KR20120071646A - 다중 안테나 수신 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

다중 안테나를 이용하여 데이터를 수신함으로써, SNR 이득 및 다이버시티 이득을 획득하는 장치 및 방법에 관한 것으로, 다중 안테나 수신 장치는 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신하고, 상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출하며, 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성하고, 상기 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, 상기 K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 상기 합성된 신호를 비교하여, 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정한다.

Description

다중 안테나 수신 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR SIGNAL RECEPTION USING MULTIPLE ANTENNAS}
기술분야는 다중 안테나를 이용하여 데이터를 수신함으로써, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio,SNR) 이득 및 다이버시티 이득을 획득하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
센서 네트워크(sensor network)는 무선 네트워크 기술이 발전함에 따라 사용영역이 확장되고 있다. 또한, 센서 네트워크 관련 기술 및 관련 시장도 확장되는 추세이다. 무선 센서 네트워크의 이용분야는 홈 시큐리티, 의료분야, 모바일 헬스케어, 화학적 및 생물학적 이상 감시, 기계의 이상 및 고장 진단, 환경 감시, 재난관련 정보 센싱, 지능형 물류관리, 실시간 보안 및 원격 감시 등 다양한 분야에 이용 가능하다.
다양한 무선 센서 네트워크 및 근거리 통신망에서 센서들의 크기는 소형이다. 많은 수의 센서들은 오랜시간 동작하기 위해서 저전력 및 저복잡도의 조건을 만족해야 한다. 특히, 인체에 설치되는 센서들은 주변의 모바일 디바이스 및 다른 인체의 센서와 무선으로 통신을 수행(WBAN(Wireless Body Area Network))하기 위해, 엄격한 저전력 및 저복잡도의 조건이 요구된다.
엄격한 제한조건으로 인하여 송신 데이터의 수신 성능에 한계가 있을 수 있고, 송신기와 수신기간의 통신 가능한 거리는 수 미터에서 수십 미터로 제한될 수 있다.
일 측면에 있어서, 다중 안테나 수신 장치는 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신하는 수신부, 상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출하는 검출부, 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성하는 합성부 및 상기 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, 상기 K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 상기 합성된 신호를 비교하여, 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정하는 메시지 결정부를 포함한다.
상기 검출부는 상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여, 서로 직교하는 두 개의 함수를 곱하여 생성된 값에 기초하여, 상기 포락선을 검출할 수 있다.
상기 합성부는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱하는 제1 선형 처리부 및 상기 K개의 제곱된 신호들을 합성한 후, 상기 합성 결과에 제곱 근(square root)처리를 수행하는 제2 선형 처리부를 포함할 수 있다.
상기 합성부는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 제1 선형 처리부, 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 비선형 처리부 및 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 제2 선형 처리부를 포함할 수 있다.
상기 합성부는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 제1 선형 처리부, 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 비선형 처리부 및 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 제2 선형 처리부를 포함할 수 있다.
상기 메시지 결정부는 송신 비트가 0인 경우의, 상기 합성된 신호의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수 및 송신 비트가 1인 경우의, 상기 합성된 신호의 라이스(Rice) 확률밀도함수에 기초하여 최적의 임계값을 결정하는 임계값 결정부; 및 상기 합성된 신호와 상기 최적의 임계값을 비교하여, 송신비트를 추정하는 송신비트 추정부를 포함할 수 있다.
상기 임계값 결정부는 높은 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio,SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
상기 임계값 결정부는 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
상기 임계값 결정부는 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값과 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값 중 하나를 결정하기 위한 기준 신호대잡음비(SNR)를 결정할 수 있다.
상기 임계값 결정부는 상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 크거나 같으면, 상기 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정하고, 상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 작으면, 상기 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
일 측면에 있어서, 다중 안테나 수신 방법은 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신하는 단계, 상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출하는 단계, 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성하는 단계 및 상기 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, 상기 K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 상기 합성된 신호를 비교하여, 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정하는 단계를 포함한다.
상기 합성하는 단계는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱하는 단계 및 상기 K개의 제곱된 신호들을 하나의 신호로 합성하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 합성하는 단계는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 단계, 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 단계 및 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 합성하는 단계는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 단계, 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 단계 및 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 메시지 값을 결정하는 단계는 송신 비트가 0인 경우의, 상기 합성된 신호의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수 및 송신 비트가 1인 경우의, 상기 합성된 신호의 라이스(Rice) 확률밀도함수에 기초하여 최적의 임계값을 결정하는 단계 및 상기 합성된 신호와 상기 최적의 임계값을 비교하여, 송신비트를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 임계값을 결정하는 단계는 상기 합성된 신호에서 노이즈를 무시한 신호 성분의 크기의 1/2을 상기 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
상기 임계값을 결정하는 단계는 높은 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio,SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
상기 임계값을 결정하는 단계는 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
상기 임계값을 결정하는 단계는 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값과 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값 중 하나를 결정하기 위한 기준 신호대잡음비(SNR)를 결정할 수 있다.
상기 임계값을 결정하는 단계는 상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 크거나 같으면, 상기 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정하고, 상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 작으면, 상기 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
저전력 및 저복잡도의 온오프키(On-Off Keying) 변조 시스템에서, 수신신호를 선형 처리 또는 비선형 처리함으로써, 무선 채널 환경에 따라 SNR 이득 및 다이버시티(diversity) 이득을 가져올 수 있다.
특히, 페이딩(fading) 환경에서, 서로 다른 무선 채널의 결합과정을 통한 다이버시티 이득을 통해 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 저전력 및 저복잡도의 온오프키(On-Off Keying) 변조 시스템에서, 송신비트를 추정하기 위한 최적의 임계값을 결정함으로써, 동일 송수신 거리에서 동일한 비트오류율(Bit Error Rate,BER)을 제공하는데 필요한 송신전력을 감소시킬 수 있다.
또한, 동일한 송신 전력을 사용하는 경우, 보다 멀리 있는 거리에 위치한 수신기에게도 동일한 비트오류율로 데이터를 송신할 수 있다.
또한, 동일한 송신 전력 및 동일한 비트오류율을 제공하면서도, 데이터 송신의 심볼 주기를 감소시킴으로써, 데이터 전송율을 향상시킬 수 있다.
도 1은 일실시예에 따른 다중 안테나 수신 장치의 블록도이다.
도 2는 일실시예에 따른 저전력 온오프키(On-Off Keying)변복조 신호의 송수신을 위한 수신 다이버시티 시스템의 블록도이다.
도 3은 비동기 및 동기 변조에서 송신비트가 1 및 0인 경우의 그래프이다.
도 4는 일실시예에 따른 합성부의 구체적 일 예를 나타낸 도면이다.
도 5는 일실시예에 따른 합성부의 다른 구체적 일 예를 나타낸 도면이다.
도 6은 일실시예에 따른 합성부의 또 다른 구체적 일 예를 나타낸 도면이다.
도 7은 수신 안테나가 1개 및 2개인 경우에, 일실시예에 따라 결정된 임계값 별로, SNR에 따른 BER을 나타낸 그래프이다.
도 8은 일실시예에 따라 결정된 임계값 별로, 낮은(low) SNR 영역에서 BER을 나타낸 그래프이다.
도 9는 일실시예에 따른 수신신호의 선형 처리시, SNR에 따른 BER을 나타낸 그래프이다.
도 10은 일실시예에 따른 수신신호의 비선형 처리시, SNR에 따른 BER을 나타낸 그래프이다.
도 11은 일실시예에 따른 다중 안테나 수신 방법의 흐름도이다.
이하, 일측에 따른 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
무선 센서 네트워크 및 근거리 통신망에서 설치되는 다양한 센서 디바이스들은 소형, 저전력 및 저복잡도의 조건이 요구된다. 센서 디바이스를 저전력 및 저복잡도로 구동하기 위해서는 비동기 변조(noncoherent modulation) 기술이 매우 유용하다. 예를 들면, 비동기 온오프키 변조(noncoherent OOK)(on-off keying)나 비동기 주파수변조(noncoherent FSK)(frequency shift keying)는 포락선 검출기(envelop detector)를 활용하여 수신 신호의 존재유무를 판별한다.
비동기 변복조기술들은 동조(coherent) 변복조 기술에 비해 성능은 열화되지만, 반송파 위상(carrier phase) 값을 정확히 계산해야 하는 고비용의 동기화(synchronization) 과정이 필요 없다. 또한, I/Q (in-phase/quadrature-phase) 구조에서 요구되는 믹서(mixer) 또는 선형 증폭기(linear amplifier)와 같은 고전력을 요구하는 컴포넌트(component)들을 사용하지 않음으로써, 전력을 절감할 수 있고 복잡도를 줄일 수 있다.
슈퍼헤테로다인(superheterodyne) 방식의 모뎀기술은 RF 부분에서 디지털 기저대역(digital baseband) 부분에 비해 매우 높은 전력을 요구한다. 예를 들면, 저전력 WPAN(Wireless Personal Area Networks)(IEEE 802.15.4) 를 위한 모뎀 칩의 경우 디지털 신호처리 부분은 송신, 수신 모두 0.5 mW 정도인 반면에, 아날로그 부분은 수신모드에서 21mW, 송신모드에서 30mW 정도로 디지털 부분에 비해 상대적으로 높은 전력(약 40~60배)을 소모한다.
최근에는 다양한 저전력 RF 구조를 활용하여 전체 통신 모뎀의 저전력화를 위한 연구가 활발히 진행되고 있다. 예를 들면, 초재생 수신기(superregenerative receiver) 구조는 수신 신호를 정귀환(positive feedback)하는 방식으로, 출력신호를 증폭하여 신호를 검출하는 구조인데, 적은 수의 능동소자를 활용한 간단한 RF 구조 때문에 초저전력 수신기로 주목 받고 있다.
또한, 초저전력 송수신을 위한 RF 수신기는 OOK 와 같은 저전력 변조 기술이 필수적으로 요구된다.
저전력, 저복잡도 RF 구조 및 변조 방식을 활용한 근거리 송수신 시스템은 비록 저전력 구조를 구성할 수 있지만, 아날로그 부분의 성능저하로 인해 전체적인 시스템의 성능저하를 초래한다.
따라서, 송신기 및 수신기간 통신가능거리 즉, 데이터 전송거리의 확장이 요구되거나, 데이터 전송율을 높일 필요가 있는 경우, 이에 대한 대책이 필요하다.
WBAN (Wireless Body Area Network)과 같은 초저전력 시스템은 통신가능거리를 대략 3m 이내로 보고 있다. 그런데, 의료용 디바이스의 경우 위급한 상황에서는 보다 증가된 송수신영역까지 통신이 가능해야 한다. 또한, 중요하고 응급한 성질을 갖거나 이미지와 관련된 데이터의 경우 보다 높은 전송률로 데이터를 송수신해야 할 필요가 있다. 본 발명은 저전력 통신 시스템에서 통신가능거리의 확장 및 전송율 향상을 위한 수신 다이버시티(diversity) 기술을 제안한다.
수신 다이버시티(diversity) 기술이란 수신단에 한 개 이상의 안테나를 설치하여 데이터를 수신함으로써 SNR 이득 및 서로 다른 무선채널 결합을 통한 diversity 이득을 획득하는 기술을 말한다.
기존 수신 다이버시티 기술과 달리, 본 발명에 따른 수신 다이버시티 기술은 간단한 구조의 저전력 변조방식인 비동기(noncoherent) OOK 에 적합한 기술로써, 저전력 근거리 통신 시스템에 적용될 수 있다.
도 1은 일실시예에 따른 다중 안테나 수신 장치의 블록도이다.
도 1을 참조하면, 일실시예에 따른 다중 안테나 수신 장치는 수신부(110), 검출부(120), 합성부(130) 및 메시지 결정부(140)를 포함한다.
수신부(110)는 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신한다.
송신단의 송신신호는 전송 전에 온오프키(On-Off Keying) 변조된다. 온오프키 변조된 신호(si(t))는 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서, T는 한 개의 데이터 심볼 주기, f는 반송파 주파수(carrier frequency), i가 1인 경우는 메시지 비트가 1인 경우를, i가 2인 경우는 메시지 비트가 0인 경우를 의미한다. A는 상수(constant)이며, s1(t)의 전송에너지가 A2 이 될 수 있도록 정규화(normalization)하는 역할을 한다.
메시지 비트가 0인 경우는 전송에너지가 0 이므로, 0과 1의 비트가 동일한 확률로 발생하는 경우에, 평균적인 비트당 에너지는 A2/2 가 된다.
수신부(110)는 무선 채널을 통과하고, 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호에 백색 가우시안 노이즈(Additive White Gaussian Noise, AWGN)가 더해진 신호를 수신한다. 수신부(110)는 K개의 수신 안테나들을 통하여 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 수신한다. 여기서, K는 자연수이다. K번째 수신 안테나에서 수신된 신호는 [수학식 2]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00002
여기서,
Figure pat00003
는 송신 안테나와 K번째 수신 안테나간의 채널계수(coefficient) 이며, 일반적으로 무선채널환경에서 복소수(complex number)가 된다. 하지만, 만약 AWGN 채널 환경을 가정하면
Figure pat00004
는 실수 1 이 된다. m(t)는 송신비트에 따라 0 또는 1의 값을 갖는다.
Figure pat00005
는 불완전한 채널에서 일정한 값으로 변환(shift) 된 "unknown" phase로서 저전력 및 저복잡도 비동기(noncoherent) 수신기에서는
Figure pat00006
값을 측정하지 않고 신호를 검출할 수 있다.
Figure pat00007
는 파워 스펙트럼 밀도(power spectral density)가
Figure pat00008
인 K번째 수신 안테나에서의 AWGN에 해당한다.
검출부(120)는 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출한다. 검출부(120)는 다양한 방법을 통하여 상기 수신된 신호들의 포락선을 검출할 수 있다. 따라서, 검출부(120)는 포락선을 검출하는 기술과 관련된 분야에서 통상의 지식을 가지는 자가 용이하게 유추하고, 적용할 수 있는 기술을 통하여 수신된 신호의 포락선을 검출할 수 있다.
검출부(120)는 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여, 서로 직교하는 두 개의 함수를 곱하여 생성된 값에 기초하여, 포락선을 검출할 수 있다. 검출부(120)는 K개의 수신된 신호들에 대하여, K개의 포락선을 검출할 수 있다. K번째, 포락선(
Figure pat00009
)은 [수학식 3]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00010
여기서,
Figure pat00011
이다. 즉, 검출부(120)는 K번째 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에, 서로 직교(orthonormal)하는 두 개의 기본 함수를 통한 상관 값 각각을 제곱하여 더한 후, 제곱 근(square root)을 취하여 포락선을 검출할 수 있다. 또한, 검출부(120)는 K번째 수신 안테나를 통하여 수신된 신호에, 서로 직교(orthonormal)하는 두 개의 기본 함수를 통한 상관 값 각각을 제곱한 후, 더하여, 포락선을 검출할 수도 있다. 제곱 근을 취하는 과정을 생략함으로써, 구현 상의 복잡도를 줄일 수 있다.
[수학식 3]에서, 노이즈가 없다고 가정하면, 송신비트가 1일 경우,
Figure pat00012
는
Figure pat00013
가 된다. 이때, 검출부(120)는 반송파의 위상(
Figure pat00014
)값, 무선채널계수
Figure pat00015
의 위상인
Figure pat00016
를 알지 못하는 경우에도, 수신된 신호의 포락선을 검출할 수 있다. 송신비트가 0일 경우, 노이즈를 무시하는 경우에는
Figure pat00017
는 0이 된다.
송신비트가 1일 경우, 확률적으로,
Figure pat00018
는 평균이 0이 아닌 두 가우시안(Gaussian) 확률변수의 제곱의 합에 제곱 근을 취한 라이스(Rice) 확률분포를 가진다. 송신비트가 0일 경우,
Figure pat00019
는 평균이 0인 두 가우시안 확률변수의 제곱의 합에 제곱 근을 취한 레일리(Rayleigh) 확률분포를 가진다.
즉, 송신비트가 1일 경우,
Figure pat00020
에서 두 확률변수
Figure pat00021
는 각 평균(mean)의 제곱의 합이
Figure pat00022
이고, 각각의 분산(variance)이
Figure pat00023
인 가우시안 확률변수들이다. 송신비트가 0일 경우,
Figure pat00024
는 각각 평균이 0이고, 분산이
Figure pat00025
인 가우시안 확률변수들이다.
합성부(130)는 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성한다. 합성부(130)는 검출된 K개의 포락선들 각각을 제곱하여, 더한 후, 제곱근을 취하여 합성된 신호를 생성할 수 있다. 합성부(130)에서 합성된 신호(
Figure pat00026
)는 [수학식 4]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 4]
Figure pat00027
Figure pat00028
는 전체적으로 2K개의 가우시안 확률변수로 구성되는 일반적인 확률분포를 가진다. 즉, 송신비트가 1일 경우,
Figure pat00029
는 2K개의 가우시안 확률변수로 구성되는 라이스(Rice) 확률분포를 가지고, 송신비트가 0일 경우,
Figure pat00030
는 2K개의 가우시안 확률변수로 구성되는 레일리(Rayleigh) 확률분포를 가진다.
합성부(130)는 선형 처리부(131) 및 비선형 처리부(133)를 포함할 수 있다.
선형 처리부(131)는 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱할 수 있다. 또한, 검출된 K개의 포락선들, 각각에 소정의 가중치를 곱할 수 있다. 소정의 가중치는 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터일 수 있다.
또한, 선형 처리부(131)는 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱한 결과를 모두 더할 수 있다. 비선형 처리부(133)는 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 로그처리를 수행할 수 있다. 선형 처리부(131) 및 비선형 처리부(133)에 대해서는 도 4 내지 도 6에서 좀 더 상세하게 설명한다.
수신단에서 수신된 값을 가지고, 송신단에서 전송된 비트값을 추정하는 최적의 방법은 송수신기 간에 비트오류율(BER)을 최소화하는 방법이다. 예를 들면, 송신비트 0 및 1이 동일한 확률로 전송되고, 합성부(130)에서 합성된 신호()이 특정한 값으로 측정되었다고 가정한다.
이때, 비트오류율을 최소화하려면, 송신비트 0이 전송되었을 때, 상기 합성된 신호(
Figure pat00032
)로 수신될 확률과 송신비트 1이 전송되었을 때, 상기 합성된 신호(
Figure pat00033
)로 수신될 확률을 비교하여, 더 높은 확률을 가지는 경우의 송신비트로 추정하면 된다. 이러한 추정 방식을 최대우도검출(Maximum-Likelihood Detecting)방식이라고 한다.
보다 효율적인 최대우도검출 방식은 각 송신비트에 해당하는 추정 영역의 설정에 따라 결정된다. 즉, 보다 효율적인 최대우도검출 방식은 송신비트를 추정할 때, 사용되는 임계값(threshold)설정에 따라 결정된다. 임계값의 설정이 비동기 OOK 시스템의 성능을 좌우하게 된다.
비동기 OOK에서 메시지의 결정 방법은 기존의 가우시안 확률분포를 가진 일반적인 관측 벡터(observation vector)를 이용하는 경우와 다르다. 일반적인 변조 방식에서 측정된 관측 벡터의 각 성분은 분산이 모두, 같은 가우시안 분포를 가진다. 따라서, 송신 메시지는 평균값과 각 메시지 포인트와의 거리를 비교하여, 가장 가까운 포인트에 해당하는 메시지로 결정하면 되었다. 예를 들면, 메시지 포인트가 2개인 경우, 각 메시지 포인트의 중간값이 임계값이 된다.
그러나, 비동기 OOK의 경우, 송신비트의 값에 따라 서로 다른 라이스(Rice) 확률분포 또는 레일리(Rayleigh) 확률분포를 가진다. 이때, 두 확률분포가 만나는 점이 임계값이 되는데, 두 확률분포의 함수가 복잡한 형태여서, 정확한 값을 계산하기 어렵다. 따라서, 최적의 임계값(optimal threshold)에 가까운 임계값의 결정방법이 요구된다.
메시지 결정부(140)는 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 합성부(130)에서 합성된 신호(
Figure pat00034
)를 비교하여, 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정한다.
메시지 결정부(140)는 임계값 결정부(141) 및 송신비트 추정부(143)를 포함할 수 있다.
임계값 결정부(141)는 송신 비트가 0인 경우의, 합성된 신호(
Figure pat00035
)의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수 및 송신 비트가 1인 경우의, 합성된 신호(
Figure pat00036
)의 라이스(Rice) 확률밀도함수에 기초하여 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
합성된 신호(
Figure pat00037
)를 확률 변수 X라고 표시하면, 송신비트가 0인 경우, X의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수(probability density function)는 [수학식 5]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]
Figure pat00038
송신비트가 1인 경우, X의 라이스(Rice) 확률밀도함수는 [수학식 6]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00039
여기서,
Figure pat00040
는 제1 종류의 n차 수정 베셀 함수이다.
Figure pat00041
이다.
일반적인 K 값의 경우, 두 확률분포가 같아지는 값을 구하려면 다음식을 풀어야 한다.
Figure pat00042
위 식을 만족하는 x값이 최적의 임계값이되며, 좀 더 정리하면 [수학식 7]과 같다.
[수학식 7]
Figure pat00043
복잡한 로 인해 위 식의 해를 정확하게(closed-form) 구할 수는 없으며 다양한 수치 계산법(numerical method)을 활용할 수 있다. 고전적인 방법으로써, 높은 SNR(high SNR) 영역을 가정하고, 임계값을 s/2 로 설정하는 방법을 사용할 수 있다.
기존의 단일 수신안테나 시스템(즉, K=1)에서 임계값을 A/2 (즉, s=A 인 경우)로 설정한 경우가 바로 이러한 방법에 해당한다. 즉, 이 방법은 송신비트가 1일 경우, 합성된 신호(
Figure pat00045
)에서 노이즈(AWGN)를 무시하면, s는
Figure pat00046
가 되고, 임계값은
Figure pat00047
에 1/2 를 곱한 값이 된다. 임계값이 s 값의 중간정도의 값이라고 가정한 것이며, 임계값을 결정하는 가장 간단한 방법이다. 그러나 위 방법은 송신비트가 1 또는 0인 경우의 확률분포의 비대칭적인 형태를 고려하지 않은 것으로 성능의 열화를 가져온다.
임계값 결정부(141)는 SNR에 의존하는(dependent) 값을 s/2에 더하여 임계값을 결정할 수 있다. 즉, x = (1+α)*s/2인 경우에, [수학식 7]을 계산하는 것이다. 이때, x를 개선된 임계값(enhanced threshold)이라고 표현한다. 또한, 높은(high) SNR 영역을 가정하고,
Figure pat00048
에 대해 다음과 같은 근사화를 이용한다.
Figure pat00049
, 위 식은 모든 정수 n에 대하여 성립한다. 위 근사화된
Figure pat00050
및 x를 [수학식 7]에 대입하면, 다음과 같은 수식을 얻을 수 있다.
Figure pat00051
Figure pat00052
값은
Figure pat00053
값이 큰 값인 경우를 가정하면, 다음과 같이
Figure pat00054
값을 계산할 수 있다.
따라서, 최종적으로 구하는 개선된 임계값(enhanced threshold) x를
Figure pat00056
라고 하면,
Figure pat00057
는 [수학식 8]과 같다.
[수학식 8]
Figure pat00058
[수학식 8]은 일반적인 K개의 수신 안테나 및 일반적인
Figure pat00059
에 모두 적용할 수 있다. 즉, 임계값 결정부(141)는 높은 SNR 영역에서, 복수의 수신 안테나 및 노이즈 성분의 전력을 고려하여 임계값을 결정할 수 있다.
개선된 임계값(enhanced threshold)
Figure pat00060
은 K가 1인 경우, 즉, 수신 안테나가 1개인 경우에도, 수신 신호의 크기(s)와 노이즈 성분의 전력(
Figure pat00061
)을 고려한 값이므로, 임계값 결정부(141)는 정확한 임계값을 결정할 수 있다.
[수학식 8]의 개선된 임계값(enhanced threshold)은 높은(high) SNR 영역을 가정한 경우이다. 따라서, 낮은(low) SNR 영역에서는 최적의 임계값과 많은 차이가 발생할 수 있다. 결과적으로 임계값의 오차가 커짐에 따라, 성능열화가 발생한다.
임계값 결정부(141)는 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
Figure pat00062
임을 이용하여, 낮은 SNR영역에서,
Figure pat00063
에 대해 다음과 같은 근사화를 이용한다.
Figure pat00064
근사화된
Figure pat00065
및 x를 [수학식 7]에 대입하면, 다음과 같은 수식을 얻을 수 있다
Figure pat00066
위 식을 만족시키는 x를 계산하면, [수학식 9]와 같다.
[수학식 9]
Figure pat00067
또한, 임계값 결정부(141)는 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값과 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값 중 하나를 결정하기 위한 기준 신호대잡음비(SNR)를 결정할 수 있다.
임계값 결정부(141)는 낮은 SNR 영역의 임계값 계산을 위한
Figure pat00068
의 다항식에서 네번째 항이 세번째 항보다 얼마나 작은 값을 갖는지, 그 비율을 파라미터로 활용하여 기준 SNR을 결정한다.
Figure pat00069
의 세번째 항을 네번째 항으로 나눈 값은 [수학식 10]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 10]
Figure pat00070
임계값 결정부(141)는
Figure pat00071
이 시스템 파라미터에 해당하는
Figure pat00072
보다 크면, 낮은 SNR 영역의 임계값을 이용하고,
Figure pat00073
보다 작거나 같으면, 높은 영역의 임계값을 이용한다.
낮은 SNR 영역의 임계값을 [수학식 10]의
Figure pat00074
에 대입하여,
Figure pat00075
보다 큰 기준 SNR을 계산하면, 다음과 같다.
Figure pat00076
즉, 임계값 결정부(141)는 합성된 신호(
Figure pat00077
)의 SNR 값(
Figure pat00078
)이 위 식을 만족하는 영역이면, 낮은 SNR 영역의 임계값을 그대로 이용하고, 위 식을 만족하는 영역이 아니라면, 높은 SNR 영역의 임계값을 이용한다.
개선된 임계값(enhanced threshold)
Figure pat00079
는 높은 SNR 영역만을 고려하였다면, 낮은 SNR 영역의 임계값까지 고려한 경우를 정제된 임계값(refined enhanced threshold)
Figure pat00080
라고, 표시하도록 한다. 다시 한번,
Figure pat00081
를 정리하면, [수학식 11]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 11]
Figure pat00082
여기서,
Figure pat00083
값은 기준 SNR 영역으로 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00084
[수학식 11]에서, s는 송신비트가 1일 경우, 합성부(130)의 합성된 신호(
Figure pat00085
)에서 노이즈(AWGN)를 무시한 값이고,
Figure pat00086
은 AWGN의 파워 스펙트럼 밀도(power spectral density)이고, K는 수신안테나수다.
즉, 임계값 결정부(141)는 합성된 신호(
Figure pat00087
)의 신호대잡음비(SNR)가 기준 SNR 보다 크거나 같으면, 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
또한, 임계값 결정부(141)는 합성된 신호(
Figure pat00088
)의 신호대잡음비(SNR)가 기준 SNR 보다 작으면, 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
송신비트 추정부(143)는 합성된 신호와 최적의 임계값을 비교하여, 송신비트를 추정할 수 있다.
송신비트 추정부(143)는 합성된 신호(
Figure pat00089
)가 최적의 임계값 보다 작으면, 송신비트를 0으로, 합성된 신호(
Figure pat00090
)가 최적의 임계값 보다 크면, 송신비트를 1로 추정할 수 있다. 예를 들면, 최적의 임계값이 정제된 임계값(refined enhanced threshold)
Figure pat00091
인 경우에, 송신비트는 다음과 같이 추정될 수 있다.
Figure pat00092

도 2는 일실시예에 따른 일실시예에 따른 저전력 온오프키(On-Off Keying)변복조 신호의 송수신을 위한 수신 다이버시티 시스템의 블록도이다.
도 2를 참조하면, 일실시예에 따른 수신 다이버시티 시스템은 송신기(210), 수신부(110), 검출부(120), 합성부(130) 및 메시지 결정부(140)를 포함한다.
송신기(210)에서 OOK 변조된 송신신호를 전송하면 무선 채널(221,223,225)을 통과하여, 1개 이상의 수신 안테나를 가진 다중 안테나 수신 장치(100)에 수신된다. 무선 채널 환경은 크게 AWGN 또는 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 환경으로 구별될 수 있다. AWGN 환경에서는 송신 안테나와 K번째 수신 안테나간의 채널계수(coefficient)인
Figure pat00093
가 1로 일정하다. 레일리 페이딩 환경에서는
Figure pat00094
가 콤플렉스 가우시안 랜덤 변수(complex Gaussian random variable)의 값을 가진다.
1개 이상의 수신 안테나를 포함하는 수신부(110)를 통하여 수신된 신호에 AWGN(111,113,115)이 더해지고 나면, 각 수신 안테나에서의 수신 신호는 검출부(120)에 입력된다. 검출부(120)는 K개의 수신 안테나에 각각 대응하는 제1 검출부(121), 제2 검출부(123),…, 제K 검출부(125)를 포함한다. 검출부(120)에서 출력된 출력값들, 즉, 각 수신 신호에서 검출된 포락선들은 합성부(130)를 통하여 합성된다.
합성부(130)에서 출력된 출력값, 즉, 합성된 신호를 이용하여 송신기(210)에서 송신된 메시지 비트 값이 어떤 값인지 결정하는 메시지 결정과정이 이루어진다. 여기서 메시지 결정과정은 채널 상황에 따라 적절하게 계산된 임계값을 이용하게 된다. 또한, 임계값은 합성부에서 검출된 포락선에 대해 선형 처리 또는 비선형 처리를 수행하여 합성하는 과정에 따라 다르게 결정될 수 있다.
도 3은 비동기 및 동기 변조에서 송신비트가 1 및 0인 경우의 그래프이다.
도 3을 참조하면, (a)는 송신비트가 1 또는 0인 경우에, 비동기 OOK 변조된 수신 신호에서 검출된 포락선의 확률분포를 나타낸다. (b)는 송신비트가 1 또는 0인 경우에, 동기 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조된 수신 신호에서 검출된 포락선의 확률분포를 나타낸다.
(a)에서, 송신비트가 0인 경우, 포락선은 레일리(Rayleigh) 분포(310)를 가지고, 송신비트가 1인 경우, 포락선은 라이스(Rice) 분포(320)를 가져, 송신비트가 1 또는 0인 경우에 확률분포가 비대칭적이다. 송신비트가 무엇인지 추정하기 위한 임계값은 레일리 분포와 라이스 분포가 만나는 지점(330)에서 결정된다. 그러나 확률분포가 비대칭적이고, 레일리 분포와 라이스 분포가 만나는 점을 계산하는 것은 쉽지 않다. 따라서, 정확한 임계값은 아니더라도, 다양한 수치 계산법(numerical method)을 활용하여 최적의 임계값을 계산한다.
(b)에서, 송신비트가 0 또는 1인 경우, 모두에 대하여, 포락선은 가우시안 분포(340,350)를 가진다. 송신비트가 0 또는 1인 경우에, 확률분포는 대칭적 구조를 가진다. 따라서, 송신비트가 0인 경우의 가우시안 분포(340)와 송신비트가 1인 경우의 가우시안 분포(350)가 만나는 점(360)을 계산하는 것은 쉽다. 각 가우시안 분포의 평균값 사이에서, 중간 값을 계산하면 되기 때문이다.
도 4는 일실시예에 따른 합성부(130)의 구체적 일 예를 나타낸 도면이다.
도 4를 참조하면, 합성부(130)는 제1 선형 처리부(410) 및 제2 선형 처리부(420)를 포함한다.
제1 선형 처리부(410)는 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱한다. 제1 선형 처리부(410)는 검출된 K개의 포락선들에 대응하는 개수만큼 K개의 제곱기를 포함한다. 각 포락선에 대응하는 제곱기는 포락선을 제곱하여 출력한다.
제2 선형 처리부(420)는 상기 K개의 제곱된 신호들을 합성한 후, 상기 합성 결과에 제곱 근(square root)처리를 수행한다. 또한, 제2 선형 처리부(420)는 상기 K개의 제곱된 신호들을 합성만 하고, 제곱 근 처리를 수행하지 않을 수 있다. 제2 선형 처리부(420)는 가산기(Adder)를 통하여 상기 K개의 제곱된 신호들을 합성할 수 있다.
이때, 결정되는 개선된 임계값(enhanced threshold)
Figure pat00095
는
Figure pat00096
이고, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)
Figure pat00097
는
Figure pat00098
이다.
도 5는 일실시예에 따른 합성부(130)의 다른 구체적 일 예를 나타낸 도면이다. 도 5를 참조하면, 합성부(130)는 보다 정확하게 송신비트를 추정하기 위해, 제1 선형 처리부(510), 비선형 처리부(520) 및 제2 선형 처리부(530)를 포함한다.
제1 선형 처리부(510)는 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱한다.
제1 선형 처리부(510)는 K번째 포락선에 선형 파라미터
Figure pat00099
를 곱한다.
Figure pat00100
는 송신비트가 1인 경우의 포락선(
Figure pat00101
)에서 노이즈 성분을 무시한 신호성분만의 크기를 의미한다.
Figure pat00102
은 송신비트가 0인 경우의 포락선의 제곱의 평균을 2로 나눈 값이다.
비선형 처리부(520)는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행한다. 비선형 처리부(520)는 K번째 포락선에 마이너스 자연로그 처리(-ln(
Figure pat00103
))를 수행할 수 있다.
이때, 자연로그 처리는 근사화 방식으로서 다항식 시리즈를 이용하여 구현될 수도 있다. 예를 들면, 다항식 시리즈의 예로서 테일러 시리즈를 이용할 수 있다. 따라서, 자연로그 처리는 다음의 근사화된 n차 로그 함수를 이용하여 구현될 수 있다.
Figure pat00104
제2 선형 처리부(530)는 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성한다. 제2 선형 처리부(530)는 가산기(Adder)를 통하여 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그처리가 수행된 신호들을 합성할 수 있다.
이때, 임계값 결정부(141)는 근사화된
Figure pat00105
및 로그 우도 비율(Log-Likelihood Ratio)
Figure pat00106
를 이용하여 임계값을 계산할 수 있다.
Figure pat00107
는 검출된 k개의 포락선들의 집합, 즉
Figure pat00108
을 의미한다.
로그 우도 비율(Log-Likelihood Ratio)
Figure pat00109
를 이용하여 계산된 임계값은 [수학식 12]를 통하여 계산될 수 있다.
[수학식 12]
Figure pat00110
이때, 임계값은
Figure pat00111
이다. 즉,
Figure pat00112
은 합성된 신호 성분(
Figure pat00113
)이다. 여기서,
Figure pat00114
로, 송신비트가 1인 경우의 포락선(
Figure pat00115
)에서 노이즈 성분을 무시한 신호성분만의 크기를 의미한다.
도 6은 일실시예에 따른 합성부(130)의 또 다른 구체적 일 예를 나타낸 도면이다.
도 6을 참조하면, 합성부(130)는 제1 선형 처리부(610), 비선형 처리부(620) 및 제2 선형 처리부(630)를 포함한다.
제1 선형 처리부(610)는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱한다.
제1 선형 처리부(610)는 K번째 포락선에 선형 파라미터
Figure pat00116
를 곱한다.
Figure pat00117
는 송신비트가 1인 경우의 포락선(
Figure pat00118
)에서 노이즈 성분을 무시한 신호성분만의 크기를 의미한다.
Figure pat00119
은 송신비트가 0인 경우의 포락선의 제곱의 평균을 2로 나눈 값이다. a는 임의의 상수이다.
비선형 처리부(620)는 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행한다. 비선형 처리부(620)는 K번째 선형 파라미터를 곱한 신호에 마이너스 자연로그 처리(
Figure pat00120
)를 수행할 수 있다.
제2 선형 처리부는 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성한다. 제2 선형 처리부(630)는 가산기(Adder)를 통하여 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그처리가 수행된 신호들을 합성할 수 있다.
이때, 임계값 결정부(141)는 근사화된
Figure pat00121
및 로그 우도 비율(Log-Likelihood Ratio)
Figure pat00122
를 이용하여 임계값을 계산할 수 있다. 계산된 임계값은
Figure pat00123
이다.
도 7은 수신 안테나가 1개 및 2개인 경우에, 일실시예에 따라 결정된 임계값 별로, SNR에 따른 BER을 나타낸 그래프이다.
도 7을 참조하면, (a)는 AWGN 환경, 즉, 채널계수
Figure pat00124
=1 (for all k) 로 설정한 경우의 SNR에 따른 BER을 나타낸다. (a)는 수신 안테나수 K = 1, 2 인 경우에 수행한 결과이며 SNR 값은 Eb/No 이다. 여기서 Eb 는 bit당 평균에너지를 나타내며 A2/2 이고, No 는 AWGN신호의 파워 스펙트럼 밀도(power spectral density)에 관련된 값으로 2
Figure pat00125
로 하였다.
종래방법에 기초한 임계값(Conventional threshold)은 s/2 로 설정한 경우이고, 개선된 임계값(enhanced threshold) 및 정제된 임계값(refined enhanced threshold)은 각각 위에서 유도한
Figure pat00126
와
Figure pat00127
의 경우이다.
최적의 임계값(Optimal threshold)은 임의의 임계값을 step size = 0.001 로 하여, 적절하게 변화시키면서, 레일리 확률밀도함수(Rayleigh pdf) 와 라이스 확률밀도함수(Rice pdf)의 차이가 최소화되는 point를 찾는 방법을 사용하였다.
(a)를 보면, 안테나수가 증가함에 따라 성능이 증가함을 알 수 있다. 제안하는 개선된 임계값(enhanced threshold) 및 정제된 임계값(refined enhanced threshold)의 결정방법은 최적의 임계값(Optimal threshold) 결정방법과 높은 SNR 영역에서 거의 동일한 성능을 보임을 알 수 있다.
종래방법에 기초한 임계값(Conventional threshold)을 사용하는 경우(710)의 단일 수신 안테나 시스템에 비해, 제안하는 개선된 임계값(enhanced threshold) 및 정제된 임계값(refined enhanced threshold)을 사용하는 경우(720)의 2개 수신안테나 시스템은 BER (bit error rate) = 10- 3 에서 대략 3dB 의 SNR 이득을 보이고 있다.
(b)를 보면, 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 환경에서, 즉
Figure pat00128
값이 K와는 독립적으로(independent and identically distributed) 콤플렉스 가우시안 랜덤 변수(complex Gaussian random variable)를 갖는 경우이다.
다이버시티(Diversity) 이득의 증가로 인해 단일 수신안테나에 대한 다중수신안테나 시스템의 성능 증가가 AWGN 환경에 비해 현저하게 증가함을 알 수 있다. 종래방법에 기초한 임계값(Conventional threshold)을 사용하는 경우(730)의 단일 수신안테나 시스템에 비해, 제안하는 개선된 임계값(enhanced threshold) 및 정제된 임계값(refined enhanced threshold)을 사용하는 경우(740)의 2개 수신안테나 시스템은 BER = 10- 3 에서 대략 14dB 의 SNR 이득을 보이고 있다.
도 8은 일실시예에 따라 결정된 임계값 별로, 낮은(low) SNR 영역에서 BER을 나타낸 그래프이다.
도 8을 참조하면, AWGN 환경에서 0dB 이하의 낮은(low) SNR 영역에서 수신 안테나가 2개인 경우의 성능비교이다. 여기서 시스템 파라미터
Figure pat00129
=1 로 설정하였다. 낮은 SNR 영역까지 고려한 정제된 임계값(refined enhanced threshold)
Figure pat00130
로 설정한 경우(820)가 높은 SNR 영역만을 고려한 개선된 임계값(enhanced threshold)
Figure pat00131
로 설정한 경우(810)에 비해 낮은 SNR 영역에서 우수함을 보이고 있다.
도 9는 일실시예에 따른 수신신호의 선형 처리시, SNR에 따른 BER을 나타낸 그래프이다.
도 9의 그래프는 AWGN 및 페이딩(fading) 채널 환경에서, 수신 신호에 대해 선형 처리를 수행한 경우의 비트에러율(BER)을 나타낸다. (a)는 AWGN 환경이고, (b)는 레일리 페이딩(Rayleigh Fading) 환경이다. 수신 안테나가 1, 2, 4인 각 경우에 대해 도시되어 있다.
(a)에서, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(910)을 이용하는 경우, SNR은 단일 안테나를 이용하는 종래 방법에 의해 계산된 임계값 보다 5.3dB 이득이 발생한다. 또한, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(910)을 이용하는 경우는 SNR이 종래 단일 안테나에 적용된 방법을 그대로 이용하되, 다중 안테나에 적용한 방법을 이용하는 경우(920) 보다 2dB 이득이 발생한다.
(b)에서, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(930)을 이용하는 경우, SNR은 단일 안테나를 이용하는 종래 방법에 의해 계산된 임계값 보다 20.6dB 이득이 발생한다. 또한, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(930)을 이용하는 경우는 SNR이 종래 단일 안테나에 적용된 방법을 그대로 이용하되, 다중 안테나에 적용한 방법을 이용하는 경우(940) 보다 2dB 이득이 발생한다.
즉, 정제된 임계값을 이용하는 경우는 수신안테나수가 증가할수록, 채널환경이 페이딩 환경에 가까울수록 더욱 SNR 이득 및 다이버시티 이득이 증가한다.
도 10은 일실시예에 따른 수신신호의 비선형 처리시, SNR에 따른 BER을 나타낸 그래프이다.
도 10의 그래프는 AWGN 및 페이딩(fading) 채널 환경에서, 수신 신호에 대해 비선형 처리를 수행한 경우의 비트에러율(BER)을 나타낸다. (a)는 AWGN 환경이고, (b)는 레일리 페이딩(Rayleigh Fading) 환경이다. 수신 안테나가 1, 2, 4인 각 경우에 대해 도시되어 있다.
(a)에서, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(1010)을 이용하는 경우, SNR은 단일 안테나를 이용하는 종래 방법에 의해 계산된 임계값 보다 5.325dB 이득이 발생한다. 또한, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(1010)을 이용하는 경우는 SNR이 종래 단일 안테나에 적용된 방법을 그대로 이용하되, 다중 안테나에 적용한 방법을 이용하는 경우(1020) 보다 2dB 이득이 발생한다.
(b)에서, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(1030)을 이용하는 경우, SNR은 단일 안테나를 이용하는 종래 방법에 의해 계산된 임계값 보다 21.6dB 이득이 발생한다. 또한, 수신 안테나가 4인 경우에 대해, BER이 10-3일 때, 정제된 임계값(refined enhanced threshold)(1030)을 이용하는 경우는 SNR이 종래 단일 안테나에 적용된 방법을 그대로 이용하되, 다중 안테나에 적용한 방법을 이용하는 경우(1040) 보다 2dB 이득이 발생한다.
수신 신호에 대해 선형 처리를 수행한 도 9에 비해, 비선형 처리를 수행한 도 10의 simplified ML detection의 경우를 살펴보면, BER이 10-3이고, 수신 안테나가 4개인 경우, AWGN 환경에서는 0.25dB의 SNR이득이, 레일리 페이딩 환경에서는 1dB의 SNR 이득이 더 발생한다.
도 11은 일실시예에 따른 다중 안테나 수신 방법의 흐름도이다.
1110단계에서, 다중 안테나 수신 장치는 송신신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신한다. 송신 신호는 송신단에서 온오프키(On-Off Keying) 변조되어 전송된다.
1120단계에서, 다중 안테나 수신 장치는 상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출한다.
1130단계에서, 다중 안테나 수신 장치는 상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성한다. 다중 안테나 수신 장치는 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱하고, 상기 제곱된 K개의 신호들을 하나의 신호로 합성할 수 있다.
또한, 다중 안테나 수신 장치는 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱할 수 있다. 다중 안테나 수신 장치는 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행한다. 이후, 다중 안테나 수신 장치는 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성한다.
또한, 다중 안테나 수신 장치는 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱할 수 있다. 다중 안테나 수신 장치는 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행할 수 있다. 이후, 다중 안테나 수신 장치는 상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성할 수 있다.
1140단계에서, 다중 안테나 수신 장치는 상기 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, 상기 K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 상기 합성된 신호를 비교한다.
다중 안테나 수신 장치는 송신 비트가 0인 경우의, 상기 합성된 신호의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수 및 송신 비트가 1인 경우의, 상기 합성된 신호의 라이스(Rice) 확률밀도함수에 기초하여 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
다중 안테나 수신 장치는 상기 합성된 신호에서 노이즈를 무시한 신호 성분의 크기의 1/2을 상기 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
또한, 다중 안테나 수신 장치는 높은 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio,SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
또한, 다중 안테나 수신 장치는 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정할 수 있다.
또한, 다중 안테나 수신 장치는 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값과 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값 중 하나를 결정하기 위한 기준 신호대잡음비(SNR)를 결정할 수 있다.
다중 안테나 수신 장치는 합성된 신호(
Figure pat00132
)의 신호대잡음비(SNR)가 기준 SNR 보다 보다 크거나 같으면, 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정할 수 있다. 또한, 다중 안테나 수신 장치는 합성된 신호(
Figure pat00133
)의 신호대잡음비(SNR)가 기준 SNR 보다 보다 작으면, 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정할 수 있다.
1150단계에서, 다중 안테나 수신 장치는 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정한다. 온오프키 변조된 신호는 송신단에서 전송된 송신신호로서, 송신비트를 포함한다. 다중 안테나 수신 장치는 상기 합성된 신호와 임계값을 비교하여, 송신비트를 추정할 수 있다.
상술한 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (20)

  1. 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신하는 수신부;
    상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출하는 검출부;
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성하는 합성부; 및
    상기 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, 상기 K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 상기 합성된 신호를 비교하여, 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정하는 메시지 결정부
    를 포함하는 다중 안테나 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 검출부는
    상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여, 서로 직교하는 두 개의 함수를 곱하여 생성된 값에 기초하여, 상기 포락선을 검출하는
    다중 안테나 수신 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 합성부는
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱하는 제1 선형 처리부; 및
    상기 K개의 제곱된 신호들을 합성한 후, 상기 합성 결과에 제곱 근(square root)처리를 수행하는 제2 선형 처리부
    를 포함하는 다중 안테나 수신 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 합성부는
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 제1 선형 처리부;
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 비선형 처리부; 및
    상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 제2 선형 처리부
    를 포함하는 다중 안테나 수신 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 합성부는
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 제1 선형 처리부;
    상기 선형 파라미터를 곱한 신호들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 비선형 처리부; 및
    상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 제2 선형 처리부
    를 포함하는 다중 안테나 수신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 메시지 결정부는
    송신 비트가 0인 경우의, 상기 합성된 신호의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수 및 송신 비트가 1인 경우의, 상기 합성된 신호의 라이스(Rice) 확률밀도함수에 기초하여 최적의 임계값을 결정하는 임계값 결정부; 및
    상기 합성된 신호와 상기 최적의 임계값을 비교하여, 송신비트를 추정하는 송신비트 추정부
    를 포함하는 다중 안테나 수신 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 임계값 결정부는
    높은 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio,SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정하는
    다중 안테나 수신 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 임계값 결정부는
    낮은 신호대잡음비(SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정하는
    다중 안테나 수신 장치.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 임계값 결정부는
    높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값과 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값 중 하나를 결정하기 위한 기준 신호대잡음비(SNR)를 결정하는
    다중 안테나 수신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 임계값 결정부는
    상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 크거나 같으면, 상기 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정하고,
    상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 작으면, 상기 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정하는
    다중 안테나 수신 장치.
  11. 온오프키(On-Off Keying) 변조된 신호를 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신하는 단계;
    상기 K개의 수신 안테나들을 통하여 수신된 신호들, 각각에 대하여 포락선(envelope)을 검출하는 단계;
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여 선형 처리 및 비선형 처리를 수행하여 생성된 신호들을 합성하는 단계; 및
    상기 온오프키 변조된 신호가 전송되는 채널상태, 상기 K개의 수신 안테나 및 시스템 파라미터에 기초하여 결정되는 임계값과 상기 합성된 신호를 비교하여, 상기 온오프키 변조된 신호의 메시지 값이 어떤 값인지 결정하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 수신 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 합성하는 단계는
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각을 제곱하는 단계; 및
    상기 K개의 제곱된 신호들을 하나의 신호로 합성하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 수신 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 합성하는 단계는
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 단계;
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 단계; 및
    상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 수신 방법.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 합성하는 단계는
    상기 검출된 K개의 포락선들, 각각에 대하여, 송신 비트가 1인 경우의 상기 검출된 포락선의 크기 및 송신 비트가 0인 경우의 상기 검출된 포락선의 제곱의 평균 값에 기초한 선형 파라미터를 곱하는 단계;
    상기 선형 파라미터를 곱한 신호들, 각각에 대하여, 로그 처리를 수행하는 단계; 및
    상기 선형 파라미터를 곱한 신호들 및 상기 로그 처리가 수행된 신호들을 합성하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 수신 방법.
  15. 제11항에 있어서,
    상기 메시지 값을 결정하는 단계는
    송신 비트가 0인 경우의, 상기 합성된 신호의 레일리(Rayleigh) 확률밀도함수 및 송신 비트가 1인 경우의, 상기 합성된 신호의 라이스(Rice) 확률밀도함수에 기초하여 최적의 임계값을 결정하는 단계; 및
    상기 합성된 신호와 상기 최적의 임계값을 비교하여, 송신비트를 추정하는 단계
    를 포함하는 다중 안테나 수신 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 임계값을 결정하는 단계는
    상기 합성된 신호에서 노이즈를 무시한 신호 성분의 크기의 1/2을 상기 최적의 임계값으로 결정하는
    다중 안테나 수신 방법.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 임계값을 결정하는 단계는
    높은 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio,SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정하는
    다중 안테나 수신 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 임계값을 결정하는 단계는
    낮은 신호대잡음비(SNR) 영역을 고려하여, 상기 최적의 임계값을 결정하는
    다중 안테나 수신 방법.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 임계값을 결정하는 단계는
    높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값과 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값 중 하나를 결정하기 위한 기준 신호대잡음비(SNR)를 결정하는
    다중 안테나 수신 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 임계값을 결정하는 단계는
    상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 크거나 같으면, 상기 높은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정하고,
    상기 합성된 신호의 신호대잡음비(SNR)가 상기 기준 신호대잡음비(SNR) 보다 작으면, 상기 낮은 신호대잡음비(SNR) 영역의 임계값을 최적의 임계값으로 결정하는
    다중 안테나 수신 방법.
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