JP5167929B2 - Switching power supply - Google Patents
Switching power supply Download PDFInfo
- Publication number
- JP5167929B2 JP5167929B2 JP2008114705A JP2008114705A JP5167929B2 JP 5167929 B2 JP5167929 B2 JP 5167929B2 JP 2008114705 A JP2008114705 A JP 2008114705A JP 2008114705 A JP2008114705 A JP 2008114705A JP 5167929 B2 JP5167929 B2 JP 5167929B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- voltage
- circuit
- signal
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 99
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 40
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 38
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 9
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 25
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 11
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 4
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 101000679304 Homo sapiens T cell receptor gamma variable 2 Proteins 0.000 description 1
- 102100022581 T cell receptor gamma variable 2 Human genes 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000001737 promoting effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- Y02B70/16—
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
本発明は、設定電圧に応じて負荷に所定の出力電力を供給するスイッチング電源装置に関し、特に軽負荷時や無負荷時または待機時（以下、単に軽負荷時ともいう。）にスイッチング素子のスイッチング周波数を低減して、軽負荷時や無負荷時の消費電力または待機時の待機電力の低電力化を実現したスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device that supplies predetermined output power to a load in accordance with a set voltage, and in particular, switching of a switching element during light load, no load, or standby (hereinafter also simply referred to as light load). The present invention relates to a switching power supply device that realizes a reduction in power consumption at light load or no load or low standby power during standby by reducing the frequency.
従来から、スイッチング電源におけるスイッチング損失を減少させる目的で、軽負荷時にスイッチング周波数を低くすることで電力効率を改善するスイッチング電源制御用のＩＣ回路が利用されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１には、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などのスイッチング素子に流れる電流値を、プラスの電圧信号として検出するカレントモード制御方式（プラス検出方式）のスイッチング電源制御回路が開示されている。
2. Description of the Related Art Conventionally, for the purpose of reducing switching loss in a switching power supply, an IC circuit for controlling a switching power supply that improves power efficiency by lowering a switching frequency at a light load is used (for example, see Patent Document 1).
図９は、特許文献１に開示されている擬似共振型のスイッチング電源の制御回路を示すブロック図である。なお、図９の擬似共振型のスイッチング電源は、従来のスイッチング電源の単なる一例として示すものである。本発明は擬似共振型に限定するものではなく、擬似共振型以外のスイッチング電源にも広く適用できるものである。
FIG. 9 is a block diagram illustrating a control circuit for a quasi-resonant switching power supply disclosed in
電源制御回路１０は、ゼロ電流検出（Zero Current Detection）用の入力端子ＺＣＤにボトム検出回路（Valley Detection）１１が接続されている。ボトム検出回路１１は、入力端子ＺＣＤへの印加電圧と０Ｖに近い電圧レベルの基準電圧（スレッシュ）とを比較するコンパレータであって、このボトム検出回路１１の出力端子はアンド回路１２の一方の入力端子に接続され、さらにアンド回路１２を介してワンショット回路１３と接続されている。アンド回路１２の他方の入力端子には、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１４の出力端子が接続されている。電圧制御発振器１４は、そこに入力される電圧（ＶＣＯ電圧）の大きさに依存して出力周波数を変える発振器であって、電圧信号入力端子ＶＣＯとリセット信号入力端子Ｒｅｓｅｔを備えている。電圧制御発振器１４は、ＶＣＯ電圧の入力端子がフィードバック信号ＶＦＢ検出用の入力端子ＦＢと接続され、リセット信号Ｒｅｓｅｔの入力端子がワンショット回路１３の出力端子と接続されている。
In the power
フィードバック信号ＶＦＢ検出用の入力端子ＦＢは、コンパレータ１５の反転入力端子（−）と接続されている。コンパレータ１５は、その非反転入力端子（＋）が０．５Ｖの基準電源Ｅ１を介して接地され、その出力端子からインバータ回路１６にディスエイブル信号Ｄｉｓａｂｌｅを出力している。インバータ回路１６の出力は、ワンショット回路１３のクリア端子（ＣＬＲ）と接続されている。なお、入力端子ＦＢには抵抗ＲとダイオードＤとの直列回路を介して５Ｖの基準電源Ｅ２が接続され、このＦＢ端子電圧を決定している。
The input terminal FB for detecting the feedback signal VFB is connected to the inverting input terminal (−) of the
電流検出用の信号入力端子ＩＳには電流コンパレータ１７が接続され、電流コンパレータ１７の４つの入力端子のうち非反転入力端子（＋）に電流検出信号が供給されている。残りの３つの反転入力端子（−）は、それぞれフィードバック信号ＶＦＢ検出用の入力端子ＦＢ、１Ｖの基準電源Ｅ３、およびソフトスタート回路１８の出力端子と接続されている。電流コンパレータ１７の出力端子は、フリップフロップ回路１９のリセット端子Ｒと接続されている。また、フリップフロップ回路１９のセット端子Ｓには、ワンショット回路１３の出力端子が接続されている。フリップフロップ回路１９のＱ出力端子は、アンド回路２０を介して出力端子ＯＵＴと接続され、フリップフロップ回路１９の出力信号Ｑが出力端子ＯＵＴからスイッチング信号として、外部接続されたパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１（後述する図１０参照）に出力されている。なお、ソフトスタート回路１８は、スイッチング電源の起動時にスイッチング素子Ｑ１のターンオン期間を制限するソフトスタート信号を生成するものである。
A
過負荷検知（Overload）用のコンパレータ２１は、反転入力端子（−）がフィードバック信号ＶＦＢ検出用の入力端子ＦＢと接続され、非反転入力端子（＋）が３．３Ｖの基準電源Ｅ４を介して接地されている。コンパレータ２１の出力端子は、タイマ回路２２のリセット端子Ｒｅｓｅｔと接続されている。タイマ回路２２は、２つの遅延時間を設定するためのもので、その第１の出力信号（ロウ：Low）がコンパレータ２１で過負荷状態が検出されてから１００ｍｓ後にアンド回路２０に出力され、スイッチング素子Ｑ１へのスイッチング信号を強制的に停止させている。
The
なお、タイマ回路２２の第２の出力信号は、過負荷状態が検出されてから８００ｍｓ後に出力され、電源制御回路１０内に設けられた図示しない起動回路にリセット信号として供給される。
Note that the second output signal of the
こうした特許文献１に開示されているスイッチング電源の電源制御回路１０は、ゼロクロス検出のときにスイッチング素子Ｑ１に印加される電圧が共振波形の極小点となっていて、このタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせて、つぎのスイッチングサイクルを開始するものであり、一般に擬似共振型、あるいは部分共振型のスイッチング電源制御方式と呼ばれているものである。
In the power
図９に示す制御回路においては、通常動作時には、入力端子ＩＳにスイッチング素子Ｑ１の電流信号を入力し、電流コンパレータ１７によりこの電流信号を入力端子ＦＢに入力されるフィードバック信号ＶＦＢと比較し、負荷が軽い場合にはスイッチング素子Ｑ１の電流を小さく、負荷が重い場合にはスイッチング素子Ｑ１の電流を大きくすることで二次側に供給される電力を制御し、出力電圧を設定電圧とほぼ等しくなるように制御する。
In the control circuit shown in FIG. 9, during normal operation, the current signal of the switching element Q1 is input to the input terminal IS, and this current signal is compared with the feedback signal VFB input to the input terminal FB by the
ここで、入力端子ＦＢに入力されるフィードバック信号ＶＦＢは、負荷が軽く出力電圧が高くなると小さくなり、負荷が重く出力電圧が低下すると大きくなる信号である。電圧制御発振器１４は、ＶＣＯ電圧であるフィードバック信号ＶＦＢが小さいほど周波数を低くするから、電圧制御発振器１４の発振周波数は軽負荷ほど低く、重負荷ほど高くなる。詳細な説明は省略するが、電源制御回路１０の出力端子ＯＵＴから出力されるスイッチング信号の周波数（スイッチング周波数）は電圧制御発振器１４の発振周波数に律速されるため、スイッチング周波数は基本的に軽負荷ほど低くなる。これは、軽負荷では全体のロスに占めるスイッチングロスの比率が大きくなるため、軽負荷でのスイッチングロスを軽減させるという目的を実現させるためのものである。こうした軽負荷でスイッチング周波数を低減させる技術は、擬似共振型以外のスイッチング電源にも広く適用されている。
Here, the feedback signal VFB input to the input terminal FB is a signal that decreases when the load is light and the output voltage increases, and increases when the load is heavy and the output voltage decreases. Since the voltage controlled
また、電流コンパレータ１７に接続される基準電圧Ｅ３（１Ｖ）は、スイッチング素子Ｑ１の過電流を制限するための基準電圧である。過負荷などの場合に、電源回路や負荷を保護するため、電流信号の最大値を基準電圧Ｅ３（１Ｖ）に制限するものである。
The reference voltage E3 (1V) connected to the
図１０は、従来のプラス検出方式のスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。
図１０のスイッチング電源装置は、設定電圧に応じてトランスＴ１の一次側の直流の入力電源ＶINから二次側の負荷（図示せず）に電力供給するものである。トランスＴ１は、その一次巻線Ｌｐのインダクタンス（Ｌｐ）とパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子Ｑ１に並列接続された共振用のコンデンサＣｒのキャパシタンス（これは、スイッチング素子Ｑ１の寄生容量だけで構成することもできる。）からなるＬＣ共振回路を備えている。入力電圧ＶINは平滑コンデンサＣ１の一端とトランスＴ１の一次巻線Ｌｐの一端に供給され、一次巻線Ｌｐの他端がスイッチング素子Ｑ１のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースはセンス抵抗Ｒｓを介して平滑コンデンサＣ１の他端に接続され、ゲートは抵抗Ｒ１を介して集積回路ＩＣの出力端子ＯＵＴに接続されている。
FIG. 10 is a block diagram illustrating an example of a conventional positive detection switching power supply.
The switching power supply device of FIG. 10 supplies power to a secondary load (not shown) from a DC input power source VIN on the primary side of the transformer T1 according to a set voltage. The transformer T1 includes an inductance (Lp) of the primary winding Lp and a capacitance of a resonance capacitor Cr connected in parallel to the switching element Q1 such as a power MOSFET (this may be configured only by the parasitic capacitance of the switching element Q1. LC resonance circuit consisting of: The input voltage V IN is supplied to one end of the smoothing capacitor C1 and one end of the primary winding Lp of the transformer T1, and the other end of the primary winding Lp is connected to the drain of the switching element Q1. The source of the switching element Q1 is connected to the other end of the smoothing capacitor C1 through the sense resistor Rs, and the gate is connected to the output terminal OUT of the integrated circuit IC through the resistor R1.
図１０のスイッチング電源回路における集積回路ＩＣは、例えば図９の電源制御回路１０に相当するものであって、図９にはゼロ電流検出用の入力端子ＺＣＤ、フィードバック信号検出用の入力端子ＦＢ、電流検出信号の入力端子ＩＳ、およびスイッチング素子Ｑ１に制御信号を出力するための出力端子ＯＵＴだけが示されている。
The integrated circuit IC in the switching power supply circuit of FIG. 10 corresponds to, for example, the power
トランスＴ１の一次巻線Ｌｐ、二次巻線Ｌｓおよび補助巻線Ｌｂは、いずれもトランスＴ１の同一コアに巻かれている。なお、二次巻線ＬｓのインダクタンスをＬｓとし、補助巻線ＬｂのインダクタンスをＬｂとする。共振用のコンデンサＣｒは、スイッチング素子Ｑ１とセンス抵抗Ｒｓの直列回路に並列接続されているが、一次巻線Ｌｐと並列に取り付けてもよい。補助巻線Ｌｂには、集積回路ＩＣの電源を作るための整流用ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２が接続されている。抵抗Ｒ２はスイッチング素子Ｑ１とセンス抵抗Ｒｓとの接続点電圧を電流検出用の信号入力端子ＩＳに供給するもの、抵抗Ｒ３は補助巻線Ｌｂの電圧を整流せずにそのまま集積回路ＩＣの入力端子ＺＣＤに入力するために設けられている。また、センス抵抗Ｒｓは電流検出素子として機能するものである。 The primary winding Lp, the secondary winding Ls, and the auxiliary winding Lb of the transformer T1 are all wound around the same core of the transformer T1. Note that the inductance of the secondary winding Ls is Ls, and the inductance of the auxiliary winding Lb is Lb. The resonance capacitor Cr is connected in parallel to the series circuit of the switching element Q1 and the sense resistor Rs, but may be attached in parallel to the primary winding Lp. The auxiliary winding Lb is connected to a rectifying diode D2 and a smoothing capacitor C2 for producing a power source for the integrated circuit IC. The resistor R2 supplies the voltage at the connection point between the switching element Q1 and the sense resistor Rs to the signal input terminal IS for current detection. The resistor R3 does not rectify the voltage of the auxiliary winding Lb and directly inputs the input terminal of the integrated circuit IC. It is provided for input to the ZCD. The sense resistor Rs functions as a current detection element.
トランスＴ１の二次巻線Ｌｓには、二次巻線Ｌｓに発生した電圧を整流するためのダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ３が設けられている。ダイオードＤ３のアノードは二次巻線Ｌｓの一端に接続され、カソードは電源出力端子Ｖｏｕｔに接続されるとともに平滑コンデンサＣ３の一端に接続されている。平滑コンデンサＣ３の他端は二次巻線Ｌｓの他端に接続されるとともに、接地端子Ｇｎｄに接続されている。 The secondary winding Ls of the transformer T1 is provided with a diode D3 and a smoothing capacitor C3 for rectifying the voltage generated in the secondary winding Ls. The anode of the diode D3 is connected to one end of the secondary winding Ls, and the cathode is connected to the power output terminal Vout and one end of the smoothing capacitor C3. The other end of the smoothing capacitor C3 is connected to the other end of the secondary winding Ls and to the ground terminal Gnd.
集積回路ＩＣは、その出力端子ＯＵＴのハイ／ロウ（High/Low）レベルが変化してスイッチング素子Ｑ１のゲートを駆動し、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせることにより、トランスＴ１の二次巻線Ｌｓ側で平滑された所望の直流電圧を電源出力端子Ｖｏｕｔと接地端子Ｇｎｄ間に生成する。このときスイッチング素子Ｑ１には、そのオン期間にドレイン電流が流れ、そこに接続されたトランスＴ１の一次巻線Ｌｐ側に電流が流れてエネルギーが貯えられる。スイッチング素子Ｑ１はその後にオフするが、このトランスＴ１に蓄えられたエネルギーにより、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にトランスＴ１の二次巻線Ｌｓ側でダイオードＤ３を通して平滑コンデンサＣ３に電流を流す。こうして、電源出力端子Ｖｏｕｔと接地（グラウンド）端子Ｇｎｄ間には、トランスＴ１の二次巻線Ｌｓ側で平滑された直流電圧が生成される。 The integrated circuit IC changes the high / low level of its output terminal OUT, drives the gate of the switching element Q1, and turns on / off the switching element Q1, thereby turning on the secondary winding of the transformer T1. A desired DC voltage smoothed on the Ls side is generated between the power output terminal Vout and the ground terminal Gnd. At this time, the drain current flows in the switching element Q1 during the ON period, and the current flows to the primary winding Lp side of the transformer T1 connected to the switching element Q1 to store energy. After that, the switching element Q1 is turned off, but the current stored in the transformer T1 causes a current to flow through the smoothing capacitor C3 through the diode D3 on the secondary winding Ls side of the transformer T1 during the off period of the switching element Q1. Thus, a DC voltage smoothed on the secondary winding Ls side of the transformer T1 is generated between the power supply output terminal Vout and the ground (ground) terminal Gnd.
電源出力端子Ｖｏｕｔと接地端子Ｇｎｄの間には、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路と、抵抗Ｒ７、フォトトランジスタＰＴとフォトカプラを構成する発光ダイオードＰＤ、コンデンサＣ４およびシャントレギュレータＤ４からなる出力検知回路が構成されている。ここでは、発光ダイオードＰＤに出力電圧に応じた電流が流れて（出力電圧が設定電圧より高いほど流れる電流は大きくなる。）、発光ダイオードＰＤがこの電流に応じた光量の発光を行い、集積回路ＩＣのフィードバック信号検出用の入力端子ＦＢと接地端子Ｇｎｄとの間に接続されているフォトトランジスタＰＴにフィードバック信号が供給される。発光ダイオードＰＤの発光量が多いほど、フォトトランジスタＰＴには大きな電流が流れ、この電流が抵抗Ｒに流れて抵抗Ｒの電圧ドロップが大きなものになる。すなわち、出力電圧が高いほどフォトトランジスタＰＴには大きな電流が流れ、フィードバック信号ＶＦＢが小さな値となる。このフィードバック機能により、スイッチング電源装置が図示しない負荷の変動に対応する電力を供給できるようにしている。なお、破線で囲んだ部分によってフィードバック回路２５が構成されている。
Between the power output terminal Vout and the ground terminal Gnd, there is an output detection circuit comprising a series circuit of resistors R5 and R6, a resistor R7, a phototransistor PT and a light emitting diode PD constituting a photocoupler, a capacitor C4 and a shunt regulator D4. It is configured. Here, a current corresponding to the output voltage flows through the light emitting diode PD (the current that flows increases as the output voltage is higher than the set voltage), and the light emitting diode PD emits light with a light amount corresponding to the current, and the integrated circuit. A feedback signal is supplied to the phototransistor PT connected between the input terminal FB for detecting the feedback signal of the IC and the ground terminal Gnd. As the light emission amount of the light emitting diode PD increases, a larger current flows through the phototransistor PT, and this current flows through the resistor R, and the voltage drop of the resistor R becomes larger. That is, as the output voltage is higher, a larger current flows through the phototransistor PT, and the feedback signal VFB becomes a smaller value. With this feedback function, the switching power supply can supply power corresponding to a load variation (not shown). Note that the
図１０に示すプラス検出方式のスイッチング電源装置は、電流検出素子としてセンス抵抗Ｒｓを有し、このセンス抵抗Ｒｓによって検出した電流検出信号（信号の形態は電圧）に対して抵抗Ｒ４，Ｒ２によりバイアスをかけた信号を利用する過電流制限回路によって、負荷への過電流を防止する過負荷保護機能（ＯＬＰ：Over load Protection、またはＯＣＰ：Over Current Protectionともいう。）を備えている点に特徴がある。そして、最近になって電源制御回路１０自体での低消費電力化が求められるようになり、入力電源ＶINから抵抗Ｒ４，Ｒ２，Ｒｓの経路で流れる電流を低減する方法が考えられている。その方法の説明の前に、以下では、まず抵抗Ｒ４，Ｒ２の機能について説明する。
10 has a sense resistor Rs as a current detection element, and is biased by resistors R4 and R2 with respect to a current detection signal (signal form is voltage) detected by the sense resistor Rs. It is characterized by having an overload protection function (also referred to as OLP: Over load Protection or OCP: Over Current Protection) that prevents an overcurrent to the load by an overcurrent limiting circuit that uses a signal subjected to. is there. Recently, a reduction in power consumption in the power
最初に、抵抗Ｒ４，Ｒ２を備えていない状態を考える。この過電流制限回路は、負荷電流をトランスＴ１の二次側で直接監視するのではなく、一次巻線Ｌｐ側での電流変化を監視することによって負荷への過電流を検知し、スイッチング動作を停止させるようにしている。二次側の負荷電流を直接監視する場合には、一次側へ信号を帰還させるための回路が必要になるからである。具体的には、図１０の電流検出素子であるセンス抵抗Ｒｓの電圧が過電流保護（ＯＬＰ）の判定基準となる基準電圧（以下、判定基準電圧Ｖｔｈという。）と比較され、センス抵抗Ｒｓの電圧が当該基準電圧に達すると過電流であると判断している。 First, consider a state in which the resistors R4 and R2 are not provided. This overcurrent limiting circuit does not directly monitor the load current on the secondary side of the transformer T1, but detects the overcurrent to the load by monitoring the current change on the primary winding Lp side, and performs the switching operation. I try to stop it. This is because when directly monitoring the load current on the secondary side, a circuit for feeding back the signal to the primary side is required. Specifically, the voltage of the sense resistor Rs which is the current detection element in FIG. 10 is compared with a reference voltage (hereinafter referred to as a determination reference voltage Vth) which is a determination reference for overcurrent protection (OLP), and the sense resistor Rs When the voltage reaches the reference voltage, it is judged as an overcurrent.
図１１は、異なる入力電圧に対応する一次側電流波形を示す図である。ここでは、それぞれ入力電圧ＶINがＶ１，Ｖ２として印加されたとき、抵抗Ｒｓに生じるプラス検出方式の電流検出信号を、トランスＴ１の一次巻線Ｌｐに流れるインダクタ電流ＩLに対応する電流波形として示している。 FIG. 11 is a diagram illustrating primary-side current waveforms corresponding to different input voltages. Here, when the input voltage V IN is applied as V1, V2, respectively, the current detection signal of the positive detection system that occurs in the resistor Rs, as the current waveform corresponding to the inductor current I L flowing through the primary winding Lp of the transformer T1 Show.
一次巻線Ｌｐには、スイッチング素子Ｑ１であるＮチャネルＭＯＳトンランジスタがオンするタイミングでインダクタ電流ＩLが流れ始め、それが入力電圧ＶINに比例する傾き（ｄＩL／ｄｔ＝ＶIN／Ｌｐ）で増大している。そして、この電流検出信号が過電流制限（ＯＬＰ）の判定基準電圧Ｖｔｈに達すると、図９の電源制御回路１０（集積回路ＩＣ）では過電流が流れていると判断して、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。 In the primary winding Lp, the inductor current I L starts to flow at the timing when the N-channel MOS transistor, which is the switching element Q1, is turned on, and the slope is proportional to the input voltage V IN (dI L / dt = V IN / Lp ). When the current detection signal reaches the overcurrent limit (OLP) determination reference voltage Vth, the power supply control circuit 10 (integrated circuit IC) in FIG. 9 determines that an overcurrent is flowing, and switches the switching element Q1. Turn off.
ところが、図１０に示すプラス検出方式のスイッチング電源装置では、実際に集積回路ＩＣで過電流であると判断してからスイッチング素子Ｑ１をオフするまでに、応答の遅れ時間Δｔが生じる。そのため、同図（Ａ），（Ｂ）に示すように、実際にスイッチング素子Ｑ１に流れる過電流制限動作時のインダクタ電流ＩLには、判定基準を超えるオーバーシュートが生じる。ここで、インダクタ電流ＩLの傾きが入力電圧ＶINに比例する一方、制御系の動作によって決まる応答の遅れ時間Δｔは、電源制御回路１０（図１０の集積回路ＩＣ）の電源電圧がレギュレートされていることから、入力電圧ＶINには影響されない。そこで、図１１（Ａ）に示す入力電圧ＶINが小さい値（Ｖ１）の場合、および同図（Ｂ）に示す値Ｖ２（＞Ｖ１）の場合について、それぞれセンス抵抗Ｒｓからの電流検出信号を比較すると、上述のオーバーシュート量ΔＶは入力電圧ＶINが高いほど大きい値（ΔＶ１＜ΔＶ２）となる。 However, in the plus detection type switching power supply device shown in FIG. 10, there is a response delay time Δt until the switching element Q1 is turned off after actually determining the overcurrent in the integrated circuit IC. Therefore, FIG (A), as shown (B), the To actually inductor current I L during an overcurrent limiting operation flowing through the switching device Q1, overshoot exceeding the criterion occurs. Here, while the slope of the inductor current I L is proportional to the input voltage V IN , the response delay time Δt determined by the operation of the control system is regulated by the power supply voltage of the power supply control circuit 10 (integrated circuit IC in FIG. 10). Therefore, the input voltage V IN is not affected. Therefore, when the input voltage VIN shown in FIG. 11A is a small value (V1) and when the input voltage VIN is a value V2 (> V1) shown in FIG. In comparison, the above-described overshoot amount ΔV becomes a larger value (ΔV1 <ΔV2) as the input voltage VIN is higher.
図１２は、図１０のスイッチング電源装置における過電流制限動作時のインダクタ電流の変化を示す図である。スイッチング素子Ｑ１が遅れ時間後に遮断された時、すなわち過電流制限動作時にトランスＴ１の一次巻線Ｌｐに流れるインダクタ電流ＩLは、図１１において説明したように、入力電圧ＶINに比例して増加している。従来のプラス検出方式のスイッチング電源装置では、それが例えばパソコンの電源として使用される場合、日本では１００ボルトの商用交流電源を整流・平滑して直流の入力電源として利用されている。また、外国では２００ボルトの交流電源が用いられるところもある。これに対してトランスＴ１の二次巻線Ｌｓ、あるいは補助巻線Ｌｂからの出力電圧は、高々１０〜２０Ｖ程度が要求されているにすぎない。商用交流電源の電圧、すなわち入力電圧ＶINに幅がある中、入力電圧ＶINが高いほどスイッチング素子Ｑ１をオフする際に大きなインダクタ電流ＩLが流れるというのでは、電源の安全性に問題がある。 12 is a diagram showing a change in inductor current during an overcurrent limiting operation in the switching power supply device of FIG. When the switching element Q1 is shut off after the delay time, that is, during the overcurrent limiting operation, the inductor current I L flowing through the primary winding Lp of the transformer T1 increases in proportion to the input voltage V IN as described in FIG. doing. In a conventional positive detection type switching power supply, for example, when it is used as a power supply of a personal computer, a commercial AC power supply of 100 volts is rectified and smoothed in Japan and used as a DC input power supply. Some foreign countries use 200-volt AC power supplies. On the other hand, the output voltage from the secondary winding Ls or the auxiliary winding Lb of the transformer T1 is only required to be about 10 to 20 V at most. Voltage of the commercial AC power source, i.e. while there is a range of the input voltage V IN, than that a large inductor current I L flowing when turning off the switching element Q1 higher input voltage V IN is a problem in safety of the power supply is there.
そこで、図１０に示すスイッチング電源装置には、こうしたオーバーシュートを補正する目的で、抵抗Ｒ２，Ｒ４を直列に接続した抵抗回路が設けられている。この抵抗回路によって、センス抵抗Ｒｓの電圧がプラス方向にレベルシフトされる。このときのレベルシフト量は入力電圧ＶINが高いほど大きいものになることから、入力電圧ＶINが高いほど、センス抵抗Ｒｓの電圧が過電流制限の判定基準電圧Ｖｔｈに達する前の段階で、早めに過電流状態の判断ができる。したがって、スイッチング素子Ｑ１が実際にオフする際のオーバーシュート量ΔＶをこの抵抗回路によって補償することができる。 Therefore, the switching power supply device shown in FIG. 10 is provided with a resistor circuit in which resistors R2 and R4 are connected in series for the purpose of correcting such overshoot. By this resistance circuit, the voltage of the sense resistor Rs is level shifted in the positive direction. Level shift amount at this time from becoming larger higher input voltage V IN, the higher the input voltage V IN, at the stage before the voltage of the sense resistor Rs reaches the determination reference voltage Vth of the overcurrent limiting, An overcurrent condition can be determined early. Therefore, this resistance circuit can compensate for the overshoot amount ΔV when the switching element Q1 is actually turned off.
しかし、抵抗回路によってレベルシフトするプラス検出方式では、近年電源システムで課題となっている軽負荷時や無負荷時の消費電力、または待機時での待機電力の削減の観点から見た場合、この入力電源ＶIN（通常の電源システムでは、入力電源ＶINが最も高い電圧である。）から抵抗Ｒ４，Ｒ２，Ｒｓの直列回路を経由してグラウンド（Ｇｎｄ）に流れる電流による電力消費が問題となる。そこで、スイッチング電源装置に無駄な電流を流さないで、図１２に示すように入力電圧ＶINが大きいほど、スイッチング素子Ｑ１がオフされる際の過電流が大きくなるという現象を補償するため、電流検出信号をマイナス方向にレベルシフトさせて、その低消費電力化を実現する方法が知られている（例えば、特許文献２参照）。 However, with the positive detection method that shifts the level using a resistance circuit, this has become a problem in power supply systems in recent years when viewed from the viewpoint of reducing power consumption during light loads or no load, or standby power consumption during standby. The power consumption due to the current flowing from the input power source V IN (in the normal power system, the input power source V IN is the highest voltage) to the ground (Gnd) via the series circuit of the resistors R4, R2, and Rs is a problem. Become. Therefore, in order to compensate for the phenomenon that the overcurrent when the switching element Q1 is turned off increases as the input voltage V IN increases as shown in FIG. A method is known in which the detection signal is level-shifted in the negative direction to achieve low power consumption (see, for example, Patent Document 2).
図１３は、従来のマイナス検出方式のスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。
マイナス検出方式のスイッチング電源装置は、例えば特許文献２に記載されたスイッチング電源装置のように、電流検出手段がトランスの一次巻線、またはスイッチング素子に流れる電流をセンス抵抗Ｒｓにより負電圧として検出するように構成される。そのため、図１３に示すスイッチング電源装置では、電流検出用の信号入力端子ＩＳとセンス抵抗Ｒｓとが抵抗Ｒａを介して接続されている。また、信号入力端子ＩＳは補助巻線Ｌｂと整流用ダイオードＤ２の接続点および集積回路ＩＣに電源を供給する電源端子ＶＣＣに、それぞれ抵抗Ｒｂおよび補正抵抗Ｒｃを介して接続されている。
FIG. 13 is a block diagram showing an example of a conventional switching power supply device using a negative detection method.
In the negative detection type switching power supply, for example, like the switching power supply described in
まず、抵抗Ｒａ，Ｒｂの機能について説明する（補正抵抗Ｒｃの機能については後述する）。図１３の回路構成から分かるように、一次側の電流が大きいほど絶対値が大きくなる負電圧が電流検出信号となる。抵抗Ｒａ，Ｒｂは、それぞれ図１０に示すプラス検出方式の抵抗Ｒ２，Ｒ４に対応するものであり、電流検出信号にマイナスのバイアスをかけるためのものである。スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間、補助巻線Ｌｂと整流用ダイオードＤ２の接続点にはマイナスの電位が発生する。このマイナス電位は、整流用ダイオードＤ２により平滑コンデンサＣ２から絶縁されているので、入力電圧ＶINに比例（但し、符号は反転している。）したものになる。したがって、プラス検出方式で正電圧の電流検出信号にプラスのバイアスをかけたように、マイナス検出方式でも負電圧の電流検出信号に入力電圧ＶINに比例したマイナスのバイアスをかけることができる。 First, the function of the resistors Ra and Rb will be described (the function of the correction resistor Rc will be described later). As can be seen from the circuit configuration of FIG. 13, a negative voltage whose absolute value increases as the primary current increases is the current detection signal. Resistors Ra and Rb correspond to the positive detection type resistors R2 and R4 shown in FIG. 10, respectively, and are for applying a negative bias to the current detection signal. While the switching element Q1 is on, a negative potential is generated at the connection point between the auxiliary winding Lb and the rectifying diode D2. Since this negative potential is insulated from the smoothing capacitor C2 by the rectifying diode D2, it is proportional to the input voltage V IN (however, the sign is inverted). Therefore, a negative bias proportional to the input voltage V IN can be applied to the negative current detection signal even in the negative detection method, just as a positive bias is applied to the positive voltage current detection signal in the positive detection method.
プラス検出方式とマイナス検出方式では、抵抗Ｒ４，Ｒ２，Ｒｓと抵抗Ｒｂ，Ｒａ，Ｒｓとで消費される電力が大きく異なる。すなわち、抵抗で消費される電力は抵抗に印加される電圧の２乗に比例する（（電圧）2／抵抗値）が、その印加電圧が大きく異なるからである。上述のように、商用交流電源を整流・平滑して入力電圧ＶINを得る場合、その値は１００〜２００Ｖ程度になるのに対し、補助巻線Ｌｂからの出力電圧（絶対値）は高々１０〜２０Ｖ程度であり、これより２桁程度消費電力を削減することができる。 In the positive detection method and the negative detection method, the power consumed by the resistors R4, R2, and Rs and the resistors Rb, Ra, and Rs is greatly different. That is, the power consumed by the resistor is proportional to the square of the voltage applied to the resistor ((voltage) 2 / resistance value), but the applied voltage differs greatly. As described above, when the commercial AC power supply is rectified and smoothed to obtain the input voltage V IN , the value is about 100 to 200 V, whereas the output voltage (absolute value) from the auxiliary winding Lb is 10 at most. The power consumption can be reduced by about two orders of magnitude.
図１３の電源制御回路１０（ＩＣ回路）では、回路を構成する要素の一部のみを示している。ここで、電圧制御発振器１４、電流コンパレータ１７、フリップフロップ回路１９は、図９に示す制御回路に対応する回路であり、フィードバック信号ＶＦＢ検出用の入力端子ＦＢから電流コンパレータ１７の非反転入力端子（＋）に信号を供給するために信号反転回路２３が配置され、電流検出用の入力端子ＩＳと電流コンパレータ１７の反転入力端子（−）との間には、レベルシフト回路２４が設けられている。図１３では図示を省いているが、電源制御回路１０はゼロ電流検出用の入力端子ＺＣＤ、起動電流が供給されるＶＨ端子なども備えている。
In the power supply control circuit 10 (IC circuit) of FIG. 13, only a part of elements constituting the circuit is shown. Here, the voltage controlled
電圧制御発振器１４は、スイッチング周波数を決定するための発振器であって、フィードバック回路２５から出力される負荷への出力電圧と設定電圧との差を増幅したフィードバック信号ＶＦＢ（この信号はいわゆる誤差信号に相当する信号である。）によって発振周波数が制御されている。その周波数特性は、負荷が軽くなったと判断される範囲（例えば、フィードバック信号ＶＦＢが０．９ボルト以下）ではフィードバック信号ＶＦＢの電圧に比例して、ほぼリニアに最低周波数まで低下する。負荷が重い状態では、一定周波数（最高周波数）となる。また、フィードバック回路２５は図１０に示すものと同じものである。
The voltage-controlled
フィードバック信号ＶＦＢが大きいほど、出力電流が大きくて出力電圧が目標とする設定電圧に達しづらい重負荷と判断し、スイッチング周波数を高くして負荷電流の大きい変化に即応できるようにする。また、フィードバック信号ＶＦＢが小さいほど、出力電流が小さい軽負荷であると判断して、スイッチング周波数を低く設定する。 As the feedback signal VFB is larger, it is determined that the output current is so large that the output voltage is difficult to reach the target set voltage, and the switching frequency is increased so that a large change in the load current can be immediately accommodated. Further, the smaller the feedback signal VFB is, the smaller the output current is determined to be a light load, and the switching frequency is set lower.
また、フィードバック信号ＶＦＢが所定値（例えば、０．４ボルト）より小さいと、スイッチングをやめてフィードバック信号電圧ＶＦＢが上記所定値の０．４Ｖより大きくなるのを待つ。スイッチングをしていないので、二次側の出力コンデンサＣ３には電荷が供給されず、負荷に電流を供給するだけになるため、出力電圧は下がっていく。これにより出力電圧と設定電圧との差が広がるため、フィードバック信号ＶＦＢの電圧値が大きくなる。 When the feedback signal VFB is smaller than a predetermined value (for example, 0.4 volts), switching is stopped and the feedback signal voltage VFB waits for the feedback signal voltage VFB to become larger than the predetermined value 0.4V. Since no switching is performed, no charge is supplied to the output capacitor C3 on the secondary side, and only a current is supplied to the load. Therefore, the output voltage decreases. As a result, the difference between the output voltage and the set voltage widens, and the voltage value of the feedback signal VFB increases.
図１４は、図１３に示すスイッチング電源装置の信号反転回路２３の構成を示す図である。信号反転回路２３は、図１４に示すように演算増幅回路２６と、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、基準電圧源Ｅ５から構成される。
FIG. 14 is a diagram showing a configuration of the
ここでは、フィードバック信号ＶＦＢはプラス検出方式に適した１〜２ボルトの電圧信号としてフィードバック回路２５から入力端子ＦＢを介して供給されている。そこで、信号反転回路２３により反転増幅させて、マイナス検出方式に合わせた２〜１．５ボルトの内部信号ＶＦＢ２に変換している。なお、この信号反転回路２３で使用される電圧値は、それぞれの信号の取り得る範囲を説明するための一例であって、これらに限定する趣旨ではない。
Here, the feedback signal VFB is supplied from the
図１５は、図１３に示すスイッチング電源装置のレベルシフト回路２４の構成を示す図である。レベルシフト回路２４は、内部基準電圧Ｅ６と電流検出用の信号入力端子ＩＳとの間を接続する静電気保護用の抵抗Ｒ１３および分圧用の抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の直列回路と、抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４の接続点を接地するツェナーダイオードＤ５，Ｄ６とから構成されている。ここでは、信号入力端子ＩＳに印加された負電圧の電流検出信号（信号の形態は電圧）ＶＩＳが、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５の接続点から正電位にレベルシフトされた内部信号ＶＩＳ２として、電流コンパレータ１７に対して出力される。
FIG. 15 is a diagram showing a configuration of
このように電流検出信号ＶＩＳは負電圧（０〜−１ボルト）として電流検出用の信号入力端子ＩＳに供給されるが、実際は負電圧源をもっていないＩＣ回路では、負電圧の信号を処理できないので、図１５のレベルシフト回路２４でプラス電位（２〜１．５ボルト）の信号にレベルシフトさせている。
In this way, the current detection signal VIS is supplied as a negative voltage (0 to -1 volt) to the signal input terminal IS for current detection. However, an IC circuit that does not actually have a negative voltage source cannot process a negative voltage signal. The
このとき、フィードバック信号ＶＦＢに対する信号反転回路２３でも、この電流検出信号に合わせた出力レベルとなるように、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２などの抵抗値の大きさが調整される。
At this time, the magnitude of the resistance values of the resistors R11 and R12 and the like are adjusted so that the
つぎに、補正抵抗Ｒｃの機能について説明する。補正抵抗Ｒｃは、電流検出信号ＶＩＳにプラス（正電圧）のオフセット電圧（バイアス）を加えることにより、基本的には集積回路ＩＣによって規定されるスイッチング周波数を低減させて、軽負荷時や無負荷時の消費電力または待機時の待機電力を削減させるためのものである。以下、補正抵抗Ｒｃがどのようにスイッチング周波数を低減させるかについて説明する。 Next, the function of the correction resistor Rc will be described. The correction resistor Rc basically reduces the switching frequency defined by the integrated circuit IC by applying a positive (positive voltage) offset voltage (bias) to the current detection signal VIS, so that the load is light or no load. This is to reduce power consumption during standby or standby power during standby. Hereinafter, how the correction resistor Rc reduces the switching frequency will be described.
図１６は、スイッチング電源装置における電流検出信号ＶＩＳの補正動作を説明する信号波形図である。ここで信号ＶＦＢ３は説明のための仮想信号であり、動作範囲が正電圧（例えば、２〜１．５ボルト）である上述の内部信号ＶＦＢ２を、負電圧である電流検出信号ＶＩＳの動作範囲に合わせて上限が０ボルトの信号にレベルシフトさせたものに相当する。フィードバック信号ＶＦＢを反転させたものと考えてもよい。 FIG. 16 is a signal waveform diagram illustrating the correction operation of the current detection signal VIS in the switching power supply device. Here, the signal VFB3 is a virtual signal for explanation, and the above-mentioned internal signal VFB2 whose operation range is a positive voltage (for example, 2 to 1.5 volts) is changed to the operation range of the current detection signal VIS which is a negative voltage. In addition, it corresponds to a signal whose level is shifted to a signal whose upper limit is 0 volts. It may be considered that the feedback signal VFB is inverted.
ここでは、電源制御回路１０に供給されるフィードバック信号ＶＦＢによって、電圧制御発振器１４の発振周波数が制御されていることを前提としている。
最初に、同図（Ａ）に示すように、補正抵抗Ｒｃによる補正が行われないときについて考える。このとき、負荷への出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン時比率とフィードバック信号ＶＦＢの値がバランスされた状態となっている。そして、スイッチング周波数はフィードバック信号ＶＦＢの大きさで決定されている。
Here, it is assumed that the oscillation frequency of the voltage controlled
First, consider the case where correction by the correction resistor Rc is not performed as shown in FIG. At this time, the on-time ratio of the switching element Q1 and the value of the feedback signal VFB are balanced so that the output voltage Vout to the load becomes the set voltage. The switching frequency is determined by the magnitude of the feedback signal VFB.
つぎに、図１６（Ａ）の状態に対し、補正抵抗Ｒｃが付加されて突然に補正がかけられたとする。この場合、電流検出信号ＶＩＳは、同図（Ａ）の場合より大きい正の電圧から低減を開始する信号となる。一方、フィードバック信号ＶＦＢすなわち図中の信号ＶＦＢ３は急変できないので、当面は同じレベルの電圧値が継続する。スイッチング素子Ｑ１は、電流検出信号ＶＩＳがＶＦＢ３に達するまではオフしないので、同図（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間ｔｏｎが長くなる（オン時間ｔｏｎは、電流検出信号ＶＩＳが低減を開始してから信号ＶＦＢ３に達するまでの時間。）。このとき、スイッチング周波数が元のままであれば、一周期内のオフ時間は短くなって、スイッチング素子Ｑ１のオン時比率が大きくなる。これによって、負荷への出力電圧は上昇し、フィードバック信号ＶＦＢが小さくなり、フィードバック信号ＶＦＢ３の絶対値も小さくなる。 Next, it is assumed that correction is suddenly applied to the state of FIG. In this case, the current detection signal VIS is a signal for starting reduction from a positive voltage larger than that in the case of FIG. On the other hand, since the feedback signal VFB, that is, the signal VFB3 in the figure cannot be changed suddenly, the voltage value at the same level continues for the time being. Since the switching element Q1 is not turned off until the current detection signal VIS reaches VFB3, the on-time ton of the switching element Q1 becomes longer as shown in FIG. 5B (the on-time ton is determined by the current detection signal VIS). Time from the start of reduction until the signal VFB3 is reached.) At this time, if the switching frequency remains the same, the off time within one cycle is shortened, and the on-time ratio of the switching element Q1 is increased. As a result, the output voltage to the load increases, the feedback signal VFB decreases, and the absolute value of the feedback signal VFB3 also decreases.
フィードバック信号ＶＦＢが小さくなると、スイッチング周波数も下がり、これにより時比率が下がって、図１６（Ａ）に示す当初のオン時比率に近づく。したがって、図１６（Ｃ）に示すように、新しいスイッチング周波数のもとでバランスされ、最終的には同図（Ａ）と同じオン時比率となる。このとき、フィードバック信号ＶＦＢとシフトされた電圧値ＶＦＢ３の絶対値は、補正前の値より小さくなっている。こうして、電圧制御発振器１４で制御される周波数が低くなり、電流コンパレータ１７によって規定されるオン時間も長くなる。
上述したマイナス検出方式のスイッチング電源装置は、省エネを促進していくうえで、さらに軽負荷時における補正抵抗Ｒｃに流れる電流が問題となる。すなわち、従来のスイッチング電源装置における補正抵抗Ｒｃは電源端子ＶＣＣに接続されていたため、電源端子ＶＣＣから補正抵抗Ｒｃ、抵抗Ｒａ，Ｒｓの直列回路、および補正抵抗Ｒｃ、抵抗Ｒｂ、補助巻線Ｌｂの直列回路を経由してグラウンド（ＧＮＤ）に常時電流が流れて、電力損失が発生するという問題があった。 In the above-described negative detection type switching power supply device, the current flowing through the correction resistor Rc at the time of light load becomes a problem in promoting energy saving. That is, since the correction resistor Rc in the conventional switching power supply device is connected to the power supply terminal VCC, the correction resistor Rc, the series circuit of the resistors Ra and Rs, the correction resistor Rc, the resistor Rb, and the auxiliary winding Lb from the power supply terminal VCC. There is a problem in that a current always flows to the ground (GND) via the series circuit and power loss occurs.
また、電流検出信号ＶＩＳには、抵抗Ｒｂを介して補助巻線Ｌｂの出力電圧から、および補正抵抗Ｒｃを介して電源端子ＶＣＣの電圧からと、２つのソースからオフセットが加わることになる。電源端子ＶＣＣの電圧は出力電圧Ｖｏｕｔに比例し、出力電圧Ｖｏｕｔは定電圧になるよう制御されているから、電源端子ＶＣＣの電圧も定電圧である。一方、補助巻線Ｌｂの出力電圧は入力電圧ＶINに比例するから、基本的にその値は変動する。したがって、補正抵抗Ｒｃは過電流の検出に複雑な影響を与えるという問題もあった。 Further, the current detection signal VIS is offset from two sources, from the output voltage of the auxiliary winding Lb via the resistor Rb and from the voltage of the power supply terminal VCC via the correction resistor Rc. Since the voltage at the power supply terminal VCC is proportional to the output voltage Vout and the output voltage Vout is controlled to be a constant voltage, the voltage at the power supply terminal VCC is also a constant voltage. On the other hand, since the output voltage of the auxiliary winding Lb is proportional to the input voltage V IN , its value basically varies. Accordingly, there is a problem that the correction resistor Rc has a complicated influence on the detection of the overcurrent.
すなわち、過電流の検出は電流検出用の入力端子ＩＳからの電圧信号をある基準電圧と比較することにより行われるが、入力電圧ＶINがどのような値をとってもその比較が一定の結果を与えるように、回路定数を調整することが困難になる。抵抗Ｒｂには入力電圧ＶINに比例する補助巻線Ｌｂの電圧が一端に印加され、この抵抗Ｒｂと一定電圧（レギュレートされた電圧である電源制御回路１０の電源電圧ＶＣＣ）が一端に印加される補正抵抗Ｒｃとが並列に入力端子ＩＳに接続される形になっていて、両者が電流検出信号ＶＩＳに影響するために、回路定数の調整がしにくくなるからである。
That is, overcurrent is detected by comparing the voltage signal from the current detection input terminal IS with a certain reference voltage, but the comparison gives a constant result regardless of the value of the input voltage VIN. Thus, it becomes difficult to adjust the circuit constant. A voltage of the auxiliary winding Lb proportional to the input voltage V IN is applied to one end of the resistor Rb, and this resistor Rb and a constant voltage (a power supply voltage VCC of the power
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、外部の補正回路を追加して軽負荷時のスイッチング周波数を外部から調整する場合に、補正回路における損失を従来よりも小さくするとともに、過電流制限など他の特性に影響を与えずに調整可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such points, and when adjusting the switching frequency at the time of light load from the outside by adding an external correction circuit, while making the loss in the correction circuit smaller than before, An object of the present invention is to provide a switching power supply that can be adjusted without affecting other characteristics such as overcurrent limiting.
本発明では、上記問題を解決するために、直流電源と、設定電圧に応じて二次側の負荷に電力供給するトランスと、前記トランスの一次巻線に対して直列に接続されたスイッチング素子と、前記設定電圧と前記負荷への出力電圧との差を増幅したフィードバック信号を前記トランスの一次側に出力するフィードバック回路と、前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチング素子をオン・オフ制御するスイッチング電源制御手段と、前記スイッチング素子に流れる電流値を、該電流値が大きくなるほど前記スイッチング電源制御手段の基準電位に対して低下する極性の電圧信号として検出する電流検出手段と、を備え、前記直流電源が前記トランスの前記一次巻線に接続され、前記直流電源から入力された直流電圧を前記スイッチング素子によってオン・オフして脈流電流を発生させ、前記設定電圧に応じて前記負荷に所望の出力電力を供給するスイッチング電源装置において、前記スイッチング電源制御手段は、前記電圧信号が入力される電流検出用の信号入力端子と、前記フィードバック回路からのフィードバック信号と前記電圧信号を比較する電流コンパレータと、前記フィードバック信号の大きさによって前記負荷が軽負荷であると判断したとき前記スイッチング素子のスイッチング周期を長くするように動作周波数が低減される発振回路と、前記発振回路の動作周波数および前記電流コンパレータでの比較結果に応じた周波数とパルス幅を有する制御信号を生成して前記スイッチング素子を駆動する制御回路と、前記制御信号を出力する出力端子と、を有し、さらに前記スイッチング素子のオン期間のみで作用し、前記電流検出手段から出力される電圧信号に対してプラスのオフセット電圧を加える補正回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置が提供される。 In the present invention, in order to solve the above problem, a direct current power source, a transformer for supplying power to a secondary load according to a set voltage, and a switching element connected in series to the primary winding of the transformer, A feedback circuit that outputs a feedback signal obtained by amplifying a difference between the set voltage and an output voltage to the load to a primary side of the transformer, and a switching power source control that controls on / off of the switching element based on the feedback signal And a current detection means for detecting a current value flowing through the switching element as a voltage signal having a polarity that decreases with respect to a reference potential of the switching power supply control means as the current value increases. A DC voltage connected to the primary winding of the transformer and input from the DC power source is converted to the switching element. In the switching power supply apparatus that generates a pulsating current by turning on and off by the power supply and supplies a desired output power to the load in accordance with the set voltage, the switching power supply control unit is configured to detect a current input to the voltage signal. A signal input terminal, a current comparator that compares the voltage signal with the feedback signal from the feedback circuit, and a switching period of the switching element when the load is determined to be light according to the magnitude of the feedback signal. An oscillation circuit whose operating frequency is reduced so as to be lengthened, and a control for driving the switching element by generating a control signal having a frequency and a pulse width according to the operating frequency of the oscillation circuit and the comparison result of the current comparator A circuit and an output terminal for outputting the control signal, and Serial acts only in the ON period of the switching element, the switching power supply device according to claim is provided to have a correction circuit to apply a positive offset voltage relative to the voltage signal outputted from said current detecting means.
このスイッチング電源装置では、スイッチング信号がスイッチング素子をオンさせる期間だけ、補正回路で電流値を検出する電圧信号にオフセットを加えて補正する。 In this switching power supply device, correction is performed by adding an offset to the voltage signal for detecting the current value by the correction circuit only during the period when the switching signal turns on the switching element.
本発明によれば、補正回路で発生する損失が制御信号のオン期間のみとなるため、従来方式のものに比べて電力損失を小さくすることができる。 According to the present invention, since the loss generated in the correction circuit is only the ON period of the control signal, the power loss can be reduced as compared with the conventional method.
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明に係るスイッチング電源装置の一例を示すブロック図、図２は補正回路を抵抗によって構成した実施の形態１のスイッチング電源装置を示すブロック図である。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a switching power supply device according to the present invention, and FIG. 2 is a block diagram showing a switching power supply device according to
最初に、図２に示すような抵抗Ｒ０のみで補正回路２を構成したスイッチング電源装置について説明する。ここでは、補正回路２は集積回路ＩＣの外付け回路として接続されている。
First, a switching power supply device in which the
電源制御回路（電源制御手段）を構成する集積回路ＩＣは、図２に示すように、フィードバック回路２５からのフィードバック信号ＶＦＢと電流検出用の入力端子ＩＳからの電圧信号を比較する電流コンパレータ１７、フィードバック信号ＶＦＢの大きさによって負荷が軽負荷であると判断したときスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期を長くするように動作周波数が低減される電圧制御発振器１４、および電圧制御発振器１４の動作周波数および電流コンパレータ１７での比較結果に応じた周波数およびパルス幅を有する制御信号を生成してスイッチング素子Ｑ１を駆動するフリップフロップ回路１９を有している。また、電源制御回路１０は、信号反転回路２３およびレベルシフト回路２４も有している。これらは、図１３に示すものと同じであるので、詳細な説明は省略する。補正回路２としての抵抗Ｒ０は、電源制御回路１０の出力端子ＯＵＴと電流検出用の信号入力端子ＩＳとの間に接続されている。
As shown in FIG. 2, the integrated circuit IC constituting the power supply control circuit (power supply control means) includes a
なお、図１のスイッチング電源装置は、図１３に示すものと同様に、マイナス検出方式のスイッチング電源装置となっている。一方、図１３に示すスイッチング電源装置とは、電流検出手段であるセンス抵抗Ｒｓから出力される電流検出信号ＶＩＳに対してプラスのオフセット電圧を加えるように補正回路１が接続され、それがスイッチング素子Ｑ１のオン期間のみで作用するように構成されている点が異なっている。その他の構成は、図１３について説明した通りであって、以後、対応する部分には同じ参照番号を付けてそれらの説明を省く。また、図１の電源制御回路１０自体は、従来方式のものと同じ構成の集積回路ＩＣを用いている。
The switching power supply device shown in FIG. 1 is a negative detection type switching power supply device as shown in FIG. On the other hand, the switching power supply device shown in FIG. 13 is connected to the
図２に示す実施の形態１のスイッチング電源装置の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン期間、すなわち、出力端子ＯＵＴから出力されるスイッチング信号がハイの期間にだけ補正抵抗Ｒ０に電流が流れ、オフ期間には電流が流れない。（厳密に言えば、オフ期間における抵抗Ｒｓと抵抗Ｒ０の接続点の電位は、補助巻線Ｌｂの出力電圧を抵抗Ｒｂ，Ｒａ，Ｒｓで分圧したものになるため、オン期間のものより小さいものの、若干の電流が流れる。）したがって、従来の方式に比べ損失を小さくすることができる。特に、軽負荷時になるほどオン時比率が小さくなるため、補正抵抗Ｒ０に流れる電流による電力損失を一層小さなものとすることができる。 In the switching power supply device of the first embodiment shown in FIG. 2, the current flows through the correction resistor R0 only during the ON period of the switching element Q1, that is, the period when the switching signal output from the output terminal OUT is high, and during the OFF period. No current flows. (Strictly speaking, the potential at the connection point between the resistor Rs and the resistor R0 in the off period is obtained by dividing the output voltage of the auxiliary winding Lb by the resistors Rb, Ra, and Rs, and is therefore smaller than that in the on period. However, some current flows.) Therefore, the loss can be reduced as compared with the conventional method. In particular, since the on-time ratio decreases as the load is lighter, the power loss due to the current flowing through the correction resistor R0 can be further reduced.
図３は、図２のスイッチング電源装置の電流コンパレータ１７の入力信号の動作波形を示す図である。
同図（Ａ）には、重負荷時における電流検出信号（電圧信号）を示している。この電流検出信号は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流値が大きくなるほどスイッチング電源装置の基準電位（この場合は接地電位）に対して低下する極性の電圧信号であって、これが電流コンパレータ１７の判定基準電圧ＶＦＢ３（図１６で説明した仮想信号ＶＦＢ３と同じもの）に達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。スイッチング素子Ｑ１をオンさせるスイッチング信号が出力されたもののスイッチング素子Ｑ１がまだオンしていない瞬間は、電流検出信号に抵抗Ｒ０による補正がかかって電流検出信号が正の値となるが、スイッチング素子がオンして重負荷に対応する絶対値が大きい電流検出信号が発生すると、補正された電流検出信号ＶＩＳは初期の段階で負の信号となる。
FIG. 3 is a diagram showing an operation waveform of an input signal of the
FIG. 2A shows a current detection signal (voltage signal) at heavy load. This current detection signal is a voltage signal having a polarity that decreases with respect to the reference potential (in this case, the ground potential) of the switching power supply device as the value of the current flowing through the switching element Q1 increases. When VFB3 (same as virtual signal VFB3 described in FIG. 16) is reached, switching element Q1 is turned off. At the moment when the switching signal for turning on the switching element Q1 is output but the switching element Q1 is not yet turned on, the current detection signal is corrected by the resistor R0 and the current detection signal becomes a positive value. When a current detection signal having a large absolute value corresponding to the heavy load is generated, the corrected current detection signal VIS becomes a negative signal at an initial stage.
図３（Ｂ）には軽負荷時における電流検出信号を示している。同図（Ａ）と同様に、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間に電流検出信号に抵抗Ｒ０による補正がかかって電流検出信号ＶＩＳが正の値となる。軽負荷で電流検出信号の絶対値が大きくないため、補正された電流検出信号ＶＩＳが正の期間の割合が相対的に大きくなる。 FIG. 3B shows a current detection signal at light load. As in FIG. 6A, at the moment when the switching element Q1 is turned on, the current detection signal is corrected by the resistor R0, and the current detection signal VIS becomes a positive value. Since the absolute value of the current detection signal is not large at a light load, the ratio of the corrected current detection signal VIS in the positive period is relatively large.
ここでは、判定基準電圧ＶＦＢ３の絶対値が小さくなるだけでなく、軽負荷時のスイッチング周期Ｔ２は、重負荷時のスイッチング周期Ｔ１と比較して長くなる。
また、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間は抵抗Ｒ０による補正がないため、電流検出信号ＶＩＳは接地電位（０Ｖ）となっている。なお、抵抗Ｒｂの抵抗値が他の抵抗Ｒ０，Ｒａ，Ｒｓより高く、電流値や消費電力に与える影響が他の抵抗より小さいこともあり、説明の簡単化のために、抵抗Ｒｂの効果は無視している（以下の図４、図６においても同様）。また、補正回路１は外付け回路としてではなく、集積回路ＩＣに内蔵されていてもよい。
Here, not only the absolute value of the determination reference voltage VFB3 is reduced, but also the switching cycle T2 at light load is longer than the switching cycle T1 at heavy load.
Further, since the correction by the resistor R0 is not performed during the period when the switching element Q1 is off, the current detection signal VIS is at the ground potential (0 V). Note that the resistance value of the resistor Rb is higher than that of the other resistors R0, Ra, and Rs, and the influence on the current value and power consumption may be smaller than that of the other resistors. Ignored (the same applies to FIGS. 4 and 6 below). The
（実施の形態２）
図４は、補正回路を抵抗およびキャパシタによって構成した実施の形態２のスイッチング電源装置を示すブロック図、図５は、図４のスイッチング電源装置の電流コンパレータ１７の入力信号の動作波形を示す図である。
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a block diagram showing the switching power supply device according to the second embodiment in which the correction circuit is configured by a resistor and a capacitor. FIG. 5 is a diagram showing an operation waveform of an input signal of the
ここでは、補正回路３が抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０の直列回路によって構成されている。この場合、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０で決まる時定数は、電源制御回路１０に設定されたスイッチング周期Ｔ１よりも短くしておく。
Here, the
図５（Ａ）には、重負荷時における電流検出信号（電圧信号）、同図（Ｂ）には軽負荷時における電流検出信号を示している。スイッチング素子Ｑ１がオンする際、スイッチング信号がロウからハイへと変化し、補正回路３のコンデンサＣ０と抵抗Ｒ０を通して電流が流れ、電流検出信号にオフセットが発生する。その後、コンデンサＣ０の充電が終って、補正回路３には電流が流れなくなる。このように、補正回路３にはコンデンサＣ０の充電電流しか流れないことによって（見方を変えれば、補正回路３が微分回路もしくはハイパスフィルタを構成していることによって）、制御信号のオン期間に発生する補正回路３での電力損失をさらに小さくすることができる。
FIG. 5A shows a current detection signal (voltage signal) at a heavy load, and FIG. 5B shows a current detection signal at a light load. When the switching element Q1 is turned on, the switching signal changes from low to high, current flows through the capacitor C0 and the resistor R0 of the
なお、過電流検出は、補正回路３によって補正された電流検出信号ＶＩＳを過電流保護（ＯＬＰ）の判定基準となる基準電圧（判定基準電圧Ｖｔｈ）と比較することによって行われるが、補正回路３の補正期間Ｔｃは、スイッチング素子Ｑ１のターンオン直後に補正回路３が微分回路として動作する一定期間だけであるから、過電流制限作用には影響しない。
The overcurrent detection is performed by comparing the current detection signal VIS corrected by the
（実施の形態３）
図６は、図１における補正回路をキャパシタによって構成した実施の形態３のスイッチング電源装置を示すブロック図である。
(Embodiment 3)
FIG. 6 is a block diagram showing a switching power supply device according to
補正回路４のようにコンデンサＣ０のみで構成された場合は、その動作は抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０を直列接続した補正回路３とほぼ等しい。実際の補正回路４において、抵抗分として回路上の寄生的な抵抗分や、センス抵抗Ｒｓ、あるいは直列に接続された抵抗Ｒａ，Ｒｂなどが等価的に同じ作用を行うからである。
When the
以上に説明した実施の形態２、および実施の形態３のスイッチング電源装置では、過電流が問題となるような重負荷時にはオン時間が長くなるため、図４、あるいは図６に示すような補正回路３，４のように、コンデンサＣ０を含む構成であれば、その時定数をオン時間より短いものにすることにより、電流検出信号が判定基準電圧Ｖｔｈに達する前に補正回路３，４の影響をなくすることができる。これにより、過電流の検出レベルに関しては、補正回路３，４の影響を考える必要がなくなり、抵抗Ｒｓ，Ｒａ，Ｒｂだけで考えればよいことになるから、回路定数の調整が簡単になる。ただし、実施の形態１のように、抵抗Ｒ０だけで構成された補正回路２（図２）の場合は別である。
In the switching power supply devices according to the second embodiment and the third embodiment described above, the on-time becomes longer at a heavy load where overcurrent becomes a problem. Therefore, the correction circuit as shown in FIG. 4 or FIG. 3 and 4, if the configuration includes the capacitor C0, by making the time constant shorter than the ON time, the
（実施の形態４）
図７は、補正回路を抵抗、キャパシタおよびツェナーダイオードによって構成した実施の形態４のスイッチング電源装置を示すブロック図である。
(Embodiment 4)
FIG. 7 is a block diagram showing a switching power supply device according to a fourth embodiment in which the correction circuit is configured by a resistor, a capacitor, and a Zener diode.
ここでは、補正回路５は抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０とツェナーダイオードＺＤ０によって構成されている。この場合、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０で決まる時定数は、電源制御回路１０に設定されたスイッチング周期Ｔ１と同程度、あるいはＴ１以下の長さに設定することが望ましいが、スイッチング周期Ｔ１より長くても良い。また、ツェナーダイオードＺＤ０のツェナー電圧ＶＺＤは、出力端子ＯＵＴから出力される駆動信号Ｑ１のハイレベルよりも低く設定しておく。
Here, the correction circuit 5 includes a resistor R0, a capacitor C0, and a Zener diode ZD0. In this case, the time constant determined by the resistor R0 and the capacitor C0 is preferably set to the same length as the switching cycle T1 set in the power
図８は、図７のスイッチング電源装置各部の動作波形を示す図である。
同図（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオンする際、電源制御回路１０の出力端子ＯＵＴからのスイッチング信号の電圧はロウからハイへと変化する（時刻ｔ１）。すると、前述した補正回路３（図４参照）の場合と同様に、補正回路５のコンデンサＣ０には抵抗Ｒ０を通して電流ＩＣ０が流れ、この電流ＩＣ０が抵抗Ｒｓ，Ｒａ，Ｒｂからなる直列回路の途中から注入されることにより、電流検出信号ＶＩＳにオフセットが発生する。その後、コンデンサＣ０は充電されて、図７のＡ点の電圧が上昇していく（図８（Ｂ）参照）。
FIG. 8 is a diagram showing operation waveforms of each part of the switching power supply device of FIG.
As shown in FIG. 5A, when the switching element Q1 is turned on, the voltage of the switching signal from the output terminal OUT of the power
その後、Ａ点の電圧がツェナーダイオードＺＤ０のツェナー電圧ＶＺＤに達すると、抵抗Ｒ０に流れる電流がコンデンサＣ０からツェナーダイオードＺＤ０へ移り、図８（Ｃ）に示すように、コンデンサＣ０には流れなくなる。この結果、図８（Ｄ）に示すように、抵抗Ｒ０を流れる電流がツェナーダイオードＺＤ０に移る時刻ｔ２以降には、補正回路５によって電流検出信号ＶＩＳに発生していたオフセットが発生しなくなる。 Thereafter, when the voltage at the point A reaches the Zener voltage VZD of the Zener diode ZD0, the current flowing through the resistor R0 moves from the capacitor C0 to the Zener diode ZD0 and does not flow into the capacitor C0 as shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 8D, the offset generated in the current detection signal VIS by the correction circuit 5 does not occur after time t2 when the current flowing through the resistor R0 moves to the Zener diode ZD0.
このように実施の形態４では、ツェナーダイオードＺＤ０のツェナー電圧ＶＺＤを調整することで、補正回路５によって電流検出信号ＶＩＳにオフセットが発生する時間を任意に調整することができる。したがって、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０で決まる時定数がスイチング周期Ｔ１よりも長くなるように選択されていても、ツェナー電圧ＶＺＤを適当に選ぶことによって、補正回路５によるオフセットが発生する期間をスイッチング素子Ｑ１のターンオン直後に設定でき、これにより過電流制限作用には影響しない。このため、図４に示す補正回路３に較べて、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０がより広い抵抗値あるいは容量値の範囲から選択可能となり、調整がより容易になる。
As described above, in the fourth embodiment, by adjusting the Zener voltage VZD of the Zener diode ZD0, the correction circuit 5 can arbitrarily adjust the time during which an offset occurs in the current detection signal VIS. Therefore, even if the time constant determined by the resistor R0 and the capacitor C0 is selected to be longer than the switching cycle T1, the period during which the offset by the correction circuit 5 is generated can be set by appropriately selecting the Zener voltage VZD. This can be set immediately after the turn-on, so that the overcurrent limiting effect is not affected. Therefore, compared to the
１〜５ 補正回路
１０ 電源制御回路
１４ 電圧制御発振器
１７ 電流コンパレータ
１９ フリップフロップ回路
２５ フィードバック回路
Ｃ０ コンデンサ
Ｑ１ スイッチング素子
Ｒ０，Ｒａ，Ｒｂ 抵抗
Ｒｃ 補正抵抗
Ｒｓ センス抵抗
Ｔ１ トランス
ＶIN 入力電源
ＺＤ０ ツェナーダイオード
1 to 5
Claims (7)
設定電圧に応じて二次側の負荷に電力供給するトランスと、
前記トランスの一次巻線に対して直列に接続されたスイッチング素子と、
前記設定電圧と前記負荷への出力電圧との差を増幅したフィードバック信号を前記トランスの一次側に出力するフィードバック回路と、
前記フィードバック信号に基づいて前記スイッチング素子をオン・オフ制御するスイッチング電源制御手段と、
前記スイッチング素子に流れる電流値を、該電流値が大きくなるほど前記スイッチング電源制御手段の基準電位に対して低下する極性の電圧信号として検出する電流検出手段と、
を備え、前記直流電源が前記トランスの前記一次巻線に接続され、前記直流電源から入力された直流電圧を前記スイッチング素子によってオン・オフして脈流電流を発生させ、前記設定電圧に応じて前記負荷に所望の出力電力を供給するスイッチング電源装置において、
前記スイッチング電源制御手段は、
前記電圧信号が入力される電流検出用の信号入力端子と、
前記フィードバック回路からのフィードバック信号と前記電圧信号を比較する電流コンパレータと、
前記フィードバック信号の大きさによって前記負荷が軽負荷であると判断したとき前記スイッチング素子のスイッチング周期を長くするように動作周波数が低減される発振回路と、
前記発振回路の動作周波数および前記電流コンパレータでの比較結果に応じた周波数とパルス幅を有する制御信号を生成して前記スイッチング素子を駆動する制御回路と、
前記制御信号を出力する出力端子と、
を有し、さらに前記スイッチング素子のオン期間のみで作用し、前記電流検出手段から出力される電圧信号に対してプラスのオフセット電圧を加える補正回路を有することを特徴とするスイッチング電源装置。 DC power supply,
A transformer for supplying power to the secondary load according to the set voltage;
A switching element connected in series with the primary winding of the transformer;
A feedback circuit that outputs a feedback signal obtained by amplifying a difference between the set voltage and an output voltage to the load to a primary side of the transformer;
Switching power supply control means for controlling on / off of the switching element based on the feedback signal;
Current detection means for detecting a current value flowing through the switching element as a voltage signal having a polarity that decreases with respect to a reference potential of the switching power supply control means as the current value increases;
The DC power source is connected to the primary winding of the transformer, and a DC voltage input from the DC power source is turned on / off by the switching element to generate a pulsating current, and according to the set voltage In a switching power supply for supplying desired output power to the load,
The switching power supply control means includes
A signal input terminal for current detection to which the voltage signal is input;
A current comparator that compares the voltage signal with the feedback signal from the feedback circuit;
An oscillation circuit whose operating frequency is reduced so as to lengthen the switching period of the switching element when the load is determined to be a light load according to the magnitude of the feedback signal;
A control circuit for driving the switching element by generating a control signal having a frequency and a pulse width according to the operating frequency of the oscillation circuit and the comparison result of the current comparator;
An output terminal for outputting the control signal;
And a correction circuit that operates only during the ON period of the switching element and adds a positive offset voltage to the voltage signal output from the current detection means.
前記抵抗の他端を前記出力端子に接続し、前記キャパシタの他端を前記電流検出用の信号入力端子に接続し、かつ前記ツェナーダイオードのアノードを前記スイッチング電源制御手段の基準電位に接続したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 The correction circuit includes a series circuit of a resistor and a capacitor, and a Zener diode having a cathode connected to a connection point between one end of the resistor and one end of the capacitor,
The other end of the resistor is connected to the output terminal, the other end of the capacitor is connected to the signal input terminal for current detection, and the anode of the Zener diode is connected to the reference potential of the switching power supply control means. The switching power supply device according to claim 1.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008114705A JP5167929B2 (en) | 2007-11-28 | 2008-04-25 | Switching power supply |
| US12/292,712 US7859864B2 (en) | 2007-11-28 | 2008-11-25 | Switching power supply device |
| CN 200810181628 CN101447735B (en) | 2007-11-28 | 2008-11-27 | Switching power supply device |
| DE102008059368A DE102008059368A1 (en) | 2007-11-28 | 2008-11-28 | Switching power supply device |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007307743 | 2007-11-28 | ||
| JP2007307743 | 2007-11-28 | ||
| JP2008114705A JP5167929B2 (en) | 2007-11-28 | 2008-04-25 | Switching power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009153364A JP2009153364A (en) | 2009-07-09 |
| JP5167929B2 true JP5167929B2 (en) | 2013-03-21 |
Family
ID=40743200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008114705A Active JP5167929B2 (en) | 2007-11-28 | 2008-04-25 | Switching power supply |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5167929B2 (en) |
| CN (1) | CN101447735B (en) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8553439B2 (en) * | 2010-02-09 | 2013-10-08 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply |
| US8299730B2 (en) | 2010-02-09 | 2012-10-30 | Power Integrations, Inc. | Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply |
| JP5561827B2 (en) * | 2010-05-27 | 2014-07-30 | ニチコン株式会社 | Switching power supply |
| CN102263398B (en) * | 2010-05-31 | 2016-05-04 | 通嘉科技股份有限公司 | Control method, power control method and power-supply controller of electric |
| WO2011160305A1 (en) * | 2010-06-25 | 2011-12-29 | 北京中星微电子有限公司 | Ac-dc power supply converter and current modulation circuit therein |
| WO2012164785A1 (en) * | 2011-05-27 | 2012-12-06 | パナソニック株式会社 | Lighting circuit and lamp |
| DE102011104441A1 (en) * | 2011-06-16 | 2012-12-20 | Fujitsu Technology Solutions Intellectual Property Gmbh | Switching power supply, operating method and use of a switching power supply in a computer |
| CN104247241B (en) * | 2012-03-06 | 2017-03-01 | 松下电器产业株式会社 | Continuous-current plant |
| JP6341386B2 (en) | 2013-05-30 | 2018-06-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Switching power supply |
| KR101644296B1 (en) * | 2014-05-26 | 2016-08-02 | (주) 루트세미콘 | Frequency control circuit for led driver |
| CN105337496B (en) * | 2014-05-29 | 2019-06-25 | 展讯通信（上海）有限公司 | Pulse frequency modulation circuit based on voltage controlled oscillator |
| CN106329483B (en) * | 2015-06-29 | 2018-11-09 | 欧姆龙株式会社 | Switching Power Supply |
| CN106329933B (en) * | 2015-07-10 | 2019-01-29 | Tdk株式会社 | Switching power unit |
| US10063140B2 (en) * | 2016-08-30 | 2018-08-28 | Astec International Limited | Control circuits for selectively applying error offsets to improve dynamic response in switching power converters |
| CN106160498A (en) * | 2016-08-31 | 2016-11-23 | 重庆佩特电气有限公司 | Double feedback multi-output switch power sources for Variable-pitch Controller |
| CN107592108B (en) * | 2017-09-29 | 2024-05-14 | 深圳南云微电子有限公司 | Controller IC |
| WO2020183820A1 (en) * | 2019-03-14 | 2020-09-17 | 株式会社村田製作所 | System switching power supply device |
| US11005374B2 (en) * | 2019-06-19 | 2021-05-11 | Crane Electronics, Inc. | System and method to enhance signal to noise ratio and to achieve minimum duty cycle resolution for peak current mode control scheme |
| JP6962974B2 (en) * | 2019-07-25 | 2021-11-05 | シャープ株式会社 | Rectifier circuit and power supply |
| CN112217379B (en) * | 2020-09-28 | 2021-11-23 | 杭州茂力半导体技术有限公司 | Staggered switching power supply and control circuit and control method thereof |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07264846A (en) * | 1994-03-18 | 1995-10-13 | Fujitsu Ltd | Switching power supply |
| JP3500631B2 (en) * | 2002-03-29 | 2004-02-23 | サンケン電気株式会社 | Switching power supply |
| JP3753112B2 (en) * | 2002-08-20 | 2006-03-08 | 株式会社村田製作所 | Switching power supply device and electronic device using the same |
| US7035119B2 (en) * | 2002-08-30 | 2006-04-25 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power source device |
| JP4775016B2 (en) * | 2006-02-09 | 2011-09-21 | 富士電機株式会社 | Switching power supply control circuit |
-
2008
- 2008-04-25 JP JP2008114705A patent/JP5167929B2/en active Active
- 2008-11-27 CN CN 200810181628 patent/CN101447735B/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2009153364A (en) | 2009-07-09 |
| CN101447735A (en) | 2009-06-03 |
| CN101447735B (en) | 2013-06-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5167929B2 (en) | Switching power supply | |
| US7859864B2 (en) | Switching power supply device | |
| JP3973652B2 (en) | Switching power supply | |
| JP5453508B2 (en) | Isolated flyback converter with efficient light load operation | |
| KR101271505B1 (en) | Adaptive multi-mode digital control improving light-load efficiency in switching power converters | |
| JP5353119B2 (en) | Switching power supply | |
| US7729137B2 (en) | Switching power supply and regulation circuit | |
| US7778049B2 (en) | Switching power supply | |
| US8295062B2 (en) | Switching power supply apparatus and semiconductor device | |
| JP5733605B2 (en) | Switching power supply | |
| JP4775016B2 (en) | Switching power supply control circuit | |
| JP5424442B2 (en) | Device for adjusting diode conduction duty cycle | |
| US8587966B2 (en) | Switching power supply device | |
| JP6424644B2 (en) | Semiconductor device for power control | |
| KR101658208B1 (en) | Soft-burst circuit for switched-mode power supplies | |
| JP2007295761A (en) | Switching power supply | |
| KR101355309B1 (en) | Power supply regulation for ultra-low load and no-load operation | |
| US8928294B2 (en) | Step-up switching power supply | |
| JP2008245419A (en) | Load detecting circuit, and switching power circuit | |
| WO2010125751A1 (en) | Switching power supply device | |
| US11411499B2 (en) | Integrated circuit and power supply circuit | |
| JP3425403B2 (en) | Semiconductor device and switching power supply device using this semiconductor device | |
| JP2006314189A (en) | Power regulation circuit and semiconductor device | |
| JP6810150B2 (en) | Switching power supply and semiconductor device | |
| JP2023088415A (en) | Integrated circuit and power supply circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20091112 |
|
| RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20091112 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20091112 |
|
| A625 | Written request for application examination (by other person) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A625 Effective date: 20110414 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20110422 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20121114 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20121127 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20121210 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5167929 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |