JP2002290373A - Delay profile measurement circuit and ofdm repeater employing this circuit, ofdm demodulation circuit and ofdm transmission monitor circuit - Google Patents
Delay profile measurement circuit and ofdm repeater employing this circuit, ofdm demodulation circuit and ofdm transmission monitor circuitInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交周
波数分割多重）信号の回り込み補償量検出用として好適
な復調信号が得られる遅延プロファイル測定回路と、こ
の遅延プロファイル測定回路を用いたＯＦＤＭ中継装置
及びＯＦＤＭ送信モニタ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a delay profile measuring circuit for obtaining a demodulated signal suitable for detecting the amount of loop compensation of an OFDM (orthogonal frequency division multiplex) signal, and an OFDM relay apparatus using the delay profile measuring circuit. And an OFDM transmission monitoring device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】次世代のデジタル放送システムとして、
現在の地上波テレビジョン放送帯域を利用した地上デジ
タル放送の開発が進められている。日本では、標準方式
としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式が採用され
た。2. Description of the Related Art As a next-generation digital broadcasting system,
The development of terrestrial digital broadcasting using the current terrestrial television broadcasting band is being promoted. In Japan, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method has been adopted as a standard method.
【０００３】地上波のデジタル放送システムにおいて、
放送サービスエリアの拡大、難視聴地域の解消を目的
に、現在、放送波を多数の中継局にて順次再送信するＳ
ＦＮ（単一周波数ネットワーク）による中継システムが
構築されつつある。In a terrestrial digital broadcasting system,
At present, broadcast waves are sequentially retransmitted by a number of relay stations in order to expand the broadcasting service area and eliminate difficult-to-view areas S
A relay system using FN (single frequency network) is being constructed.
【０００４】ところが、このＳＦＮによる中継システム
の場合、中継局に用いられるＯＦＤＭ中継装置は、受信
波と同一の周波数で再送信するため、送信信号が必然的
に自局の回り込み妨害の影響を受けることになる。そこ
で、各中継局におけるＯＦＤＭ中継装置では、遅延プロ
ファイル測定回路により回り込み妨害を検出して補償量
を求め、この補償量に基づいて補償器により妨害成分を
抑圧し、再送信号の品質を補償することが考えられてい
る。However, in the case of this SFN relay system, the OFDM relay apparatus used for the relay station retransmits at the same frequency as the received wave, so that the transmission signal is inevitably affected by the interference of the local station. Will be. Therefore, in the OFDM relay device in each relay station, the delay profile measuring circuit detects the sneak interference to obtain a compensation amount, and based on the compensation amount, suppresses an interference component by a compensator and compensates for the quality of the retransmission signal. Is considered.
【０００５】この場合、遅延プロファイル測定回路にお
いて、回り込み妨害を検出する手段としては、ＯＦＤＭ
の各サブキャリアに配置されている振幅及び位相が既知
のパイロット信号を利用し、受信信号からパイロット信
号を復調し基準値と比較することで、伝送によって生じ
た時間的なクロック位相の変動分とキャリア位相の変動
分を判別する。そして、補償器において、それぞれの判
別結果に基づいて変動分を補償することで、妨害成分を
抑圧する。[0005] In this case, in the delay profile measurement circuit, OFDM is used as a means for detecting the loop interference.
Using a known pilot signal whose amplitude and phase are arranged on each subcarrier, demodulating the pilot signal from the received signal and comparing it with a reference value, the temporal clock phase fluctuation caused by transmission and The variation of the carrier phase is determined. Then, the compensator compensates for the variation based on each determination result, thereby suppressing the interference component.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＯＦ
ＤＭ中継装置に用いられる遅延プロファイル測定回路で
は、受信信号のキャリアとクロックの完全再生は行って
いない。すなわち、伝送によって生じた時間的なクロッ
ク位相の変動とキャリア位相の変動は、パイロットキャ
リアを用いた振幅・位相の等化処理によって救済され
る。そのため、従来では、受信信号のキャリアとクロッ
クについて周波数制御、位相制御を行うものの、クロッ
クとキャリアそれぞれの位相を送信信号に完全に一致さ
せるような位相制御は行っていない。By the way, the conventional OF
In the delay profile measurement circuit used in the DM relay device, the carrier and clock of the received signal are not completely reproduced. In other words, temporal clock phase fluctuations and carrier phase fluctuations caused by transmission are relieved by amplitude / phase equalization processing using pilot carriers. Therefore, conventionally, although frequency control and phase control are performed on the carrier and the clock of the received signal, the phase control is not performed so that the phases of the clock and the carrier completely match the transmission signal.
【０００７】このようにクロックとキャリアの位相が送
信信号に完全に一致していない信号をＯＦＤＭ中継装置
における回り込み補償に利用した場合、再生クロックと
キャリアの位相変動によって十分な補償性能が得られな
いことがある。補償器にて回り込み妨害を補償する際、
希望波成分は基準信号（理想的な無歪み伝送路の受信信
号）と完全に一致しなければならない。[0007] When a signal whose clock and carrier phases do not completely match the transmission signal is used for wraparound compensation in an OFDM repeater, sufficient compensation performance cannot be obtained due to phase fluctuations of the recovered clock and carrier. Sometimes. When compensating for sneak interference with a compensator,
The desired wave component must completely match the reference signal (the received signal of the ideal distortion-free transmission path).
【０００８】本発明は上記の問題を解決するためになさ
れたもので、再生クロックとキャリアの位相を送信信号
に完全に一致させることができ、ＯＦＤＭ中継装置の補
償量検出用として好適な信号が得られる遅延プロファイ
ル測定回路と、この遅延プロファイル測定回路を用いた
ＯＦＤＭ中継装置、ＯＦＤＭ復調回路及びＯＦＤＭ送信
モニタ回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problem, and it is possible to completely match the phase of a recovered clock and a carrier with a transmission signal, and a signal suitable for detecting a compensation amount of an OFDM repeater can be obtained. An object of the present invention is to provide an obtained delay profile measuring circuit, and an OFDM repeater, an OFDM demodulating circuit, and an OFDM transmission monitoring circuit using the delay profile measuring circuit.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明に係る遅延プロファイル測定回路は、予め振
幅・位相等化用として、各サブキャリアに既知の振幅・
位相特性を有するパイロット信号を一定のシンボル周期
で繰り返し乗せられているＯＦＤＭ（直交周波数分割多
重）信号の受信信号から遅延波成分を求めるもので、前
記ＯＦＤＭ信号を直交復調する直交復調手段と、この直
交復調手段の出力をフーリエ変換して時間領域の信号か
ら周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段と、こ
のフーリエ変換手段の出力からＯＦＤＭ信号の各サブキ
ャリアに配置されたパイロット信号を抽出するパイロッ
ト信号抽出手段と、この手段で抽出されたパイロット信
号より伝送路の振幅・位相周波数特性を検出する周波数
特性検出手段と、この手段で検出された振幅・位相周波
数特性を逆フーリエ変換して周波数領域の信号から時間
領域の信号に変換し、遅延時間に対する信号成分を得る
逆フーリエ変換手段と、この逆フーリエ変換手段の出力
のうち希望波成分の遅延時間ずれからシンボル同期位相
誤差及びクロック位相誤差を検出し、前記希望波成分の
振幅及び位相からキャリア振幅誤差及びキャリア位相誤
差を検出する誤差検出手段と、前記クロック位相誤差に
基づいて前記逆フーリエ変換手段の入力についてクロッ
ク位相同期制御を行うクロック位相制御手段と、前記キ
ャリア位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手段の入
力についてキャリア位相同期制御を行うキャリア位相制
御手段と、前記キャリア振幅誤差に基づいて前記逆フー
リエ変換手段の入力についてキャリア振幅制御を行うキ
ャリア振幅制御手段とを具備し、前記逆フーリエ変換手
段の出力を遅延波成分測定結果として出力することを特
徴とする。In order to achieve the above object, a delay profile measuring circuit according to the present invention uses a known amplitude / phase value for each subcarrier in advance for amplitude / phase equalization.
A quadrature demodulator for quadrature demodulating the OFDM signal by obtaining a delay wave component from a received signal of an OFDM (orthogonal frequency division multiplex) signal in which a pilot signal having a phase characteristic is repeatedly carried at a fixed symbol period. Fourier transform means for Fourier transforming the output of the quadrature demodulation means to transform a signal in the time domain into a signal in the frequency domain, and a pilot for extracting a pilot signal arranged on each subcarrier of the OFDM signal from the output of the Fourier transform means Signal extracting means, frequency characteristic detecting means for detecting the amplitude / phase frequency characteristic of the transmission line from the pilot signal extracted by this means, and frequency domain by inverse Fourier transforming the amplitude / phase frequency characteristic detected by this means. Inverse Fourier transform that converts the signal of And a symbol synchronization phase error and a clock phase error are detected from a delay time shift of a desired wave component among outputs of the inverse Fourier transform means, and a carrier amplitude error and a carrier phase error are detected from the amplitude and phase of the desired wave component. Error detection means, clock phase control means for performing clock phase synchronization control on the input of the inverse Fourier transform means based on the clock phase error, and carrier phase synchronization on the input of the inverse Fourier transform means based on the carrier phase error. Carrier phase control means for performing control, and carrier amplitude control means for performing carrier amplitude control on the input of the inverse Fourier transform means based on the carrier amplitude error, wherein the output of the inverse Fourier transform means is a delayed wave component measurement. It is characterized in that it is output as a result.
【００１０】すなわち、上記構成による遅延プロファイ
ル測定回路は、特に検出信号をＯＦＤＭ中継装置におけ
る補償器に利用したときの、クロック・キャリア位相変
動による補償性能の劣化を防ぐために、クロックとキャ
リアの位相を完全に再生することを特徴とする。In other words, the delay profile measuring circuit having the above-described configuration is capable of changing the phase of the clock and the carrier in order to prevent the deterioration of the compensating performance due to the fluctuation of the clock carrier phase particularly when the detection signal is used for the compensator in the OFDM repeater. It is characterized by complete reproduction.
【００１１】ＯＦＤＭ復調後の周波数領域信号から各サ
ブキャリアに配置されているパイロット信号を抜き出
す。パイロット信号を内挿し、伝送路の周波数特性を得
る。周波数特性を逆フーリエ変換することで、時間領域
に変換して、遅延時間に対する信号成分を得る。遅延時
間に対する信号成分のうち、希望波成分に注目して、希
望波成分の遅延時間ずれから、シンボル同期位相誤差と
クロック位相誤差を検出する。また、希望波成分の振幅
と位相から、キャリア振幅誤差とキャリア位相誤差を検
出する。検出したクロック位相誤差を用いてクロック位
相制御を行う。また、検出したキャリア位相誤差を用い
てキャリア位相制御を行う。また、検出したキャリア振
幅誤差を用いて、ＡＧＣ制御を行う。A pilot signal allocated to each subcarrier is extracted from the frequency domain signal after OFDM demodulation. A pilot signal is interpolated to obtain the frequency characteristics of the transmission path. By performing an inverse Fourier transform on the frequency characteristic, the frequency characteristic is converted into a time domain, and a signal component for the delay time is obtained. Focusing on the desired wave component among the signal components with respect to the delay time, a symbol synchronization phase error and a clock phase error are detected from the delay time shift of the desired wave component. Further, a carrier amplitude error and a carrier phase error are detected from the amplitude and the phase of the desired wave component. Clock phase control is performed using the detected clock phase error. Also, carrier phase control is performed using the detected carrier phase error. Also, AGC control is performed using the detected carrier amplitude error.
【００１２】以上は、復調クロック位相と復調キャリア
位相を希望波のクロック位相とキャリア位相に引き込む
ことに相当する。この結果、希望波のクロック位相とキ
ャリア位相が送信クロック位相とキャリア位相に一致す
る。受信信号の希望波成分は、基準値と完全に一致し、
希望波成分は除去した上で補償を行うことが可能とな
り、十分な補償性能を得ることができる。The above corresponds to pulling the demodulated clock phase and the demodulated carrier phase into the clock phase and the carrier phase of the desired wave. As a result, the clock phase and the carrier phase of the desired wave match the transmission clock phase and the carrier phase. The desired wave component of the received signal completely matches the reference value,
After removing the desired wave component, compensation can be performed, and sufficient compensation performance can be obtained.
【００１３】この技術は中継装置に限らず、復調回路、
送信出力モニタ回路にも応用が可能である。復調回路に
この技術を応用することにより、時間的変動のない受信
状態において、受信性能が向上する。また、送信出力モ
ニタ回路にこの技術を適用することにより、送信出力の
周波数特性誤差の検出をより高精度に行うことができ
る。This technique is not limited to a relay device, but includes a demodulation circuit,
It can also be applied to a transmission output monitor circuit. By applying this technique to the demodulation circuit, the reception performance is improved in a reception state where there is no temporal variation. Further, by applying this technique to the transmission output monitor circuit, it is possible to detect the frequency characteristic error of the transmission output with higher accuracy.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
【００１５】図１はＯＦＤＭ方式の地上波デジタルテレ
ビジョン放送用として、本発明に係る遅延プロファイル
測定回路を利用したＯＦＤＭ中継装置の構成を示すもの
である。図１において、中継するＲＦ入力信号はダウン
コンバータ１によりＲＦ帯（無線周波数帯）からＩＦ帯
（中間周波数帯）に周波数変換され、ＩＦ信号となって
補償器２に入力される。この補償器２は、ＩＦ信号と共
に補償信号を入力し、別途補償量検出器３から供給され
る補償信号に従って伝送路の振幅・位相周波数特性を時
間軸上で補償する。この補償器２で補償されたＩＦ信号
はアップコンバータ４によってＲＦ帯に戻された後、増
幅器５によって電力増幅され、ＲＦ出力信号として図示
しないアンテナ装置へ送られ、同時に補償量検出器３に
供給される。FIG. 1 shows the configuration of an OFDM relay apparatus using a delay profile measuring circuit according to the present invention for terrestrial digital television broadcasting of the OFDM system. In FIG. 1, an RF input signal to be relayed is frequency-converted from an RF band (radio frequency band) to an IF band (intermediate frequency band) by a down-converter 1 and is input to a compensator 2 as an IF signal. The compensator 2 inputs a compensation signal together with the IF signal, and compensates the amplitude / phase frequency characteristics of the transmission line on the time axis according to a compensation signal separately supplied from the compensation amount detector 3. The IF signal compensated by the compensator 2 is returned to the RF band by the up-converter 4, power-amplified by the amplifier 5, sent to an antenna device (not shown) as an RF output signal, and simultaneously supplied to the compensation amount detector 3. Is done.
【００１６】この補償量検出器３は、ダウンコンバータ
３０、Ａ／Ｄコンバータ３１、直交復調器３２、ＦＦＴ
演算器３３、パイロット信号抽出器３４、振幅・位相周
波数特性検出器３５、ＩＦＦＴ演算器３６からなる遅延
プロファイル測定回路と、この遅延プロファイル測定回
路で得られた信号から振幅・位相補償量を演算する振幅
・位相補償量演算器３７で構成される。The compensation amount detector 3 includes a down converter 30, an A / D converter 31, a quadrature demodulator 32, an FFT
A delay profile measuring circuit including a calculator 33, a pilot signal extractor 34, an amplitude / phase frequency characteristic detector 35, and an IFFT calculator 36, and calculates an amplitude / phase compensation amount from a signal obtained by the delay profile measuring circuit. It comprises an amplitude / phase compensation amount calculator 37.
【００１７】すなわち、補償量検出器３に入力されたＩ
Ｆ信号は、ダウンコンバータ３０によってＲＦ帯からＩ
Ｆ帯に周波数変換され、Ａ／Ｄコンバータ３１によりデ
ジタル信号に変換され、直交復調器３２により直交復調
されてＩＦ帯ベースバンド信号となる。このベースバン
ド信号はＦＦＴ演算器３３によりＦＦＴ処理が施され、
時間軸信号から周波数軸信号に変換されてパイロット信
号抽出器３４に供給される。That is, the I input to the compensation amount detector 3
The F signal is converted from the RF band to I
The signal is frequency-converted into the F band, converted into a digital signal by the A / D converter 31, and quadrature-demodulated by the quadrature demodulator 32 to become an IF band baseband signal. This baseband signal is subjected to FFT processing by the FFT calculator 33,
The signal is converted from a time axis signal to a frequency axis signal and supplied to a pilot signal extractor 34.
【００１８】このパイロット信号抽出器３４は、ＦＦＴ
演算器３３から出力される周波数軸信号から、予め周波
数軸上に配置されている、振幅・位相等化用のパイロッ
ト信号のみを抜き出すもので、ここで得られたパイロッ
ト信号は、振幅・位相周波数特性検出器３５に供給され
る。この振幅・位相周波数特性検出器３５は、入力され
る振幅・位相等化用のパイロット信号を内挿補間するこ
とで、複素形式で表現される振幅及び位相周波数特性信
号を生成して出力するもので、その出力はＩＦＦＴ演算
器３６に供給される。The pilot signal extractor 34 has an FFT
From the frequency axis signal output from the arithmetic unit 33, only the pilot signal for amplitude / phase equalization, which is previously arranged on the frequency axis, is extracted. The pilot signal obtained here is the amplitude / phase frequency It is supplied to the characteristic detector 35. The amplitude / phase frequency characteristic detector 35 generates and outputs an amplitude / phase frequency characteristic signal expressed in a complex format by interpolating an input pilot signal for amplitude / phase equalization. The output is supplied to the IFFT calculator 36.
【００１９】このＩＦＦＴ演算器３６は、具体的には図
２に示すように構成される。まず、振幅・位相周波数特
性検出器３５から与えられる振幅・位相周波数特性信号
は、第１複素乗算器３６１、第２複素乗算器３６２、乗
算器３６３を介してＩＦＦＴ変換器３６４に供給され
る。このＩＦＦＴ変換器３６４は、入力された振幅・位
相周波数特性信号を逆ＦＦＴすることで、周波数領域か
ら時間領域の信号に変換し、これによって遅延時間に対
する信号成分を得る。The IFFT calculator 36 is specifically configured as shown in FIG. First, the amplitude / phase frequency characteristic signal given from the amplitude / phase frequency characteristic detector 35 is supplied to the IFFT converter 364 via the first complex multiplier 361, the second complex multiplier 362, and the multiplier 363. The IFFT converter 364 performs an inverse FFT on the input amplitude / phase frequency characteristic signal to convert the frequency domain signal into a time domain signal, thereby obtaining a signal component for a delay time.
【００２０】上記ＩＦＦＴ変換器３６４で得られた遅延
時間に対する信号成分のうち、希望波成分に注目して、
希望波成分の遅延時間ずれから、シンボル同期位相誤差
とクロック位相誤差を検出する。また、希望波成分の振
幅と位相から、キャリア振幅誤差とキャリア位相誤差を
検出する。検出したクロック位相誤差を用いて、クロッ
クＰＬＬによりクロック位相制御を行う。また、検出し
たキャリア位相誤差を用いて、キャリアＰＬＬによりキ
ャリア位相制御を行う。検出したキャリア振幅誤差を用
いてＡＧＣ制御を行う。Of the signal components for the delay time obtained by the IFFT converter 364, focusing on the desired wave component,
A symbol synchronization phase error and a clock phase error are detected from a delay time difference of a desired wave component. Further, a carrier amplitude error and a carrier phase error are detected from the amplitude and the phase of the desired wave component. Clock phase control is performed by the clock PLL using the detected clock phase error. Further, the carrier phase is controlled by the carrier PLL using the detected carrier phase error. AGC control is performed using the detected carrier amplitude error.
【００２１】具体的には、ＩＦＦＴ変換器３６４の複素
信号出力（Ｉ4 ，Ｑ4 ）を極座標変換器３６５にて極座
標信号（θ5 ，Ｒ5 ）に変換し、振幅信号（Ｒ5 ）と位
相信号（θ5 ）に分離する。そして、これらの信号をク
ロック位相誤差検出器３６６、キャリア位相誤差検出器
３６７、キャリア振幅誤差検出器３６８に入力し、それ
ぞれの検出器でクロック位相誤差（CLKERR）、キャリア
位相誤差（CARERR）、キャリア振幅誤差（AMPERR）を得
る。More specifically, the complex signal outputs (I4, Q4) of the IFFT converter 364 are converted into polar coordinate signals (θ5, R5) by the polar coordinate converter 365, and the amplitude signal (R5) and the phase signal (θ5) are converted. To separate. These signals are input to a clock phase error detector 366, a carrier phase error detector 367, and a carrier amplitude error detector 368, and the respective detectors detect a clock phase error (CLKERR), a carrier phase error (CARERR), and a carrier. Get the amplitude error (AMPERR).
【００２２】上記クロック位相誤差検出信号（CLKERR）
は、第１ループフィルタ３６９でクロック位相誤差相当
の角度信号（θ0’）に変換され、累算器３６１０にて
シンボル先頭からシンボル期間の累積がなされ、第１変
換テーブル３６１１にて累積角度（θ0 ）相当の正弦波
及び余弦波信号（cosθ0 ，sinθ0 ）に変換される。こ
の第１変換テーブル３６１１の出力は第１複素乗算器３
６１に供給され、本装置入力の複素ベースバンド信号
（Ｉ0 ，Ｑ0 ）と複素乗算され、これによってクロック
位相制御がなされる。The clock phase error detection signal (CLKERR)
Is converted into an angle signal (θ0 ′) corresponding to the clock phase error by the first loop filter 369, the accumulator 3610 accumulates the symbol period from the beginning of the symbol, and the accumulated angle (θ0 ) Equivalent sine wave and cosine wave signals (cos θ0, sin θ0). The output of the first conversion table 3611 is the first complex multiplier 3
61, and complex-multiplied with the complex baseband signal (I0, Q0) input to the apparatus, whereby clock phase control is performed.
【００２３】上記キャリア位相誤差検出信号（CARERR）
は、第２ループフィルタ３６１２でキャリア位相誤差相
当の角度信号（θ1 ）に変換され、第２変換テーブル３
６１３にて対応する正弦波及び余弦波信号（cosθ1 ，s
inθ1 ）に変換される。この第２変換テーブル３６１３
の出力は第２複素乗算器３６２に供給され、第１複素乗
算器３６１からの複素ベースバンド信号（Ｉ1 ，Ｑ1 ）
と複素乗算され、これによってキャリア位相制御がなさ
れる。The above carrier phase error detection signal (CARERR)
Is converted into an angle signal (θ1) corresponding to the carrier phase error by the second loop filter 3612,
613, the corresponding sine and cosine wave signals (cos θ1, s
inθ1). This second conversion table 3613
Is supplied to a second complex multiplier 362, and a complex baseband signal (I1, Q1) from the first complex multiplier 361 is output.
And carrier phase control is performed.
【００２４】上記キャリア振幅誤差検出信号（AMPERR）
は、第３ループフィルタ３６１４でキャリア振幅誤差相
当の実効値（Ｒ2 ）に変換されて乗算器３６３に供給さ
れ、第２の複素乗算器３６２からの複素ベースバンド信
号（Ｉ2 ，Ｑ2 ）に乗算され、これによってＡＧＣ制御
がなされる。このＡＧＣ出力が複素ベースバンド信号
（Ｉ3 ，Ｑ3 ）としてＩＦＦＴ変換器３６４に供給され
る。The carrier amplitude error detection signal (AMPERR)
Is converted by a third loop filter 3614 into an effective value (R2) corresponding to a carrier amplitude error, supplied to a multiplier 363, and multiplied by a complex baseband signal (I2, Q2) from a second complex multiplier 362. Thus, AGC control is performed. This AGC output is supplied to the IFFT converter 364 as a complex baseband signal (I3, Q3).
【００２５】以上は、復調クロック位相と復調キャリア
位相を希望波のクロック位相とキャリア位相に引き込む
ことに相当する。この結果、希望波のクロック位相とキ
ャリア位相が送信クロック位相とキャリア位相に完全に
一致するようになる。受信信号の希望波成分が基準値と
完全に一致するため、希望波成分を除去した上で補償を
行うことが可能となり、十分な補償性能を得ることがで
きる。The above corresponds to pulling the demodulated clock phase and the demodulated carrier phase into the clock phase and the carrier phase of the desired wave. As a result, the clock phase and the carrier phase of the desired wave completely match the transmission clock phase and the carrier phase. Since the desired wave component of the received signal completely matches the reference value, compensation can be performed after removing the desired wave component, and sufficient compensation performance can be obtained.
【００２６】上記ＩＦＦＴ演算器３６の出力は振幅・位
相補償量演算器３７に供給される。この振幅・位相補償
量演算器３７は、ＩＦＦＴ演算器３６の出力の逆特性を
求め、遅延量、ゲイン、位相の情報を有する補償信号と
して補償器２に供給される。これにより、補償器２で
は、補償信号に従ってＩＦ信号の遅延量、振幅・位相周
波数特性が時間軸上で補償され、回り込みによる遅延成
分が抑圧されて出力されるようになる。The output of the IFFT calculator 36 is supplied to an amplitude / phase compensation calculator 37. The amplitude / phase compensation amount calculator 37 obtains the inverse characteristic of the output of the IFFT calculator 36, and is supplied to the compensator 2 as a compensation signal having information on the amount of delay, gain, and phase. As a result, the compensator 2 compensates the delay amount and the amplitude / phase frequency characteristics of the IF signal on the time axis in accordance with the compensation signal, and suppresses the delay component due to the wraparound and outputs the result.
【００２７】上記遅延プロファイル測定の出力を図３に
示して、さらに具体的に説明する。ここで、図３（ａ）
は送信信号、図３（ｂ）は従来の遅延プロファイル測定
回路を用いた場合の受信信号、図３（ｃ）は本発明によ
る遅延プロファイル測定回路を用いた場合の受信信号を
示している。The output of the delay profile measurement is shown in FIG. 3 and will be described more specifically. Here, FIG.
FIG. 3B shows a transmission signal, FIG. 3B shows a reception signal when the conventional delay profile measurement circuit is used, and FIG. 3C shows a reception signal when the delay profile measurement circuit according to the present invention is used.
【００２８】図３を参照するに、従来の遅延プロファイ
ル測定回路では、希望波成分の振幅値に対する妨害波の
振幅値を求めている。そのため、受信信号中の希望波成
分のクロック、キャリアを送信信号のクロックとキャリ
アとに一致させる必要はなかった。ところが、このまま
では、受信信号に含まれる希望波成分の位相、振幅が送
信信号に対して変動すると、それにつられて妨害成分の
位相、振幅が変動してしまう。そのため、純粋な妨害の
変動成分を検出することはできない。これに対し、本発
明では、妨害成分が妨害波の変動だけで変化することに
鑑み、希望波成分の振幅と位相を送信信号に一致させ
る。よって、希望波成分を基準とした妨害の振幅と位相
が検出できる。Referring to FIG. 3, in the conventional delay profile measuring circuit, the amplitude value of the interference wave with respect to the amplitude value of the desired wave component is obtained. Therefore, it is not necessary to match the clock and carrier of the desired wave component in the received signal with the clock and carrier of the transmitted signal. However, if the phase and the amplitude of the desired wave component included in the received signal fluctuate with respect to the transmission signal, the phase and the amplitude of the interference component fluctuate accordingly. Therefore, it is not possible to detect a pure interference fluctuation component. On the other hand, in the present invention, the amplitude and the phase of the desired wave component are matched with the transmission signal in view of the fact that the interference component changes only by the fluctuation of the interference wave. Therefore, the amplitude and phase of the disturbance based on the desired wave component can be detected.
【００２９】図２に示した回路例では、ＩＦＦＴ変換器
３６４の出力Ｉ4 ，Ｑ4 を極座標変換器３６５により振
幅Ｒ5 と位相θ5 に変換し、クロック位相誤差検出器３
６６、キャリア位相誤差検出器３６７、キャリア振幅誤
差検出器３６８に入力する。In the circuit example shown in FIG. 2, the outputs I4 and Q4 of the IFFT converter 364 are converted into an amplitude R5 and a phase .theta.5 by a polar coordinate converter 365, and the clock phase error detector 3
66, input to the carrier phase error detector 367 and the carrier amplitude error detector 368.
【００３０】まず、クロック位相誤差検出器３６６で
は、クロック位相誤差（CLKERR）を検出する。希望波成
分の振幅ピーク特性は図４に示すようにｙ軸（レベル方
向）に対して線対称である。そこで、希望波成分の振幅
ピークの非対称成分を検出する。クロック位相誤差（CL
KERR）は、 CLKERR ＝Ｒ5 (t=-1) −Ｒ5 (t=1) あるいは CLKERR ＝Ｒ5 (t=-1) −Ｒ5 (t=1) ＋Ｒ5 (t=-2) −Ｒ5
(t=2) で表される。First, the clock phase error detector 366 detects a clock phase error (CLKERR). The amplitude peak characteristic of the desired wave component is line-symmetric with respect to the y-axis (level direction) as shown in FIG. Therefore, an asymmetric component of the amplitude peak of the desired wave component is detected. Clock phase error (CL
KERR) is: CLKERR = R5 (t = -1)-R5 (t = 1) or CLKERR = R5 (t = -1)-R5 (t = 1) + R5 (t = -2)-R5
(t = 2).
【００３１】第１ループフィルタ３６９にて完全積分型
のループを組み、クロック位相誤差を保持する。第１ル
ープフィルタ３６９の出力θ0’は、隣り合うサブキャ
リア間の位相差を示す。この位相差θ0’を累算器３６
１０にて累算する。累算器３６１０はオーバーフローを
許可し、ＯＦＤＭシンボルの先頭でリセットする。累積
結果θ0 は各サブキャリアの位相を示し、θ0 はキャリ
ア単位に更新されることになる。第１変換テーブル３６
１１にて、位相θ0 からcosθ0 ，sinθ0 を得た後、複
素乗算器３６１にて下記の演算を行う。 Ｉ1 ＝Ｉ0 cosθ0 −Ｑ0 sinθ0 Ｑ1 ＝Ｉ0 sinθ0 ＋Ｑ0 cosθ0 次に、キャリア位相誤差検出器３６７では、希望波成分
の振幅ピークの位相値（θ5 (t=0)）と基準位相値（θr
ef ）との差からキャリア位相誤差（CARERR）を検出す
る。 CARERR ＝θ5 (t=0) −θref このようにして検出されたキャリア位相誤差信号を、そ
の正負を反転して、完全積分型のループが組まれた第２
ループフィルタ３６１２に加算し、当該第２ループフィ
ルタ３６１２にてキャリア位相誤差を保持する。この第
２ループフィルタ３６１２の出力θ1 は、希望波キャリ
アの位相誤差を示し、シンボル単位に更新されることに
なる。第２変換テーブル３６１３にて、位相θ1 からco
sθ1 ，sinθ1 を得た後、複素乗算器３６２にて下記の
演算を行う。 Ｉ2 ＝Ｉ1 cosθ1 −Ｑ1 sinθ1 Ｑ2 ＝Ｉ1 sinθ1 ＋Ｑ1 sinθ1 また、キャリア振幅誤差検出器３６８では、希望波成分
の振幅ピーク値（Ｒ5(t=0)）と基準の振幅値（Ｒref ）
との差からキャリア振幅誤差（AMPWRR）を検出する。 AMPERR ＝Ｒ5 (t=0) −Ｒref このようにして検出されたキャリア振幅誤差信号は、正
のときは復調振幅が変調振幅と比較して大きいことを意
味し、負のときは小さいことを意味する。そこで、振幅
誤差信号の正負を反転して完全積分型のループが組まれ
た第３ループフィルタ３６１４に加算し、当該第３ルー
プフィルタ３６１４にてキャリア振幅誤差を保持する。
この第３ループフィルタ３６１４には、オーバーフロー
防止のため、レベルクリップ機能を設ける。第３ループ
フィルタ３６１４の出力Ｒ2 は、希望波のキャリア振幅
誤差を示し、シンボル単位で更新されることになる。こ
のキャリア振幅誤差Ｒ2 を用い、乗算器３６３にて下記
の演算を行う。 Ｉ3 ＝Ｒ2 ×Ｉ2 Ｑ3 ＝Ｒ2 ×Ｑ2 以上により、ＩＦＦＴ演算器３６から出力される復調ク
ロック位相と復調キャリア位相は、希望波のクロック位
相とキャリア位相に引き込まれたことになる。この結
果、希望波のクロック位相とキャリア位相が送信クロッ
ク位相とキャリア位相に一致するようになり、受信信号
の希望波成分は基準値と完全に一致し、希望波成分を除
去した上で補償を行うことが可能となり、十分な補償性
能を得ることができるようになる。The first loop filter 369 forms a complete integration type loop and holds a clock phase error. The output θ0 ′ of the first loop filter 369 indicates the phase difference between adjacent subcarriers. This phase difference θ0 ′ is stored in an accumulator 36.
Accumulate at 10. Accumulator 3610 allows overflow and resets at the beginning of the OFDM symbol. The accumulated result θ0 indicates the phase of each subcarrier, and θ0 is updated in carrier units. First conversion table 36
In step 11, after obtaining cos θ0 and sin θ0 from the phase θ0, the complex multiplier 361 performs the following calculation. I1 = I0 cos .theta.0 -Q0 sin .theta.0 Q1 = I0 sin .theta.0 + Q0 cos .theta.0 Next, in the carrier phase error detector 367, the phase value (.theta.5 (t = 0)) of the amplitude peak of the desired wave component and the reference phase value (.theta.r
ef) and the carrier phase error (CARERR) is detected. CARERR = θ5 (t = 0) −θref The carrier phase error signal detected in this manner is inverted in its positive and negative to form a second integral loop.
The sum is added to the loop filter 3612, and the carrier phase error is held in the second loop filter 3612. The output .theta.1 of the second loop filter 3612 indicates the phase error of the desired wave carrier, and is updated on a symbol basis. In the second conversion table 3613, the phase θ1 is
After obtaining sθ1 and sinθ1, the complex multiplier 362 performs the following operation. I2 = I1 cos .theta.1 -Q1 sin .theta.1 Q2 = I1 sin .theta.1 + Q1 sin .theta.1 In the carrier amplitude error detector 368, the amplitude peak value (R5 (t = 0)) of the desired wave component and the reference amplitude value (Rref)
The carrier amplitude error (AMPWRR) is detected from the difference from the above. AMPERR = R5 (t = 0)-Rref The carrier amplitude error signal detected in this manner is positive when the demodulation amplitude is larger than the modulation amplitude, and when negative, it is small. I do. Therefore, the sign of the amplitude error signal is inverted and added to a third loop filter 3614 in which a complete integration type loop is assembled, and the third loop filter 3614 holds the carrier amplitude error.
The third loop filter 3614 is provided with a level clip function for preventing overflow. The output R2 of the third loop filter 3614 indicates the carrier amplitude error of the desired wave, and is updated in symbol units. Using the carrier amplitude error R2, a multiplier 363 performs the following calculation. I3 = R2.times.I2 Q3 = R2.times.Q2 From the above, the demodulated clock phase and the demodulated carrier phase output from the IFFT calculator 36 are drawn into the clock phase and the carrier phase of the desired wave. As a result, the clock phase and the carrier phase of the desired wave coincide with the transmission clock phase and the carrier phase, the desired wave component of the received signal completely matches the reference value, and compensation is performed after removing the desired wave component. And sufficient compensation performance can be obtained.
【００３２】尚、上記実施形態は、ＯＦＤＭ中継装置に
用いる場合について説明したが、本発明に係る遅延プロ
ファイル測定回路は、受信装置の復調回路、送信装置の
出力モニタ回路に適用することもできる。すなわち、復
調回路にこの技術を応用することにより、時間的変動の
ない受信状態において、受信性能が向上するようにな
る。また、送信出力のモニタ回路にこの技術を適用する
ことにより、送信装置のＢＰＦ周波数特性の誤差検出を
より高精度に行うことができるようになる。その他、高
精度なＯＦＤＭ復調を要する場合に適用可能であること
は言うまでもない。Although the above embodiment has been described for the case where the present invention is used for an OFDM relay apparatus, the delay profile measuring circuit according to the present invention can be applied to a demodulation circuit of a receiving apparatus and an output monitoring circuit of a transmitting apparatus. That is, by applying this technique to the demodulation circuit, the reception performance is improved in a reception state where there is no temporal variation. In addition, by applying this technique to the monitor circuit of the transmission output, the error of the BPF frequency characteristic of the transmission device can be detected with higher accuracy. In addition, it is needless to say that the present invention can be applied to a case where highly accurate OFDM demodulation is required.
【００３３】[0033]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、再生クロ
ックとキャリアの位相を送信信号に完全に一致させるこ
とができ、ＯＦＤＭ中継装置の補償量検出用として好適
な信号が得られる遅延プロファイル測定回路と、この遅
延プロファイル測定回路を用いたＯＦＤＭ中継装置、Ｏ
ＦＤＭ復調回路及びＯＦＤＭ送信モニタ回路を提供する
ことができる。As described above, according to the present invention, the phase of the recovered clock and the phase of the carrier can be completely matched with the transmission signal, and a delay profile that is suitable for detecting the amount of compensation of the OFDM repeater can be obtained. A measuring circuit, an OFDM relay device using the delay profile measuring circuit,
An FDM demodulation circuit and an OFDM transmission monitor circuit can be provided.
【図１】 本発明に係る遅延プロファイル測定回路の一
実施形態として、当該回路を利用したＯＦＤＭ中継装置
の構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM relay apparatus using a delay profile measurement circuit according to an embodiment of the present invention.
【図２】 同実施形態の遅延プロファイル測定回路に用
いるＩＦＦＴ演算器の具体的な構成を示すブロック図。FIG. 2 is an exemplary block diagram showing a specific configuration of an IFFT calculator used in the delay profile measurement circuit according to the embodiment;
【図３】 同実施形態の遅延プロファイル測定回路の出
力例を従来回路の出力と比較して示す波形図。FIG. 3 is a waveform chart showing an output example of the delay profile measurement circuit of the embodiment in comparison with an output of a conventional circuit.
【図４】 同実施形態において、送信信号の希望波成分
の振幅ピーク特性を示す特性図。FIG. 4 is a characteristic diagram showing an amplitude peak characteristic of a desired wave component of a transmission signal in the embodiment.
１…ダウンコンバータ ２…補償器 ３…補償量検出器 ３０…ダウンコンバータ ３１…Ａ／Ｄコンバータ ３２…直交復調器 ３３…ＦＦＴ演算器 ３４…パイロット信号抽出器 ３５…振幅・位相周波数特性検出器 ３６…ＩＦＦＴ演算器 ３６１…第１複素乗算器 ３６２…第２複素乗算器 ３６３…乗算器 ３６４…ＩＦＦＴ変換器 ３６５…極座標変換器 ３６６…クロック位相誤差検出器 ３６７…キャリア位相誤差検出器 ３６８…キャリア振幅誤差検出器 ３６９…第１ループフィルタ ３６１０…累算器 ３６１１…第１変換テーブル ３６１２…第２ループフィルタ ３６１３…第２変換テーブル ３６１４…第３ループフィルタ ３７…振幅・位相補償量演算器 ４…アップコンバータ ５…増幅器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Down converter 2 ... Compensator 3 ... Compensation amount detector 30 ... Down converter 31 ... A / D converter 32 ... Quadrature demodulator 33 ... FFT operator 34 ... Pilot signal extractor 35 ... Amplitude / phase frequency characteristic detector 36 .., IFFT calculator 361, first complex multiplier 362, second complex multiplier 363, multiplier 364, IFFT converter 365, polar coordinate converter 366, clock phase error detector 367, carrier phase error detector 368, carrier amplitude Error detector 369 First loop filter 3610 Accumulator 3611 First conversion table 3612 Second loop filter 3613 Second conversion table 3614 Third loop filter 37 Amplitude / phase compensation amount calculator 4 Up Converter 5… Amplifier
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 磯部 清治 神奈川県川崎市幸区小向東芝町１番地 株 式会社東芝小向工場内 Ｆターム(参考） 5C061 BB03 CC03 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD43 5K072 AA04 BB01 BB14 BB25 BB27 CC02 CC11 CC32 EE22 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Seiji Isobe 1, Komukai Toshiba-cho, Saisaki-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa F-term in the Toshiba Komukai Plant (reference) 5C061 BB03 CC03 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD43 5K072 AA04 BB01 BB14 BB25 BB27 CC02 CC11 CC32 EE22
Claims (4)
ャリアに既知の振幅・位相特性を有するパイロット信号
を一定のシンボル周期で繰り返し乗せられているＯＦＤ
Ｍ（直交周波数分割多重）信号の受信信号から遅延波成
分を求める遅延プロファイル測定回路において、 前記ＯＦＤＭ信号を直交復調する直交復調手段と、 この直交復調手段の出力をフーリエ変換して時間領域の
信号から周波数領域の信号に変換するフーリエ変換手段
と、 このフーリエ変換手段の出力からＯＦＤＭ信号の各サブ
キャリアに配置されたパイロット信号を抽出するパイロ
ット信号抽出手段と、 この手段で抽出されたパイロット信号より伝送路の振幅
・位相周波数特性を検出する周波数特性検出手段と、 この手段で検出された振幅・位相周波数特性を逆フーリ
エ変換して周波数領域の信号から時間領域の信号に変換
し、遅延時間に対する信号成分を得る逆フーリエ変換手
段と、 この逆フーリエ変換手段の出力のうち希望波成分の遅延
時間ずれからシンボル同期位相誤差及びクロック位相誤
差を検出し、前記希望波成分の振幅及び位相からキャリ
ア振幅誤差及びキャリア位相誤差を検出する誤差検出手
段と、 前記クロック位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手
段の入力についてクロック位相同期制御を行うクロック
位相制御手段と、 前記キャリア位相誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手
段の入力についてキャリア位相同期制御を行うキャリア
位相制御手段と、 前記キャリア振幅誤差に基づいて前記逆フーリエ変換手
段の入力についてキャリア振幅制御を行うキャリア振幅
制御手段とを具備し、 前記逆フーリエ変換手段の出力を遅延波成分測定結果と
して出力することを特徴とする遅延プロファイル測定回
路。1. An OFD in which a pilot signal having a known amplitude / phase characteristic is repeatedly carried on each subcarrier at a predetermined symbol period for amplitude / phase equalization in advance.
In a delay profile measuring circuit for obtaining a delay wave component from a received signal of an M (orthogonal frequency division multiplex) signal, an orthogonal demodulation means for orthogonally demodulating the OFDM signal, and a signal in a time domain by Fourier transforming an output of the orthogonal demodulation means From the output of the Fourier transform means, a pilot signal extracting means for extracting pilot signals arranged on each subcarrier of the OFDM signal, and a pilot signal extracted by this means. Frequency characteristic detecting means for detecting the amplitude / phase frequency characteristics of the transmission line; and an inverse Fourier transform of the amplitude / phase frequency characteristics detected by this means, converting the frequency domain signal into a time domain signal, An inverse Fourier transform means for obtaining a signal component, and a desired wave component among outputs of the inverse Fourier transform means Error detecting means for detecting a symbol synchronization phase error and a clock phase error from a delay time shift, and detecting a carrier amplitude error and a carrier phase error from the amplitude and phase of the desired wave component; and the inverse Fourier based on the clock phase error. A clock phase control unit that performs clock phase synchronization control on an input of the conversion unit; a carrier phase control unit that performs carrier phase synchronization control on an input of the inverse Fourier transform unit based on the carrier phase error; and And a carrier amplitude control means for performing carrier amplitude control on an input of the inverse Fourier transform means, and outputting an output of the inverse Fourier transform means as a delay wave component measurement result.
路を用い、前記ＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の振幅・
位相周波数特性を補償器にて時間軸上で補償して増幅し
送信出力するＯＦＤＭ中継装置であって、 前記送信出力を前記遅延プロファイル測定回路に入力し
て得られる時間領域の遅延波成分から前記補償器に対す
る時間軸上での振幅補償量及び位相補償量を演算する補
償量演算手段を備えることを特徴とするＯＦＤＭ中継装
置。2. The delay profile measurement circuit according to claim 1, wherein the OFDM signal is received and the amplitude and
An OFDM relay apparatus for compensating a phase frequency characteristic on a time axis with a compensator, amplifying and transmitting the amplified signal, and comprising: An OFDM repeater comprising a compensation amount calculating means for calculating an amplitude compensation amount and a phase compensation amount on a time axis for a compensator.
路で得られる遅延波成分を受信したＯＦＤＭ信号から時
間軸上で抑圧し、希望波成分のみを取り出すことを特徴
とするＯＦＤＭ復調回路。3. An OFDM demodulation circuit which suppresses a delay wave component obtained by the delay profile measurement circuit according to claim 1 on a time axis from a received OFDM signal and extracts only a desired wave component.
路に送信信号を入力し、その出力から送信信号の周波数
特性をモニタすることを特徴とするＯＦＤＭ送信モニタ
回路。4. An OFDM transmission monitor circuit which inputs a transmission signal to the delay profile measurement circuit according to claim 1, and monitors a frequency characteristic of the transmission signal from its output.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2002290373A true JP2002290373A (en) | 2002-10-04 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| Country | Link |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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