KR102375186B1 - 통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법 - Google Patents

통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 롱 텀 에볼루션(long term evolution: LTE)과 같은 4세대(4th-generation: 4G) 통신 시스템 뿐만 아니라 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 제공될 5세대(5th-generation: 5G) 또는 프리-5G(pre-5G) 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 발명은 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 채널 복호 동작을 수행하는 방법에 있어서, 적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 적어도 두 개의 RE 그룹들로 생성하는 과정과, 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들 각각을 통해 수신된 신호에 대해 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric)을 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

Description

통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR PERFORMING CHANNEL DECODING OPERATION IN COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
4세대(4th-generation: 4G, 이하 "4G"라 칭하기로 한다) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5세대(5th-generation: 5G, 이하 "5G"라 칭하기로 한다) 통신 시스템 또는 프리-5G(pre-5G, 이하 " pre-5G"라 칭하기로 한다) 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (beyond 4G network) 통신 시스템 또는 롱 텀 에볼루션(long-term evolution: LTE, 이하 ‘LTE’라 칭하기로 한다) 이후 (post LTE) 시스템이라 불리고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파 (mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가 (60GHz) 대역과 같은 주파수 대역)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔 포밍 (beam forming), 거대 배열 다중 입력 다중 출력(massive multi-input multi-output: massive MIMO, 이하 " massive MIMO"라 칭하기로 한다) 기술과, 전차원 다중 입력 다중 출력(full dimensional MIMO: FD-MIMO, 이하 " FD-MIMO"라 칭하기로 한다) 기술과, 어레이 안테나(array antenna) 기술과, 아날로그 빔 포밍(analog beam-forming) 기술 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 디바이스 대 디바이스 (device to device: D2D, 이하 "D2D"라 칭하기로 한다) 통신, 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조 (advanced coding modulation: ACM, 이하 " ACM"이라 칭하기로 한다) 방식인 하이브리드 주파수 쉬프트 키잉(frequency shift keying: FSK, 이하 "FSK"라 칭하기로 한다) 및 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation: QAM, 이하 "QAM"이라 칭하기로 한다)(hybrid FSK and QAM: FQAM, 이하 " FQAM"라 칭하기로 한다) 방식 및 슬라이딩 윈도우 중첩 코딩(sliding window superposition coding: SWSC, 이하 " SWSC"라 칭하기로 한다) 방식과, 진보된 억세스 기술인 필터 뱅크 멀티 캐리어(filter bank multi carrier: FBMC, 이하 "FBMC"라 칭하기로 한다) 기술과, 비직교 다중 억세스(non orthogonal multiple access: NOMA, 이하 " NOMA"라 칭하기로 한다) 기술 및 성긴 코드 다중 억세스(sparse code multiple access: SCMA, 이하 " SCMA"라 칭하기로 한다) 기술 등이 개발되고 있다.
먼저, 직교 주파수 분할 다중 접속(orthogonal frequency division multiple access: OFDMA, 이하 "OFDMA"라 칭하기로 한다) 방식을 지원하는 통신 시스템의 다운링크(downlink)/업링크(uplink)에서 셀간 간섭(inter-cell interference: ICI, 이하 "ICI"라 칭하기로 한다)은 신호 수신 장치의 성능을 심각하게 열화시킬 수 있다. 특히, 상기 신호 수신 장치가 채널을 추정하거나 혹은 채널을 측정하기 위해 사용하는 기준 신호(reference signal), 일 예로 파일럿 신호(pilot signal)와 같은 기준 신호가 상기 ICI의 영향으로 인해 왜곡될 경우 상기 신호 수신 장치의 성능은 심각하게 열화될 수 있다.
따라서, 일 예로 LTE와 같은 OFDMA 방식을 지원하는 대부분의 통신 표준들에서는 ICI가 존재하는 상황에서 기준 신호의 왜곡을 최소화시키기 위하여 다양한 방식들, 일 예로 셀(cell)들 각각에서 사용되는 기준 신호의 위치를 다르게 설정하는 방식과, 기준 신호를 데이터 신호, 일 예로 데이터 심볼(data symbol) 대비 파워 부스팅(power boosting)하여 송신하는 방식 등과 같은 다양한 방식들을 사용하고 있다.
예를 들어, LTE 이동 통신 시스템의 하향 링크에서는 인접 기지국들은 셀-특정 기준 신호(cell-specific reference signal: CRS, 이하 "CRS"라 칭하기로 한다)들을 서로 다른 오프셋(offset)들을 기반으로 특정 CRS에서 주파수 축으로 쉬프트(shift)하여 송신하도록 정의하고 있고, 또한 각 기지국은 해당 CRS를 데이터 신호에 적용되는 송신 파워에 비해 큰 송신 전력을 사용하여 파워 부스팅한 후 송신할 수 있도록 정의하고 있다.
상기에서 설명한 바와 같은 방식들은 기준 신호가 ICI에 의하여 왜곡되는 정도를 감소시키고, 따라서 신호 수신 장치의 채널 추정 성능 및 채널 측정 성능의 비교적 큰 열화를 방지할 수 있다.
하지만, 상기에서 설명한 바와 같은 파워 부스팅된 기준 신호는 타겟(target) 신호가 포함하는 데이터 신호에 대해 ICI로 작용하게 되며, 따라서 간섭 신호의 비-가우시안(non-Gaussian, 이하 "non-Gaussian"라 칭하기로 한다) 특성을 발생시키게 된다. 이를 도 1 및 도 2를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
먼저, 도 1을 참조하여 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 신호와, 타겟 신호 및 수신 신호 간의 관계에 대해서 설명하기로 한다.
도 1은 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 신호와, 타겟 신호 및 수신 신호 간의 관계를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 먼저 도 1에 도시되어 있는 간섭 신호와, 타겟 신호 및 수신 신호는 모두 자원 블록(resource block: RB, 이하 "RB"라 칭하기로 한다) 단위로 도시되어 있음에 유의하여야만 할 것이다. 여기서, RB는 적어도 하나의 자원 엘리먼트(resource element: RE, 이하 "RE"라고 칭하기로 한다)를 포함한다.
먼저, 간섭 신호(111)는 인접 셀로부터 송신되는 신호를 나타내며, 일 예로, 상기 간섭 신호(111)는 상기 인접 셀에서 송신되는 물리 다운링크 제어 채널(physical downlink control channel: PDCCH, 이하 " PDCCH"라 칭하기로 한다) 신호와 CRS를 포함한다.
또한, 타겟 신호(113)는 해당 셀로부터 송신되는 신호를 나타내며, 일 예로, 상기 타겟 신호(113)는 상기 해당 셀에서 송신되는 PDCCH 신호와 CRS를 포함한다.
한편, 수신 신호(115)는 해당 신호 수신 장치, 일 예로 사용자 단말기(user equipment: UE, 이하 "UE"라 칭하기로 한다)가 수신하는 신호를 나타내며, 상기 수신 신호(115)는 상기 타겟 신호(113)가 포함하는 PDCCH 신호와 CRS 및 상기 간섭 신호(111)가 포함하는 PDCCH 신호와 CRS를 포함한다.
상기 LTE 이동 통신 시스템에서는, 인접 셀들 간에는 CRS들의 위치가 서로 다르게 설정되는데, 따라서 상기 타겟 신호(113)가 송신되는 RB가 포함하는 RE들 중 특정 RE들은 상기 간섭 신호(111)가 포함하는 CRS의 영향을 받을 수 있으며, 상황에 따라 추가적으로 상기 간섭 신호(111)가 포함하는 PDSCH 신호의 영향을 받을 수도 있다.
도 1에서는 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 신호와, 타겟 신호 및 수신 신호 간의 관계에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 CRS의 영향을 받는 RE 그룹에 대한 ICI 분포에 대해서 설명하기로 한다.
도 2는 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 CRS의 영향을 받는 RE 그룹에 대한 ICI 분포를 개략적을 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 먼저 도 2에 도시되어 있는 ICI 분포 그래프는 신호 수신 장치, 일 예로 UE가 1개의 안테나 포트(antenna port)를 사용하고, 인접 셀의 개수가 1개일 경우의 RE 그룹에 대한 ICI 분포 그래프를 나타낸다. 또한, 도 2에 도시되어 있는 ICI 분포 그래프에서 수직 축은 ICI의 히스토그램(histogram)을 나타내며, 수평축은 ICI의 실수 파트(real part)를 나타낸다.
일반적으로, CRS는 데이터 신호에 적용되는 파워에 비해 미리 설정되어 있는 설정 값, 일 예로 12[dB] 정도 큰 파워로 부스팅된다. 따라서, 인접 셀에서 송신되는 CRS는 해당 셀의 타겟 신호가 송신되는 RB, 즉 타겟 RB가 포함하는 RE들 중 특정 RE들에 대해서 ICI로 작용할 수 있으며, 따라서 간섭 신호의 non-Gaussian 특성을 발생시키게 된다.
도 2에 도시되어 있는 바와 같이, 데이터 영역에 대한 ICI(213)는 가우시안(Gaussian, 이하 " Gaussian"이라 칭하기로 한다) 특성을 나타내며, CRS 영역에 대한 ICI(211)는 non-Gaussian 특성을 나타냄을 알 수 있다. 도 2에서, 참조 번호 215는 Gaussian 확률 밀도 함수(probability density function: PDF, 이하 "PDF"라 칭하기로 한다)를 나타낸다.
도 2에서는 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 CRS의 영향을 받는 RE 그룹에 대한 ICI 분포에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 3을 참조하여 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 non-Gaussian 특성을 가지는 간섭 환경에서 신호 수신 장치가 채널 복호 동작을 수행하는 과정에 대해서 설명하기로 한다.
도 3은 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 non-Gaussian 특성을 가지는 간섭 환경에서 신호 수신 장치가 채널 복호 동작을 수행하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 먼저 311단계에서 신호 수신 장치는 수신 신호에 대한 LLR을 계산하며, 이에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명하기로 한다.
또한, 313단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 수신 신호에서 타겟 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호를 검출하고 315단계로 진행한다. 여기서, 상기 타겟 기준 신호는 상기 신호 수신 장치가 속한 셀, 즉 서빙 셀(serving cell)에서 송신되는 기준 신호를 나타낸다. 상기 315단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호에서 상기 타겟 기준 신호에 관련된 성분을 제거하고 317단계로 진행한다.
상기 317단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 기준 신호를 기반으로 ICI의 영향을 받은 잡음의 분산(variance)을 추정하고 상기 311단계로 진행한다. 상기 311단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 추정된 잡음의 분산을 기반으로 Gaussian PDF를 적용하여 상기 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric), 일 예로 로그 우도 비(log-likelihood ratio: LLR, 이하 "LLR"이라 칭하기로 한다)을 계산한다.
도 3에서 설명한 바와 같은 신호 수신 장치의 채널 복호 동작은 상기 신호 수신 장치가 인접 셀에서 송신되는 기준 신호에 대한 위치 정보를 제공받을 수 없는 경우의 채널 복호 동작이다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같이 현재 OFDMA 방식을 지원하는 대부분의 통신 표준들에서는 인접 셀들에서 사용되는 기준 신호들의 위치를 서로 다르게 설정하고 있으므로, 상기 수신된 타겟 기준 신호는 파워 부스팅된 간섭 기준 신호의 영향이 반영되어 있지 않다.
따라서, 도 3에서 설명한 바와 같은 방식으로 계산된 LLR을 사용하는 채널 복호 동작은 파워 부스팅된 간섭 기준 신호의 영향을 반영하지 못하게 되고, 따라서 신호 수신 장치의 채널 복호 성능을 심각하게 열화시킬 수 있다.
한편, 상기와 같은 정보는 본 발명의 이해를 돕기 위한 백그라운드(background) 정보로서만 제시될 뿐이다. 상기 내용 중 어느 것이라도 본 발명에 관한 종래 기술로서 적용 가능할지 여부에 관해, 어떤 결정도 이루어지지 않았고, 또한 어떤 주장도 이루어지지 않는다.
본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 RE 그룹화를 기반으로 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 다수의 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric) 생성 방식들을 사용하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭 기준 신호에 대한 위치 정보가 제공되는지 여부와 상관없이 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 RE 그룹화를 기반으로 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭 신호의 Gaussian 특성 및 간섭 신호의 non-Gaussian 특성을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 방법은; 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 채널 복호 동작을 수행하는 방법에 있어서, 적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 적어도 두 개의 RE 그룹들로 생성하는 과정과, 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들 각각을 통해 수신된 신호에 대해 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric)을 생성하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 다른 방법은; 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 동작 방법에 있어서, 신호 수신 장치로 간섭 신호와 관련된 정보를 송신하는 과정을 포함하며, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는; 상기 신호 수신 장치가 적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 적어도 두 개의 RE 그룹들로 생성하는 동작과, 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들 각각을 통해 수신된 신호에 대해 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric)을 생성하는 동작을 수행하는데 사용됨을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 장치는; 통신 시스템에서 신호 수신 장치에 있어서, 적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 적어도 두 개의 RE 그룹들로 생성하는 동작을 수행하고, 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들 각각을 통해 수신된 신호에 대해 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric)을 생성하는 동작을 수행하는 연판정 디코딩 메트릭 생성기를 포함함을 특징으로 한다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 다른 장치는; 통신 시스템에서 신호 송신 장치에 있어서, 신호 수신 장치로 간섭 신호와 관련된 정보를 송신하는 송신기를 포함하며, 상기 간섭 신호와 관련된 정보는; 상기 신호 수신 장치가 적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 적어도 두 개의 RE 그룹들로 생성하는 동작과, 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들 각각을 통해 수신된 신호에 대해 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric)을 생성하는 동작을 수행하는데 사용됨을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 측면들과, 이득들 및 핵심적인 특징들은 부가 도면들과 함께 처리되고, 본 발명의 바람직한 실시예들을 개시하는, 하기의 구체적인 설명으로부터 해당 기술 분야의 당업자에게 자명할 것이다.
하기의 본 개시의 구체적인 설명 부분을 처리하기 전에, 이 특허 문서를 통해 사용되는 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들을 설정하는 것이 효과적일 수 있다: 상기 용어들 “포함하다(include)” 및 “포함하다(comprise)”와 그 파생어들은 한정없는 포함을 의미하며; 상기 용어 “혹은(or)”은 포괄적이고, “및/또는”을 의미하고; 상기 구문들 “~와 연관되는(associated with)” 및 “~와 연관되는(associated therewith)”과 그 파생어들은 포함하고(include), ~내에 포함되고(be included within), ~와 서로 연결되고(interconnect with), 포함하고(contain), ~내에 포함되고(be contained within), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(connect to or with), ~에 연결하거나 혹은 ~와 연결하고(couple to or with), ~와 통신 가능하고(be communicable with), ~와 협조하고(cooperate with), 인터리빙하고(interleave), 병치하고(juxtapose), ~로 가장 근접하고(be proximate to), ~로 ~할 가능성이 크거나 혹은 ~와 ~할 가능성이 크고(be bound to or with), 가지고(have), 소유하고(have a property of) 등과 같은 내용을 의미하고; 상기 용어 “제어기”는 적어도 하나의 동작을 제어하는 임의의 디바이스, 시스템, 혹은 그 부분을 의미하고, 상기와 같은 디바이스는 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어, 혹은 상기 하드웨어, 펌웨어 혹은 소프트웨어 중 적어도 2개의 몇몇 조합에서 구현될 수 있다. 어떤 특정 제어기와 연관되는 기능성이라도 집중화되거나 혹은 분산될 수 있으며, 국부적이거나 원격적일 수도 있다는 것에 주의해야만 할 것이다. 특정 단어들 및 구문들에 대한 정의들은 이 특허 문서에 걸쳐 제공되고, 해당 기술 분야의 당업자는 많은 경우, 대부분의 경우가 아니라고 해도, 상기와 같은 정의들이 종래 뿐만 아니라 상기와 같이 정의된 단어들 및 구문들의 미래의 사용들에도 적용된다는 것을 이해해야만 할 것이다.
본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 RE 그룹화를 기반으로 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 다수의 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식들을 사용하여 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭 기준 신호에 대한 위치 정보가 제공되는지 여부와 상관없이 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 RE 그룹화를 기반으로 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭 신호의 Gaussian 특성 및 간섭 신호의 non-Gaussian 특성을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 것을 가능하게 한다는 효과가 있다.
본 발명의 특정한 바람직한 실시예들의 상기에서 설명한 바와 같은 또한 다른 측면들과, 특징들 및 이득들은 첨부 도면들과 함께 처리되는 하기의 설명으로부터 보다 명백하게 될 것이다:
도 1은 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 신호와, 타겟 신호 및 수신 신호 간의 관계를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 2는 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 간섭 CRS의 영향을 받는 RE 그룹에 대한 ICI 분포를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 3은 일반적인 LTE 이동 통신 시스템에서 non-Gaussian 특성을 가지는 간섭 환경에서 신호 수신 장치가 채널 복호 동작을 수행하는 과정을 개략적으로 도시한 도면이다;
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 9a 내지 도 9c는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 RE 그룹화 프로세스가 적용될 경우의 성능을 개략적으로 도시한 도면이다;
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다;
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도면들을 통해, 유사 참조 번호들은 동일한 혹은 유사한 엘리먼트들과, 특징들 및 구조들을 도시하기 위해 사용된다는 것에 유의해야만 한다.
첨부되는 도면들을 참조하는 하기의 상세한 설명은 청구항들 및 청구항들의 균등들로 정의되는 본 개시의 다양한 실시예들을 포괄적으로 이해하는데 있어 도움을 줄 것이다. 하기의 상세한 설명은 그 이해를 위해 다양한 특정 구체 사항들을 포함하지만, 이는 단순히 예로서만 간주될 것이다. 따라서, 해당 기술 분야의 당업자는 여기에서 설명되는 다양한 실시예들의 다양한 변경들 및 수정들이 본 개시의 범위 및 사상으로부터 벗어남이 없이 이루어질 수 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 공지의 기능들 및 구성들에 대한 설명은 명료성 및 간결성을 위해 생략될 수 있다.
하기의 상세한 설명 및 청구항들에서 사용되는 용어들 및 단어들은 문헌적 의미로 한정되는 것이 아니라, 단순히 발명자에 의한 본 개시의 명료하고 일관적인 이해를 가능하게 하도록 하기 위해 사용될 뿐이다. 따라서, 해당 기술 분야의 당업자들에게는 본 개시의 다양한 실시예들에 대한 하기의 상세한 설명은 단지 예시 목적만을 위해 제공되는 것이며, 첨부되는 청구항들 및 상기 청구항들의 균등들에 의해 정의되는 본 개시를 한정하기 위해 제공되는 것은 아니라는 것이 명백해야만 할 것이다.
또한, 본 명세서에서 명백하게 다른 내용을 지시하지 않는 “한”과, “상기”와 같은 단수 표현들은 복수 표현들을 포함한다는 것이 이해될 수 있을 것이다. 따라서, 일 예로, “컴포넌트 표면(component surface)”은 하나 혹은 그 이상의 컴포넌트 표현들을 포함한다.
또한, 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.
또한, 본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
또한, 별도로 다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 이해되어야만 한다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 통신 기능을 포함할 수 있다. 일 예로, 전자 디바이스는 스마트 폰(smart phone)과, 태블릿(tablet) 개인용 컴퓨터(personal computer: PC, 이하 ‘PC’라 칭하기로 한다)와, 이동 전화기와, 화상 전화기와, 전자책 리더(e-book reader)와, 데스크 탑(desktop) PC와, 랩탑(laptop) PC와, 넷북(netbook) PC와, 개인용 복합 단말기(personal digital assistant: PDA, 이하 ‘PDA’라 칭하기로 한다)와, 휴대용 멀티미디어 플레이어(portable multimedia player: PMP, 이하 ‘PMP’라 칭하기로 한다)와, 엠피3 플레이어(mp3 player)와, 이동 의료 디바이스와, 카메라와, 웨어러블 디바이스(wearable device)(일 예로, 헤드-마운티드 디바이스(head-mounted device: HMD, 일 예로 ‘HMD’라 칭하기로 한다)와, 전자 의류와, 전자 팔찌와, 전자 목걸이와, 전자 앱세서리(appcessory)와, 전자 문신, 혹은 스마트 워치(smart watch) 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 통신 기능을 가지는 스마트 가정용 기기(smart home appliance)가 될 수 있다. 일 예로, 상기 스마트 가정용 기기는 텔레비젼과, 디지털 비디오 디스크(digital video disk: DVD, 이하 ‘DVD’라 칭하기로 한다) 플레이어와, 오디오와, 냉장고와, 에어 컨디셔너와, 진공 청소기와, 오븐과, 마이크로웨이브 오븐과, 워셔와, 드라이어와, 공기 청정기와, 셋-탑 박스(set-top box)와, TV 박스 (일 예로, Samsung HomeSyncTM, Apple TVTM, 혹은 Google TVTM)와, 게임 콘솔(gaming console)과, 전자 사전과, 캠코더와, 전자 사진 프레임 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 의료 기기(일 예로, 자기 공명 혈관 조영술(magnetic resonance angiography: MRA, 이하 ‘MRA’라 칭하기로 한다) 디바이스와, 자기 공명 화상법(magnetic resonance imaging: MRI, 이하 “MRI”라 칭하기로 한다)과, 컴퓨터 단층 촬영(computed tomography: CT, 이하 ‘CT’라 칭하기로 한다) 디바이스와, 촬상 디바이스, 혹은 초음파 디바이스)와, 네비게이션(navigation) 디바이스와, 전세계 위치 시스템(global positioning system: GPS, 이하 ‘GPS’라 칭하기로 한다) 수신기와, 사고 기록 장치(event data recorder: EDR, 이하 ‘EDR’이라 칭하기로 한다)와, 비행 기록 장치(flight data recorder: FDR, 이하 ‘FER’이라 칭하기로 한다)와, 자동차 인포테인먼트 디바이스(automotive infotainment device)와, 항해 전자 디바이스(일 예로, 항해 네비게이션 디바이스, 자이로스코프(gyroscope), 혹은 나침반)와, 항공 전자 디바이스와, 보안 디바이스와, 산업용 혹은 소비자용 로봇(robot) 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 통신 기능을 포함하는, 가구와, 빌딩/구조의 일부와, 전자 보드와, 전자 서명 수신 디바이스와, 프로젝터와, 다양한 측정 디바이스들(일 예로, 물과, 전기와, 가스 혹은 전자기 파 측정 디바이스들) 등이 될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 전자 디바이스는 상기에서 설명한 바와 같은 디바이스들의 조합이 될 수 있다. 또한, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 전자 디바이스는 상기에서 설명한 바와 같은 디바이스에 한정되는 것이 아니라는 것은 당업자에게 자명할 것이다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 신호 수신 장치는 일 예로 사용자 단말기(user equipment: UE, 이하 "UE"라 칭하기로 한다)가 될 수 있으며, 신호 송신 장치는 일 예로 기지국이 될 수 있다.
본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 자원 엘리먼트(resource element: RE, 이하 "RE"라고 칭하기로 한다) 그룹화를 기반으로 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 다수의 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric) 생성 방식들을 사용하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭 기준 신호에 대한 위치 정보가 제공되는지 여부와 상관없이 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 RE 그룹화를 기반으로 간섭을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
또한, 본 발명의 일 실시예는 통신 시스템에서 간섭 신호의 가우시안(Gaussian, 이하 " Gaussian"라 칭하기로 한다) 특성 및 간섭 신호의 비-가우시안(non-Gaussian, 이하 " non-Gaussian"라 칭하기로 한다) 특성을 고려하여 채널 복호 동작을 수행하는 장치 및 방법을 제안한다.
한편, 본 발명의 일 실시예에서 제안하는 장치 및 방법은 롱 텀 에볼루션 (LTE: Long-Term Evolution, 이하 ‘LTE’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 롱 텀 에볼루션-어드밴스드 (LTE-A: Long-Term Evolution-Advanced, 이하 ‘LTE-A’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 인가-보조 억세스(Licensed-Assisted Access: LAA, 이하 " LAA"라 칭하기로 한다)-LTE 이동 통신 시스템과, 고속 하향 링크 패킷 접속(high speed downlink packet access: HSDPA, 이하 ‘HSDPA’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 고속 상향 링크 패킷 접속(high speed uplink packet access: HSUPA, 이하 ‘HSUPA’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 3세대 프로젝트 파트너쉽 2(3rd generation project partnership 2: 3GPP2, 이하 ‘3GPP2’라 칭하기로 한다)의 고속 레이트 패킷 데이터(high rate packet data: HRPD, 이하 ‘HRPD’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 3GPP2의 광대역 부호 분할 다중 접속(WCDMA: Wideband Code Division Multiple Access, 이하 ‘WCDMA’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 3GPP2의 부호 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access, 이하 ‘CDMA’라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템과, 국제 전기 전자 기술자 협회(IEEE: Institute of Electrical and Electronics Engineers, 이하 ‘IEEE’라 칭하기로 한다) 802.16m 통신 시스템과, IEEE 802.16e 통신 시스템과, 진화된 패킷 시스템(EPS: Evolved Packet System, 이하 'EPS'라 칭하기로 한다)과, 모바일 인터넷 프로토콜(Mobile Internet Protocol: Mobile IP, 이하 ‘Mobile IP ‘라 칭하기로 한다) 시스템 등과 같은 다양한 통신 시스템들에 적용 가능하다.
먼저, 도 4를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조의 일 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중 접속(orthogonal frequency division multiple access: OFDMA, 이하 "OFDMA"라 칭하기로 한다) 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 먼저 신호 송신 장치(400)는 일 예로 기지국이 될 수 있으며, 채널 인코더(channel encoder)(411)와, 변조기(413)와, 송신기(415)를 포함한다.
상기 채널 인코더(411)는 정보가 입력되면 미리 설정되어 있는 채널 인코딩 방식을 기반으로 상기 정보를 채널 인코딩하여 인코딩된 비트들을 생성하고, 상기 생성된 인코딩된 비트들을 상기 변조기(413)로 출력한다. 여기서, 상기 인코딩된 비트들은 일 예로 이진 채널 코드(binary channel code)가 될 수 있다. 상기 이진 채널 코드는 일 예로, 컨벌루셔널 코드(convolutional code), 터보 코드(turbo code), 저밀도 패리티 검사(Low Density Parity Check: LDPC, 이하 " LDPC"라 칭하기로 한다) 코드 등 중 하나가 될 수 있다.
상기 변조기(413)는 상기 채널 인코더(411)에서 출력된 상기 인코딩된 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식, 일 예로 직교 위상 쉬프트 키잉(Quadrature Phase Shift Keying: QPSK, 이하 "QPSK"라 칭하기로 한다) 방식을 기반으로 변조하여 변조 심볼로 생성하고, 상기 변조 심볼을 상기 송신기(415)로 출력한다.
상기 송신기(415)는 상기 변조기(413)에서 출력한 변조 심볼을 송신 신호 처리한 후 신호 수신 장치, 일 예로 UE로 송신한다. 특히, 상기 송신기(415)는 간섭 신호와 관련된 정보를 송신하며, 상기 간섭 신호와 관련된 정보에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 도 4에는 상기 신호 송신 장치(400)가 상기 채널 인코더(411)와, 변조기(413)와, 송신기(415)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 송신 장치(400)는 상기 채널 인코더(411)와, 변조기(413)와, 송신기(415) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 송신 장치(400)는 1개의 프로세서로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 4에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 송신 장치의 내부 구조의 일 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 5를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 먼저 신호 수신 장치(500)는 일 예로 UE가 될 수 있으며, 수신기(511)와, 연판정 디코딩 메트릭(soft decision decoding metric) 생성기(513)와, 채널 디코더(515)를 포함한다.
상기 수신기(511)는 신호 송신 장치에서 송신된 신호를 채널을 통해 수신하고, 상기 수신 신호를 상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)로 출력한다.
상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)는 연판정 디코딩 메트릭, 일 예로 상기 수신 신호에 대한 신뢰도 값을 검출한 후 상기 채널 디코더(515)로 출력한다. 일 예로, QPSK 변조방식이 적용되는 경우에 상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)는 1개의 복소 값(complex value) 형태의 수신 심볼 1개를 입력하고, 이를 기반으로 2개의 비트들에 대한 신뢰도 값을 검출한다. 여기서, 상기 신뢰도 값은 일 예로 로그 우도 비(log-likelihood ratio: LLR)가 될 수 있으며, 따라서 상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)는 LLR 생성기라고도 칭해질 수 있다.
또한, 상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)는 본 발명의 일 실시예에 따른 RE 그룹화 프로세스를 수행하여 RE 그룹들을 생성하고, 상기 RE 그룹들 각각에 대해서 별도로 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식, 일 예로 Gaussian 확률 밀도 함수(probability density function: PDF, 이하 "PDF"라 칭하기로 한다) 혹은 non-Gaussian PDF를 적용하여 연판정 디코딩 메트릭을 검출할 수 있다. 상기 non-Gaussian PDF의 대표적인 예로는 복소 일반 가우시안(complex-generalized Gaussian: CGG, 이하 "CGG"라 칭하기로 한다) PDF 등이 있다. 상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)가 수행하는 RE 그룹화 프로세스 및 연판정 디코딩 메트릭 검출 동작에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 채널 디코더(515)는 상기 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)에서 출력한 신뢰도 값을 기반으로 미리 설정되어 있는 채널 디코딩 방식에 상응하는 채널 디코딩 동작을 수행하여 디코딩된 비트들을 생성하고, 상기 디코딩된 비트들을 출력한다.
한편, 도 5에는 상기 신호 수신 장치(500)가 상기 수신기(511)와, 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)와, 채널 디코더(515)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치(500)는 상기 수신기(511)와, 연판정 디코딩 메트릭 생성기(513)와, 채널 디코더(515) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치(500)는 1개의 프로세서로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 일 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 6을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 일 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 6을 참조하면, 먼저 도 6에 도시되어 있는 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정은 신호 수신 장치로 셀간 간섭(inter-cell interference: ICI, 이하 "ICI"라 칭하기로 한다)이 될 수 있는 간섭 기준 신호(reference signal)에 대한 위치 정보가 제공될 경우의 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정임에 유의하여야만 할 것이다. 여기서, 간섭 기준 신호는 해당 신호 수신 장치, 일 예로 UE가 현재 속해 있는 기지국, 즉 서빙(serving) 기지국이 아닌 인접 기지국에서 송신하는 기준 신호를 나타낸다. 이하, 설명의 편의상 상기 서빙 기지국에서 송신하는 기준 신호를 타겟(target) 기준 신호라고 칭하기로 한다.
먼저, 611단계에서 상기 신호 수신 장치는 수신 신호가 입력되면 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어(sub-carrier)들의 위치가 간섭 기준 신호가 매핑되는 서브 캐리어들의 위치와 동일한지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어들의 위치가 간섭 기준 신호가 매핑되는 서브 캐리어들의 위치와 동일하지 않을 경우 상기 신호 수신 장치는 619단계로 진행한다. 이와는 달리, 상기 검사 결과 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어들의 위치가 간섭 기준 신호가 매핑되는 서브 캐리어들의 위치와 동일할 경우 상기 신호 수신 장치는 627단계로 진행한다.
한편, 613단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 수신 신호에서 타겟 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호를 검출하고 615단계로 진행한다. 상기 615단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호에서 상기 타겟 기준 신호에 관련된 성분을 제거하고 617단계로 진행한다. 상기 617단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 기준 신호에 관련된 성분이 제거된 데이터 신호에 대한 잡음 분산(noise variance)을 추정하고 619단계로 진행한다. 여기서, 상기 잡음 분산을 추정하는 동작에 대해서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 한다. 상기 619단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 기준 신호에 관련된 성분이 제거된 데이터 신호에 대해 추정된 잡음 분산을 기반으로 연판정 디코딩 메트릭, 즉 LLR을 계산한다.
한편, 621단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 수신 신호에서 간섭 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호를 검출하고 623단계로 진행한다. 상기 623단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 간섭 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호에서 타겟 데이터 신호에 관련된 성분을 제거하고 625단계로 진행한다. 여기서, 상기 타겟 데이터 신호는 실제 신호 송신 장치가 송신한 데이터 신호를 나타내며, 상기 신호 수신 장치가 미리 추정해 놓은 상태이다.
상기 625단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 데이터 신호에 관련된 성분이 제거된 데이터 신호에 대한 잡음 분산을 추정하고 627단계로 진행한다. 여기서, 상기 잡음 분산을 추정하는 동작에 대해서는 그 구체적인 설명을 생략하기로 한다. 상기 627단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 데이터 신호에 관련된 성분이 제거된 데이터 신호에 대해 추정된 잡음 분산을 기반으로 연판정 디코딩 메트릭, 즉 LLR을 계산한다.
한편, 도 6이 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 일 예를 도시하고 있더라도, 다양한 변형들이 도 6에 대해 이루어질 수 있음은 물론이다. 일 예로, 도 6에는 연속적인 단계들이 도시되어 있지만, 도 6에서 설명한 단계들은 오버랩될 수 있고, 병렬로 발생할 수 있고, 다른 순서로 발생할 수 있거나, 혹은 다수 번 발생할 수 있음은 물론이다.
한편, 도 6에서 설명한 바와 같이, 신호 수신 장치가 간섭 기준 신호에 대한 위치 정보를 제공받는 것이 가능할 경우, 상기 신호 수신 장치는 타겟 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호에 대한 잡음 분산 뿐만 아니라 간섭 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호에 대한 잡음 분산을 기반으로 LLR을 계산한다.
그런데, 이와 같이 LLR을 계산할 경우 상기 신호 수신 장치는 상기 간섭 기준 신호의 영향을 받는 데이터 신호에 대한 잡음 분산을 추정하기 위해 상기 타겟 데이터 신호를 추정해야만 하는데, 상기 타겟 데이터 신호 추정시에도 에러가 발생할 수 있다.
또한, 상기 신호 수신 장치는 간섭 신호의 영향을 받는 데이터 신호만을 기반으로 별도로 잡음 분산을 추정하기 때문에, 상기 잡음 분산을 추정하기 위해 사용되는 샘플(sample)들의 개수가 충분하지 않다. 이 경우, 샘플들의 개수가 충분하지 않음으로 인해 잡음 분산 추정시 에러가 발생할 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 신호 수신 장치가 간섭 기준 신호에 대한 위치 정보를 제공받을 수 있는지 여부에 상관없이 연판정 디코딩 메트릭을 생성할 수 있는 방안을 제공한다.
그러면 여기서 도 7을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 7을 참조하면, 먼저 도 7에 도시되어 있는 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정은 신호 수신 장치로 간섭 기준 신호에 대한 위치 정보가 제공되는지 상관없이 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정임에 유의하여야만 할 것이다.
먼저, 711단계에서 상기 신호 수신 장치는 수신 신호가 입력되면 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어들이 그룹#1에 포함되는지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어들이 상기 RE 그룹#1에 포함될 경우 상기 신호 수신 장치는 719단계로 진행한다. 이와는 달리, 상기 검사 결과 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어들이 상기 RE 그룹#1에 포함되지 않을 경우, 즉 상기 수신 신호가 매핑된 서브 캐리어들이 RE 그룹#2에 포함될 경우 상기 신호 수신 장치는 727단계로 진행한다.
그러면 여기서 상기 RE 그룹#1 및 상기 RE 그룹#2 각각에 대해서 설명하면 다음과 같다.
먼저, RE 그룹은 적어도 하나의 RE를 포함하며, 여기서 RE는 일 예로 서브 캐리어가 될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서는 상기 통신 시스템이 상기 OFDMA 방식을 지원하기 때문에 상기 RE가 일 예로 서브 캐리어라고 가정하였지만, 상기 통신 시스템이 상기 OFDMA 방식을 지원하지 않을 경우 상기 RE는 상기 서브 캐리어가 아닌 다른 형태의 자원이 될 수도 있음은 물론이다.
상기 RE 그룹#1은 해당 RE들을 통해 수신되는 신호가 부스트된(boosted) 간섭 신호(이하, "boosted 간섭 신호"라 칭하기로 한다)의 영향을 받지 않는 RE들을 포함한다. 여기서, 상기 boosted 간섭 신호는 일 예로 타겟 기준 신호와, 간섭 기준 신호 등이 될 수 있다.
상기 RE 그룹#2는 해당 RE들을 통해 수신되는 신호가 boosted 간섭 신호의 영향을 받을 가능성이 있는 RE들을 포함한다.
일 예로, LTE 이동 통신 시스템에서 다운링크(downlink)의 경우 셀 특정 기준 신호(cell-specific reference signal: CRS, 이하 " CRS"라 칭하기로 한다)가 송신되는 서브 캐리어들의 위치는 해당 셀의 셀 식별자(identifier: ID, 이하 "ID"라 칭하기로 한다)를 기반으로 결정되며, 또한 상기 CRS가 송신되는 서브 캐리어들의 위치는 제한된 패턴(pattern)을 기반으로 결정된다.
따라서, 신호 수신 장치, 일 예로 UE는 CRS의 영향을 받을 가능성이 있는 서브 캐리어들을 검출할 수 있으며, 이런 서브 캐리어들이 상기 RE 그룹#2에 포함될 수 있다. 즉, 상기 RE 그룹#2에는 UE가 현재 속해 있는 서빙 셀에서 송신되는 CRS, 즉 타겟 CRS에 매핑되는 서브 캐리어들 및 인접 셀에서 송신되는 CRS, 즉 간섭 CRS에 매핑되는 서브 캐리어들이 포함될 수 있다.
상기 RE 그룹#1 및 상기 RE 그룹#2를 생성하는 RE 그룹화 프로세스에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로, 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 713단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 수신 신호에서 상기 RE 그룹#1에 대응되는 수신 신호를 검출하고 715단계로 진행한다. 이하, 설명의 편의상 RE 그룹#1에 대응되는 수신 신호를 'RE 그룹#1 수신 신호'라 칭하기로 한다. 상기 715단계에서 상기 신호 수신 장치는 RE 그룹#1 수신 신호에서 타겟 데이터 신호를 제거한 후 717단계로 진행한다. 여기서, 상기 타겟 데이터 신호는 실제 신호 송신 장치가 송신한 데이터 신호를 나타내며, 상기 신호 수신 장치가 미리 추정해 놓은 상태이다. 특히, 상기 RE 그룹#1에는 CRS가 송신되는 RE들이 존재하지 않기 때문에 간섭 및 잡음 분산의 통계적 특성을 측정하기 위해 사용되는 기준 신호가 존재하지 않는다. 따라서, 상기 신호 수신 장치는 수신 신호에 대해서 경판정(hard decision) 동작 혹은 연판정 동작을 미리 수행하여 상기 타겟 데이터 신호를 추정한다.
상기 717단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 데이터 신호가 제거된 RE 그룹#1 수신 신호를 기반으로 연판정 디코딩 메트릭 파라미터(soft decision decoding metric parameter), 일 예로, 잡음 분산과, 복소 일반 가우시안(complex-generalized Gaussian: CGG, 이하 "CGG"라 칭하기로 한다) 확률 밀도 함수(probability density function: PDF, 이하 "PDF"라 칭하기로 한다)의 쉐이프 파라미터(shape parameter, 이하 " shape parameter"라 칭하기로 한다) α와 상기 CGG PDF의 스케일 파라미터(scale parameter, 이하 " scale parameter"라 칭하기로 한다) β 등과 같은 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 추정하고 719단계로 진행한다. 여기서, 상기 CGG PDF는 대표적인 non-Gaussian PDF이다.
상기 신호 수신 장치가 Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산할 경우 상기 717단계에서 추정되는 연판정 디코딩 메트릭 파라미터는 상기 잡음 분산이 될 수 있고, 이와는 달리 상기 신호 수신 장치가 non-Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산할 경우 상기 717단계에서 추정되는 연판정 디코딩 메트릭 파라미터는 상기 CGG PDF의 파라미터들, 즉 상기 CGG PDF의 shape parameter α 및 scale parameter β가 될 수 있다.
상기 719단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 추정한 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 기반으로 상기 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭, 즉 LLR을 계산한다.
한편, 721단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 수신 신호에서 상기 RE 그룹#2에 대응되는 수신 신호를 검출하고 723단계로 진행한다. 이하, 설명의 편의상 RE 그룹#2에 대응되는 수신 신호를 'RE 그룹#2 수신 신호'라 칭하기로 한다. 또한, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 RE 그룹#2에는 해당하는 RE들을 통해 수신되는 신호가 boosted 간섭 신호의 영향을 받을 가능성이 있는 RE들이 포함된다. 따라서, 상기 RE 그룹#2에는 상기 신호 수신 장치가 속하는 서빙 셀에서 송신되는 CRS, 즉 타겟 CRS가 수신되는 RE들도 포함된다.
하지만, 상기 타겟 CRS에 영향을 미치는 간섭 신호의 특성은 타겟 데이터 신호에 영향을 미치는 간섭 신호의 특성과 현저하게 다를 가능성이 높다. 그 이유는 대부분의 OFDMA 방식을 지원하는 표준들에서 기준 신호의 왜곡을 방지하기 위해 기준 신호와 boosted 간섭 신호가 충돌되지 않도록 기준 신호의 위치가 결정되기 때문이다. 따라서, 상기 RE 그룹#2에 포함되는, 데이터 신호가 수신되는 RE들에게 영향을 미치는 간섭 신호의 특성을 추정하기 위해 상기 RE 그룹#2에 대해서도 상기 RE 그룹#1과 유사한 프로세스가 진행될 수 있다.
즉, 상기 723단계에서 상기 신호 수신 장치는 RE 그룹#2 수신 신호에서 타겟 데이터 신호를 제거한 후 725단계로 진행한다. 상기 725단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 타겟 데이터 신호가 제거된 RE 그룹#2 수신 신호를 기반으로 연판정 디코딩 메트릭 파라미터, 일 예로, 잡음 분산과, CGG PDF의 shape parameter α와 상기 CGG PDF의 scale parameter β 등과 같은 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 추정하고 727단계로 진행한다. 상기 신호 수신 장치가 Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산할 경우 상기 725단계에서 추정되는 연판정 디코딩 메트릭 파라미터는 상기 잡음 분산이 될 수 있고, 이와는 달리 상기 신호 수신 장치가 non-Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산할 경우 상기 725단계에서 추정되는 연판정 디코딩 메트릭 파라미터는 상기 CGG PDF의 파라미터들, 즉 상기 CGG PDF의 shape parameter α 및 scale parameter β가 될 수 있다.
상기 727단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 추정한 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 기반으로 상기 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭, 즉 LLR을 계산한다.
한편, 도 7이 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정의 다른 예를 도시하고 있더라도, 다양한 변형들이 도 7에 대해 이루어질 수 있음은 물론이다. 일 예로, 도 7에는 연속적인 단계들이 도시되어 있지만, 도 7에서 설명한 단계들은 오버랩될 수 있고, 병렬로 발생할 수 있고, 다른 순서로 발생할 수 있거나, 혹은 다수 번 발생할 수 있음은 물론이다.
한편, 도 7에서 설명한 바와 같은 RE 그룹#2 수신 신호는 비교적 강한 boosted 간섭 신호의 영향을 받을 수도 있고, 비교적 약한 간섭 신호의 영향을 받을 수도 있다. 따라서, RE 그룹#2 수신 신호에 대해서는 간섭 신호의 non-Gaussian 특성이 발생할 가능성이 높다.
따라서, 신호 수신 장치는 상기 RE 그룹#2 수신 신호에 대해서는 non-Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산하는 것이 Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산하는 경우에 비해 성능 개선 측면에서 보다 유리할 수 있다. 이와 같이 성능 개선 측면에서 보다 유리할 수 있음에도 불구하고, 구현 복잡도를 감소시키기 위해 상기 신호 수신 장치는 non-Gaussian PDF가 아닌 Gaussian PDF를 기반으로 LLR을 계산할 수도 있음은 물론이다.
상기에서 설명한 바와 같이 신호 수신 장치는 RE 그룹#1과 RE 그룹#2에 대해서 서로 다른 Gaussian PDF를 적용시켜, 즉 서로 다른 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식을 적용시켜 연판정 디코딩 메트릭을 생성할 수 있다.
상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에서는 통신 시스템에서 사용되는 RE들을 미리 결정되어 있는 기준을 기반으로 RE 그룹들이 생성되고, 상기 RE 그룹들에 적용되는 PDF들이 상기 RE 그룹들의 특성을 기반으로 결정되도록 한다. 여기서, 상기 미리 결정되어 있는 기준은 일 예로 간섭 특성 등이 될 수 있다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 해당 RE에 최적인 LLR을 계산할 수 있다. RE들을 RE 그룹들로 생성하는 RE 그룹화 프로세스 및 해당 RE 그룹에 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식을 결정하는 동작에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에서는 RE 그룹별로 적합한 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식을 적용하여 연판정 디코딩 메트릭을 계산하는 방식을 제안하며, 따라서 각 RE 그룹에 대해서 간섭 신호를 추정하는 방식 및 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 방식, 일 예로 LLR을 계산하는 방식은 유사하다.
따라서, RE 그룹#1, 즉 boosted 간섭 신호의 영향을 받지 않는 RE들을 포함하는 RE그룹인 RE 그룹#1을 일 예로 하여 본 발명의 일 실시예에서 제안하는 간섭 신호 추정 방식 및 LLR 계산 방식에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 전체 수신 신호들 중 RE 그룹#1 수신 신호인 k번째 수신 신호를 y[k] 라고 가정할 경우, 상기 k번째 수신 신호에서 타겟 데이터 신호를 제거한 후의 수신 신호, 즉 간섭 신호와 백그라운드 잡음(background noise)이 포함되어 있는 신호는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 1>
Figure 112015056556490-pat00001
상기 수학식 1에서,
Figure 112015056556490-pat00002
는 k번째 수신 신호에서 타겟 데이터 신호를 제거한 후의 수신 신호를 나타내며,
Figure 112015056556490-pat00003
는 페이딩 채널(fading channel) 추정 값을 나타내고,
Figure 112015056556490-pat00004
는 y[k]의 경판정(혹은 연판정) 값을 나타낸다.
따라서, 신호 수신 장치는
Figure 112015056556490-pat00005
을 기반으로 간섭 신호의 특성을 추정할 수 있다. 만일, 상기 신호 수신 장치가
Figure 112015056556490-pat00006
를 가우시안 랜덤 변수(Gaussian random variable)라고 가정하고 LLR을 계산한다면, 상기
Figure 112015056556490-pat00007
에 대한 분산을 추정해야만 한다.
이와는 달리, 상기 신호 수신 장치가
Figure 112015056556490-pat00008
을 비-가우시안 랜덤 변수(non-Gaussian random variable)라고 가정하고 CGG PDF를 기반으로 LLR을 계산한다면, 상기 를 기반으로 상기 CGG PDF의 shape parameter α 및 scale parameter β를 추정해야만 한다. 상기
Figure 112015056556490-pat00009
를 기반으로 상기 CGG PDF의 shape parameter α 및 scale parameter β를 추정하는 과정은 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 2>
Figure 112015056556490-pat00010
상기 수학식 2에서 N은 간섭 신호들로 사용되는 샘플들의 개수를 나타낸다.
상기에서 설명한 바와 같은 간섭 신호의 특성을 기반으로 신호 송신 장치에서 송신한 이진 채널 코드에 대한 LLR을 계산하는 과정은 하기 수학식 3 및 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 3>
Figure 112015056556490-pat00011
<수학식 4>
Figure 112015056556490-pat00012
상기 수학식 3은 상기 RE 그룹#1에 Gaussian PDF가 적용될 경우 LLR을 계산하는 과정을 나타낸 것이며, 상기 수학식 4는 상기 RE 그룹#1에 CGG PDF가 적용될 경우 LLR을 계산하는 과정을 나타낸 것이다. 즉,
Figure 112015056556490-pat00013
는 상기 RE 그룹#1에 Gaussian PDF가 적용될 경우 계산되는 LLR을 나타내며,
Figure 112015056556490-pat00014
는 상기 RE 그룹#1에 CGG PDF가 적용될 경우 계산되는 LLR을 나타낸다.
또한, 상기 Gaussian PDF는 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 5>
Figure 112015056556490-pat00015
또한, 상기 CGG PDF는 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 6>
Figure 112015056556490-pat00016
한편, 상기에서 설명한 바와 같은 LLR 계산 방식은 비이진 채널 코드(non-binary channel code)를 위한 우도 벡터(likelihood vector)로 간단하게 확장 가능하다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 통신 시스템에서 RE 그룹화 프로세스에 대해서 설명하면 다음과 같다.
먼저, 도 8a 및 도 8b를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 일 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 8a 및 도 8b를 참조하면, 먼저 도 8에 도시되어 있는 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정은 CRS 포트(port) 수를 기반으로 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정임에 유의하여야만 할 것이다.
먼저, 상기 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템이 일 예로 LTE 이동 통신 시스템일 경우, 신호 수신 장치, 일 예로 UE에게는 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수 정보가 제공된다. 따라서, 상기 신호 수신 장치는 상기 CRS 포트 수 정보를 기반으로 CRS의 영향을 받을 가능성이 있는 RE들을 별도의 RE 그룹으로 생성할 수 있다. 일 예로 릴리스(Release) 12 LTE 표준을 지원하는 LTE 이동 통신 시스템에서는 기지국이 UE로 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수 정보를 제공한다.
도 8a에는 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수들 중 최대 값이 1 혹은 2일 경우의 RE 그룹화 프로세스가 도시되어 있다.
또한, 도 8b에는 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수들 중 최대 값이 4일 경우의 RE 그룹화 프로세스가 도시되어 있다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치, 일 예로 UE에게 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수 정보가 제공되지 않을 경우, 상기 신호 수신 장치는 상기 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수가 2 혹은 4라고 가정하고 RE 그룹화 프로세스를 수행한다. 여기서, 상기 신호 수신 장치가 상기 간섭 CRS 신호에 대한 CRS 포트 수를 4라고 가정하여 RE 그룹화 프로세스를 수행할 경우에도 성능 열화는 거의 발생되지 않는다.
도 8a 및 도 8b는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 일 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로, 도 9a 내지 도 9c를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 9a 내지 도 9c는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 9a 내지 도 9c를 참조하면, 먼저 도 9a 내지 도 9c에 도시되어 있는 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정은 각 셀이 기준 신호, 일 예로 파일럿(pilot) 신호가 송신되는 RE의 위치를 시간 축으로 변경시킬 경우의 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정임에 유의하여야만 할 것이다.
먼저, LTE와 같이 OFDMA 방식을 지원하는 대부분의 표준들에서는 인접 셀들간에 기준 신호들, 일 예로 파일럿 신호들간에 충돌이 발생되지 않도록 기준 신호들이 송신되는 위치를 설정하고 있는데, 본 발명의 일 실시예에서는 각 셀이 시간 축으로 기준 신호가 송신되는 RE의 위치를 변경시키는 경우를 가정한 것이다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 상기 기준 신호의 영향을 받을 수 있는 RE 그룹을 도 9a 내지 도 9c에 도시되어 있는 바와 같이 다양한 형태로 생성할 수 있다.
도 9a 내지 도 9c에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 10을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 10을 참조하면, 먼저 도 10에 도시되어 있는 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정은 간섭 신호에 복조 기준 신호(demodulation reference signal: DM-RS, 이하 " DM-RS"라 칭하기로 한다)가 송신되는 송신 모드(transmission mode: TM, 이하 "TM"이라 칭하기로 한다)가 포함되어 있을 경우의 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정임에 유의하여야만 할 것이다.
먼저, 상기 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템이 일 예로 LTE 이동 통신 시스템일 경우, 신호 수신 장치, 일 예로 UE에게는 간섭 신호와 관련된 정보가 제공된다. 따라서, 상기 신호 수신 장치는 상기 DM-RS가 송신되는 TM에 대한 정보를 알 수 있다. 상기 LTE 이동 통신 시스템에서 제공되는 상기 간섭 신호와 관련된 정보에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로, 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 상기 기준 신호의 영향을 받을 수 있는 RE 그룹이 도 10에 도시되어 있는 바와 같이 DM-RS가 송신되는 TM을 기반으로 생성될 수 있다.
한편, 간섭 신호에 DM-RS가 송신되는 TM이 포함되어 있지 않을 경우 신호 수신 장치는 도 8a 및 도 8b에서 설명한 바와 같은 RE 그룹화 프로세스, 즉 CRS 포트 수를 기반으로 하는 RE 그룹화 프로세스를 기반으로 RE 그룹화 프로세스를 수행할 수 있다. 그리고, 이런 RE 그룹화 프로세스는 DM-RS가 타겟 데이터 신호가 송신되는 RE에 영향을 미치는 경우가 존재할 경우 수행되며, 상기 신호 수신 장치는 간섭 CRS의 위치와 DM-RS가 송신되는 위치를 기반으로 RE 그룹화 프로세스를 수행한다.
도 10에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 11을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 11을 참조하면, 먼저 도 11에 도시되어 있는 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정은 간섭 신호에 채널 상태 정보 기준 신호(channel state information reference signal: CSI-RS, 이하 "CSI-RS"라 칭하기로 한다)가 송신되는 TM이 포함되어 있을 경우의 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정임에 유의하여야만 할 것이다.
먼저, 상기 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템이 일 예로 LTE 이동 통신 시스템일 경우, 신호 수신 장치, 일 예로 UE에게는 간섭 신호와 관련된 정보가 제공된다. 따라서, 상기 신호 수신 장치는 상기 CSI-RS가 송신되는 TM에 대한 정보를 알 수 있다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 상기 기준 신호의 영향을 받을 수 있는 RE 그룹이 도 11에 도시되어 있는 바와 같이 CSI-RS가 송신되는 TM을 기반으로 생성될 수 있다.
도 11에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 12를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 12를 참조하면, 먼저 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템은 LTE 이동 통신 시스템이라고 가정하기로 한다. 또한, 신호 수신 장치, 일 예로 UE는 신호 송신 장치, 일 예로 기지국으로부터 간섭 신호와 관련된 정보를 수신할 수 있다.
먼저, 상기 UE는 기지국으로부터 간섭 신호와 관련된 정보, 일 예로 RadioResourceConfigDedicated 정보 엘리먼트(information element: IE, 이하 "IE"라 칭하기로 한다)를 수신한다.
상기 RadioResourceConfigDedicated IE는 다양한 필드(field)들을 포함하며, 특히 본 발명의 일 실시예에서는 상기 RadioResourceConfigDedicated IE가 포함하는 필드들 중 NeighCellsInfo-r12 필드를 기반으로 RE 그룹을 생성한다. 여기서, 상기 NeighCellsInfo-r12 필드는 하기 표 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112015056556490-pat00017
상기 표 1에서, 상기 NeighCellsInfo-r12 필드는 UE에 의해 사용되는 보조 정보를 포함하여 인접 셀의 간섭을 제거 및 억제하도록 한다. 상기 NeighCellsInfo-r12 필드가 인접 셀에 대해서 존재할 경우, 상기 UE는 상기 NeighCellsInfo-r12 필드가 포함하는 서브-필드(sub-field)들에 리스트되는 송신 파라미터들이 상기 인접 셀에 의해 사용된다는 것을 가정한다. 상기 NeighCellsInfo-r12 필드가 인접 셀에 대해서 존재할 경우, 상기 UE는 상기 인접 셀이 서빙 셀에 동기화되는 서브 프레임(sub-frame) 및 시스템 프레임 번호(system frame number: SFN, 이하 "SFN"이라 칭하기로 한다)이고, 상기 서빙 셀과 동일한 시스템 대역폭을 가지고, 상기 서빙 셀의 업링크/다운링크 서브 프레임 구성 및 특정 서브 프레임 구성과 동일한 업링크/다운링크 서브 프레임 구성 및 특정 서브 프레임 구성을 가지고, 상기 서빙 셀의 사이클릭 프리픽스 길이(cyclic prefix length)와 동일한 사이클릭 프리픽스 길이를 가진다고 가정한다.
상기 표 1에서, physCellId-r12는 인접 셀의 셀 ID를 나타낸다. 여기서, 상기 LTE 이동 통신 시스템에서 CRS는 셀 ID에 따라 주파수 측으로 미리 설정되어 있는 오프셋 값만큼 쉬프트(shift)된다. 여기서, 셀 ID를 기반으로 하는, 해당 CRS에 적용되는 오프셋 값은 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 7>
Figure 112015056556490-pat00018
상기 수학식 7에서 vshift는 해당 CRS에 적용되는 오프셋 값을 나타내며, 미리 설정되어 있는 기준 CRS를 기준으로 하는 주파수 축에서의 오프셋을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 7에서 mod는 모듈로 연산을 나타내며, Cell ID는 해당 셀의 셀 ID를 나타낸다.
일 예로, 해당 셀의 셀 ID가 100일 경우, 상기 vshift는 4가 되고, CRS 포트 수가 1일 경우 도 12에 나타낸 바와 같은 CRS가 송신되는 것이다.
한편, 상기 RadioResourceConfigDedicated IE가 포함하는 필드들 중 상기 NeighCellsInfo-r12 필드가 포함하는 서브 필드들 중 crs-PortsCount-r12는 인접 셀의 CRS 포트 수를 나타낸다. CRS 포트 수에 따른 CRS 구조에 대해서는 하기에서 도 13 내지 도 15를 참조하여 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
따라서, 상기 physCellId-r12와 crs-PortsCount-r12를 기반으로 해당 셀에서 송신되는 간섭 신호에 대한 CRS 위치를 검출할 수 있다.
일 예로, 릴리즈 12(release 12: Rel. 12, 이하 "Rel.12"라 칭하기로 한다) LTE 이동 통신 시스템을 일 예로 하여 도 12에 도시되어 있는 바와 같은 UE가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, Rel. 12 LTE 이동 통신 시스템에서는 RadioResourceConfigDedicated IE가 최대 8개의 NeighCellsInfo-r12 필드들을 포함할 수 있다. 따라서, 기지국이 UE에게 8개의 NeighCellsInfo-r12 필드들을 포함하는 RadioResourceConfigDedicated IE를 송신할 경우, 상기 UE는 8개의 CRS들에 대한 위치 정보를 획득할 수 있다.
따라서, 상기 UE는 상기 획득한 8개의 CRS들에 대한 위치 정보를 기반으로 간섭 CRS의 영향을 받을 가능성이 존재하지 않는 RE들을 RE 그룹 #1로 생성하고, 상기 간섭 CRS의 영향을 받을 가능성이 존재하는 RE들을 RE 그룹 #2로 생성한다.
도 12에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 13을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 일 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 일 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 13을 참조하면, 도 13에 도시되어 있는 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조는 1개의 안테나 포트가 사용될 경우의 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조를 나타낸다. 또한, 도 13에 도시되어 있는 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조는 CRS 포트 수가 1일 경우의 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조를 나타낸다.
도 13에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 일 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 14를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 14를 참조하면, 도 14에 도시되어 있는 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조는 2개의 안테나 포트들이 사용될 경우의 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조를 나타낸다. 또한, 도 14에 도시되어 있는 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조는 CRS 포트 수가 2일 경우의 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조를 나타낸다.
도 14에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 15를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 15를 참조하면, 도 15에 도시되어 있는 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조는 4개의 안테나 포트들이 사용될 경우의 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조를 나타낸다. 또한, 도 15에 도시되어 있는 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조는 CRS 포트 수가 4일 경우의 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조를 나타낸다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 CRS 포트 수에 따른 CRS 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 16을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 16을 참조하면, 먼저 타겟 신호, 즉 타겟 CRS(1611)는 셀 ID가 100이고, CRS 포트 수가 1이고, 물리 다운링크 제어 채널(physical downlink control channel: PDCCH, 이하 "PDCCH"라 칭하기로 한다)에 할당되는 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 심볼들의 개수가 3개일 경우의 타겟 신호라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 타겟 신호에 대한 정보는 물리 제어 포맷 지시자 채널(physical control format indicator channel: PCFICH, 이하 " PCFICH"라 칭하기로 한다)을 통해 획득될 수 있다.
다음으로, 간섭 신호, 즉 간섭 CRS는 두 개, 즉 셀 ID가 101인 인접 셀로부터 수신되는 간섭 CRS(1613)와 셀 ID가 105인 인접 셀로부터 수신되는 CRS(1615)가 존재한다고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 간섭 CRS(1613)는 NeighCellsInfo-r12가 포함하는 physCellId-r12 필드의 필드값이 101이고, 상기 physCellId-r12 필드가 포함하는 crs-PortsCount-r12 서브 필드의 필드값이 2이다(physCellId-r12 = [101], crs-PortsCount-r12 =[2]). 또한, 상기 간섭 CRS(1615)는 NeighCellsInfo-r12가 포함하는 physCellId-r12 필드의 필드값이 105이고, 상기 physCellId-r12 필드가 포함하는 crs-PortsCount-r12 서브 필드의 필드값이 2이다(physCellId-r12 = [105], crs-PortsCount-r12 =[2]).
따라서, 상기 타겟 CRS(1611)와, 간섭 CRS(1613) 및 간섭 CRS(165)를 기반으로 UE는 상기 간섭 CRS(1613) 및 간섭 CRS(165)의 영향을 가능성이 존재하지 않는 RE들을 포함하는 그룹인 RE 그룹#1과 상기 간섭 CRS(1613) 및 간섭 CRS(165)의 영향을 가능성이 존재하는 RE들을 포함하는 그룹인 RE 그룹#2를 생성할 수 있다.
도 16에 도시되어 있는 바와 같이, 상기 타겟 CRS(1611)와, 간섭 CRS(1613) 및 간섭 CRS(165)를 기반으로 할 경우 RE#1 내지 RE#126의 총 126개의 RE들 중 RE#1~RE#12, RE#15, RE#20, RE#23~47, RE#52, RE#57~92, RE#95, RE#100, RE#103~126는 상기 RE 그룹#1에 포함된다.
또한, 상기 타겟 CRS(1611)와, 간섭 CRS(1613) 및 간섭 CRS(165)를 기반으로 할 경우 RE#1 내지 RE#126의 총 126개의 RE들 중 RE#13, RE#14, RE#16, RE#17, RE#18, RE#19, RE#21, RE#22, RE#48, RE#49, RE#50, RE#51, RE#53, RE#54, RE#55, RE#56, RE#93, RE#94, RE#96, RE#97, RE#98, RE#99, RE#101, RE#102는 상기 RE 그룹#2에 포함된다.
도 16에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 17을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 17을 참조하면, 신호 수신 장치, 일 예로 UE는 CRS 위치를 기반으로 간섭 CRS의 영향을 받는 RE를 식별할 수 있다. 따라서, 상기 신호 수신 장치는 간섭 CRS의 영향을 받는 모든 RE들이 포함되도록 RE 그룹, 즉 RE 그룹 #2를 생성할 수 있다.
먼저, 타겟 신호는 셀 ID가 100이고, CRS 포트 수가 1이고, PDCCH 에 할당된 OFDM 심볼들의 개수가 3개일 경우의 타겟 신호라고 가정하기로 한다. 여기서, 상기 타겟 신호에 대한 정보는 PCFICH를 통해 획득될 수 있다.
이 경우, boosted 간섭 신호의 영향을 받지 않는 RE들을 포함하는 RE 그룹#1이 포함하는 RE들은 RE#1~ RE#12, RE#23~ RE#46, RE#69~92, RE#103~126이다.
이와는 달리, boosted 간섭 신호의 영향을 받는 RE들을 포함하는 RE 그룹#2가 포함하는 RE들은 RE#13~ RE#22, RE#47~ RE#68, RE#93~ RE#102 이다.
도 17에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 UE가 RE 그룹화 프로세스를 수행하는 과정의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 18을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 RE 그룹화 프로세스가 적용될 경우의 성능에 대해서 설명하기로 한다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 RE 그룹화 프로세스가 적용될 경우의 성능을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 18을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 RE 그룹화 프로세스가 적용될 경우의 성능(1813)이 본 발명의 일 실시예에 따른 RE 그룹화 프로세스가 적용되지 않을 경우의 성능(1811)에 비해 약 2 dB 정도 향상됨을 알 수 있다.
도 18에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 RE 그룹화 프로세스가 적용될 경우의 성능에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 19 내지 도 22를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 예들에 대해서 설명하기로 한다.
도 19 내지 도 22를 설명하기에 앞서, 하기의 도 19 내지 도 22에서 사용되는 변수들 및 연산들에 대해서 정의하면 다음과 같다.
(1)
Figure 112015056556490-pat00019
Figure 112015056556490-pat00020
는 k번째 수신 심볼 벡터(vector)를 나타낸다.
(2)
Figure 112015056556490-pat00021
Figure 112015056556490-pat00022
는 i번째 수신 안테나를 통해 수신한 k번째 심볼을 나타낸다.
(3)
Figure 112015056556490-pat00023
Figure 112015056556490-pat00024
는
Figure 112015056556490-pat00025
에 대한 CRS-간섭 제거(interference cancellation: IC, 이하 "IC"라 칭하기로 한다) 유닛의 출력 값을 나타낸다.
(4)
Figure 112015056556490-pat00026
Figure 112015056556490-pat00027
는
Figure 112015056556490-pat00028
에 대한 CRS-IC 유닛의 출력 값을 나타낸다.
(5)
Figure 112015056556490-pat00029
Figure 112015056556490-pat00030
는
Figure 112015056556490-pat00031
에 대한 최소 평균 제곱 에러-간섭 거절 컴바이닝(minimum mean square error - interference rejection combining: MMSE-IRC, 이하 " MMSE-IRC"라 칭하기로 한다) 유닛의 출력 값을 나타낸다.
(6)
Figure 112015056556490-pat00032
Figure 112015056556490-pat00033
는 k번째 수신 심볼에 대한 페이딩 채널(fading channel) 추정 벡터를 나타낸다.
(7)
Figure 112015056556490-pat00034
Figure 112015056556490-pat00035
는 k번째 수신 심볼에 대한 j번째 송신 안테나와 i번째 수신 안테나간의 페이딩 채널 추정 값을 나타낸다.
(8)
Figure 112015056556490-pat00036
Figure 112015056556490-pat00037
는 k번째 송신 심볼을 나타낸다.
(9)
Figure 112015056556490-pat00038
Figure 112015056556490-pat00039
는 k번째 수신 심볼의 잡음 성분 벡터를 나타낸다.
(10)
Figure 112015056556490-pat00040
Figure 112015056556490-pat00041
는 i번째 수신 안테나를 통해 수신한 k번째 수신 심볼의 잡음 성분을 나타낸다.
(11)
Figure 112015056556490-pat00042
Figure 112015056556490-pat00043
는
Figure 112015056556490-pat00044
로부터 추정된 잡음 분산(noise variance)을 나타낸다.
(12)
Figure 112015056556490-pat00045
Figure 112015056556490-pat00046
는 λ번째 비트가 i인 후보 변조 심볼들의 집합을 나타낸다.
(13)
Figure 112015056556490-pat00047
Figure 112015056556490-pat00048
는 모든 후보 변조 심볼들의 집합을 나타낸다.
(14)
Figure 112015056556490-pat00049
Figure 112015056556490-pat00050
는 평균이 a이고, 분산이 b인 복소 가우시안 랜덤 변수를 나타낸다.
(15)
Figure 112015056556490-pat00051
Figure 112015056556490-pat00052
는 a의 허미시안(Hermitian)(컨쥬게이트 트랜스포즈(conjugate transpose)) 연산을 나타낸다.
(16)
Figure 112015056556490-pat00053
Figure 112015056556490-pat00054
는 a의 평균을 산출하는 연산을 나타낸다.
또한, 도 19 내지 도 22를 설명하기에 앞서, 하기의 도 19 내지 도 22에서 사용되는 수학식들은 송신 안테나의 개수가 1개이고, 수신 안테나들의 개수가 2개인 경우를 가정하여 작성되었음에 유의하여야만 할 것이다. 즉, 송신 안테나들의 개수가 1개를 초과하거나 혹은 수신 안테나들의 개수가 1개이거나 혹은 2개를 초과할 경우 하기의 도 19 내지 도 22에서 사용되는 수학식들은 그에 상응하게 수정될 수 있음은 물론이다.
다음으로 도 19를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 19를 참조하면, 먼저 신호 수신 장치(1900)는 일 예로 UE가 될 수 있으며, CRS-간섭 제거(interference cancellation: IC, 이하 "IC"라 칭하기로 한다) 유닛(1911)과, 채널 추정기#1(1913)와, 최소 평균 제곱 에러-간섭 거절 컴바이닝(minimum mean square error - interference rejection combining: MMSE-IRC, 이하 " MMSE-IRC"라 칭하기로 한다) 유닛(1915)과, 채널 추정기#2(1917)와, LLR 생성기(1919)와, 채널 디코더(1921)를 포함한다.
먼저, k번째 수신 심볼 벡터인
Figure 112015056556490-pat00055
는 상기 CRS-IC 유닛(1911)과 채널 추정기#1(1913) 각각으로 입력된다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00056
는 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 8>
Figure 112015056556490-pat00057
상기 채널 추정기#1(1913)는 상기
Figure 112015056556490-pat00058
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 ICI를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 CRS-IC 유닛(1911)으로 출력한다.
상기 CRS-IC 유닛(1911)은 상기
Figure 112015056556490-pat00059
와 상기 채널 추정기#1(1913)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 CRC-IC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00060
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00061
를 상기 MMSE-IRC 유닛(1915) 및 채널 추정기#2(1917) 각각으로 출력한다.
여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00062
는 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 9>
Figure 112015056556490-pat00063
상기 채널 추정기#2(1917)는 상기 CRS-IC 유닛(1911)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00064
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 타겟 신호를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 MMSE-IRC 유닛(1915)으로 출력한다.
상기 MMSE-IRC 유닛(1915)은 상기 CRS-IC 유닛(1911)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00065
와 상기 채널 추정기#2(1917)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 MMSE-IRC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00066
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00067
를 상기 LLR 생성기(1919)로 출력한다. 상기
Figure 112015056556490-pat00068
는 하기 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 10>
Figure 112015056556490-pat00069
상기 수학식 10에서,
Figure 112015056556490-pat00070
은 주어진 그룹 인덱스와 RB 인덱스 내의 샘플들을 사용하여 a의 분산 행렬을 산출하는 연산을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 10에서,
Figure 112015056556490-pat00071
는
Figure 112015056556490-pat00072
로부터 추정된 잡음 벡터 값을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 10에서,
Figure 112015056556490-pat00073
는 주어진 그룹 인덱스와 RB 인덱스 내의 RE 샘플들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 10에서,
Figure 112015056556490-pat00074
는 주어진 그룹 인덱스와 RB 인덱스 내의 RE 인덱스들의 집합을 나타낸다.
또한, 상기 수학식 10에 나타낸 바와 같은
Figure 112015056556490-pat00075
는 일 예로 단일 입력 다중 출력(single input multi-output: SIMO, 이하 "SIMO"라 칭하기로 한다) (송신 안테나의 개수가 1이고, 수신 안테나들의 개수가 2일 경우) 경우의
Figure 112015056556490-pat00076
임에 유의하여야만 할 것이다.
한편, 상기 MMSE-IRC 유닛(1915)은 잡음의 분산 행렬을 RE 그룹별로 수행하며, 잡음 분산 추정 동작을 수행할 경우 데이터 RE를 사용한다. 따라서, 상기 신호 수신 장치(1900)는 수신 신호에 대한 경판정 동작을 수행할 필요가 있다.
상기 LLR 생성기(1919)는 상기 MMSE-IRC 유닛(1915)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00077
를 기반으로 LLR을 생성한 후, 상기 생성한 LLR을 상기 채널 디코더(1921)로 출력한다. 여기서, 상기 LLR은 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 11>
Figure 112015056556490-pat00078
상기 수학식 11에서,
Figure 112015056556490-pat00079
이다.
상기 채널 디코더(1921)는 상기 LLR 생성기(1919)에서 출력한 LLR을 기반으로 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 19에는 상기 신호 수신 장치(1900)가 상기 CRS-IC 유닛(1911)과, 채널 추정기#1(1913)와, MMSE-IRC 유닛(1915)과, 채널 추정기#2(1917)와, LLR 생성기(1919)와, 채널 디코더(1921)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치(1900)는 상기 CRS-IC 유닛(1911)과, 채널 추정기#1(1913)와, MMSE-IRC 유닛(1915)과, 채널 추정기#2(1917)와, LLR 생성기(1919)와, 채널 디코더(1921) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치(1900)는 1개의 프로세서로 구현될 수도 있음은 물론이다.도 19에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 20을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 20을 참조하면, 신호 수신 장치(2000)는 CRS-IC 유닛(2011)과, 채널 추정기#1(2013)와, MMSE-IRC 유닛(2015)과, 채널 추정기#2(2017)와, LLR 생성기(2019)와, 채널 디코더(2021)를 포함한다.
먼저, k번째 수신 심볼 벡터인
Figure 112015056556490-pat00080
는 상기 CRS-IC 유닛(2011)과 채널 추정기#1(2013) 각각으로 입력된다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00081
는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
상기 채널 추정기#1(2013)는 상기
Figure 112015056556490-pat00082
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 ICI를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 CRS-IC 유닛(2011)으로 출력한다.
상기 CRS-IC 유닛(2011)은 상기
Figure 112015056556490-pat00083
와 상기 채널 추정기#1(2013)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 CRC-IC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00084
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00085
를 상기 MMSE-IRC 유닛(2015) 및 채널 추정기#2(2017) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00086
는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
상기 채널 추정기#2(2017)는 상기 CRS-IC 유닛(2011)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00087
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 타겟 신호를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 MMSE-IRC 유닛(2015)으로 출력한다.
상기 MMSE-IRC 유닛(2015)은 상기 CRS-IC 유닛(2011)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00088
와 상기 채널 추정기#2(2017)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 MMSE-IRC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00089
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00090
를 상기 LLR 생성기(2019)로 출력한다. 상기
Figure 112015056556490-pat00091
는 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 12>
Figure 112015056556490-pat00092
상기 수학식 12에 나타낸 바와 같은
Figure 112015056556490-pat00093
는 일 예로 SIMO (송신 안테나의 개수가 1이고, 수신 안테나들의 개수가 2일 경우) 경우의
Figure 112015056556490-pat00094
임에 유의하여야만 할 것이다. 상기 수학식 12에 나타낸 바와 같이 상기 MMSE-IRC 유닛(2015)은 CRS만을 이용하여 공분한 행렬을 추정할 수 있고, 따라서 RB 인덱스와 그룹 인덱스를 필요로 하지 않는다. 또한, 상기 수학식 12에서, ck는 k번째 송신 CRS 심볼을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 12에서, NCRS는 CRS 심볼들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 12에서, Cov(a)는 a의 공분산(covariance) 행렬을 산출하는 연산을 나타낸다.
상기 LLR 생성기(2019)는 상기 MMSE-IRC 유닛(2015)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00095
를 기반으로 LLR을 생성한 후, 상기 생성한 LLR을 상기 채널 디코더(2021)로 출력한다. 여기서, 상기 LLR은 하기 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 13>
Figure 112015056556490-pat00096
상기 수학식 13에서,
Figure 112015056556490-pat00097
이다. 상기 수학식 13에서,
Figure 112015056556490-pat00098
는 주어진
Figure 112015056556490-pat00099
, a(k) , RB index 및 Group index에 대한 λ번째 비트에 대한 LLR을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 13에서,
Figure 112015056556490-pat00100
는 주어진 그룹 인덱스와 RB 인덱스 내에서 잡음 분산의 추정 값을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 12에서, ck는 k번째 송신 CRS 심볼을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 12에서, NCRS는 CRS 심볼들의 개수를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 12에서, Cov(a)는 a의 공분산(covariance) 행렬을 산출하는 연산을 나타낸다.
상기 LLR 생성기(2019)는 상기 MMSE-IRC 유닛(2015)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00101
에 대해 RE 그룹별로 잡음 분산을 추정하고, 상기 추정된 RE 그룹별 잡음 분산을 기반으로 LLR을 계산한다. 여기서, 상기 RE 그룹별로 잡음 분산을 추정하는 동작은 중복 계산 형태를 가지기 때문에 일반적인 잡음 분산 추정 동작과 거의 유사한 복잡도로 구현될 수 있다.
상기 채널 디코더(2021)는 상기 LLR 생성기(2019)에서 출력한 LLR을 기반으로 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 20에는 상기 신호 수신 장치(2000)가 상기 CRS-IC 유닛(2011)과, 채널 추정기#1(2013)와, MMSE-IRC 유닛(2015)과, 채널 추정기#2(2017)와, LLR 생성기(2019)와, 채널 디코더(2021)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치(2000)는 상기 CRS-IC 유닛(2011)과, 채널 추정기#1(2013)와, MMSE-IRC 유닛(2015)과, 채널 추정기#2(2017)와, LLR 생성기(2019)와, 채널 디코더(2021) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치(2000)는 1개의 프로세서로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 20에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 21을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 21을 참조하면, 신호 수신 장치(2100)는 CRS-IC 유닛(2111)과, 채널 추정기#1(2113)와, MMSE-IRC 유닛(2115)과, 채널 추정기#2(2117)와, LLR 생성기(2119)와, 채널 디코더(2121)를 포함한다.
먼저, k번째 수신 심볼 벡터인
Figure 112015056556490-pat00102
는 상기 CRS-IC 유닛(2111)과 채널 추정기#1(2113) 각각으로 입력된다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00103
는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
상기 채널 추정기#1(2113)는 상기
Figure 112015056556490-pat00104
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 ICI를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 CRS-IC 유닛(2111)으로 출력한다.
상기 CRS-IC 유닛(2111)은 상기
Figure 112015056556490-pat00105
와 상기 채널 추정기#1(2113)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 CRC-IC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00106
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00107
를 상기 MMSE-IRC 유닛(2115) 및 채널 추정기#2(2117) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00108
는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
상기 채널 추정기#2(2117)는 상기 CRS-IC 유닛(2111)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00109
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 타겟 신호를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 MMSE-IRC 유닛(2115)으로 출력한다.
상기 MMSE-IRC 유닛(2115)은 상기 CRS-IC 유닛(2111)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00110
와 상기 채널 추정기#2(2117)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 MMSE-IRC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00111
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00112
를 상기 LLR 생성기(2119)로 출력한다. 상기
Figure 112015056556490-pat00113
는 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 14>
Figure 112015056556490-pat00114
상기 수학식 14에 나타낸 바와 같은
Figure 112015056556490-pat00115
는 일 예로 SIMO (송신 안테나의 개수가 1이고, 수신 안테나들의 개수가 2일 경우) 경우의
Figure 112015056556490-pat00116
임에 유의하여야만 할 것이다.
상기 LLR 생성기(2119)는 상기 MMSE-IRC 유닛(2115)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00117
를 기반으로 LLR을 생성한 후, 상기 생성한 LLR을 상기 채널 디코더(2121)로 출력한다. 여기서, 상기 LLR은 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 15>
Figure 112015056556490-pat00118
상기 수학식 15에서,
Figure 112015056556490-pat00119
는 주어진 그룹 인덱스와 RB 인덱스 내의 RE 샘플을 사용하여 추정되는 CGG PDF의 shape parameter를 나타낸다. 또한, 상기 수학식 15에서,
Figure 112015056556490-pat00120
는 주어진 그룹 인덱스와 RB 인덱스 내의 RE 샘플을 사용하여 추정되는 CGG PDF의 scale parameter를 나타낸다.
상기 LLR 생성기(2119)는 상기 MMSE-IRC 유닛(2115)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00121
에 대해 RE 그룹별로 잡음 분산을 추정하고, 상기 추정된 RE 그룹별 잡음 분산을 기반으로 LLR을 계산한다. 여기서, 상기 RE 그룹별로 잡음 분산을 추정하는 동작은 중복 계산 형태를 가지기 때문에 일반적인 잡음 분산 추정 동작과 거의 유사한 복잡도로 구현될 수 있다. 특히, 상기 수학식 15에 나타낸 바와 같이 상기 LLR 생성기(2119)는 LLR을 생성할 경우
Figure 112015056556490-pat00122
연산과, log( ) 연산과, Γ ( ) 연산과, ( )α 연산 등과 같은 연산을 수행할 필요가 있다.
상기 채널 디코더(2121)는 상기 LLR 생성기(2119)에서 출력한 LLR을 기반으로 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 21에는 상기 신호 수신 장치(2100)가 상기 CRS-IC 유닛(2111)과, 채널 추정기#1(2113)와, MMSE-IRC 유닛(2115)과, 채널 추정기#2(2117)와, LLR 생성기(2119)와, 채널 디코더(2121)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치(2100)는 상기 CRS-IC 유닛(2111)과, 채널 추정기#1(2113)와, MMSE-IRC 유닛(2115)과, 채널 추정기#2(2117)와, LLR 생성기(2119)와, 채널 디코더(2121) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치(2100)는 1개의 프로세서로 구현될 수도 있음은 물론이다.
도 21에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 22를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예에 대해서 설명하기로 한다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDMA 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치의 내부 구조의 또 다른 예를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 22를 참조하면, 신호 수신 장치(2200)는 CRS-IC 유닛(2211)과, 채널 추정기#1(2213)와, MMSE-IRC 유닛(2215)과, 채널 추정기#2(2217)와, LLR 생성기(2219)와, 채널 디코더(2221)를 포함한다.
먼저, k번째 수신 심볼 벡터인
Figure 112015056556490-pat00123
는 상기 CRS-IC 유닛(2211)과 채널 추정기#1(2213) 각각으로 입력된다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00124
는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
상기 채널 추정기#1(2213)는 상기
Figure 112015056556490-pat00125
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 ICI를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 CRS-IC 유닛(2211)으로 출력한다.
상기 CRS-IC 유닛(2211)은 상기
Figure 112015056556490-pat00126
와 상기 채널 추정기#1(2213)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 CRC-IC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00127
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00128
를 상기 MMSE-IRC 유닛(2215) 및 채널 추정기#2(2217) 각각으로 출력한다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00129
는 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
상기 채널 추정기#2(2217)는 상기 CRS-IC 유닛(2211)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00130
를 기반으로 채널을 추정하여 채널 추정값, 특히 타겟 신호를 고려한 채널 추정 값을 생성한 후, 상기 채널 추정 값을 상기 MMSE-IRC 유닛(2215)으로 출력한다.
상기 MMSE-IRC 유닛(2215)은 상기 CRS-IC 유닛(2211)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00131
와 상기 채널 추정기#2(2217)에서 출력한 채널 추정값을 기반으로 MMSE-IRC 동작을 수행하여 결과값
Figure 112015056556490-pat00132
을 생성하고, 상기 결과값
Figure 112015056556490-pat00133
를 상기 LLR 생성기(2219)로 출력한다. 상기
Figure 112015056556490-pat00134
는 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
상기 LLR 생성기(2219)는 상기 MMSE-IRC 유닛(2215)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00135
를 기반으로 LLR을 생성한 후, 상기 생성한 LLR을 상기 채널 디코더(2221)로 출력한다. 여기서, 상기 LLR은 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
<수학식 16>
Figure 112015056556490-pat00136
상기 수학식 16에서,
Figure 112015056556490-pat00137
에서
Figure 112015056556490-pat00138
는 곱셉과 Root 연산으로 대체될 수 있으며,
Figure 112015056556490-pat00139
는 constant value가 될 수 있다.
수학식 16에 나타낸 바와 같은 LLR은 수학식 15에 나타낸 바와 같은 LLR에 비해
Figure 112015056556490-pat00140
에 관련된
Figure 112015056556490-pat00141
를 상수 값(constant value)로 변경하고,
Figure 112015056556490-pat00142
값을 양자화함으로써 상기 LLR 생성기(2219)는 Γ ( ) 연산과, ( )α 연산 등과 같은 연산을 수행할 필요가 없다. 여기서, 상기
Figure 112015056556490-pat00143
는 일 예로 0.5, 1, 1.5, 2 중 어느 한 값으로 양자화될 수 있다.
상기 LLR 생성기(2219)는 상기 MMSE-IRC 유닛(2215)에서 출력한
Figure 112015056556490-pat00144
에 대해 RE 그룹별로 잡음 분산을 추정하고, 상기 추정된 RE 그룹별 잡음 분산을 기반으로 LLR을 계산한다. 여기서, 상기 RE 그룹별로 잡음 분산을 추정하는 동작은 중복 계산 형태를 가지기 때문에 일반적인 잡음 분산 추정 동작과 거의 유사한 복잡도로 구현될 수 있다. 특히, 상기 수학식 16에 나타낸 바와 같이 상기 LLR 생성기(2219)는 LLR을 생성할 경우 Γ ( ) 연산과, ( )α 연산 등과 같은 복잡한 연산을 수행할 필요가 있다.
상기 채널 디코더(2221)는 상기 LLR 생성기(2219)에서 출력한 LLR을 기반으로 채널 디코딩 동작을 수행한다.
한편, 도 22에는 상기 신호 수신 장치(2200)가 상기 CRS-IC 유닛(2211)과, 채널 추정기#1(2213)와, MMSE-IRC 유닛(2215)과, 채널 추정기#2(2217)와, LLR 생성기(2219)와, 채널 디코더(2221)와 같이 별도의 유닛들로 구현된 경우가 도시되어 있으나, 상기 신호 수신 장치(2200)는 상기 CRS-IC 유닛(2211)과, 채널 추정기#1(2213)와, MMSE-IRC 유닛(2215)과, 채널 추정기#2(2217)와, LLR 생성기(2219)와, 채널 디코더(2221) 중 적어도 두 개가 통합된 형태로 구현 가능함은 물론이다. 또한, 상기 신호 수신 장치(2200)는 1개의 프로세서로 구현될 수도 있음은 물론이다.
본 발명의 특정 측면들은 또한 컴퓨터 리드 가능 기록 매체(computer readable recording medium)에서 컴퓨터 리드 가능 코드(computer readable code)로서 구현될 수 있다. 컴퓨터 리드 가능 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의해 리드될 수 있는 데이터를 저장할 수 있는 임의의 데이터 저장 디바이스이다. 상기 컴퓨터 리드 가능 기록 매체의 예들은 리드 온니 메모리(Read-Only Memory: ROM)와, 랜덤-접속 메모리(Random-Access Memory: RAM)와, CD-ROM들과, 마그네틱 테이프(magnetic tape)들과, 플로피 디스크(floppy disk)들과, 광 데이터 저장 디바이스들, 및 캐리어 웨이브(carrier wave)들(상기 인터넷을 통한 데이터 송신과 같은)을 포함할 수 있다. 상기 컴퓨터 리드 가능 기록 매체는 또한 네트워크 연결된 컴퓨터 시스템들을 통해 분산될 수 있고, 따라서 상기 컴퓨터 리드 가능 코드는 분산 방식으로 저장 및 실행된다. 또한, 본 발명을 성취하기 위한 기능적 프로그램들, 코드, 및 코드 세그먼트(segment)들은 본 발명이 적용되는 분야에서 숙련된 프로그래머들에 의해 쉽게 해석될 수 있다.
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 장치 및 방법은 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합의 형태로 실현 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 이러한 임의의 소프트웨어는 예를 들어, 삭제 가능 또는 재기록 가능 여부와 상관없이, ROM 등의 저장 장치와 같은 휘발성 또는 비휘발성 저장 장치, 또는 예를 들어, RAM, 메모리 칩, 장치 또는 집적 회로와 같은 메모리, 또는 예를 들어 CD, DVD, 자기 디스크 또는 자기 테이프 등과 같은 광학 또는 자기적으로 기록 가능함과 동시에 기계(예를 들어, 컴퓨터)로 읽을 수 있는 저장 매체에 저장될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따른 방법은 제어부 및 메모리를 포함하는 컴퓨터 또는 휴대 단말에 의해 구현될 수 있고, 상기 메모리는 본 발명의 실시 예들을 구현하는 지시들을 포함하는 프로그램 또는 프로그램들을 저장하기에 적합한 기계로 읽을 수 있는 저장 매체의 한 예임을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명은 본 명세서의 임의의 청구항에 기재된 장치 또는 방법을 구현하기 위한 코드를 포함하는 프로그램 및 이러한 프로그램을 저장하는 기계(컴퓨터 등)로 읽을 수 있는 저장 매체를 포함한다. 또한, 이러한 프로그램은 유선 또는 무선 연결을 통해 전달되는 통신 신호와 같은 임의의 매체를 통해 전자적으로 이송될 수 있고, 본 발명은 이와 균등한 것을 적절하게 포함한다
또한 본 발명의 일 실시예에 따른 장치는 유선 또는 무선으로 연결되는 프로그램 제공 장치로부터 상기 프로그램을 수신하여 저장할 수 있다. 상기 프로그램 제공 장치는 상기 프로그램 처리 장치가 기 설정된 컨텐츠 보호 방법을 수행하도록 하는 지시들을 포함하는 프로그램, 컨텐츠 보호 방법에 필요한 정보 등을 저장하기 위한 메모리와, 상기 그래픽 처리 장치와의 유선 또는 무선 통신을 수행하기 위한 통신부와, 상기 그래픽 처리 장치의 요청 또는 자동으로 해당 프로그램을 상기 송수신 장치로 전송하는 제어부를 포함할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형할 수 있음은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (40)

  1. 통신 시스템에서 단말기의 방법에 있어서,
    적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 포함하며, 간섭 신호의 영향을 받는 제1 RE 그룹 및 간섭 신호의 영향을 받지 않는 제2 RE 그룹을 포함하는 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 과정과,
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하는 과정과,
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭(decoding metric)을 생성하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 과정을 포함하는 단말기의 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 과정은 간섭 특성을 기반으로 하는 단말기의 방법.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 서빙 기지국으로부터 간섭 신호와 관련된 정보를 수신하는 과정을 더 포함하며,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 다른 기지국에서 송신되는 기준 신호와 관련된 정보를 포함하는 단말기의 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 RE 그룹에 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식은 상기 제2 RE 그룹에 적용되는 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식과 다른 단말기의 방법.
  6. 삭제
  7. 제1항에 있어서,
    상기 연판정 디코딩 메트릭을 계산하는 과정은;
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호 및 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호 각각에 대해 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 추정하는 과정과;
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호에 대해 추정된 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 기반으로 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 계산하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호에 대해 추정된 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 기반으로 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 계산하는 과정을 포함하는 단말기의 방법.
  8. 통신 시스템에서 서빙 기지국의 방법에 있어서,
    단말기로 간섭 신호와 관련된 정보를 송신하는 과정을 포함하며,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는;
    적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 포함하며, 간섭 신호의 영향을 받는 제1 RE 그룹 및 간섭 신호의 영향을 받지 않는 제2 RE 그룹을 포함하는 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 동작과, 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하는 동작과, 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭(decoding metric)을 생성하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 동작을 위해 사용되는 서빙 기지국의 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 동작은;
    간섭 특성을 기반으로 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 동작을 포함하는 서빙 기지국의 방법.
  10. 삭제
  11. 제8항에 있어서,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 다른 기지국에서 송신되는 기준 신호와 관련된 정보를 포함하는 서빙 기지국의 방법.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 제1 RE 그룹에 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식은 상기 제2 RE 그룹에 적용되는 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식과 다른 서빙 기지국의 방법.
  13. 삭제
  14. 통신 시스템에서 단말기에 있어서,
    송수신기;
    적어도 하나의 프로세서를 포함하며,
    상기 적어도 하나의 프로세서는:
    적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 포함하며, 간섭 신호의 영향을 받는 제1 RE 그룹 및 간섭 신호의 영향을 받지 않는 제2 RE 그룹을 포함하는 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하고,
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하고,
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭(decoding metric)을 생성하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 생성하도록 구성되는 단말기.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 간섭 특성을 기반으로 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 단말기.
  16. 삭제
  17. 제14항에 있어서,
    상기 송수신기는 상기 서빙 기지국으로부터 간섭 신호와 관련된 정보를 수신하고,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 다른 기지국에서 송신되는 기준 신호와 관련된 정보를 포함하는 단말기.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 제1 RE 그룹에 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식은 상기 제2 RE 그룹에 적용되는 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식과 다른 단말기.
  19. 삭제
  20. 제14항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는:
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호 및 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호 각각에 대해 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 추정하고,
    상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호에 대해 추정된 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 기반으로 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 계산하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에서 상기 타겟 신호를 제거한 신호에 대해 추정된 연판정 디코딩 메트릭 파라미터를 기반으로 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 계산하도록 구성되는 단말기.
  21. 통신 시스템에서 서빙 기지국에 있어서,
    단말기로 간섭 신호와 관련된 정보를 송신하는 송수신기를 포함하며,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는;
    적어도 두 개의 자원 엘리먼트(resource element: RE)들을 포함하며, 간섭 신호의 영향을 받는 제1 RE 그룹 및 간섭 신호의 영향을 받지 않는 제2 RE 그룹을 포함하는 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 동작과, 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 서빙 기지국의 타겟 신호를 제거하는 동작과, 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제1 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭(decoding metric)을 생성하고, 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호로부터 상기 타겟 신호를 제거함으로써 생성된 신호를 기반으로 상기 제2 RE 그룹에 대응되는 수신 신호에 대한 연판정 디코딩 메트릭을 생성하는 동작을 위해 사용되는 서빙 기지국.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 동작은;
    간섭 특성을 기반으로 상기 적어도 두 개의 RE 그룹들을 생성하는 동작을 포함하는 서빙 기지국.
  23. 삭제
  24. 제21항에 있어서,
    상기 간섭 신호와 관련된 정보는 다른 기지국에서 송신되는 기준 신호와 관련된 정보를 포함하는 서빙 기지국.
  25. 제21항에 있어서,
    상기 제1 RE 그룹에 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식은 상기 제2 RE 그룹에 적용되는 적용되는 연판정 디코딩 메트릭 생성 방식과 다른 서빙 기지국.
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