KR20120131521A - Power supply device and driving method thereof - Google Patents

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Abstract

PURPOSE: A power supply device and a driving method thereof are provided to reduce power consumption by compensating an AC line voltage using a current of a feedback circuit. CONSTITUTION: A power switch(160) is connected to a first coil. A feedback circuit(200) generates a feedback voltage corresponding to an output voltage of output power. A switch control circuit(150) receives the feedback voltage and a sensing voltage corresponding to a drain current flowing through the power switch. The switch control circuit generates a threshold voltage by controlling a feedback current for each period of the switching in the power switch. The switch control circuit controls the switching operation of the power switch by comparing the sensing voltage and the threshold voltage. [Reference numerals] (110) Feedback controller; (120) Slope compensation part; (130) PWM controller; (140) Gate driver

Description

전력 공급 장치 및 그 구동 방법{POWER SUPPLY DEVICE AND DRIVING METHOD THEREOF}Power supply and its driving method {POWER SUPPLY DEVICE AND DRIVING METHOD THEREOF}

본 발명은 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다. 특히, 스위칭 동작에 따라 전력 공급이 제어되는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다. The present invention relates to a power supply and a driving method thereof. In particular, the present invention relates to a power supply apparatus and a driving method thereof, in which power supply is controlled according to a switching operation.

전력 공급 장치에 입력되는 교류 입력 전압은 정류되어 교류라인전압(AC line voltage)이 된다. 교류라인전압은 전력 공급 장치의 1차측 코일에 전달되고, 1차측 코일에 연결된 전력 스위치의 스위칭 동작에 따라 교류라인전압에 의한 1차측 전류가 1차측 코일에 흐른다.The AC input voltage input to the power supply is rectified to become an AC line voltage. The AC line voltage is transmitted to the primary coil of the power supply device, and the primary current due to the AC line voltage flows through the primary coil according to the switching operation of the power switch connected to the primary coil.

전력 스위치가 온 상태인 기간 동안 1차측 전류가 상승하고, 교류라인전압에 따라 1차측 전류의 상승 기울기가 변한다. 전력 스위치의 턴 온 기간 중 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류가 소정의 기준 값에 도달하면, 전력 스위치는 턴 오프 된다.While the power switch is in the on state, the primary current increases, and the rising slope of the primary current changes according to the AC line voltage. When the drain current flowing through the power switch reaches a predetermined reference value during the turn on period of the power switch, the power switch is turned off.

그런데, 드레인 전류가 기준 값에 도달한 시점부터 실제 전력 스위치가 턴 오프 되는 시점 사이에는 소정의 지연 기간이 존재한다. 이 지연 기간 동안 드레인 전류는 상승한다. 그러면 드레인 전류는 최대 전류 한계치를 넘을 수 있다.However, there is a predetermined delay period between when the drain current reaches the reference value and when the actual power switch is turned off. During this delay period, the drain current rises. The drain current can then exceed the maximum current limit.

특히, 교류라인전압이 높은 경우 드레인 전류의 기울기가 크므로, 이 지연 기간 동안 드레인 전류가 급격히 상승하여 최대 전류 한계치를 넘는 현상이 발생한다. 이는 전력 스위치를 손상시킬 수 있다. In particular, when the AC line voltage is high, the drain current slope is large, so that during this delay period, the drain current rises sharply to exceed the maximum current limit. This can damage the power switch.

특히 전력 공급 장치에 과부하가 연결되어 있는 상황에서 전력 스위치의 듀티가 최대로 동작하는 경우, 교류라인전압이 높은 구간에서 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘어서는 일이 반복된다. 이는 전력 스위치에 심각한 손상을 야기시킬 수 있다.Particularly, when the duty of the power switch is operated at the maximum when the overload is connected to the power supply, the drain current exceeds the maximum current limit in a section where the AC line voltage is high. This can cause serious damage to the power switch.

본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위해, 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘지 않는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법을 제공하고자 한다.In order to solve this problem, the present invention is to provide a power supply device and a driving method thereof in which the drain current of the power switch does not exceed the maximum current limit.

본 발명의 한 특징에 따른 전력 공급 장치는, 교류 입력이 정류되어 생성된 교류라인전압을 이용하여 출력 전력을 생성한다. 상기 전력 공급 장치는, 상기 교류라인전압이 입력되는 제1 코일을 포함하는 트랜스포머; 상기 제1 코일에 연결되어 있는 전력 스위치; 상기 출력 전력의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로; 및 상기 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류에 대응하는 감지 전압 및 상기 피드백 전압을 입력 받고, 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기마다, 피드백 전류를 제어하여 임계 전압을 생성하고, 상기 감지 전압과 상기 임계 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 포함한다. 상기 피드백 전류는 상기 피드백 전압을 생성하기 위한 제1 전류를 포함하고, 상기 스위칭 한 주기 동안 상기 임계 전압은 그 상승 기울기가 감소하는 곡선 파형에 따른다. The power supply apparatus according to an aspect of the present invention generates output power using an AC line voltage generated by rectifying an AC input. The power supply apparatus may include a transformer including a first coil to which the AC line voltage is input; A power switch connected to the first coil; A feedback circuit for generating a feedback voltage corresponding to an output voltage of the output power; And receiving a sensing voltage corresponding to the drain current flowing through the power switch and the feedback voltage, and generating a threshold voltage by controlling a feedback current at each switching cycle of the power switch, and comparing the sense voltage with the threshold voltage. And a switch control circuit for controlling the switching operation of the power switch. The feedback current includes a first current for generating the feedback voltage, and during the switching period the threshold voltage is in accordance with a curved waveform whose rising slope decreases.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 임피던스를 유지하고, 상기 초기 기간 경과 후 임피던스가 증가하는 기울기 보상부를 포함하고, 상기 피드백 전류는 상기 기울기 보상부에 공급되는 제2 전류를 포함한다.The switch control circuit may include a slope compensator that maintains a constant impedance for a predetermined initial period from the time point of the switching period and increases an impedance after the initial period elapses, and the feedback current is supplied to the slope compensator. Contains 2 currents.

상기 기울기 보상부는, 제1 저항; 상기 제1 저항에 직렬 연결되어 있는 제2 저항; 상기 제2 저항에 연결되어 있는 커패시터; 및 상기 커패시터에 병렬 연결되어 있는 스위치를 포함한다. 상기 초기 기간 동안 상기 제2 전류를 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 스위치를 통해 흐르고, 상기 초기 기간 후 상기 제2 전류는 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 커패시터를 통해 흐른다.The slope compensator may include a first resistor; A second resistor connected in series with the first resistor; A capacitor connected to the second resistor; And a switch connected in parallel to the capacitor. The second current flows through the first resistor, the second resistor, and the switch during the initial period, and after the initial period the second current flows through the first resistor, the second resistor, and the capacitor.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 피드백 전류를 생성하고, 상기 기울기 보상부 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 피드백 제어부를 더 포함하고, 상기 피드백 제어부는, 상기 피드백 상기 피드백 전류 중 상기 제1 전류 및 상기 제2 전류를 뺀 나머지 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 임계 전압을 생성한다.The switch control circuit may further include a feedback controller configured to generate the feedback current and to be connected to the slope compensator and the feedback circuit, and the feedback controller may include the first current and the first of the feedback current. The threshold voltage is generated using a third current among the remaining currents minus two currents.

상기 피드백 제어부는, 상기 전류 복사 회로에 애노드 전극이 연결되어 있는 제1 다이오드, 상기 제1 다이오드의 캐소드 전극에 연결되어 있는 제3저항, 및 상기 제3 저항에 직렬 연결되어 있는 제4 저항을 포함하고, 상기 제3 전류는 상기 제1 다이오드를 통해 상기 제3 저항 및 상기 제4 저항에 흐르고, 상기 임계 전압은 상기 제3 전류와 상기 제4 저항에 의해 결정된다.The feedback controller includes a first diode connected to an anode electrode of the current radiation circuit, a third resistor connected to a cathode of the first diode, and a fourth resistor connected in series to the third resistor. The third current flows through the first diode through the third resistor and the fourth resistor, and the threshold voltage is determined by the third current and the fourth resistor.

상기 피드백 제어부는, 상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제2 다이오드, 및 상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 기울기 보상부에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제3 다이오드를 더 포함한다.The feedback controller is connected to a second diode including an anode electrode connected to the current radiation circuit and a cathode electrode connected to the feedback circuit, an anode electrode connected to the current radiation circuit, and a slope compensator. It further comprises a third diode comprising a cathode electrode.

상기 피드백 제어부는, 상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 피크 저항에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제4 다이오드를 더 포함하고, 상기 피드백 전류 중 상기 제1 내지 제3 전류를 제외한 제4 전류가 상기 피크 저항에 공급된다.The feedback control unit may further include a fourth diode including an anode electrode connected to the current radiation circuit and a cathode electrode connected to a peak resistor, and the fourth except the first to third currents of the feedback current. Current is supplied to the peak resistance.

상기 스위치 제어 회로는, 소정의 주파수를 가지는 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고, 상기 스위치는 상기 클록 신호에 따라 스위칭 동작하고, 상기 초기 기간은 상기 클록 신호에 의해 상기 전력 스위치가 턴 온 되기 직전 제1 레벨인 구간이다.The switch control circuit controls a switching operation of the power switch using a clock signal having a predetermined frequency, the switch is switched according to the clock signal, and the initial period is the power switch by the clock signal. Is the first level just before turning on.

상기 스위치 제어 회로는, 상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하고, 상기 클록 신호가 상기 제1 레벨에서 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치의 턴 온 키는 PWM 제어부를 포함한다.The switch control circuit controls the turn-off time of the power switch according to a result of comparing the threshold voltage and the sense voltage, and when the clock signal is changed from the first level to the second level, The turn on key includes a PWM control.

상기 PWM 제어부는, 상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교하는 비교기, 상기 전력 스위치의 턴 온 시점부터 소정의 블랭킹 기간 동안 제3 레벨의 출력을 생성하는 LEB, 및 상기 LEB 및 상기 비교기의 출력을 논리 연산하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하는 오프제어신호를 생성하는 제1 논리 연산부를 포함한다.The PWM controller may be configured to generate a comparator for comparing the threshold voltage and the sensed voltage, an LEB for generating a third level of output during a predetermined blanking period from a turn-on time of the power switch, and an output of the LEB and the comparator. Comprising a first logic operation unit for generating an off control signal for controlling the turn-off time of the power switch.

상기 제1 논리 연산부는, 상기 블랭킹 기간 동안, 상기 LEB의 상기 제3 레벨 출력에 의해 상기 오프제어신호를 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키지 않는 레벨로 생성한다.The first logic calculator generates the off control signal to a level at which the power switch is not turned off by the third level output of the LEB during the blanking period.

상기 PWM 제어부는, 상기 클록신호를 생성하는 오실레이터, 상기 클록신호 및 상기 오프제어신호에 따라 듀티제어신호를 생성하는 SR플립플롭, 및 상기 클록신호 및 상기 SR 플립플롭의 출력에 따라 게이트 제어신호를 생성하는 제2 논리 연산부를 포함하고, 상기 SR 플립플롭은, 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점 이후, 상기 클록신호의 레벨이 상기 제2 레벨에서 상기 제1 레벨로 변경될때, 상기 듀티제어신호의 레벨을 제4 레벨로 변경한다. The PWM control unit may generate a gate control signal according to an oscillator for generating the clock signal, an SR flip-flop for generating a duty control signal according to the clock signal, and the off control signal, and an output of the clock signal and the SR flip-flop. And generating a second logic operation unit, wherein the SR flip-flop includes the level of the duty control signal when the level of the clock signal is changed from the second level to the first level after a turn-off time of the power switch. Change to the fourth level.

상기 제1 논리 연산부는, 상기 감지전압이 상기 임계전압에 도달한 시점에 동기되어 상기 오프제어신호의 레벨을 제5 레벨로 변경하며, 상기 제2 논리 연산부는 상기 제5 레벨의 오프제어신호에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 게이트 제어신호를 생성하고, 상기 제4 레벨의 듀티제어신호 발생 후에 상기 클록신호의 레벨이 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호를 생성한다.The first logic calculator is configured to change the level of the off control signal to a fifth level in synchronization with the timing at which the sensed voltage reaches the threshold voltage, and the second logic calculator is configured to the off control signal of the fifth level. And generating a gate control signal for turning off the power switch, and turning on the power switch when the level of the clock signal is changed from the first level to the second level after generation of the fourth level duty control signal. Generate a gate control signal.

본 발명의 다른 특징에 따른 전력 공급 장치의 구동 방법은 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로 및 상기 출력 전압을 제어하는 전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법에 관한 것이다. According to another aspect of the present invention, a driving method of a power supply device relates to a driving method of a power supply device including a feedback circuit generating a feedback voltage corresponding to an output voltage and a power switch controlling the output voltage.

상기 전력 공급 장치의 구동 방법은, 피드백 전류가 생성되는 단계; 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하기 위해 상기 피드백 회로에 상기 피드백 전류 중 제1 전류가 공급되는 단계; 상기 피드백 전류 중 제2 전류가 흐르는 경로가 형성되고, 상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 중 증가되는 단계; 및 상기 피드백 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하기 위한 임계 전압이 생성되는 단계를 포함한다.The driving method of the power supply device may include generating a feedback current; Supplying a first current of the feedback current to the feedback circuit to generate a feedback voltage corresponding to the output voltage; A path through which a second current flows among the feedback currents is formed, and an impedance of the path is increased during one switching period of the power switch; And generating a threshold voltage for controlling a turn-off time of the power switch using a third current among the feedback currents.

상기 전력 공급 장치의 구동 방법은, 상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 단계를 더 포함한다.The driving method of the power supply device may further include a step in which the impedance of the path is constant for a predetermined initial period from a time point of switching of the power switch.

상기 경로는 저항 및 커패시터를 포함하고, 상기 경로의 임피던스가 증가되는 단계는, 상기 제2 전류에 의해 커패시터가 충전되는 단계, 및 상기 커패시터의 충전에 의해 상기 제2 전류가 감소되는 단계를 포함한다.The path includes a resistor and a capacitor, wherein increasing the impedance of the path includes charging the capacitor by the second current, and decreasing the second current by charging the capacitor. .

상기 제2 전류는 상기 저항 및 상기 커패시터에 의해 결정되는 시상수에 따라 지수함수 형태로 감소한다. The second current decreases in the form of an exponential function according to the time constant determined by the resistor and the capacitor.

상기 전력 공급 장치의 구동 방법은, 상기 임계 전압과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 결정하는 단계를 더 포함한다.The driving method of the power supply device may further include determining a turn-off time of the power switch by comparing the threshold voltage with a sensing voltage corresponding to a current flowing through the power switch.

상기 제2 전류는 그 감소기울기가 감소하는 형태로 감소하고, 상기 제3 전류는 그 상승기울기가 감소하는 형태로 증가한다.The second current decreases in such a way that its decreasing slope decreases, and the third current increases in such a way that its rising slope decreases.

본 발명은 전력 스위치의 드레인 전류가 최대 전류 한계치를 넘지 않는 전력 공급 장치 및 그 구동 방법을 제공한다.The present invention provides a power supply device and a driving method thereof in which the drain current of the power switch does not exceed the maximum current limit.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.
도 2는 종래 전력 스위치의 전류가 전류 제한치를 초과하는 경우를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 피드백 제어부, 기울기 보상부, 및 PWM 제어부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 한 주기 동안 임계 전압의 파형을 나타낸 도면이다.1 is a view showing a power supply according to an embodiment of the present invention.
2 is a view showing a case where the current of the conventional power switch exceeds the current limit.
3 is a diagram illustrating a configuration of a feedback controller, a slope compensator, and a PWM controller according to an exemplary embodiment of the present invention.
4 is a diagram illustrating a waveform of a threshold voltage during a switching cycle according to an exemplary embodiment of the present invention.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다. Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art can easily carry out the present invention. As those skilled in the art would realize, the described embodiments may be modified in various different ways, all without departing from the spirit or scope of the present invention. In the drawings, parts irrelevant to the description are omitted in order to clearly describe the present invention, and like reference numerals designate like parts throughout the specification.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. Throughout the specification, when a part is referred to as being "connected" to another part, it includes not only "directly connected" but also "electrically connected" with another part in between . Also, when an element is referred to as "comprising ", it means that it can include other elements as well, without departing from the other elements unless specifically stated otherwise.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치를 나타낸 도면이다.1 is a view showing a power supply according to an embodiment of the present invention.

도 1에 도시된 바와 같이, 전력 공급 장치(1)는 브릿지 정류 다이오드(10), 평활 커패시터(C1), 트랜스포머(20), 스위치회로(100), 피드백회로(200), 전원 전압 공급부(300), 정류 다이오드(D1), 및 출력 커패시터(C2)를 포함한다.As shown in FIG. 1, the power supply device 1 includes a bridge rectifier diode 10, a smoothing capacitor C1, a transformer 20, a switch circuit 100, a feedback circuit 200, and a power supply voltage supply unit 300. ), Rectification diode D1, and output capacitor C2.

브릿지 정류 다이오드(10)는 교류 입력(AC)을 정류하여 교류라인전압(VAL)을 생성한다. 브릿지 정류 다이오드(10)는 4 개의 다이오드(11-14)를 포함한다. The bridge rectifier diode 10 rectifies the AC input AC to generate an AC line voltage VAL. The bridge rectifying diode 10 includes four diodes 11-14.

평활 커패시터(C1)은 교류라인전압(VAL)의 리플 성분을 평활 시킨다.The smoothing capacitor C1 smoothes the ripple component of the AC line voltage VAL.

트랜스포머(20)는 교류라인전압(VAL)에 의해 발생하는 1차측 전력을 변환하여 2차 측으로 전달한다. 트랜스포머(20)는 1차 측에 위치한 제1 코일(CO1), 및 2차 측에 위치한 제2 코일(CO2)을 포함한다. 제1 코일(CO1)은 교류라인전압(VAL)이 전달되는 일단 및 전력 스위치(160)에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 제2 코일(CO2)은 2차 측에 형성되어 있고, 1차 측으로부터 전달되는 전력에 의해 제2 코일(CO2)에 전압 및 전류가 발생한다.The transformer 20 converts the primary side power generated by the AC line voltage VAL and transfers it to the secondary side. The transformer 20 includes a first coil CO1 located on the primary side, and a second coil CO2 located on the secondary side. The first coil CO1 includes one end connected to the AC line voltage VAL and the other end connected to the power switch 160. The second coil CO2 is formed on the secondary side, and voltage and current are generated in the second coil CO2 by the power delivered from the primary side.

제1 코일(CO1)의 권선 수와 제2 코일(CO2)의 권선 수에 따라 권선 비(CO2의 권선 수 ns / CO1의 권선 수 np)가(nps) 결정된다. 트랜스포머(20)의 제1 코일(CO1)의 전압(V1) 및 제2 코일(CO2)의 전압(V2) 간의 비(V2/V1)는 권선 비(nps)에 비례하고, 제1 코일(CO1)의 전류(I1) 및 제2 코일(CO2)의 전류(I2) 간의 비(I2/I1)는 권선 비(nps)에 반비례한다. According to the number of turns of the first coil CO1 and the number of turns of the second coil CO2, the winding ratio (the number of turns ns of CO2 / the number of turns np of CO1 nps) is determined (nps). The ratio V2 / V1 between the voltage V1 of the first coil CO1 of the transformer 20 and the voltage V2 of the second coil CO2 is proportional to the winding ratio nps, and the first coil CO1 The ratio (I2 / I1) between the current I1 of) and the current I2 of the second coil CO2 is inversely proportional to the winding ratio nps.

다이오드(D1)는 제2 코일(CO2)의 일단에 연결되어 있는 애노드 전극 및 출력 커패시터(C2)의 일단에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함한다. 다이오드(D1)은 제2 코일(CO2)에 흐르는 전류(I2)를 정류한다. 다이오드(D1)을 통해 흐르는 전류(IR)는 부하에 공급되거나 출력 커패시터(C2)를 충전시킨다.The diode D1 includes an anode electrode connected to one end of the second coil CO2 and a cathode electrode connected to one end of the output capacitor C2. The diode D1 rectifies the current I2 flowing in the second coil CO2. The current IR flowing through the diode D1 is supplied to the load or charges the output capacitor C2.

출력 커패시터(C2)는 전류(IR)에 의해 충전되거나, 부하에 전류를 공급하기 위해 방전된다.The output capacitor C2 is charged by the current IR or discharged to supply current to the load.

전력 스위치(160)는 제1 코일(CO1)에 연결되어 있고, 전력 스위치(160)의 스위칭 동작에 의해 제1 코일(CO1)에 흐르는 전류(I1)가 제어된다. 전류(I1)는 전력 스위치(160)가 턴 온 되어 있는 기간 동안 증가하고, 전력 스위치(160)가 턴 오프 되어 있는 기간 동안 흐르지 않는다. The power switch 160 is connected to the first coil CO1, and the current I1 flowing in the first coil CO1 is controlled by the switching operation of the power switch 160. The current I1 increases during the period in which the power switch 160 is turned on and does not flow during the period in which the power switch 160 is turned off.

전력 스위치(160)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 전류(I1) 증가하면서, 제1 코일(CO1)에 에너지가 저장된다. 이 때, 정류 다이오드(D1)는 오프 상태이므로, 제2 코일(CO2)에는 전류가 흐르지 않는다. 전력 스위치(160)가 턴 오프 되어 있는 기간 동안, 2차측 코일(CO2)의 전류(I2)는 제2 코일(CO2)에서 정류 다이오드(D1)의 애노드 전극으로 흐르고, 정류 다이오드(D1)를 통해 정류되어 전류(IR)가 발생한다. During the period in which the power switch 160 is turned on, energy is stored in the first coil CO1 while increasing the current I1. At this time, since the rectifying diode D1 is in an off state, no current flows through the second coil CO2. During the period in which the power switch 160 is turned off, the current I2 of the secondary coil CO2 flows from the second coil CO2 to the anode electrode of the rectifying diode D1 and through the rectifying diode D1. The rectification generates a current IR.

전력 공급 장치(1)의 출력단에 연결된 부하가 증가하여 부하에 공급되는 전류가 증가할수록, 출력 커패시터(C2)가 방전되어 출력 전압(VOUT)이 감소한다. 반대로 부하가 감소하여 부하에 공급되는 전류가 감소할수록, 출력 커패시터(C2)가 전류(IR)에 의해 충전되어, 출력 전압(VOUT)이 증가한다. As the load connected to the output terminal of the power supply device 1 increases and the current supplied to the load increases, the output capacitor C2 is discharged and the output voltage VOUT decreases. On the contrary, as the load decreases and the current supplied to the load decreases, the output capacitor C2 is charged by the current IR, so that the output voltage VOUT increases.

피드백 회로(200)는 출력 전압(VOUT)에 대응하는 피드백 전압(VFB)을 생성하여 스위치회로(100)로 전달한다. 피드백 전압(VFB)은 출력전압(VOUT)에 따라 변한다. The feedback circuit 200 generates a feedback voltage VFB corresponding to the output voltage VOUT and transmits the feedback voltage VFB to the switch circuit 100. The feedback voltage VFB varies with the output voltage VOUT.

피드백 회로(200)는 저항(R1), 제너 다이오드(212) 및 포토다이오드(photo diode)(211), 커패시터(C3), 및 포토 트랜지스터(photo transistor)(213)를 포함한다. 저항(R1), 제너 다이오드(212) 및 포토 다이오드(211)는 출력단(+)과 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 직렬로 연결되어 있다. 포토 트랜지스터(PT)는 스위치회로(100)의 피드백 단자(5)와 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 연결되어 있으며, 포토 다이오드(211)와 함께 옵토 커플러(opto-coupler)를 형성한다.The feedback circuit 200 includes a resistor R1, a zener diode 212 and a photodiode 211, a capacitor C3, and a photo transistor 213. The resistor R1, the zener diode 212 and the photodiode 211 are connected in series between the output terminal + and a predetermined power supply, for example, the ground terminal. The photo transistor PT is connected between the feedback terminal 5 of the switch circuit 100 and a predetermined power supply, for example, a ground terminal, and forms an opto-coupler together with the photodiode 211. .

출력 전압(VOUT)에 의해 제너 다이오드(212)가 도통되고, 출력 전압(VOUT)에 대응하는 전류가 포토 다이오드(211)를 통해 흐른다. 포토 다이오드(211)에 흐르는 전류에 따라 포토 트랜지스터(213)의 컬렉터와 이미터 사이에 전류가 흐른다. The zener diode 212 conducts by the output voltage VOUT, and a current corresponding to the output voltage VOUT flows through the photodiode 211. The current flows between the collector and the emitter of the phototransistor 213 according to the current flowing in the photodiode 211.

포토 트랜지스터(213)에 흐르는 전류가 증가하면 피드백 단자(5)에 연결된 임피던스가 감소하므로, 피드백 전압(VFB)이 감소한다. 반대로 포토 트랜지스터(213)로 흐르는 전류가 감소하면 피드백 단자(5)에 연결된 임피던스가 증가하므로, 피드백 전압(VFB)이 증가한다. When the current flowing through the photo transistor 213 increases, the impedance connected to the feedback terminal 5 decreases, so that the feedback voltage VFB decreases. On the contrary, when the current flowing through the photo transistor 213 decreases, the impedance connected to the feedback terminal 5 increases, so that the feedback voltage VFB increases.

따라서, 출력 전압(VOUT)이 높아지면 피드백 전압(VFB)이 낮아지고, 출력 전압(VOUT)이 낮아지면 피드백 전압(VFB)이 높아진다. 이때, 옵토 커플러 이외의 다른 회로가 피드백 회로에 사용될 수도 있다.Therefore, when the output voltage VOUT is high, the feedback voltage VFB is low, and when the output voltage VOUT is low, the feedback voltage VFB is high. At this time, a circuit other than the optocoupler may be used for the feedback circuit.

전원전압 공급부(300)는 스위치 회로(100)를 동작시키기 위한 전원전압(VCC)을 공급한다. 전원전압 공급부(300)는 제3 코일(L3), 다이오드(D2), 저항(R2), 및 커패시터(C4)를 포함한다. The power supply voltage supply unit 300 supplies a power supply voltage VCC for operating the switch circuit 100. The power supply voltage supply unit 300 includes a third coil L3, a diode D2, a resistor R2, and a capacitor C4.

제3 코일(L3)은 제1 코일(CO1)과 소정의 권선비를 가지고 절연 커플링 되어있다. 제3 코일(L3)의 일단은 다이오드(D2)의 애노드 전극에 연결되어 있고, 타단은 접지되어 있다. 저항(R2)은 다이오드(D2)의 캐소드 전극과 전원전압단자(3) 사이에 연결되어 있고, 커패시터(C4)는 전원전압단자(3)와 접지 사이에 연결되어 있다.The third coil L3 is insulated from the first coil CO1 and has a predetermined turns ratio. One end of the third coil L3 is connected to the anode electrode of the diode D2, and the other end is grounded. The resistor R2 is connected between the cathode electrode of the diode D2 and the power supply voltage terminal 3, and the capacitor C4 is connected between the power supply voltage terminal 3 and the ground.

제3 코일(L3)에 발생하는 전압(V3)에 의해 다이오드(D2)가 도통되고, 제3 코일(L3)에 발생한 전류에 의해 커패시터(C4)가 충전된다. 커패시터(C4)에 충전된 전압이 전원 전압(VCC)이다. The diode D2 is conducted by the voltage V3 generated in the third coil L3, and the capacitor C4 is charged by the current generated in the third coil L3. The voltage charged in the capacitor C4 is the power supply voltage VCC.

스위치 회로(100)는 전력 스위치(160)의 스위칭 동작을 제어하여, 1차측 전력이 변환되어 2차 측으로 전달되는 전력 공급 동작을 제어한다. 구체적으로, 스위치 회로(100)는 전력 스위치(160)를 포함하고 있으며, 전력 스위치(160)의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로(150)를 포함하고 있다.The switch circuit 100 controls a switching operation of the power switch 160 to control a power supply operation in which primary power is converted and transferred to the secondary side. In detail, the switch circuit 100 includes a power switch 160 and a switch control circuit 150 for controlling a switching operation of the power switch 160.

전력 스위치(160)는 스위치(M1)와 스위치(MS)를 포함한다. 스위치(MS)는 전력 스위치(160)에 흐르는 전류를 감지하기 위한 트랜지스터로 구현된다. 스위치(M1)를 구성하는 트랜지스터는 스위치(MS)를 구성하는 트랜지스터에 비해 채널의 폭이 매우 넓다. 따라서 스위치(MS)에 흐르는 전류는 스위치(M1)에 흐르는 전류에 비해 매우 작다.The power switch 160 includes a switch M1 and a switch MS. The switch MS is implemented as a transistor for sensing a current flowing in the power switch 160. The transistor constituting the switch M1 has a much wider channel than the transistor constituting the switch MS. Therefore, the current flowing through the switch MS is very small compared to the current flowing through the switch M1.

이하, 설명의 편의를 위해 전력 스위치(160)에 흐르는 드레인 전류(Ids)는 스위치(M1) 및 스위치(MS)에 흐르는 전류를 모두 포함한다. 전력 스위치(160)의 드레인 전극은 드레인 단자(1)를 통해 제1 코일(CO1)에 연결되어 있다. 스위치(M1)의 소스 전극은 소스 단자(2)를 통해 접지되어 있고, 스위치(MS)의 소스 전극은 감지 저항(RS)에 연결되어 있다. Hereinafter, for convenience of description, the drain current Ids flowing through the power switch 160 includes both the current flowing through the switch M1 and the switch MS. The drain electrode of the power switch 160 is connected to the first coil CO1 through the drain terminal 1. The source electrode of the switch M1 is grounded through the source terminal 2, and the source electrode of the switch MS is connected to the sensing resistor RS.

그러나 본 발명의 전력 스위치(160)는 도 1에 도시된 형태에 제한되지 않는다. 전력 스위치(160)는 스위치(MS)를 포함하지 않고, 감지 저항(RS)은 스위치(M1)의 소스 전극과 접지 사이에 바로 연결될 수 있다. However, the power switch 160 of the present invention is not limited to the form shown in FIG. The power switch 160 does not include the switch MS, and the sensing resistor RS may be directly connected between the source electrode of the switch M1 and the ground.

도 1에서 도시된 전력 스위치(160)는 N채널 타입의 MOSFET이나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 감지 저항(RS)은 스위치(MS)의 소스 전극과 접지단 사이에 연결되어 있으며, 전력 스위치(160)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 전력 스위치(160)의 드레인 전극에서 소스 전극으로 흐르는 드레인 전류(Ids)를 감지하기 위한 구성이다. 구체적으로, 드레인 전류(Ids) 중 매우 작은 전류가 감지저항(RS)에 흐르게 되어 드레인 전류(Ids)에 대응하는 감지 전압(VSENSE)이 발생한다.The power switch 160 illustrated in FIG. 1 is an N-channel MOSFET, but the present invention is not limited thereto. The sensing resistor RS is connected between the source electrode of the switch MS and the ground terminal, and the drain current flowing from the drain electrode of the power switch 160 to the source electrode while the power switch 160 is turned on. This configuration is for detecting (Ids). Specifically, a very small current among the drain currents Ids flows through the sensing resistor RS to generate a sensing voltage VSENSE corresponding to the drain current Ids.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 회로(150)는 피드백 제어부(110), 기울기보상부(120), PWM 제어부(130), 및 게이트 구동부(140)를 포함한다. 스위치 제어 회로(150)는 전원전압 단자(3), 피크단자(4), 및 피드백 단자(5)에 연결되어 있고, 피드백 전압(VFB), 전원 전압(VCC), 및 피크전압(VP)을 입력 받는다. The switch control circuit 150 according to the exemplary embodiment of the present invention includes a feedback controller 110, a slope compensator 120, a PWM controller 130, and a gate driver 140. The switch control circuit 150 is connected to the power supply voltage terminal 3, the peak terminal 4, and the feedback terminal 5 to supply the feedback voltage VFB, the power supply voltage VCC, and the peak voltage VP. Take input.

스위치 제어 회로(150)는 감지 저항(RS)의 일단에 연결되어, 감지 전압(VSENSE)을 입력 받는다. 또한, 스위치 제어 회로(150)는 소정의 주파수를 가지는 클록 신호(CLK)에 따라 전력 스위치(160)의 턴 온 시점을 결정한다.The switch control circuit 150 is connected to one end of the sensing resistor RS and receives the sensing voltage VSENSE. In addition, the switch control circuit 150 determines the turn-on time of the power switch 160 according to the clock signal CLK having a predetermined frequency.

스위치 제어 회로(150)는 감지 전압(VSENSE)과 임계전압(VLIM)을 비교하여 전력 스위치(160)의 턴 오프를 제어한다. The switch control circuit 150 controls the turn-off of the power switch 160 by comparing the sensing voltage VSENSE with the threshold voltage VLIM.

스위치 제어 회로(150)는 전력 스위치(160)의 스위칭 한 주기마다 피드백 제어부(110)의 피드백 전류(IFB)를 제어하여 임계 전압(VLIM)을 생성한다. 전력 스위치(160)의 스위칭 한 주기 동안, 임계 전압(VLIM)은 초기전압에서 상승 기울기가 감소하는 곡선 형태로 증가한다. The switch control circuit 150 generates the threshold voltage VLIM by controlling the feedback current IFB of the feedback control unit 110 at each switching cycle of the power switch 160. During one period of switching of the power switch 160, the threshold voltage VLIM increases in the form of a curve in which the rising slope decreases at the initial voltage.

임계 전압(VLIM)을 스위칭 주기마다 초기전압에서 곡선형태로 증가시키는 것은, 교류라인전압(VAL)의 크기에 따라 변하는 전류(I1)의 상승 기울기 및 전달 지연에 의해 전류(I1)가 전류 제한치를 초과하지 않도록 하기 위함이다. Increasing the threshold voltage VLIM in a curve form from the initial voltage for each switching period is caused by the rising slope and propagation delay of the current I1 varying with the magnitude of the AC line voltage VAL, thereby causing the current I1 to exceed the current limit. This is to avoid exceeding.

도 2는 종래 전력 스위치의 전류가 전류 제한치를 초과하는 경우를 나타낸 도면이다. 전력 스위치가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 종래 전력 공급 장치의 1차측 코일에 흐르는 전류와 전력 스위치의 전류는 동일하다. 도 2에 가로축은 시간 축이고, 세로축은 전류의 크기를 나타낸다. 2 is a view showing a case where the current of the conventional power switch exceeds the current limit. During the period in which the power switch is turned on, the current flowing through the primary coil of the conventional power supply and the current of the power switch are the same. 2, the horizontal axis represents the time axis, and the vertical axis represents the magnitude of the current.

도 2에 도시된 복수의 전류 파형들은 듀티가 증가할 때, 전력 스위치에 흐르는 복수의 전류 파형이다. 교류 입력이 증가할수록, 교류라인전압 역시 증가한다. 교류라인전압이 증가할수록 1차측 코일에 흐르는 전류의 상승 기울기 역시 증가한다. 교류라인전압이 증가할수록 동일 부하 조건에서 듀티는 감소한다. 도 2에 도시된 복수의 전류 파형들은 동일 부하 조건(예를 들면, 과부하)에서 교류라인전압에 따른 전력 스위치의 전류 파형들이다. The plurality of current waveforms shown in FIG. 2 are a plurality of current waveforms flowing to the power switch when the duty increases. As the AC input increases, the AC line voltage also increases. As the AC line voltage increases, the rising slope of the current flowing in the primary coil also increases. As the AC line voltage increases, the duty decreases under the same load conditions. The plurality of current waveforms shown in FIG. 2 are current waveforms of a power switch according to an AC line voltage under the same load condition (eg, overload).

도 2에 도시된 복수의 전류 파형들 중 1번 전류 파형이 가장 높은 교류라인전압이 1차측 코일에 인가되었을 때의 전류 파형이다. Among the plurality of current waveforms shown in FIG. 2, the first waveform is the current waveform when the highest AC line voltage is applied to the primary coil.

1번 전류 파형은 시점 T1에 전류 임계치에 도달하였지만, 지연(td)에 의해 전력 스위치는 시점 T2에 턴 오프 된다. 따라서 1차측 전류는 'IP1'까지 상승한다.The current waveform 1 has reached the current threshold at time T1, but the power switch is turned off at time T2 due to the delay td. Therefore, the primary side current rises to 'IP1'.

2번 전류 파형은 1번 전류 파형에 비해 교류라인전압이 낮다. 2번 전류 파형은 시점 T3에 전류 임계치에 도달하였지만, 지연(td)에 의해 전력 스위치는 시점 T4에 턴 오프 된다. 따라서 1차측 전류는 'IP2'까지 상승한다.Current waveform 2 has lower AC line voltage than current waveform 1. The current waveform 2 has reached the current threshold at time T3, but the power switch is turned off at time T4 due to the delay td. Therefore, the primary current rises to 'IP2'.

도 2에 도시된 'IP'는 교류라인전압 증가에 따라 듀티가 증가할 때, 전력 스위치 전류의 피크 치를 연결한 곡선이다. 도 2에 도시된 바와 같이, IP는 지수함수 형태로 감소한다. 교류라인전압이 증가할수록 전력 스위치의 전류가 지연에 의해 상승하는 정도가 증가하여 도 2에 도시된 바와 같이 전류 임계치를 훨씬 초과한다. 'IP' shown in FIG. 2 is a curve connecting the peak value of the power switch current when the duty increases with increasing AC line voltage. As shown in Fig. 2, IP decreases in the form of an exponential function. As the AC line voltage increases, the degree to which the current of the power switch rises due to the delay increases, which far exceeds the current threshold as shown in FIG. 2.

특히 교류라인전압이 높은 경우 전류 임계치를 초과하는 전류량이 매우 크다.Especially when the AC line voltage is high, the amount of current exceeding the current threshold is very large.

본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 회로(150)는 이런 초과 현상을 방지하기 위해서, 전력 스위치(160)의 스위칭 주기마다 임계 전압(VLIM)을 조절하여, 교류라인전압이 높을수록 전력 스위치(160)의 턴 오프 시점이 앞당겨지도록 한다.The switch control circuit 150 according to the embodiment of the present invention adjusts the threshold voltage VLIM for each switching cycle of the power switch 160 to prevent such an excessive phenomenon, so that the higher the AC line voltage, the power switch 160. ) To turn off the turn off point.

피드백 제어부(110)는 피드백 전류(IFB)를 생성하고, 피드백 단자(5)의 임피던스, 피크단자(4)의 임피던스, 및 기울기 보상부(120)의 임피던스 각각에 따라 피드백 전류(IFB)를 분배하여 공급하고, 남은 전류(IFB4)를 이용하여 임계 전압(VLIM)을 생성한다.The feedback controller 110 generates a feedback current IFB and distributes the feedback current IFB according to the impedance of the feedback terminal 5, the impedance of the peak terminal 4, and the impedance of the slope compensator 120, respectively. And the threshold voltage VLIM is generated using the remaining current IFB4.

피드백 단자(5)의 임피던스는 출력 전압(VOUT)에 따라 변동하고, 피크단자(4)의 임피던스는 저항(R3)에 의해 고정되어 있다. 이 때, 출력 전압(VOUT)은 부하에 따라 결정되는 것이고, 부하는 스위칭 동작 단위로 변경하는 일이 거의 발생하지 않는다. 즉, 출력 전압(VOUT)은 스위칭 주기 단위에서는 일정하다고 볼 수 있으므로, 피드백 단자(5)의 임피던스도 스위칭 주기 단위에서는 일정하다.The impedance of the feedback terminal 5 varies with the output voltage VOUT, and the impedance of the peak terminal 4 is fixed by the resistor R3. At this time, the output voltage VOUT is determined according to the load, and the load rarely changes in the switching operation unit. That is, since the output voltage VOUT is regarded to be constant in units of switching cycles, the impedance of the feedback terminal 5 is also constant in units of switching cycles.

기울기 보상부(120)는 전력 스위치(160)의 스위칭 주기 동안 기울기 보상부(120)의 임피던스를 가변 시킨다. 따라서 전류(IFB4)는 기울기 보상부(120)에 따라 제어된다.The slope compensator 120 varies the impedance of the slope compensator 120 during the switching period of the power switch 160. Therefore, the current IFB4 is controlled according to the slope compensator 120.

피크단자(4)에 연결된 저항(R3)은 전력 스위치(160)에 흐를 수 있는 전류 임계치를 제어하기 위한 구성이다. 즉, 저항(R3)이 작으면, 전류(IFB2)가 증가하고 전류(IFB4)가 감소한다. 따라서 하여 임계 전압(VLIM)이 감소하므로, 전류 임계치가 감소한다. 그러나 이는 스위칭 주기마다 변경되는 것이 아니고 사용자가 원하는 조건에 따라 결정되어, 고정적으로 설정되는 값이다. ]The resistor R3 connected to the peak terminal 4 is configured to control a current threshold that may flow through the power switch 160. In other words, when the resistance R3 is small, the current IFB2 increases and the current IFB4 decreases. Thus, the threshold voltage VLIM decreases, so that the current threshold decreases. However, this is not a change every switching cycle, but is determined according to a user's desired condition and is a fixed value. ]

기울기 보상부(120)는 전력 스위치(160)의 턴 온 시점 이후, 기울기 보상부(120)의 임피던스를 서서히 증가시킨다. 그러면 전류(IFB3)가 서서히 감소하고, 전류(IFB4)가 서서히 증가한다.The slope compensator 120 gradually increases the impedance of the slope compensator 120 after the turn-on time of the power switch 160. Then, the current IFB3 gradually decreases, and the current IFB4 gradually increases.

PWM 제어부(130)는 임계 전압(VLIM)과 감지 전압(VSENSE)을 비교하고, 감지 전압(VSENSE)이 임계 전압(VLIM)에 도달하면 전력 스위치(160)를 턴 오프 시키는 게이트 제어 신호(GC)를 생성한다. The PWM controller 130 compares the threshold voltage VLIM and the sensing voltage VSENSE, and turns off the power switch 160 when the sensing voltage VSENSE reaches the threshold voltage VLIM. Create

PWM 제어부(130)는 일정한 주파수를 가지는 클록신호(CLK)의 한 주기 단위로 전력 스위치(160)를 턴 온 시킨다. 본 발명의 실시 예에서는 클록신호(CLK)의 하강 에지에 동기 되어 전력 스위치(160)를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호(GC)를 생성한다. 게이트 구동부(140)는 게이트 제어 신호(GC)에 따라 전력 스위치(160)를 스위칭 동작시키는 게이트 신호(VG)를 생성한다. The PWM controller 130 turns on the power switch 160 in one cycle unit of the clock signal CLK having a constant frequency. In an embodiment of the present invention, the gate control signal GC for turning on the power switch 160 is generated in synchronization with the falling edge of the clock signal CLK. The gate driver 140 generates a gate signal VG for switching the power switch 160 according to the gate control signal GC.

이하, 도 3을 참조하여 스위치 제어 회로(150)의 세부 구성을 설명한다.Hereinafter, the detailed configuration of the switch control circuit 150 will be described with reference to FIG. 3.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 피드백 제어부(110), 기울기 보상부(120), 및 PWM 제어부(130)의 구성을 나타낸 도면이다.3 is a diagram illustrating a configuration of a feedback controller 110, a slope compensator 120, and a PWM controller 130 according to an embodiment of the present invention.

피드백 제어부(110)는 전류원(111), 전류복사회로(current mirror circuit)(112), 4 개의 다이오드(D3-D6), 및 2 개의 저항(R11, R12)을 포함한다.The feedback controller 110 includes a current source 111, a current mirror circuit 112, four diodes D3-D6, and two resistors R11 and R12.

전류원(111)은 절대온도에 따르는 종속 전류원으로서, 절대온도에 비례하는 전류(I3)를 생성한다. The current source 111 is a dependent current source according to the absolute temperature, and generates a current I3 proportional to the absolute temperature.

전류복사회로(112)는 전류(I3)를 소정의 비율로 복사하여 피드백 전류(IFB)를 생성한다. 전류복사회로(112)는 트랜지스터(S1) 및 트랜지스터(S2)를 포함한다. 트랜지스터(S1)의 채널 폭/길이와 트랜지스터(S2)의 채널 폭/길이 간의 비에 따라 복사 비가 결정된다. The current copying furnace 112 generates a feedback current IFB by copying the current I3 at a predetermined ratio. The current radiation path 112 includes a transistor S1 and a transistor S2. The radiation ratio is determined according to the ratio between the channel width / length of the transistor S1 and the channel width / length of the transistor S2.

트랜지스터(S1)의 게이트 전극 및 드레인 전극은 전류원(111)에 연결되어 있고, 트랜지스터(S1)의 소스 전극에는 전원전압(VCC)이 공급된다. 트랜지스터(S2)의 게이트 전극은 트랜지스터(S1)의 게이트 전극에 연결되어 있고, 트랜지스터(S2)의 소스 전극에는 전원 전압(VCC)이 공급된다. 트랜지스터(S2)의 드레인 전극은 접점(ND)에 연결되어 있다.The gate electrode and the drain electrode of the transistor S1 are connected to the current source 111, and the power supply voltage VCC is supplied to the source electrode of the transistor S1. The gate electrode of the transistor S2 is connected to the gate electrode of the transistor S1, and a power supply voltage VCC is supplied to the source electrode of the transistor S2. The drain electrode of the transistor S2 is connected to the contact ND.

트랜지스터(S1) 및 트랜지스터(S2)의 소스 전극에는 전원 전압(VCC)이 연결되어 있으나, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니고 내부 기준 전압을 이용할 수 있다. The power supply voltage VCC is connected to the source electrodes of the transistors S1 and S2, but the present invention is not limited thereto and may use an internal reference voltage.

다이오드(D3)는 접점(ND)과 피드백 단자(5) 사이에 연결되어 있다. 전류(IFB1)는 도통된 다이오드(D3)를 통해 피드백 회로(200)에 공급된다. 접점(ND)의 전압과 피드백 전압(VFB)의 차가 다이오드(D3)의 문턱 전압보다 작으면, 다이오드(D3)는 차단된다. The diode D3 is connected between the contact ND and the feedback terminal 5. The current IFB1 is supplied to the feedback circuit 200 through the conductive diode D3. When the difference between the voltage of the contact ND and the feedback voltage VFB is smaller than the threshold voltage of the diode D3, the diode D3 is cut off.

다이오드(D4)는 접점(ND)과 저항(R11)의 일단 사이에 연결되어 있다. 저항(R11)의 타단은 저항(R12)의 일단에 연결되어 있고, 저항(R12)의 타단은 접지되어 있다. 저항(R11)과 저항(R12)의 접점의 전압이 임계 전압(VLIM)이다. 따라서 임계전압(VLIM)은 전류(IFB4)와 저항(R12)의 곱으로 결정된다. 저항(R12)의 저항 값은 일정하므로, 임계전압(VLIM)은 전류(IFB4)에 의해 결정된다. 접점(ND)의 전압과 저항(R11)의 일단 전압의 차가 다이오드(D4)의 문턱 전압보다 작으면, 다이오드(D4)는 차단된다.Diode D4 is connected between contact ND and one end of resistor R11. The other end of the resistor R11 is connected to one end of the resistor R12, and the other end of the resistor R12 is grounded. The voltage at the contact between the resistor R11 and the resistor R12 is the threshold voltage VLIM. Therefore, the threshold voltage VLIM is determined by the product of the current IFB4 and the resistor R12. Since the resistance value of the resistor R12 is constant, the threshold voltage VLIM is determined by the current IFB4. When the difference between the voltage of the contact ND and the one end voltage of the resistor R11 is smaller than the threshold voltage of the diode D4, the diode D4 is cut off.

다이오드(D5)는 접점(ND)과 피크단자(4) 사이에 연결되어 있다. 접점(ND)의 전압과 피크단자(4)의 전압의 차가 다이오드(D5)의 문턱 전압보다 작으면, 다이오드(D5)는 차단된다.The diode D5 is connected between the contact ND and the peak terminal 4. If the difference between the voltage of the contact ND and the voltage of the peak terminal 4 is smaller than the threshold voltage of the diode D5, the diode D5 is cut off.

다이오드(D6)는 접점(ND)과 기울기보상부(120) 사이에 연결되어 있다. The diode D6 is connected between the contact ND and the slope compensator 120.

기울기보상부(120)는 저항(R21), 저항(R22), 커패시터(CS), 및 스위치(SS)를 포함한다. The slope compensator 120 includes a resistor R21, a resistor R22, a capacitor CS, and a switch SS.

저항(R21)의 일단은 다이오드(D6)의 캐소드 전극에 연결되어 있고, 저항(R22)의 일단과 저항(R21)의 타단이 연결되어 있다. 저항(R22)의 타단은 커패시터(CS)의 일단 및 스위치(SS)의 드레인 전극에 연결되어 있다. 커패시터(CS)의 타단 및 스위치(SS)의 소스 전극은 접지되어 있고, 스위치(SS)의 게이트 전극에는 클록신호(CLK)가 인가된다.One end of the resistor R21 is connected to the cathode electrode of the diode D6, and one end of the resistor R22 is connected to the other end of the resistor R21. The other end of the resistor R22 is connected to one end of the capacitor CS and the drain electrode of the switch SS. The other end of the capacitor CS and the source electrode of the switch SS are grounded, and the clock signal CLK is applied to the gate electrode of the switch SS.

스위치(SS)는 N 채널 타입의 트랜지스터이므로, 클록신호(CLK)의 하이 레벨에 의해 턴 온 되고, 클록신호(CLK)의 로우 레벨에 의해 턴 오프 된다. Since the switch SS is an N-channel transistor, the switch SS is turned on by the high level of the clock signal CLK and turned off by the low level of the clock signal CLK.

본 발명이 이에 한정되는 것은 아니고, 스위치(SS)는 아날로그 스위치를 적용할 수 있다. 예를 들면, 스위치(SS)는 전달 게이트(transmission gate)일 수 있다.The present invention is not limited thereto, and the switch SS may apply an analog switch. For example, the switch SS may be a transmission gate.

클록신호(CLK)가 하이 레벨이 되고, 스위치(SS)가 턴 온 상태이면, 기울기보상부(120)의 임피던스는 저항(R21) 및 저항(R22)의 합이다. 클록신호(CLK)의 하이 레벨인 기간 이후, 클록신호(CLK)가 로우 레벨로 하강하고, 스위치(SS)가 턴 오프 되면, 기울기보상부(120)의 임피던스는 저항(R21, R22) 및 커패시터(CS)의 합니다.When the clock signal CLK is at the high level and the switch SS is turned on, the impedance of the slope compensator 120 is the sum of the resistors R21 and R22. After the high level period of the clock signal CLK, when the clock signal CLK falls to the low level and the switch SS is turned off, the impedance of the slope compensating unit 120 becomes the resistors R21 and R22 and the capacitor. (CS)

이하 클록신호(CLK)의 하이 레벨에 의해 스위치(SS)가 턴 온 되어 임계전압(VLIM)이 일정하게 유지되는 기간을 초기 기간이라 한다.Hereinafter, the period in which the switch SS is turned on by the high level of the clock signal CLK and the threshold voltage VLIM is kept constant is referred to as an initial period.

커패시터(CS)가 전류(IFB3)에 의해 충전될수록, 커패시터(CS)의 전압이 증가하여, 전류(IFB3)가 감소한다. 전류(IFB3)는 접점(ND)의 전압과 커패시터(CS)의 전압 차를 저항(R21) 및 저항(R22)의 합으로 나눈 값이므로, 커패시터(CS)의 전압이 충전에 의해 증가할수록, 전류(IFB3)는 감소한다. 따라서 기울기보상부(120)의 임피던스는 초기 기간이 종료된 시점부터 서서히 증가하는 것과 같다. As the capacitor CS is charged by the current IFB3, the voltage of the capacitor CS increases, so that the current IFB3 decreases. Since the current IFB3 is a value obtained by dividing the voltage difference between the voltage of the contact point ND and the capacitor CS by the sum of the resistors R21 and R22, the current increases as the voltage of the capacitor CS increases by charging. (IFB3) decreases. Therefore, the impedance of the tilt compensator 120 is equal to gradually increasing from the end of the initial period.

스위치(SS)가 턴 오프 된 후, 전류(IFB3)는 스위치(SS)의 턴 오프 시점에 흐르던 전류(ifb3)에 지수함수를 곱한 값이다. 이 때 지수함수는 시상수 RC에 따라 감소하는 지수함수이다. 이를 수학식으로 표현하면, 아래 수학식 1과 같다.After the switch SS is turned off, the current IFB3 is a value obtained by multiplying an exponential function by the current ifb3 flowing at the turn-off time of the switch SS. At this time, the exponential function is an exponential function that decreases with time constant RC. If this is expressed as an equation, Equation 1 below.

Figure pat00001
Figure pat00001

전류(IFB3)의 초기 값(ifb3)은 (R21+R22) : (R11+R12) 비율에 의해서 결정되고, 본 발명의 실시 예에서 비율은 1:1로 설정한다. 이 때, R은 저항(R21) 및 저항(R22)의 저항 값 합이고, C는 커패시터(CS)의 커패시턴스이다. 전류(IFB4)는 전류(IFB)가 감소하는 만큼 증가한다. The initial value ifb3 of the current IFB3 is determined by the ratio (R21 + R22): (R11 + R12), and in the embodiment of the present invention, the ratio is set to 1: 1. In this case, R is the sum of the resistance values of the resistor R21 and the resistor R22, and C is the capacitance of the capacitor CS. The current IFB4 increases as the current IFB decreases.

PWM 제어부(130)는 비교기(131), LEB(leading edge blanking)(132), 논리 연산부(133, 136), 오실레이터(134), 및 SR 플립플롭(135)을 포함한다. The PWM controller 130 includes a comparator 131, a leading edge blanking (LEB) 132, logic calculators 133 and 136, an oscillator 134, and an SR flip-flop 135.

비교기(131)는 임계전압(VLIM)과 감지전압(VSENSE)를 비교한 결과를 출력한다. 비교기(131)는 임계전압(VLIM)이 입력되는 비반전단자(+) 및 감지전압(VSENSE)가 입력되는 반전단자(-)를 포함한다. 비교기(131)는 비반전단자(+)의 입력이 반전단자(-)의 입력 보다 크면, 하이 레벨의 신호를 출력하고, 비반전단자(+)의 입력이 반전단자(-)의 입력 이하면, 로우 레벨의 신호를 출력한다.The comparator 131 outputs a result of comparing the threshold voltage VLIM and the sensing voltage VSENSE. The comparator 131 includes a non-inverting terminal (+) to which the threshold voltage VLIM is input and an inverting terminal (-) to which a sensing voltage VSENSE is input. The comparator 131 outputs a high level signal if the input of the non-inverting terminal (+) is greater than that of the inverting terminal (-), and if the input of the non-inverting terminal (+) is less than the input of the inverting terminal (-). , Outputs a low level signal.

LEB(132)는 전력 스위치(160)가 켜지는 순간 발생하는 감지 전압(VSENSE)의 급격한 상승에 의해 전력 스위치(160)가 턴 오프 되는 것을 방지한다. 감지 전압(VSENSE)의 급격한 상승은 전력 스위치(160)의 턴 온 시점에 발생하는 과도 전류에 의해 발생한다. The LEB 132 prevents the power switch 160 from being turned off due to the sudden rise of the sensing voltage VSENSE generated when the power switch 160 is turned on. The sudden rise of the sensing voltage VSENSE is caused by a transient current generated at the turn-on time of the power switch 160.

논리 연산부(133)는 전력 스위치(160)의 턴 오프 시점을 결정하는 오프제어신호(FCON)를 생성한다. 비교기(131)의 출력 및 LEB(132)의 출력에 따른 오프제어신호(FCON)의 레벨이 결정되면, 논리 연산부(133)의 논리 연산 방법이 결정된다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(133)는 NOR 연산을 수행하는 NOR 게이트로 구현된다. NOR 연산에 따르면, 입력 신호가 모두 로우 레벨일 때 하이 레벨이 출력되고, 입력 신호들 중 적어도 하나가 하이 레벨일 때 로우 레벨이 출력된다.The logic calculator 133 generates an off control signal FCON for determining a turn-off time of the power switch 160. When the level of the off control signal FCON according to the output of the comparator 131 and the output of the LEB 132 is determined, the logical operation method of the logic operation unit 133 is determined. The logical operator 133 according to an embodiment of the present invention is implemented as a NOR gate that performs an NOR operation. According to the NOR operation, a high level is output when the input signals are all low level, and a low level is output when at least one of the input signals is high level.

본 발명의 실시 예에 따른 LEB(132)는 전력 스위치(160)의 턴 온 시점으로부터 소정의 블랭킹 기간 동안 하이 레벨의 신호를 출력한다. 그러면, 비교기(131)의 출력에 관계 없이, 논리 연산부(133)는 블랭킹 기간 동안 로우 레벨의 오프제어신호(FCON)를 출력한다.The LEB 132 according to an embodiment of the present invention outputs a high level signal for a predetermined blanking period from the turn-on time of the power switch 160. Then, regardless of the output of the comparator 131, the logic operation unit 133 outputs the low level off control signal FCON during the blanking period.

오실레이터(134)는 일정한 주파수를 가지는 클록신호(CLK)를 생성한다. The oscillator 134 generates a clock signal CLK having a constant frequency.

SR 플립플롭(135)은 클록신호(CLK)와 오프제어신호(FCON)에 따라 게이트제어신호(GC)를 결정하는 듀티제어신호(DC)를 생성한다. The SR flip-flop 135 generates a duty control signal DC that determines the gate control signal GC according to the clock signal CLK and the off control signal FCON.

SR 플립플롭(135)은 클록신호(CLK)가 입력되는 셋단(S), 오프제어신호(FCON)가 입력되는 리셋단(R), 및 듀티제어신호(DC)가 출력되는 반전출력단(QB)을 포함한다. SR 플립플롭(135)은 셋단(S) 입력의 상승 에지에 동기 되어 로우 레벨의 출력을 생성하고, 리셋단(R) 입력의 상승 에지에 동기 되어 하이 레벨의 출력을 생성한다. SR 플립플롭(135)의 출력은 반전출력단(QB)를 통해 출력된다.The SR flip-flop 135 includes a set stage S to which the clock signal CLK is input, a reset stage R to which the off control signal FCON is input, and an inverted output stage QB to which the duty control signal DC is output. It includes. The SR flip-flop 135 generates a low level output in synchronization with the rising edge of the set stage S input and generates a high level output in synchronization with the rising edge of the reset stage R input. The output of the SR flip-flop 135 is output through the inverting output terminal QB.

논리 연산부(136)는 클록신호(CLK) 및 듀티제어신호(DC)를 입력 받아, 게이트제어신호(GC)를 생성한다. 클록신호(CLK) 및 듀티제어신호(DC)에 따른 게이트제어신호(GC)의 레벨이 결정되면, 논리 연산부(136)의 논리 연산 방법이 결정된다. 본 발명의 실시 예에 따른 논리 연산부(136)는 NOR 연산을 수행하는 NOR 게이트로 구현된다. The logic calculator 136 receives the clock signal CLK and the duty control signal DC to generate a gate control signal GC. When the level of the gate control signal GC according to the clock signal CLK and the duty control signal DC is determined, the logic operation method of the logic operation unit 136 is determined. The logical operation unit 136 according to the embodiment of the present invention is implemented as a NOR gate that performs a NOR operation.

게이트구동부(140)는 게이트제어신호(GC)에 따라 게이트신호(VG)를 생성한다. 본 발명의 실시 예에 따른 게이트구동부(140)는 하이 레벨의 게이트제어신호(GC)에 따라 하이 레벨의 게이트신호(VG)를 생성하고, 로우 레벨의 게이트제어신호(GC)에 따라 로우 레벨의 게이트신호(VG)를 생성한다.The gate driver 140 generates a gate signal VG according to the gate control signal GC. The gate driver 140 generates a high level gate signal VG according to the high level gate control signal GC, and generates a low level gate according to the low level gate control signal GC. The gate signal VG is generated.

클록신호(CLK)의 상승 에지에 의해 SR 플립플롭(135)은 로우 레벨의 듀티제어신호(DC)를 출력한다.The SR flip-flop 135 outputs a low level duty control signal DC by the rising edge of the clock signal CLK.

클록신호(CLK)의 하이 레벨 펄스가 종료되는 시점에 논리 연산부(136)의 입력 신호가 모두 로우 레벨이 되므로, 논리 연산부(136)는 하이 레벨의 게이트제어신호(GC)를 출력한다. 그러면 하이 레벨의 게이트신호(VG)에 의해 전력 스위치(160)가 턴 온 된다. Since all of the input signals of the logic calculating section 136 become low level when the high level pulse of the clock signal CLK ends, the logic calculating section 136 outputs the high level gate control signal GC. Then, the power switch 160 is turned on by the high level gate signal VG.

전력 스위치(160)의 턴 온 시점 이후 블랭킹 기간이 경과하면, LEB(132)의 출력을 로우 레벨이 된다. 그 후, 감지전압(VSENSE)이 임계전압(VLIM)에 도달하면, 비교기(131)의 출력은 로우 레벨이 된다. 그러면 논리 연산부(133)의 입력 신호가 모두 로우 레벨이므로, 오프제어신호(FCON)는 하이 레벨이 된다.When the blanking period elapses after the turn-on time of the power switch 160, the output of the LEB 132 is at a low level. Thereafter, when the sense voltage VSENSE reaches the threshold voltage VLIM, the output of the comparator 131 goes low. Then, since the input signals of the logic operation unit 133 are all at the low level, the off control signal FCON is at the high level.

SR 플립플롭(135) 하이 레벨의 오프제어신호(FCON)에 따라 하이 레벨의 듀티제어신호(DC)를 생성하고, 논리 연산부(136)는 로우 레벨의 게이트제어신호(GC)를 생성한다.The SR flip-flop 135 generates a high level duty control signal DC according to the high level off control signal FCON, and the logic operation unit 136 generates a low level gate control signal GC.

따라서, 감지전압(VSENSE)가 임계전압(VLIM)에 도달한 시점에 전력 스위치(160)는 턴 오프 된다.Therefore, when the sensing voltage VSENSE reaches the threshold voltage VLIM, the power switch 160 is turned off.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 한 주기 동안 임계 전압(VLIM)의 파형을 나타낸 도면이다. 임계 전압(VLIM)은 전류(IFB4)와 저항(R12)의 곱이므로, 전류(IFB4)의 파형과 임계 전압(VLIM)의 파형은 동일하다. 4 is a diagram illustrating a waveform of a threshold voltage VLIM during a switching cycle according to an exemplary embodiment of the present invention. Since the threshold voltage VLIM is the product of the current IFB4 and the resistor R12, the waveform of the current IFB4 and the waveform of the threshold voltage VLIM are the same.

앞서 언급한 바와 같이, 저항(R11) 및 저항(R12)의 합은 저항(R21) 및 저항(R22)의 합은 같은 것으로 설정한다. 따라서 임계 전압(VLIM)의 초기 전압은 최대 전압의 50%로 설정된다. As mentioned above, the sum of the resistors R11 and R12 sets the sum of the resistors R21 and R22 to be the same. Therefore, the initial voltage of the threshold voltage VLIM is set to 50% of the maximum voltage.

시점 T5에 클록신호(CLK)가 하이 레벨이 되어 스위치(SS)가 턴 온 되면, 초기 기간(T5-T6)이 시작된다. 기울기보상부(120)의 임피던스와 전류(IFB4)가 흐르는 경로의 임피던스가 동일하므로(R11+R12=R21+R22), 전류(IFB3) 및 전류(IFB4)는 같다. When the clock signal CLK becomes high level at the time T5 and the switch SS is turned on, the initial period T5-T6 starts. Since the impedance of the slope compensator 120 and the impedance of the path through which the current IFB4 flows are the same (R11 + R12 = R21 + R22), the current IFB3 and the current IFB4 are the same.

시점 T6에 클록신호(CLK)에 의해 스위치(SS)가 턴 오프 되면(초기 기간 이후), 커패시터(CS)가 전류(IFB3)에 의해 충전된다. 커패시터(CS)의 충전기간 동안 전류(IFB3)는 수학식 1과 같이 지수함수 형태로 감소하므로, 전류(IFB4)는 상승기울기가 감소하는 곡선 형태로 증가한다. 따라서 임계 전압(VLIM)은 초기 전압에서 곡선 형태로 증가한다. When the switch SS is turned off (after the initial period) by the clock signal CLK at the time point T6, the capacitor CS is charged by the current IFB3. Since the current IFB3 decreases in the form of an exponential function as shown in Equation 1 during the charger between the capacitors CS, the current IFB4 increases in the form of a curve in which the rising slope decreases. Thus, the threshold voltage VLIM increases in a curve form at the initial voltage.

커패시터(CS)의 충전에 의해, 다이오드(D6)의 양단 전압차가 문턱 전압 보다 작아지면, 다이오드(D6)는 차단되고, 시점 T7에 기울기보상부(120)에 전류(IFB3)가 흐르지 않는다. 그러면, 증가하던 전류(IFB4)는 시점 T7부터 일정하게 유지된다. 이 때, 전류(IFB4)는 초기 기간의 전류의 2배이므로, 임계 전압(VLIM)은 초기 기간에 비해 2배로 일정하게 유지된다.When the voltage difference between the both ends of the diode D6 becomes smaller than the threshold voltage due to the charging of the capacitor CS, the diode D6 is cut off and no current IFB3 flows to the tilt compensator 120 at the time point T7. Then, the increasing current IFB4 is kept constant from the time point T7. At this time, since the current IFB4 is twice the current in the initial period, the threshold voltage VLIM is kept constant at twice the initial period.

도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따르는 드레인 전류(Ids)는 교류라인전압에 무관하게 전류 임계치를 초과하지 않는다. As shown in FIG. 4, the drain current Ids according to the embodiment does not exceed the current threshold regardless of the AC line voltage.

일점 쇄선으로 표시된 3번 파형의 감지 전압(VSENSE)이 발생할 때의 교류라인전압(VAL)은 실선으로 표시된 4번 감지 전압(VSENSE)이 발생할 때의 교류라인전압(VAL)보다 높은 전압이다. 감지 전압(VSENSE)은 드레인 전류(Ids)에 따라 발생하는 전압이므로, 감지전압(VSENSE)의 레벨이 동일하면, 동일한 크기의 드레인전류(Ids)가 흐르는 것이다. The AC line voltage VAL when the sensing voltage VSENSE of waveform 3 shown by the dashed-dotted line occurs is higher than the AC line voltage VAL when the sensing voltage VSENSE shown by the solid line occurs. Since the sensing voltage VSENSE is a voltage generated according to the drain current Ids, when the sensing voltage VSENSE has the same level, the drain current Ids having the same magnitude flows.

시점 T6에 클록 신호(CLK)의 하강에 의해 전력 스위치(160)가 턴 온 된다.The power switch 160 is turned on by the falling of the clock signal CLK at the time point T6.

시점 T12에 감지전압(VSENSE)이 임계 전압(VLIM)에 도달하고, 지연기간(td) 후인 시점 T13에 전력 스위치(160)가 턴 오프 된다.The sensing voltage VSENSE reaches the threshold voltage VLIM at a time point T12, and the power switch 160 is turned off at a time point T13 after the delay period td.

교류라인전압(VAL)이 낮은 4번 파형의 감지 전압(VSENSE)은 시점 T14에 임계 전압(VLIM)에 도달하고, 지연기간(td) 후인 시점 T15에 전력 스위치(160)가 턴 오프 된다.The detection voltage VSENSE of waveform 4 having a low AC line voltage VAL reaches a threshold voltage VLIM at a time point T14, and the power switch 160 is turned off at a time point T15 after the delay period td.

도 4에 도시된 바와 같이, 3번 파형의 감지전압(VSENSE)이 시점 T13에 도달한 레벨과 4번 파형의 감지전압(VSENSE)이 시점 T15에 도달한 레벨은 전류 임계치에 대응하는 전압 임계치(VTH)를 초과하지 않는다. 따라서 3번 파형에 대응하는 높은 교류라인전압일 때의 드레인 전류(Ids)와 4번 파형에 대응하는 낮은 교류라인전압일 때의 드레인 전류(Ids)의 전류 임계치를 초과하지 않는다. As shown in FIG. 4, the level at which the sensing voltage VSENSE of waveform 3 reaches time point T13 and the level at which the sensing voltage VSENSE of waveform 4 reaches time point T15 correspond to voltage thresholds corresponding to current thresholds. Does not exceed VTH). Therefore, the current threshold values of the drain current Ids at the high AC line voltage corresponding to the third waveform and the drain current Ids at the low AC line voltage corresponding to the fourth waveform are not exceeded.

초기기간에 스위치(SS)가 턴 온 되어 있으므로, 기울기 보상부(120)의 임피던스는 저항의 합(R11+R12)과 동일하다. 따라서 초기 기간의 전류(IFB3)와 전류(IFB4)는 동일하다. 커패시터(CS)의 충전에 의해 전류(IFB3)가 발생하지 않으면, 전류(IFB4)는 초기 기간에 비해 2배가 된다.Since the switch SS is turned on in the initial period, the impedance of the slope compensator 120 is equal to the sum of the resistances R11 + R12. Therefore, the current IFB3 and the current IFB4 in the initial period are the same. If the current IFB3 is not generated by the charging of the capacitor CS, the current IFB4 is doubled in comparison with the initial period.

따라서 전류(IFB3)가 발생하지 않는 시점에 임계 전압(VLIM)은 초기 기간의 임계 전압(VLIM)의 2배이다. 이는 다이오드(D4)에 연결된 저항의 합(R11+R12)과 다이오드(D6)에 연결된 저항의 합(R21+R22)이 동일하기 때문이다. Therefore, when the current IFB3 does not occur, the threshold voltage VLIM is twice the threshold voltage VLIM of the initial period. This is because the sum of the resistors R11 + R12 connected to the diode D4 and the sum of the resistors R21 + R22 connected to the diode D6 are the same.

초기 전압은 저항의 합(R11+R12) 및 저항의 합(R21+R22)의 비를 조절하여 적절히 설정할 수 있다.The initial voltage can be appropriately set by adjusting the ratio of the sum of the resistors R11 + R12 and the sum of the resistors R21 + R22.

이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치 및 그 구동 방법은 임계 전압(VLIM)의 레벨을 보상하여, 교류라인전압(VAL)에 무관하게 드레인 전류(Ids)가 전류 임계치를 넘지 않도록 제어할 수 있다. 이를 교류라인전압 보상이라 한다.As described above, the power supply device and the driving method thereof compensate for the level of the threshold voltage VLIM so that the drain current Ids does not exceed the current threshold regardless of the AC line voltage VAL. can do. This is called AC line voltage compensation.

본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 장치 및 그 구동 방법은 종래 전력 공급 장치에 사용되던 피드백 회로의 전류를 그대로 사용하여 교류라인전압 보상을 수행하므로, 추가적으로 필요한 전류가 없다. 따라서 소비 전력이 증가하지 않는다.The power supply device and the driving method thereof according to the embodiment of the present invention perform the AC line voltage compensation by using the current of the feedback circuit used in the conventional power supply as it is, there is no additional current required. Therefore, power consumption does not increase.

또한, 앞서 수학식 1에서 알 수 있듯이, 전류(IFB3)에 의한 저항-커패시터 충전 방식을 사용하여 임계 전압(VLIM)을 제어한다. 교류라인전압 보상이 없을 때의 교류라인전압에 따른 스위치 전류의 특성을 반영하여 저항-커패시터를 조절하면, 스위치 전류의 전류 임계치가 교류라인전압에 영향을 받지 않도록 조절될 수 있다.In addition, as shown in Equation 1 above, the threshold voltage VLIM is controlled using a resistor-capacitor charging method based on the current IFB3. When the resistor-capacitor is adjusted to reflect the characteristics of the switch current according to the AC line voltage when there is no AC line voltage compensation, the current threshold of the switch current can be adjusted so as not to be affected by the AC line voltage.

일반적으로 피드백 전류(IFB)를 생성하는 전류원이 절대온도에 비례하는 종속 전류원이다. 온도 변화에 따른 종속 전류원의 온도 특성과 전력 스위치의 온도 특성이 상이하여 발생하는 오프셋을 보상할 필요가 있다. In general, the current source generating the feedback current IFB is a dependent current source proportional to the absolute temperature. It is necessary to compensate for offsets caused by different temperature characteristics of the dependent current source and power switch due to the temperature change.

만약 교류라인전압 보상을 위한 회로가 추가된 경우, 추가된 회로를 구성하는 소자들의 온도 변화에 대한 오프셋 역시 보상하기 위해 별도의 회로가 추가되어야 한다. 그러나 본 발명의 실시 예에 따른 교류라인전압 보상 방식은 저항, 커패시터 및 커패시터에 병렬 연결된 스위치만을 이용하여, 피드백 전류의 소정 비율에 해당하는 전류(IFB3)를 제어하므로, 온도 변화에 따른 오프셋이 매우 적다.If a circuit for AC line voltage compensation is added, a separate circuit must be added to compensate for the offset of the temperature change of the elements constituting the added circuit. However, the AC line voltage compensation method according to an embodiment of the present invention uses only a switch connected in parallel with a resistor, a capacitor, and a capacitor to control the current IFB3 corresponding to a predetermined ratio of the feedback current, so that the offset according to the temperature change is very high. little.

아울러, 본 발명의 실시 예에 따르면, 교류라인전압 보상을 위해 교류라인전압을 직접 감지하기 위한 별도의 소자가 필요하지 않고, 스위치 회로에 교류라인전압에 대한 정보를 입력 받기 위한 별도의 핀이 필요 없다. In addition, according to an embodiment of the present invention, a separate device for directly detecting the AC line voltage is not required for AC line voltage compensation, and a separate pin is required for receiving information about the AC line voltage in the switch circuit. none.

이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.While the present invention has been particularly shown and described with reference to exemplary embodiments thereof, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed exemplary embodiments, It belongs to the scope of right.

브릿지 정류 다이오드(10), 평활 커패시터(C1), 트랜스포머(20)
스위치회로(100), 피드백회로(200), 전원 전압 공급부(300)
정류 다이오드(D1), 출력 커패시터(C2), 다이오드(11-14, D1-D6)
제1 코일(CO1), 제2 코일(CO2), 제3 코일(L3), 전력 스위치(160)
저항(R1, R2, R11, R12, R21, R22), 제너 다이오드(212), 포토다이오드(211)
커패시터(C3, CS), 포토 트랜지스터(213), 스위치 제어 회로(150),
스위치(M1, MS, SS), 피드백 제어부(110), 기울기보상부(120)
PWM 제어부(130), 게이트 구동부(140), 전류원(111), 전류복사회로(112)
보상제어부(121), 비교기(131), LEB(132), 논리 연산부(133, 136)
오실레이터(134), SR 플립플롭(135)
Bridge Rectifier Diode (10), Smoothing Capacitor (C1), Transformer (20)
Switch circuit 100, feedback circuit 200, power voltage supply unit 300
Rectifier diode (D1), output capacitor (C2), diodes (11-14, D1-D6)
First coil CO1, second coil CO2, third coil L3, power switch 160
Resistor R1, R2, R11, R12, R21, R22, Zener Diode 212, Photodiode 211
Capacitors C3 and CS, phototransistor 213, switch control circuit 150,
Switch (M1, MS, SS), feedback control unit 110, tilt compensation unit 120
PWM controller 130, gate driver 140, current source 111, current radiation path 112
Compensation controller 121, comparator 131, LEB 132, logic operation unit 133, 136
Oscillator 134, SR Flip-Flop 135

Claims (18)

교류 입력이 정류되어 생성된 교류라인전압을 이용하여 출력 전력을 생성하는 전력 공급 장치에 있어서,
상기 교류라인전압이 입력되는 제1 코일을 포함하는 트랜스포머;
상기 제1 코일에 연결되어 있는 전력 스위치;
상기 출력 전력의 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로; 및
상기 전력 스위치에 흐르는 드레인 전류에 대응하는 감지 전압 및 상기 피드백 전압을 입력 받고, 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기마다, 피드백 전류를 제어하여 임계 전압을 생성하고, 상기 감지 전압과 상기 임계 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 회로를 포함하고,
상기 피드백 전류는 상기 피드백 전압을 생성하기 위한 제1 전류를 포함하고, 상기 스위칭 한 주기 동안 상기 임계 전압은 그 상승 기울기가 감소하는 곡선 파형에 따르는 전력 공급 장치.A power supply device for generating output power by using an AC line voltage generated by rectifying an AC input,
A transformer including a first coil to which the AC line voltage is input;
A power switch connected to the first coil;
A feedback circuit for generating a feedback voltage corresponding to an output voltage of the output power; And
Receiving a sensing voltage corresponding to the drain current flowing through the power switch and the feedback voltage, generating a threshold voltage by controlling a feedback current at each switching cycle of the power switch, and comparing the sense voltage with the threshold voltage. A switch control circuit for controlling a switching operation of the power switch,
The feedback current comprises a first current for generating the feedback voltage, and during the switching period, the threshold voltage is in accordance with a curved waveform whose rising slope decreases. 제1항에 있어서,
상기 스위치 제어 회로는,
상기 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 임피던스를 유지하고, 상기 초기 기간 경과 후 임피던스가 증가하는 기울기 보상부를 포함하고,
상기 피드백 전류는 상기 기울기 보상부에 공급되는 제2 전류를 포함하는 전력 공급 장치.The method of claim 1,
The switch control circuit,
A slope compensator for maintaining a constant impedance for a predetermined initial period from the time point of the switching period and increasing the impedance after the initial period has elapsed;
And the feedback current includes a second current supplied to the slope compensator. 제2항에 있어서,
상기 기울기 보상부는,
제1 저항;
상기 제1 저항에 직렬 연결되어 있는 제2 저항;
상기 제2 저항에 연결되어 있는 커패시터; 및
상기 커패시터에 병렬 연결되어 있는 스위치를 포함하고,
상기 초기 기간 동안 상기 제2 전류를 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 스위치를 통해 흐르고, 상기 초기 기간 후 상기 제2 전류는 상기 제1 저항, 제2 저항, 및 상기 커패시터를 통해 흐르는 전력 공급 장치.The method of claim 2,
The slope compensation unit,
First resistance;
A second resistor connected in series with the first resistor;
A capacitor connected to the second resistor; And
A switch connected in parallel with the capacitor,
The second current flows through the first resistor, the second resistor, and the switch during the initial period, and after the initial period the second current flows through the first resistor, the second resistor, and the capacitor Feeding device. 제3항에 있어서,
상기 스위치 제어 회로는,
상기 피드백 전류를 생성하고, 상기 기울기 보상부 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 피드백 제어부를 더 포함하고,
상기 피드백 제어부는,
상기 피드백 상기 피드백 전류 중 상기 제1 전류 및 상기 제2 전류를 뺀 나머지 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 임계 전압을 생성하는 전력 공급 장치.The method of claim 3,
The switch control circuit,
A feedback control unit generating the feedback current and connected to the slope compensator and the feedback circuit;
Wherein the feedback control unit includes:
And generating the threshold voltage by using a third current among remaining currents obtained by subtracting the first current and the second current of the feedback current. 제4항에 있어서,
상기 피드백 제어부는,
상기 전류 복사 회로에 애노드 전극이 연결되어 있는 제1 다이오드,
상기 제1 다이오드의 캐소드 전극에 연결되어 있는 제3저항, 및
상기 제3 저항에 직렬 연결되어 있는 제4 저항을 포함하고,
상기 제3 전류는 상기 제1 다이오드를 통해 상기 제3 저항 및 상기 제4 저항에 흐르고, 상기 임계 전압은 상기 제3 전류와 상기 제4 저항에 의해 결정되는 전력 공급 장치.5. The method of claim 4,
Wherein the feedback control unit includes:
A first diode having an anode connected to the current radiation circuit;
A third resistor connected to the cathode electrode of the first diode, and
A fourth resistor connected in series with the third resistor,
And the third current flows through the first diode to the third resistor and the fourth resistor, and the threshold voltage is determined by the third current and the fourth resistor. 제5항에 있어서,
상기 피드백 제어부는,
상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 피드백 회로에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제2 다이오드, 및
상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 상기 기울기 보상부에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제3 다이오드를 더 포함하는 전력 공급 장치.The method of claim 5,
Wherein the feedback control unit includes:
A second diode comprising an anode electrode connected to the current radiation circuit and a cathode electrode connected to the feedback circuit, and
And a third diode comprising an anode electrode connected to the current radiation circuit and a cathode electrode connected to the slope compensator. 제6항에 있어서,
상기 피드백 제어부는,
상기 전류 복사 회로에 연결되어 있는 애노드 전극 및 피크 저항에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함하는 제4 다이오드를 더 포함하고,
상기 피드백 전류 중 상기 제1 내지 제3 전류를 제외한 제4 전류가 상기 피크 저항에 공급되는 전력 공급 장치.The method according to claim 6,
Wherein the feedback control unit includes:
And a fourth diode comprising an anode electrode connected to the current radiation circuit and a cathode electrode connected to a peak resistance,
And a fourth current of the feedback currents other than the first to third currents is supplied to the peak resistance. 제3항에 있어서,
상기 스위치 제어 회로는,
소정의 주파수를 가지는 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하고,
상기 스위치는 상기 클록 신호에 따라 스위칭 동작하고, 상기 초기 기간은 상기 클록 신호에 의해 상기 전력 스위치가 턴 온 되기 직전 제1 레벨(하이 레벨)인 구간인 전력 공급 장치.The method of claim 3,
The switch control circuit,
Controlling a switching operation of the power switch using a clock signal having a predetermined frequency;
The switch is a switching operation in accordance with the clock signal, the initial period is a period of the first level (high level) just before the power switch is turned on by the clock signal. 제8항에 있어서,
상기 스위치 제어 회로는,
상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하고, 상기 클록 신호가 상기 제1 레벨에서 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치의 턴 온 키는 PWM 제어부를 포함하는 전력 공급 장치.9. The method of claim 8,
The switch control circuit,
The turn-off time of the power switch is controlled according to a result of comparing the threshold voltage and the sensed voltage, and the turn-on key of the power switch is a PWM controller when the clock signal is changed from the first level to the second level. Power supply comprising a. 제9항에 있어서,
상기 PWM 제어부는,
상기 임계 전압과 상기 감지 전압을 비교하는 비교기,
상기 전력 스위치의 턴 온 시점부터 소정의 블랭킹 기간 동안 제3 레벨의 출력을 생성하는 LEB, 및
상기 LEB 및 상기 비교기의 출력을 논리 연산하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하는 오프제어신호를 생성하는 제1 논리 연산부를 포함하는 전력 공급 장치.10. The method of claim 9,
The PWM control unit,
A comparator for comparing the threshold voltage with the sensed voltage,
An LEB for generating a third level of output for a predetermined blanking period from a turn-on time of the power switch, and
And a first logic operation unit configured to generate an off control signal for controlling a turn-off time of the power switch by performing a logic operation on the outputs of the LEB and the comparator. 제10항에 있어서,
상기 제1 논리 연산부는,
상기 블랭킹 기간 동안, 상기 LEB의 상기 제3 레벨 출력에 의해 상기 오프제어신호를 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키지 않는 레벨로 생성하는 전력 공급 장치.The method of claim 10,
The first logical operation unit,
And during the blanking period, generate the off control signal to a level that does not turn off the power switch by the third level output of the LEB. 제11항에 있어서,
상기 PWM 제어부는,
상기 클록신호를 생성하는 오실레이터,
상기 클록신호 및 상기 오프제어신호에 따라 듀티제어신호를 생성하는 SR플립플롭, 및
상기 클록신호 및 상기 SR 플립플롭의 출력에 따라 게이트 제어신호를 생성하는 제2 논리 연산부를 포함하고,
상기 SR 플립플롭은, 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점 이후, 상기 클록신호의 레벨이 상기 제2 레벨에서 상기 제1 레벨로 변경될때, 상기 듀티제어신호의 레벨을 제4 레벨로 변경하고,
상기 제1 논리 연산부는,
상기 감지전압이 상기 임계전압에 도달한 시점에 동기되어 상기 오프제어신호의 레벨을 제5 레벨로 변경하며,
상기 제2 논리 연산부는 상기 제5 레벨의 오프제어신호에 따라 상기 전력 스위치를 턴 오프 시키는 게이트 제어신호를 생성하고, 상기 제4 레벨의 듀티제어신호 발생 후에 상기 클록신호의 레벨이 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변경될 때 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 게이트 제어 신호를 생성하는 전력 공급 장치.The method of claim 11,
The PWM control unit,
An oscillator for generating the clock signal,
An SR flip-flop that generates a duty control signal according to the clock signal and the off control signal;
A second logic operation unit configured to generate a gate control signal according to the output of the clock signal and the SR flip-flop,
The SR flip-flop may change the level of the duty control signal to a fourth level when the level of the clock signal is changed from the second level to the first level after the turn-off time of the power switch.
The first logical operation unit,
Change the level of the off control signal to a fifth level in synchronization with the time when the sensing voltage reaches the threshold voltage;
The second logic calculator generates a gate control signal for turning off the power switch according to the off-control signal of the fifth level, and the level of the clock signal becomes the first level after generation of the duty control signal of the fourth level. And generate a gate control signal to turn on the power switch when it is changed to the second level. 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하는 피드백 회로 및 상기 출력 전압을 제어하는 전력 스위치를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법에 있어서,
피드백 전류가 생성되는 단계;
상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 생성하기 위해 상기 피드백 회로에 상기 피드백 전류 중 제1 전류가 공급되는 단계;
상기 피드백 전류 중 제2 전류가 흐르는 경로가 형성되고, 상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 중 증가되는 단계; 및
상기 피드백 전류 중 제3 전류를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 제어하기 위한 임계 전압이 생성되는 단계를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.A driving method of a power supply apparatus including a feedback circuit for generating a feedback voltage corresponding to an output voltage and a power switch for controlling the output voltage,
Generating a feedback current;
Supplying a first current of the feedback current to the feedback circuit to generate a feedback voltage corresponding to the output voltage;
A path through which a second current flows among the feedback currents is formed, and an impedance of the path is increased during one switching period of the power switch; And
And generating a threshold voltage for controlling a turn-off time of the power switch by using a third current among the feedback currents. 제13항에 있어서,
상기 경로의 임피던스가 상기 전력 스위치의 스위칭 한 주기 시점으로부터 소정의 초기 기간 동안 일정한 단계를 더 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.The method of claim 13,
And the impedance of the path is constant for a predetermined initial period from the time point of one cycle of switching of the power switch. 제13항에 있어서,
상기 경로는 저항 및 커패시터를 포함하고,
상기 경로의 임피던스가 증가되는 단계는,
상기 제2 전류에 의해 커패시터가 충전되는 단계, 및
상기 커패시터의 충전에 의해 상기 제2 전류가 감소되는 단계를 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.The method of claim 13,
The path includes a resistor and a capacitor,
The step of increasing the impedance of the path,
The capacitor is charged by the second current, and
And reducing the second current by charging the capacitor. 제15항에 있어서,
상기 제2 전류는 상기 저항 및 상기 커패시터에 의해 결정되는 시상수에 따라 지수함수 형태로 감소하는 전력 공급 장치의 구동 방법.16. The method of claim 15,
And the second current is reduced in the form of an exponential function according to the time constant determined by the resistor and the capacitor. 제13항에 있어서,
상기 임계 전압과 상기 전력 스위치에 흐르는 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 전력 스위치의 턴 오프 시점을 결정하는 단계를 더 포함하는 전력 공급 장치의 구동 방법.The method of claim 13,
And comparing the threshold voltage with a sensing voltage corresponding to a current flowing through the power switch to determine a turn-off time of the power switch. 제17항에 있어서,
상기 제2 전류는 감소기울기가 감소하는 형태로 감소하고, 상기 제3 전류는 상승기울기가 감소하는 형태로 증가하는 전력 공급 장치의 구동 방법.

18. The method of claim 17,
And the second current decreases in the form of decreasing slope, and the third current increases in the form of decreasing rising slope.

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