한 후보들이며, 스텝 S809에서 제2 필터(106)의 대응하는 필터 계수들을 설정하는데 이용된다.In step S806, from the remaining power spectrum, the n components with the strongest power are identified, where n is the number of notch filter sections of the second filter 106. At step S808, the corresponding frequencies are candidates for the notch filter frequency and are used to set the corresponding filter coefficients of the second filter 106 at step S809.

도 9에 제2 필터(106)를 구비하지 않은 보상기 유닛(900)을 배경 기술로서 도시한다. 기존의 보상기 유닛은 주파수 의존형 성능을 나타낸다. 일부의 입력 신호, 즉 원하는 아날로그 텔레비전(TV) 방송 신호 및 아날로그 인접 채널에 대하여, 보상 성능은, 스펙트럼의 원하지 않는 부분에서 양호하고 원하는 부분에서는 불량하다. 이것은 인접 채널의 원하는 신호 내로의 가시적인 크로스토크를 발생시킨다.9 shows a compensator unit 900 without the second filter 106 as background art. Conventional compensator units exhibit frequency dependent performance. For some input signals, i.e. desired analog television (TV) broadcast signals and analog adjacent channels, the compensating performance is good in the unwanted part of the spectrum and poor in the desired part. This produces visible crosstalk into the desired signal of the adjacent channel.

도 10에는, I/Q 불균형의 영향이, I/Q 하향 변환 전후의 주파수 도메인에 있어서의 신호의 크기를 보여줌으로써 개략적으로 도시되어 있다. 도 10의 좌측에 포지티브 주파수 범위(|Z(f)|)에 제1 캐리어(1)와 제2 캐리어(2)가 도시되어 있다. 네거티브 주파수 범위에는 대응하는 미러 주파수 스펙트럼(|Z*(f)|)이 존재한다. 하향 변환 후(도 10의 우측), 캐리어(2)의 미러 주파수 스펙트럼의 일부가 캐리어(1)의 주파수 영역 내로 누설되었음을 볼 수 있고, 따라서, 캐리어(1)를 방해한다(부응하여, 캐리어(1)의 미러 주파수의 일부가 캐리어(2)를 방해하게 됨). 캐리어(1)가 원하는 캐리어이고 캐리어(2)가 원하지 않는 캐리어일 경우, 캐리어(1)가 방해받을 것이다.In FIG. 10, the effect of I / Q imbalance is schematically shown by showing the magnitude of the signal in the frequency domain before and after I / Q downconversion. The first carrier 1 and the second carrier 2 are shown in the positive frequency range | Z (f) | on the left side of FIG. In the negative frequency range there is a corresponding mirror frequency spectrum (| Z * (f) |). After downconversion (right side of FIG. 10), it can be seen that part of the mirror frequency spectrum of the carrier 2 has leaked into the frequency region of the carrier 1, thus disturbing the carrier 1 (in response, the carrier ( Part of the mirror frequency of 1) will interfere with the carrier 2). If the carrier 1 is the desired carrier and the carrier 2 is the unwanted carrier, the carrier 1 will be disturbed.

본 발명의 상기 실시형태에 따른 제2 필터(106)에 의하면, 자기상관 추정 유닛은 캐리어(2)의 미러를 감쇄시킬 것이고, 이에 의해 캐리어(1)가 위치되는 영역에 대한 영상 제거비를 최적화하여, 캐리어(2)의 미러가 캐리어(1)를 방해하지 않을 것이다.According to the second filter 106 according to the above embodiment of the present invention, the autocorrelation estimating unit will attenuate the mirror of the carrier 2, thereby optimizing the image removal ratio for the area where the carrier 1 is located. , The mirror of the carrier 2 will not interfere with the carrier 1.

제안된 상기 보상기 유닛은 시변(time varying) 입력 신호에 대해 강건하고, 신속한 컨버전스(convergence), 작은 구현 사이즈 및 저소비 전력을 보여준다.The proposed compensator unit is robust against time varying input signals and shows fast convergence, small implementation size and low power consumption.

제2 필터(106)가 추정기 경로 내에 삽입되므로, 신호 주파수 응답이 영향받지 않고 또한 자기상관 추정 유닛(106)이 군 지연 왜곡을 용인하기 때문에 저비용의 필터(106)를 이용할 수 있다.Since the second filter 106 is inserted in the estimator path, a low cost filter 106 can be used because the signal frequency response is not affected and the autocorrelation estimation unit 106 tolerates group delay distortion.

주파수 의존형 I/Q 불균형이 존재할 때, 단일 탭(one-tap) 보상기 유닛(100)이 이용될 수 있다. 일반적으로, 보상기 유닛의 탭수는, 제2 필터(106)를 구비하지 않는 실시형태와 비교할 때, 주어진 불균형 및 보상 성능에 대해 보다 적을 수 있다.When there is a frequency dependent I / Q imbalance, a one-tap compensator unit 100 may be used. In general, the number of taps of the compensator unit may be less for a given imbalance and compensation performance, as compared to embodiments without the second filter 106.

Claims (11)

원하는 주파수 대역의 동상 신호와 직교 위상 신호 사이의 주파수 의존형 불균형(frequency dependent imbalance)을 보상하기 위한 보상기 유닛으로서,
상기 동상 신호와 상기 직교 위상 신호 사이의 불균형을 보상하도록 구성된 제1 필터와,
상기 동상 신호와 상기 직교 위상 신호 사이의 자기상관(autocorrelation)을 추정하도록 구성된 자기상관 추정 유닛 - 추정된 상기 자기상관은 상기 제1 필터의 필터 계수를 산출하는데 사용됨 - 과,
상기 보상기 유닛의 입력과 상기 자기상관 추정 유닛의 입력 사이에 위치되고, 상기 원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 적어도 하나의 신호를 감쇄시키도록 구성된 제2 필터를 포함하는, 보상기 유닛.A compensator unit for compensating for frequency dependent imbalance between an in-phase signal and a quadrature signal in a desired frequency band,
A first filter configured to compensate for an imbalance between the in-phase signal and the quadrature signal;
An autocorrelation estimating unit configured to estimate an autocorrelation between the in-phase signal and the quadrature signal, wherein the estimated autocorrelation is used to calculate a filter coefficient of the first filter;
And a second filter positioned between the input of the compensator unit and the input of the autocorrelation estimation unit and configured to attenuate at least one signal that is not located in the mirror region of the desired frequency band. 제1항에 있어서,
상기 적어도 하나의 신호는 상기 원하는 주파수 대역의 상기 미러 영역에 위치되지 않은 가장 강한 신호를 포함하는, 보상기 유닛.The method of claim 1,
The at least one signal comprises a strongest signal that is not located in the mirror region of the desired frequency band. 제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제2 필터는 실수치(real-valued) 계수를 갖는, 보상기 유닛.The method according to claim 1 or 2,
And the second filter has a real-valued coefficient. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 필터는 대역 통과 필터인, 보상기 유닛.4. The method according to any one of claims 1 to 3,
And the second filter is a band pass filter. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 필터는 대역 차단 필터인, 보상기 유닛.4. The method according to any one of claims 1 to 3,
And the second filter is a band cut filter. 제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제2 필터는 하나 이상의 캐스케이드 2차 무한 임펄스 응답 노치 필터(cascaded second order infinite impulse response notch filter)로 형성되는, 보상기 유닛.The method according to any one of claims 1 to 5,
And the second filter is formed of one or more cascaded second order infinite impulse response notch filters. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 보상기 유닛에 입력된 샘플을 캡쳐하고,
캡쳐된 상기 샘플에 기초하여 파워 스펙트럼을 산출하고,
상기 원하는 주파수 대역의 미러 주파수를 제로로 설정하고,
상기 미러 주파수를 제로로 설정한 후, 나머지 파워 스펙트럼에서 가장 강한 성분을 식별하도록 구성된 분석기 유닛을 더 포함하고,
상기 제2 필터는 상기 가장 강한 성분을 노칭(notch)하도록 구성된, 보상기 유닛.7. The method according to any one of claims 1 to 6,
Capture a sample input to the compensator unit,
Calculate a power spectrum based on the captured sample,
Setting the mirror frequency of the desired frequency band to zero,
An analyzer unit configured to identify the strongest component in the remaining power spectrum after setting the mirror frequency to zero,
And the second filter is configured to notch the strongest component. 수신기 유닛으로서,
변조된 캐리어 신호로부터, 샘플링된 동상 신호와 샘플링된 직교 위상 신호를 생성하도록 구성된 직교 복조기와,
제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 기재된 보상기 유닛을 포함하는, 수신기 유닛.As a receiver unit,
An orthogonal demodulator configured to generate a sampled in-phase signal and a sampled quadrature phase signal from the modulated carrier signal;
A receiver unit, comprising the compensator unit according to any one of claims 1 to 7. 샘플링된 동상 신호 및 샘플링된 직교 위상 신호를 처리하기 위한 방법으로서,
원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 적어도 하나의 신호를 감쇄시키는 단계와,
감쇄된 상기 신호에 기초하여 상기 동상 신호와 상기 직교 위상 신호 사이의 자기상관을 추정하는 단계와,
필터의 필터 계수를 생성하는 단계와,
생성된 상기 필터 계수에 기초하여 상기 동상 신호와 상기 직교 위상 신호 사이의 불균형을 보상하는 단계를 포함하는, 방법.A method for processing a sampled in-phase signal and a sampled quadrature phase signal, the method comprising:
Attenuating at least one signal not located in the mirror region of the desired frequency band,
Estimating autocorrelation between the in-phase signal and the quadrature signal based on the attenuated signal;
Generating filter coefficients for the filter,
Compensating for an imbalance between the in-phase signal and the quadrature signal based on the generated filter coefficients. 제9항에 있어서,
상기 적어도 하나의 신호는 상기 원하는 주파수 대역의 미러 영역에 위치되지 않은 가장 강한 신호를 포함하는, 방법.10. The method of claim 9,
The at least one signal comprises a strongest signal that is not located in a mirror region of the desired frequency band. 제9항에 있어서,
상기 적어도 가장 강한 신호를 감쇄시키는 단계는,
동상 샘플 및 직교 위상 샘플을 캡쳐하고,
캡쳐된 상기 샘플에 기초하여 파워 스펙트럼을 산출하고,
상기 원하는 주파수 대역의 미러 주파수를 제로로 설정하고,
상기 미러 주파수를 제로로 설정한 후, 나머지 파워 스펙트럼에서 가장 강한 성분을 식별하고,
상기 가장 강한 성분을 노칭하는 것을 포함하는, 방법.10. The method of claim 9,
Attenuating the at least strongest signal comprises:
Capture in-phase samples and quadrature samples,
Calculate a power spectrum based on the captured sample,
Setting the mirror frequency of the desired frequency band to zero,
After setting the mirror frequency to zero, the strongest component in the remaining power spectrum is identified,
And notching said strongest component.

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