KR20120064948A - Ｍｉｍｏ 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 복수의 전송 스트림(stream)이 동시에 전송 가능한 MIMO 시스템에서 전송 모드 별로 특화된 SNR(Signal to Noise Ratio)을 특정하여 전송 레이트 조정을 위한 MCS(Modulation and Coding Scheme)을 조정함과 동시에, 최적의 처리율(throughput)을 가지는 전송 모드를 선택하도록 하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

Description

ＭＩＭＯ 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법 및 장치{Method And Apparatus For Adapting Transmission Mode and Transmission Rate In MIMO System}

본 발명은 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 방법 및 장치에 대한 것으로서, 구체적으로 복수의 전송 스트림(stream)이 동시에 전송 가능한 MIMO 시스템에서 전송 모드 별로 특화된 SNR(Signal to Noise Ratio)을 특정하여 전송 레이트 조정을 위한 MCS(Modulation and Coding Scheme)을 조정함과 동시에, 최적의 처리율(throughput)을 가지는 전송 모드를 선택하도록 하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

이동통신에 있어서 무선 채널은 시간에 따라 변화할 수 있으며, 따라서 일정한 전송 레이트(transmission rate)로 신호 전송을 계속하는 것에 비해, 수신측으로부터의 피드백 신호에 기반하여 MCS(Modulation and Coding Scheme)을 변경함으로써 레이트 조정(rate adaptation)을 수행하는 것이 일반적이다. 한편, 데이터 처리율(throughput)을 효율적으로 증가시키기 위해 개발된 MIMO 기술은 다이버시티 이득을 위한 전송 모드와 공간 다중화를 위한 전송 모드의 선택이 가능하도록 하였으며, 이 역시 무선 채널 특성에 따라 선택될 수 있다. 다만, 기존 MIMO 시스템에서 복수의 스트림(stream)이 동시에 전송되는 경우, MCS 선택에 있어서 각 스트림별 SNR(Signal to Noise Ratio) 또는 SINR (Signal to Interference/Noise Ratio)를 고려하는 것이 아니라, 이들을 전체적으로 고려한 하나의 메트릭(Metric)을 통해 수행되었기 때문에 각 스트림별 채널 상황에 최적화된 전송 레이트 조정이 어려웠다. 또한, 전송 모드별로 전송 레이트 조정을 위한 SNR 값 산정 방식이 다르기 때문에, 전송 레이트의 조정과 동시에 최적의 처리률을 가질 수 있는 전송 모드를 선택하기 어려웠다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 실시형태에서는 MIMO 시스템에서 복수의 스트림이 동시에 전송되는 경우, 각 스트림별 SNR을 독립적으로 고려하여 최적화된 MCS를 선택하는 기법에 기반한 방법 및 장치를 제공하고자 한다.

또한, 각 전송 모드에 대한 전송 레이트를 조정함과 동시에 각 전송 모드에서 가질 수 있는 처리율을 서로 비교함으로써, 전송 레이트 조정과 동시에 최적의 처리률을 가질 수 있는 전송 모드를 선택하는 기법에 기반한 방법 및 장치를 제공하고자 한다.

또한, 본 발명의 일 실시형태에서는 CSI값을 피드백 받지 않는 MIMO 시스템에서도 차등 변조(UEQM)의 장점을 최대화할 수 있는 개선된 MCS 조합을 제시하고, 이에 따라 개선된 MCS 룩업 테이블을 제안하고자 한다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 측면에서는 다중 안테나 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 방법에 있어서, 송신측으로부터 수신된 수신 신호에 기반하여 채널 추정을 수행하는 단계; 상기 채널 추정에 기반하여, 하나의 스트림(stream)을 통해 신호가 전송되는 제 1 전송 모드에 대한 제 1 신호대 잡음비, 및 N개(N은 2 이상의 자연수)의 스트림을 통해 신호가 전송되는 제 2 전송 모드에 대한 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 산정하는 단계; 상기 산정된 제 1 신호대 잡음비를 가질 경우에 대응하는 제 1 변조 및 코딩 방식(MCS) 인덱스 및 제 1 처리률, 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우에 대응하는 제 2 MCS 인덱스 및 제 2 처리률을 결정하는 단계; 및 상기 제 1 MCS 인덱스 및 상기 제 2 MCS 인덱스 중 상기 제 1 처리률과 상기 제 2 처리률 중 큰 값을 가지는 처리률에 대응하는 MCS 인덱스를 상기 송신측에 전송하는 단계를 포함하는 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법을 제안한다.

이때, 상기 제 1 MCS 인덱스는 상기 제 1 전송 모드용인 제 1 MCS 인덱스 조합 중 어느 하나이며, 상기 제 2 MCS 인덱스는 상기 제 2 전송 모드용인 제 2 MCS 인덱스 조합 중 어느 하나일 수 있고, 상기 제 1 MCS 인덱스 조합과 상기 제 2 MCS 인덱스 조합은 서로 중복되지 않는 것이 바람직하다.

상기 제 2 MCS 인덱스 조합은 상기 N개의 스트림에 동일한 변조 방식을 적용하는 균등 MCS 인덱스 조합, 및 상기 N개의 스트림에 서로 다른 변조 방식을 적용하는 차등 MCS 인덱스 조합을 포함할 수 있다. 상기 N이 2인 실시형태에서, 상기 차등 MCS 인덱스 조합은, 제 1 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수가 제 2 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수보다 큰 제 1 조합, 및 상기 제 1 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수가 상기 제 2 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수보다 작은 제 2 조합을 포함할 수 있다.

또한, 상기 차등 MCS 인덱스 조합은 상기 N개의 스트림 중 어느 하나에 BPSK(Binary Phase Shift Keying)을 적용하는 MCS 인덱스 조합을 포함할 수 있다.

한편, 상기 제 2 MCS 인덱스는, N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서 최대의 처리률을 가지도록 하는 MCS 인덱스들을 각각 미리 결정하여 둔 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 MCS 인덱스로서 선택될 수 있다.

또한, 상기 제 2 처리률은, N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서의 최대의 처리률들 및 상기 최대의 처리률들을 가지도록 하는 MCS 인덱스들의 조합을 각각 미리 결정하여 둔 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 최대의 처리률로서 선택될 수 있다.

상기 제 1 전송 모드는 STBC (Space-Time Block Coding)을 이용하여 신호를 전송하는 모드를 포함할 수 있으며, 상기 제 2 전송 모드는 SM (Spatial Multiplexing) 방식으로 신호를 전송하는 모드를 포함할 수 있다.

한편, 상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 다른 일 측면에서는 다중 안테나 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 장치에 있어서, 송신측으로부터 하나의 스트림(stream)을 통해 신호가 전송되는 제 1 전송 모드 또는 N개(N은 2 이상의 자연수)의 스트림을 통해 신호가 전송되는 제 2 전송 모드로 신호를 수신하기 위한 수신기; 상기 수신기가 수신한 신호에 기반하여 채널 추정을 수행하고; 상기 채널 추정에 기반하여, 상기 제 1 전송 모드에 대한 제 1 신호대 잡음비, 및 상기 제 2 전송 모드에 대한 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 산정하며; 상기 산정된 제 1 신호대 잡음비를 가질 경우에 대응하는 제 1 변조 및 코딩 방식(MCS) 인덱스 및 제 1 처리률, 그리고 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우에 대응하는 제 2 MCS 인덱스 및 제 2 처리률을 결정하고; 상기 제 1 MCS 인덱스 및 상기 제 2 MCS 인덱스 중 상기 제 1 처리률과 상기 제 2 처리률 중 큰 값을 가지는 처리률에 대응하는 MCS 인덱스를 결정하는 프로세서; 및 상기 프로세서에 의해 결정된 MCS 인덱스를 상기 송신측에 전송하는 전송기를 포함하는 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치를 제안한다.

이러한 측면에서의 일 실시형태에 따른 장치는 N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서 최대의 처리률을 가지도록 하는 MCS 인덱스들을 각각 미리 결정하여 둔 테이블을 저장하는 메모리를 추가적으로 포함할 수 있으며, 이 경우 상기 프로세서는 상기 제 2 MCS 인덱스를 상기 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 MCS 인덱스로서 선택할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 실시형태에 따른 장치는 N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서의 최대의 처리률들 및 상기 최대의 처리률들을 가지도록 하는 MCS 인덱스들의 조합을 각각 미리 결정하여 둔 테이블을 저장하는 메모리를 추가적으로 포함할 수 있으며, 이 경우 상기 프로세서는 상기 제 2 처리률을 상기 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 최대의 처리률로서 선택할 수 있다.

도 1은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템의 예를 들어, 적응형 변조 및 코딩(Adaptive Modulation and Coding: AMC) 기법을 적용하기 위한 시스템 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 3은 알라무티 코드를 이용하는 시스템을 용이하게 설명하기 위한 수신기 구조를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따라 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 방법을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시형태에 따라 후검출 SNR 값(들)에 대한 최적의 MCS 인덱스 및 이때의 처리율에 대한 매핑 테이블을 생성하는 알고리즘을 설명하기 위한 도면이다.
도 6 및 도 7은 각각 본 발명의 일 실시형태에서 STBC 전송 모드 및 SM 전송 모드에 대한 매핑 테이블 생성에 이용되는 후검출 SNR 벡터에 대한 FER 곡선을 나타낸다.
도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 레이트 조정 및 전송 모드 선택 알고리즘을 정리하여 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시형태에 따른 레이트 조정 및 전송 모드 선택을 적용한 경우와 어느 한 전송 모드를 이용하는 경우의 처리율을 비교하기 위한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 10 및 도 11은 본 발명의 일 실시형태에 따라 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하는 경우의 성능 향상을 설명하기 위한 시뮬레이션 결과이다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

이하의 설명에 있어서 전송 레이트(transmission rate)는 데이터 레이트(Data Rate)로 지칭될 수 있으며, 물리 계층 측면에서 단위시간에 전송되는 전송블록크기(TBS: Transport Block Size) 등에 대응될 수 있는 개념을 지칭한다. 또한, 이하의 설명에서 송신측 및 수신측은 각각 기지국(Base Station) 또는 단말(Mobile terminal)일 수 있다. 구체적으로, 이하의 설명에서 송신측 및 수신측은IEEE 802.11계열 통신 시스템에서의 AP(Access Point), STA(station)일 수 있으며, IEEE 802.16 계열 통신 시스템에서의 BS(Base Station), MS(Mobile station)일 수 있고, 3GPP 계열 시스템에서 Node-B, UE(User Equipment)일 수도 있다. 또한, 이하의 설명에서 신호대 잡음비는 SNR을 의미하나, SINR 등 균등한 개념의 매트릭을 포함하는 것을 가정한다. 아울러, 본 발명에 있어서 송신측 및 수신측은 수신기, 송신기, 프로세서 등의 장치 구성을 가지며, 수신기 및 송신기는 서로간의 신호 송수신에 관여하며, 프로세서는 본 발명에 따른 알고리즘을 수행하도록 하드웨어 또는 소프트웨어로 구성된 모듈을 가정한다. 경우에 따라, 본 발명에 따른 송신기 및 수신기는 메모리를 포함하여 필요한 정보를 저장할 수 있다.

먼저, 본 발명에 적용되는 레이트 조정 기술에 대해 설명한다.

MIMO 기술이 적용되기 이전 WLAN(Wireless Local Area Network) 표준인 IEEE 802.11a에서는 전송을 위해서 총 8개의 PHY mode (MCS index)를 정의하고 있고, 하나의 MCS index는 하나의 데이터 레이트와 대응되도록 설정하고 있다. 표 1은 IEEE 802.11a에서 정의된 MCS 8개의 MCS Index를 나타낸다.

일반적으로 데이터 레이트는 변조 차수(Modulation Order) * 코딩율의 곱에 비례하는 특성을 가진다. 따라서, MCS 인덱스는 상기 표 1과 같이 변조 차수와 코딩률의 조합으로 나타낼 수도, 3GPP LTE에서 규정되는 바와 같은 아래 표 2와 같이 변조 차수와 TBS(Transport Block Size)의 조합으로 나타낼 수도 있다.

MCS Index	Modulation Order	TBS Index	Redundancy Version
0	2	0	0
1	2	1	0
2	2	2	0
3	2	3	0
4	2	4	0
5	2	5	0
6	2	6	0
7	2	7	0
8	2	8	0
9	2	9	0
10	2	10	0
11	4	10	0
12	4	11	0
13	4	12	0
14	4	13	0
15	4	14	0
16	4	15	0
17	4	16	0
18	4	17	0
19	4	18	0
20	4	19	0
21	6	19	0
22	6	20	0
23	6	21	0
24	6	22	0
25	6	23	0
26	6	24	0
27	6	25	0
28	6	26	0
29	reserved		1
30			2
31			3

레이트 조정(Rate Adaptation)은 이와 같이 미리 정해진 소정 개수의 MCS index들 중 가장 적합한 것을 골라서 사용하는 기술을 말한다. 즉, 데이터 레이트의 조정은 MCS 인덱스의 조정을 의미한다.

802.11a 시스템을 예를 들어 설명하면, 크게 두 종류의 레이트 조정 기술이 고려되었다. 하나는 손실 기반 레이트 조정(loss-based rate adaptation) 기법이고, 다른 하나는 SNR 기반 레이트 조정(SNR-based rate adaptation) 기법이다. 전자는 패킷(packet)의 손실 정보를 고려하여 데이터 레이트를 결정하는 방식으로서, 패킷 손실이 발생하는 경우 데이터 레이트를 낮추고 패킷이 성공적으로 전송되면 데이터 레이트를 높이는 방식이다. 반면 후자는 순방향 링크(forward link)의 SNR 값을 측정하여 이 값에 따라 FER(Frame Error Rate)을 예측하고, 이에 따라 적합한 데이터 레이트를 선택하는 것이다. 이하에서 설명한 본 발명의 실시형태들은 순시적인 채널 변화를 더욱 잘 측정하여 데이터 레이트를 선택할 수 있는 SNR 기반 레이트 조정 기법을 이용하는 경우를 가정하여 설명한다.

도 1은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템의 예를 들어, 적응형 변조 및 코딩(Adaptive Modulation and Coding: AMC) 기법을 적용하기 위한 시스템 구조를 설명하기 위한 도면이다.

도 1에 도시된 바와 같이 일반적인 OFDM 시스템에서 송신단(100)은 인코더(101), 채널 인터리버(102), 매퍼(103), IFFT 모듈(104) 등의 구성과 함께 AMC 적용을 위한 MCS 룩업(look up) 테이블(105) 등을 포함할 수 있다.

구체적으로, 인코더(101)는 데이터 비트에 여분의 비트를 삽입하는 코딩을 통해 채널에서 오는 효과나 잡음에 대한 효과를 줄이기 위한 것이며, 채널 인터리버(102)는 인코더(101)에 의해 코딩된 비트를 비트 단위로 섞어주어(셔플링(shuffling) 하여) 채널에서 일어날 수 있는 집중적인 에러(burst error)를 분산시키기 위한 것이다. 또한, 매퍼(103)는 채널 인터리버(102)에 의해 출력된 비트 정보를 변조를 통해 심볼로 바꾸어주며, IFFT 모듈(104)은 이를 OFDM 심볼로 변조시켜 채널(300)로 전송하는 역할을 수행한다.

또한, 송신단(100)에서, MCS 룩업 테이블(105)은 수신단(200)으로부터 피드백 받은 MCS 인덱스 등의 피드백 정보를 이용하여, MCS 룩업 테이블(105) 내의 해당 MCS 인덱스에 해당하는 변조율 및 코딩율을 선택하여, 각각 인코더(101)의 인코딩 및 매퍼(103)의 매핑 동작을 결정하는데 사용된다.

한편, 도 1에 도시된 바와 같이 수신단(200)은 FFT 모듈(201), 디매퍼(202), 채널 디인터리버(203), 디코더(204) 등의 구성과 함께 AMC 적용을 위한 AMC 제어기(205) 등을 포함할 수 있다.

구체적으로, FFT 모듈(201)은 채널(300)을 통해 수신된 수신 OFDM 심볼을 IFFT 모듈(104)에 의한 변환의 역변환을 수행하며, 디매퍼(202)는 이 변환된 심볼을 비트 정보로 변환한다. 또한, 채널 디인터리버(203)는 셔플된 비트의 순서를 원래의 비트 순서로 다시 바꾸어 주는 역할을 수행한다. 아울러, 채널 디코더(204)는 추정된 데이터 비트를 출력한다.

또한, 수신단(200)에서, AMC 제어기(205)는 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)을 측정하여, AMC 기법에 사용할 MCS 인덱스 등의 귀환 정보를 결정하여, 이를 송신단(100)으로 피드백시키는 역할을 한다.

한편, 상술한 바와 같은 적응형 변조 및 코딩 방식을 MIMO 시스템에 적용할 경우에 대해 설명한다. 이를 위한 간단하게 MIMO 시스템의 개념에 대해 설명한다.

MIMO(Multi-Input Multi-Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIMO를 '다중 안테나'라고 지칭할 수 있다.

다중 안테나 기술에서는, 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에서 수신된 데이터 조각(fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다중 안테나 기술을 사용하면, 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나, 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지(coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한, 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일안테나를 사용하던 종래 기술에 의한 이동통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.

도 2는 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.

송신단에는 송신 안테나가 N_T개 설치되어 있고, 수신단에서는 수신 안테나가 N_R개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테나를 사용하는 경우에는, 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서, 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다. 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R_o라고 한다면, 다중 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 위의 R_o에 다음과 같은 레이트 증가율 R_i를 곱한 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는, 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후, 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

다중 안테나 기술은, 다양한 채널 경로를 통과한 심볼 들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티(spatial diversity) 또는 전송 다이버시티(Transmit Diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻을 수 있다.

각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.

첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호(STBC) 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득을 동시에 이용하는 시공간 트렐리스 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과, 부호 생성 자유도는 트렐리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도 측면에서 시공간 블록 부호가 간단하게 구현될 수 있는 장점을 가진다. 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수와 수신 안테나 수의 곱에 해당되는 양을 얻을 수 있다. 한편 "시공간 부호화(STBC) 방식"은 위에서 시간대신 주파수영역에서 고려하면 "주파수공간 부호화(SFBC) 방식"으로 볼 수 있으며, 적용하는 부호화 방식은 같은 방식을 그대로 사용하면 된다.

둘째로, 공간 멀티플렉싱(SM) 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 최대 우도(maximum likelihood) 수신기, ZF 수신기, MMSE 수신기, D-BLAST, V-BLAST 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 특이 값 분해(Singular Value Decomposition: SVD) 방식 등을 사용할 수 있다.

셋째로, 상술한 바와 같은 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double-STTD), 시공간 BICM(STBICM) 등의 방식이 있다.

한편, 이하에서는 상술한 MIMO 시스템에서 전송 다이버시티를 위해 알라무티 코드(Alamouti code)를 이용하는 방법에 대해 간단하게 설명한다.

도 3은 알라무티 코드를 이용하는 시스템을 용이하게 설명하기 위한 수신기 구조를 도시한 도면이다.

알라무티 코드의 행렬은 다음의 두 가지가 고려 가능하다.

상기 수학식 2 및 수학식 3의 행렬에서 각 열은 시간 또는 주파수를 나타내고, 각 행은 안테나를 나타낸다. 구체적으로, 수학식 2의 행렬은 Alamouti가 처음 자신의 논문에서 제안한 행렬로서 일반적인 식이며, 수학식 3은 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 표준에 사용되는 행렬을 나타낸다. 즉, 수학식 3은 안테나가 1개만 쓰이는 SISO(Single Input Single Output) 방식에서 안테나 1을 통해 전송되는 신호와 알라무티 방식에서 안테나 1을 통해 전송되는 신호가 동일하도록 재구성한 행렬이다.

참고로, 위와 같은 식에서 각 열이 시간을 나타내는 경우는 알라무티 코드가 STBC(Space Time Block Code)의 한 종류로서 사용된 경우이고, 각 열이 주파수를 나타내는 경우는 알라무티 코드가 SFBC(Space Frequency Block Code)의 한 종류로서 사용된 경우를 나타낸다.

이제 도 3을 참조하여 자세히 살펴 보도록 한다.

보통, 알라무티 방식의 송신 다이버시티가 사용된 경우의 수신신호는 다음과 같이 표시할 수 있다. 이하에서는, 상기 수학식 2 및 수학식 3의 열이 시간을 나타내는 STBC의 경우를 가정하여 설명하나, 상기 수학식 2 및 수학식 3의 열이 주파수를 나타내는 SFBC의 경우에도 동일한 수학적 모델링이 가능하다. 시간 1과 시간 2의 신호를 y1, y2로 표현하면 다음과 같다.

상기 수학식 4에서 n₁, n₂는 각 수신 안테나에서 발생하는 잡음을, s₁, s₂는 시간 1, 시간 2에서의 전송 신호를 나타내며, h₁, h₂는 각 안테나별 전송 채널값을 나타낸다.

이와 같은 알라무티 기반 STBC 전송 기법 및 공간 다중화를 위한 SM 전송 기법은 MIMO 기술을 적용한 IEEE 802.11n 표준 및 3GPP LTE 표준 등에 적용되어 있다. 다만, 이와 같은 MIMO 전송 기법들이 적용되는 시스템에서 상술한 SNR 기반 레이트 적응을 적용하는 경우 다음과 같은 문제가 발생할 수 있다.

SNR 값은 일정한 채널 상황 아래서도 MIMO 전송 기술에 따라 변화하는데, 기존의 802.11a 등 MIMO 기술이 적용되기 이전에 사용하였던 SNR은 이러한 MIMO 기술에 따른 변화를 담지 못하며 여러 개의 스트림을 동시에 전송하는 경우 스트림별 정보 담지 못한다. 또한 MIMO 전송 기술 즉, SM이나 STBC에 따라서 데이터 레이트도 영향을 받게 되기 때문에, 기존 SNR 기반 레이트 조정 기법에서와 달리 채널 상황에 맞는 전송 기법의 선택도 필요하게 된다. 따라서 본 발명의 일 실시형태에서는 MIMO 전송 기술의 효과를 반영하는 스트림별 SNR 값을 구하고, 이에 따라 데이터 레이트와 MIMO 전송 모드를 선택하는 방법을 제공하고자 한다.

이하의 실시형태들은 구체적 설명의 편의를 위해 IEEE 802.11n WLAN에서 개루프(open-loop) MIMO 시스템 하에 폐루프(closed-loop) 레이트 적응을 수행하는 2*2 MIMO 시스템을 가정하여 설명한다. 즉, MIMO 시스템의 송신측에서 송신 신호에 빔포밍(beamforming) 등을 수행하기 위해 수신측으로부터 CSI(Channel Status Information)을 수신하지 않으면서, 송신측에서 송신 신호에 MCS를 적응적으로 적용하기 위해 수신측으로부터 MCS 인덱스를 피드백 받는 시스템을 가정한다. 또한, 전송 모드는 IEEE 802.11n 표준에 따라 STBC 모드 및 SM 모드 2가지를 고려하였으며, STBC의 경우 두 개의 수신 안테나와 동작하는 알라무티 STBC를 사용하였는 것을 가정하였다. SM의 경우는 BF(Beam Forming) 없이 수신단에서 MMSE를 통해 스트림을 검출하는 시스템을 고려하였다. 다만, 이하의 설명에서 안테나 개수는 예시적인 것이며, 일반적인 N (N은 2 이상의 자연수)안테나 시스템으로 확장되어 적용시킬 수 있다. 또한, IEEE 802.11n 시스템뿐만 아니라 3GPP LTE 등 다양한 시스템에 동일/유사하게 적용될 수 있다.

IEEE 802.11n 표준에 2*2 MIMO를 위해 정의된 MCS 인덱스는 다음과 같다.

구체적으로, 상기 표 3은 하나의 스트림이 전송되는 경우에 적용 가능한 MCS 인덱스들을, 상기 표 4는 2개 스트림이 전송되는 경우에 적용 가능한 MCS 인덱스들을, 상기 표 5는 2개 스트림이 전송되는 경우에 제 1 스트림과 제 2 스트림에 서로 다른 변조를 적용하는 차등변조(UEQM) 방식에 적용 가능한 MCS 인덱스들을 나타낸다. 즉, IEEE 802.11n 표준에 따르면 2*2 시스템에서 전송 모드가 STBC인 경우 MCS 인덱스 0-7까지를 사용할 수 있고, 2개의 스트림을 사용하는 SM의 경우 MCS 인덱스 8-15와 33-38 중 선택하여 사용할 수 있음을 알 수 있다.

이와 같은 가정하에 본 발명의 일 실시형태에 따른 SNR 기반 레이트 적응 방법을 설명한다.

도 4는 본 발명의 일 실시형태에 따라 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 방법을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.

MIMO 시스템에서 수신측은 송신측으로부터 신호를 수신하고 이에 기반하여 채널을 추정할 수 있다(S410). 본 발명의 일 실시형태에서는 이와 같이 추정된 채널 값을 이용하여 SM 모드에 대한 SNR 값 및 STBC 모드에 대한 SNR 값을 별도로 산정하고(S420, S440), 이들 각각에 대한 MCS 인덱스 선택(S430, 450)을 수행하는 것을 제안한다. 또한, MIMO 시스템에서 복수의 스트림이 전송될 수 있는 것을 고려하여 SNR은 각 스트림별 채널 상태를 고려하여 별도로 산정되는 것을 제안하며, 이를 이하에서는 후검출 SNR(post detection SNR)이라 한다.

즉, SM 모드에 대한 후검출 SNR을 산정하면(S420), 이를 기반으로 최대 처리율을 나타낼 수 있는 MCS 인덱스를 선택할 수 있다(S430). 이때, SM 모드에 따라 2개의 스트림이 동시에 전송되는 경우, 후걸춤 SNR은 제 1 스트림 및 제 2 스트림 각각에 대해 별도로 산정되며, MCS 인덱스 선택(S430)은 이 제 1 스트림 및 제 2 스트림 각각에 대해 별도로 산정된 후검출 SNR 값들을 고려하여 선택될 수 있다.

이와 독립적으로 채널 추정 값을 이용하여 STBC 모드에 대한 후검출 SNR을 한정하면(S440), 이를 기반으로 최대 처리율을 나타낼 수 있는 MCS 인덱스를 선택할 수 있다(S450).

이와 같이 각 모드별 MCS 인덱스를 선택하면, 각 모드에 대한 최대 처리율 중 어느 쪽이 더 큰 처리율을 가질 수 있을지를 비교할 수 있다(S460). 만일, SM 모드에 따른 처리율이 STBC 모드에 따른 처리율보다 큰 경우, 수신측은 SM 모드를 선택하고, SM 모드에 대해 선택한 MCS 인덱스를 송신측으로 전송할 수 있다(S470). 또한, SM 모드에 따른 처리율이 STBC 모드에 따른 처리율 이하인 경우, 수신측은 STBC 모드를 선택하고, STBC 모드에 대해 선택한 MCS 인덱스를 송신측으로 전송할 수 있다(S480). 본 실시형태에서는 SM 모드에 대해 선택할 수 있는 MCS 인덱스의 범위와 STBC 모드에 대해 선택할 수 있는 MCS 인덱스 범위가 서로 구분되기 때문에, 수신측이 송신측에 MCS 인덱스만을 피드백하면, 송신측은 전송 모드까지 결정할 수 있는 것을 가정한다.

상술한 바와 같은 알고리즘을 바탕으로 이하에서는 각 전송 모드에 대한 후검출 SNR을 산정하는 방법에 대해 구체적으로 살펴본다.

후검출 SNR은 MIMO 검출을 한 후의 스트림 별 SNR 값이라 할 수 있으며, 앞서 말한 바와 같이 MIMO 전송 모드에 따라 다른 값을 갖는다. 본 실시형태에서 고려하는 2*2 MIMO의 경우, STBC 전송 모드이 경우 한 개의 스트림 전송, SM 전송 모드의 경우 두 개의 스트림까지 전송하는 것을 가정한다. 본 실시형태에서는 각 스트림별로 후검출 SNR을 산정하는 것을 제안하며, 이에 따라 STBC 모드에 대해서는 한개의 후검출 SNR을, SM 모드에 대해서는 2개의 후검출 SNR을 다음과 같이 산정하는 것을 제안한다. 먼저, STBC 모드에 대해서는 아래 수학식 5와 같은 1개의 후검출 SNR을 산정할 수 있다.

이때, hij는 채널 추정 결과 획득된 2*2 채널 행렬에서 i행 j열의 행렬값을 나타낸다. 한편, SM 모드에 대해서는 아래 수학식 6 및 7과 같은 2개의 후검출 SNR을 산정할 수 있다.

상기 수학식 6 및 7에서 H_1T ², H_2T ² 및 H_T는 각각 다음과 같이 산정될 수 있다.

이하에서는 이와 같이 산정된 후검출 SNR을 이용하여 각 전송 모드에 대한 MCS 인덱스를 선택하는 방법에 대해 설명한다.

본 발명의 일 실시형태에서 MCS 인덱스 선택은 가능한 후검출 SNR값 또는 후검출 SNR값들의 조합에 따라 미리 결정된 MCS 인덱스를 선택하는 방식을 가정한다. 이와 같은 가능한 후검출 SNR값 또는 후검출 SNR값들의 조합에 따라 미리 결정된 MCS 인덱스는 가능한 후검출 SNR값 또는 후검출 SNR값들의 조합에 따라 최대 처리율을 가지는 MCS 인덱스로서 미리 결정되는 것을 제안한다.

도 5는 본 발명의 일 실시형태에 따라 후검출 SNR 값(들)에 대한 최적의 MCS 인덱스 및 이때의 처리율에 대한 매핑 테이블을 생성하는 알고리즘을 설명하기 위한 도면이다.

먼저, 상술한 바와 같이 특정 전송 모드에 대한 N개(N은 2이상의 자연수)의 후검출 SNR을 산정하면, 이 산정된 후검출 SNR (조합)을 이용하여 MCS 인덱스 및 전송 모드를 선택할 수 있다. 이를 위해 본 실시형태에서는 가능한 모든 후검출 SNR 벡터 (

)에 대해 각각 최대 처리율을 나타내는 MCS 인덱스(i) 및 이때의 처리율(THR) 조합을 미리 결정하여, 이를 매핑 테이블 형태로 생성하는 것을 제안한다.

도 5에 도시된 바와 같이 가능한 모든 후검출 SNR 벡터(

)에 대해 전체 이용 가능한 MCS 인덱스들(i)에 대한 처리율을 산정하고, 이들 중 최대값을 가지는 처리율과 이때의 MCS 인덱스를 결정해 둘 수 있다. 이때, 특정 MCS 인덱스 i에 대한 처리율은 도 5에 도시된 바와 같이 데이터 레이트(R_i)와 후검출 SNR 벡터(

)를 가질 경우 전송 성공율에 대응하는 FER(Frame Error Rate)을 이용하여 산정할 수 있다.

그런데 특정 MCS 인덱스 i에 대한 처리율 THR_i을 계산하는 과정에서, 후검출 SNR 벡터(

)에 따라 FER_i 값이 어떻게 될 것인지를 예측하여야 THR_i을 계산하게 된다. 이는 다음과 같은 시뮬레이션 결과를 통해 결정될 수 있다.

도 6 및 도 7은 각각 본 발명의 일 실시형태에서 STBC 전송 모드 및 SM 전송 모드에 대한 매핑 테이블 생성에 이용되는 후검출 SNR 벡터에 대한 FER 곡선을 나타낸다.

도 6 및 도 7의 FER 곡선은 상술한 2*2 MIMO 시스템에서 IEEE 802.11n 상황을 고려하여 비트 단위 시뮬레이션을 수행한 결과 각 후검출 SNR 벡터에 대응하는 FER 값들을 나타낸다. 도 6 및 도 7에서 후검출 SNR 벡터들의 요소들은 dB 단위로 -3.75 ~ 33.75 dB 사이의 값을 가지는 것을 고려하였으며, 이는 다음 표 6과 같이 후검출 SNR 인덱스를 이용하여 양자화할 수 있다.

Post detection SNR index	Ranges (dB)	Representative value (dB)
1	-5.0 ~ -2.5	-3.75
2	-2.5 ~ 0.0	-1.25
3	0.0 ~ 2.5	1.25
4	2.5 ~ 5.0	3.75
5	5.0 ~ 7.5	6.25
6	7.5 ~ 10.0	8.75
7	10.0 ~ 12.5	11.25
8	12.5 ~ 15.0	13.75
9	15.0 ~ 17.5	16.25
10	17.5 ~ 20.0	18.75
11	20.0 ~ 22.5	21.25
12	22.5 ~ 25.0	23.75
13	25.0 ~ 27.5	26.25
14	27.5 ~ 30.0	28.75
15	30.0 ~ 32.5	31.25
16	32.5 ~ 35.0	33.75

도 6은 STBC 전송 모드의 경우 각 MCS 인덱스별 FER 곡선들을 나타내고 있다. 상기 표 6의 양자화 인덱스 및 도 6의 시물레이션 결과에 기반하여, 각 후검출 SNR 인덱스에 대응하여 최대의 처리율을 나타내는 MCS 인덱스 및 이때의 처리율을 결정할 수 있으며, 표 7은 이에 대한 일례를 나타낸다.

예를 들어, 상기 수학식 5와 같이 산정된 후검출 SNR 값이 11dB인 경우, 이는 후검출 SNR 인덱스 7에 대응하며, 이 경우 각 후검출 SNR 후보들에 대해 최적화하여 미리 결정된 상기 표 7에 의해 MCS 인덱스 2와 처리율 19.4 Mb/s가 STBC 모드에 대한 MCS 인덱스 및 처리율 조합으로서 선택되게 된다.

도 7은 SM 전송 모드의 경우 MCS 인덱스 15인 경우를 일례로서 FER 평면을 나타내고 있다. 다만, 도 7에 도시하고 있지는 않으나 SM 전송 모드에 대해 이용 가능한 다른 MCS 인덱스에 대해서도 동일하게 FER 평면을 구할 수 있음은 당업자에게 자명하다. 상기 표 6의 양자화 인덱스 및 도 7과 같은 원리의 시물레이션 결과들에 기반하여, 각 후검출 SNR 인덱스 조합에 대응하여 최대의 처리율을 나타내는 MCS 인덱스 및 이때의 처리율을 결정할 수 있으며, 표 8은 이에 대한 일례를 나타낸다.

상기 표 8은 각 후검출 SNR 인덱스 조합에 대응하여 최대 처리율을 나타내는 MCS 인덱스를 결정한 것을 나타내고 있다. 각 후검출 SNR 인덱스 조합에 대응하여 가지는 최대 처리율 역시 이와 같이 매핑 테이블로 나타낼 수 있으며, 이에 대해서는 자명한바 여기서는 생략하였다.

이와 같이 STBC 모드에 대응하여 각 후검출 SNR 인덱스에 대응하는 MCS 인덱스 및 처리율 조합, SM 모드에 대응하여 각 후검출 SNR 인덱스 조합에 대응하는 MCS 인덱스 및 처리율 조합을 이용하여, 이하에서와 같이 전송 모드 선택 및 이에 따른 MCS 인덱스 전송을 수행할 수 있다.

도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시형태에 따른 레이트 조정 및 전송 모드 선택 알고리즘을 정리하여 설명하기 위한 도면이다.

기본적으로 도 8의 알고리즘은 상기 도 4의 기본 알고리즘을 좀더 명확하게 정리하여 설명하기 위한 것이다.

먼저, 본 실시형태에 따라 레이트 조정 및 전송 모드 선택을 수행하기 위해 수신측은 채널 추정을 수행할 수 있다(S810). 이와 같은 채널 추정은 도 8에 도시한 바와 같이 사운딩 패킷 수신을 이용하여 수행하는 것이 바람직하다. 이와 같은 채널 추정을 통해 2*2 MIMO 시스템의 예를 들면, 2*2의 채널 행렬(H)를 산정하게 된다.

이후, 이와 같은 채널 행렬을 이용하여 각 전송 모드별로 후검출 SNR 벡터를 산정할 수 있다. STBC 모드에 대해서는 상기 수학식 5와 같이 채널 행렬 요소들을 이용하여 1개의 후검출 SNR 값을 산정할 수 있으며(S820), SM 모드에 대해서는 상기 수학식 6 내지 8과 같은 원리를 통해 2개의 후검출 SNR 값을 산정할 수 있다(S840). 물론, 전송 안테나의 수에 따라 산출되는 후검출 SNR 값은 이보다 많은 수도 있다.

각각의 전송 모드에 대해 산출된 후검출 SNR 벡터를 이용하여 MCS 인덱스와 처리율 조합을 선택할 수 있다(S830, S850). 구체적으로, STBC 모드의 경우 상기 표 6과 같은 후검출 SNR 양자화에 의해 결정된 후검출 SNR 인덱스를 이용하여, 상기 표 7에 따라 MCS 인덱스와 이때의 처리율 조합을 선택할 수 있다(S830). 한편, SM 모드의 경우 동일하게 상기 표 6과 같은 후검출 SNR 양자화에 의해 결정된 후검출 SNR 인덱스를 이용하여, 상기 표 8 및 이에 대응하는 처리율 값을 이용하여 MCS 인덱스와 이때의 처리율 조합을 선택할 수 있다(S850).

이와 같이 선택된 조합들을 이용하여 단계 S860에서는 각 전송 모드별 처리율을 비교할 수 있다. 즉, 도 8에 예시된 바와 같이 SM 모드에서 선택된 처리율이 STBC 모드에서 선택된 처리율보다 큰지 여부를 판정하여, 만일 SM 모드에서 선택된 처리율이 더 큰 경우, SM 모드에서 선택된 MCS 인덱스를 송신측에 전송하고(S880), 그렇지 않은 경우 STBC 모드에서 선택된 MCS 인덱스를 송신측에 전송할 수 있다(S870). 본 실시형태에서는 각 전송 모드별로 MCS 인덱스 범위가 구분되기 때문에, 수신측이 피드백한 MCS 인덱스를 통해 송신측은 전송 모드를 결정할 수 있으며, 이에 따라 최대 처리율을 가질 수 있는 레이트 조정 및 전송 모드 선택을 동시에 수행할 수 있다.

도 9는 본 발명의 일 실시형태에 따른 레이트 조정 및 전송 모드 선택을 적용한 경우와 어느 한 전송 모드를 이용하는 경우의 처리율을 비교하기 위한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.

도 9에 도시된 3개의 곡선 중

로 식별되는 곡선은 도 8과 관련하여 상술한 실시형태에 따라 레이트 및 전송 모드를 조정하는 알고리즘에 따른 것이며,

로 식별되는 곡선은 SM만을 적용하는 경우를,

로 식별되는 곡선은 STBC만을 적용하는 경우를 나타내었다.

우선, SM만 적용하는 경우와 STBC만을 적용하는 2경우를 비교하여 살펴보면, SNR이 낮은 채널 상황에서는 전송 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 STBC 방식이 더 높은 처리율을 획득할 수 있고, SNR이 높은 채널 상황에서는 전송 효율을 증가시키는 SM 방식이 더 높은 처리율을 획득할 수 있는 것을 볼 수 있다.

한편, 본 발명에 따른 실시형태를 이들과 비교하여 살펴보면, SNR이 낮은 상태에서 STBC의 경우와 유사하게 높은 처리율을 가지면서도, SNR이 높은 상태에서는 SM의 경우보다 오히려 더 높은 처리율을 나타냄을 알 수 있다. 이는 낮은 SNR 상황에서는 STBC 전송 모드가 선택되기 때문에, STBC의 경우와 유사한 처리율을 가지고, 높은 SNR 상황에서는 SM 전송 모드가 선택되며, 기존 SM 전송 모드에서의 SNR 고려가 1차원적인 SNR 값에 기반하여 MCS 인덱스를 선택하였음에 반하여, 본 실시형태에서는 2차원(실시형태에 따라 N 차원)적인 SNR 값 조합에 기반하여 MCS 인덱스를 선택하기 때문에 기존 SM 모드의 경우보다 높은 처리율을 나타낼 수 있는 것임을 알 수 있다.

구체적으로 상술한 바와 같은 SM 모드에 비한 성능 개선 효과는 2개의 스트림 중 제 1 스트림에 대한 변조 방식과 제 2 스트림에 대한 변조 방식을 서로 다르게 적용하는 상기 표 5에 예시된 바와 같은 차등 변조(UEQM) 방식의 활용에 의해서도 영향받을 수 있다. 이하에서는 차등 변조 방식의 활용에 대해 좀더 구체적으로 살펴본다.

MIMO 시스템에서 복수의 스트림을 동시에 전송하는 경우, 각 스트림별로 채널 상황이 다를 수 있으며, 이러한 상황을 가정하여 상기 표 5에 나타낸 바와 같이 스트림별로 서로 다른 변조 방식을 적용하는 차등변조에 대한 MCS 인덱스들이 구비되어 있다. 다만, 현재 IEEE 802.11n에 구비된 차등변조를 위한 MCS 세트만으로는 본 실시형태에서와 같이 CSI 정보를 피드백 받지 않는 시스템에서의 활용에 충분치 않을 수 있다. 본 발명의 또 다른 일 측면에서는 이와 같이 개루프 MIMO 방식을 적용하는 시스템에서의 UEQM의 활용도를 증가시킬 수 있는 방안으로서 개선된 MCS 룩업 테이블을 제공하고자 한다.

상기 표 8과 같이 2*2 MIMO 시스템에서 후검출 SNR 조합에 따른 MCS 인덱스 세트가 선택되었을 때, 이들을 상기 표 4와 같은 균등 변조 방식 MCS 인덱스와 차등 변조 방식 MCS 인덱스로 구분하여 나타내어보면, 다음 표 8과 같다.

상기 표 9에서 노란색 부분은 균등 변조 방식을 위한 MCS 세트(표 4)에서 MCS 인덱스가 선택되는 경우를 나타내고, 붉은색 부분은 차등 변조 방식을 위한 MCS 세트(표 5)에서 MCS 인덱스가 선택되는 경우를 나타내고 있다. 상기 표 8을 고찰하여 보면 다음과 같은 2가지 문제점을 발견할 수 있다.

첫째로, 두번째 스트림의 후검출 SNR 값이 첫번째 스트림의 후검출 SNR 값에 비해 큰 경우에 대해서는 차등변조 방식이 적용될 수 없으며,

둘째로, 첫번째 스트림의 후검출 SNR 값이 아주 큰 경우라도 두번째 스트림의 후검출 SNR 값이 충분히 크지 않은 경우에도 차등변조 방식이 적용될 수 없다는 점이다.

이러한 문제가 발생하는 원인은 상기 표 5와 같이 IEEE 802.11n 표준에서 규정하는 UEQM MCS 세트의 구조에서 찾을 수 있다. 우선, 상기 표 5에 나타낸 UEQM MCS 세트를 살펴보면, 제 1 스트림에 대한 변조 차수가 제 2 스트림에 대한 변조 차수보다 큰 조합만을 포함하고 있다. 이는 송신단이 수신단으로부터 CSI 정보를 피드백받아 채널 상태가 좋은 쪽을 제 1 스트림을 설정하는 경우를 가정하는 경우, 오버헤드를 감소시키면서도 효율적으로 운용될 수 있는 시스템을 가정한 것으로서, 이와 같이 수신측으로부터 CSI 정보를 피드백받는 시스템에서 차등변조되는 스트림의 스위칭이 가능한 모듈까지 고려하면 상기 표 8은 다음 표 10과 같이도 나타낼 수 있다.

반면, 본 실시형태에서와 같이 수신측이 송신측에 CSI 정보를 피드백하지 않은 개루프 MIMO 방식에서는 제 2 스트림에 대한 채널 상태가 제 1 스트림에 대한 채널 상태보다 좋은 경우를 반영할 수 없는 문제를 만드는 것이다.

또 다른 문제점은 상기 표 5와 같이 UEQM MCS에 대해 정의된 변조 방식들을 살펴보면, BPSK(Binary Phase Shift Keying)이 빠져 있는 것을 알 수 있다. BPSK가 빠짐으로 해서, 제 1 스트림의 후검출 SNR 값이 아주 커도 제 2 스트림의 후검출 SNR 값이 작으면 UEQM을 적용할 수 없는 것을 추측해 볼 수 있다.

이와 같은 문제점들을 해결하기 위해 본 발명의 발명자는 다음과 같은 UEQM MCS 조합을 상기 표 5의 UEQM MCS 조합에 추가하는 것을 제안한다.

간단하게 상기 표 11에 따라 추가되는 MCS 조합들에 대해 설명하면, 상기 표 5의 조합들과 대응되는 개수만큼 제 2 스트림에 대해 더 높은 차수의 변조를 적용하는 조합이 추가되었다. 또한, 각 스트림들에 대해 BPSK가 적용되는 MCS 조합들을 추가하였다.

IEEE 802.11n 표준에서는 총 76가지의 MCS 인덱스를 정의하고, 이것의 피드백을 위해서 7 비트를 사용한다. 다만, 7비트를 이용한 시그널링은 총 128개의 MCS 인덱스를 나타낼 수 있으므로, 추가적으로 77~127까지의 총 52개 MCS 조합을 추가적으로 정의하는 경우에도 시그널링 오버헤드는 발생하지 않는다. 따라서, 상기 표 11과 같은 MCS 조합들을 추가하더라도 시그널링 오버헤드 문제는 발생하지 않는 반면, 개루프 MIMO 시스템에서 UEQM MCS를 더욱 효율적으로 사용할 수 있다.

상술한 바와 같이 추가된 MCS 조합을 포함하여 MCS 룩업 테이블을 구성하는 경우, 상기 표 8의 실시형태에서의 MCS 인덱스 선택은 다음과 같이 바뀔 수 있다.

상기 표 12에서 노란색으로 표시된 영역은 EQM MCS 인덱스가 선택된 경우, 붉은 영역과 푸른 영역은 UEQM MCS 인덱스가 선택된 경우를 나타내며, 푸른색 영역에서는 BPSK까지 적용된 경우를 나타낸다. 상기 표 12를 통해 알 수 있는 바와 같이, 제 2 스트림의 후검출 SNR 값이 제 1 스트림의 후검출 SNR 값에 비해 큰 경우까지 UEQM 적용되는 것을 볼 수 있으며, BPSK를 적용함으로써 어느 한 스트림의 후검출 SNR이 충분히 크면, 다른 스트림의 후검출 SNR 값이 작아도 UEQM을 통해 데이터 레이트를 높여서 전송할 수 있음을 확인할 수 있다.

도 10 및 도 11은 본 발명의 일 실시형태에 따라 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하는 경우의 성능 향상을 설명하기 위한 시뮬레이션 결과이다.

도 10에 도시된 4개 곡선 중

로 식별되는 곡선은 상기 도 8과 관련하여 상술한 실시형태에서 상기 표 11과 같이 추가된 MCS 인덱스를 포함하는 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하여 상기 표 12와 같이 MCS 인덱스가 선택되는 경우의 처리율을 나타내며,

로 식별되는 곡선은 상기 도 8과 관련하여 상술한 실시형태에 따르되, 기존 MCS 룩업 테이블을 이용하여 MCS 인덱스가 상기 표 8과 같이 선택되는 경우의 처리율을 나타낸다. 또한,

로 식별되는 곡선은 기존 MCS 룩업 테이블을 이용하고 SM만을 적용하는 경우를,

로 식별되는 곡선은 STBC만을 적용하는 경우를 나타내고 있다.

먼저, 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하고, 상기 도 8과 관련하여 상술한 실시형태에 따르는 경우, 상기 도 9와 같이 도 8과 관련하여 상술한 실시형태를 따르되, 기존 MCS 룩업 테이블을 이용하는 경우에 비해 처리율이 추가적으로 향상되는 것을 확인할 수 있다. 본 시뮬레이션 결과는 2*2 MIMO 시스템을 가정한 것이며, 만일 송수신측의 안테나 수가 증가하는 경우 이에 따라 양 방식에 따른 성능 차이는 더 커질 수 있다.

한편, 상술한 바와 같은 MCS 룩업 테이블의 확장은 상기 도 8과 관련하여 상술한 실시형태와 별도로도 의미를 가질 수 있으며, 이는 도 11과 관련하여 설명한다.

도 11은 상기 도 10에

로 식별되는 곡선을 추가한 것으로서,

로 식별되는 곡선은 상기 표 11과 같이 추가된 MCS 인덱스를 포함하는 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하며, 전송 모드는 SM만 적용하는 경우에 대한 것이다. 이를 기존 MCS 룩업 테이블을 이용하면서 SM만 적용하는 경우와 비교하여 보면, 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하는 경우의 처리율이 기존 MCS 룩업 테이블을 이용하는 경우에 비해 UEQM을 보다 적극적으로 활용함으로써 처리율이 약간 향상된 것을 확인할 수 있다. 본 시뮬레이션 결과는 2*2 MIMO 시스템을 가정한 것이며, 만일 송수신측의 안테나 수가 증가하는 경우 이에 따라 양 방식에 따른 성능 차이는 더 커질 수 있다.

또한, 제안된 알고리즘에 상기 표 11과 같이 추가된 MCS 인덱스를 포함하는 확장된 MCS 룩업 테이블을 이용하는 경우, 다른 경우에 비해 처리율이 월등하게 높게 나타남을 확인할 수 있다.

상술한 바와 같은 성능 향상에 대한 시뮬레이션은 예시적인 것이며, 실제 제품에 적용하여 관찰되는 처리율 등의 비교를 통해서도 본 발명에 따른 효과를 확인할 수 있다.

상술한 실시형태들은 2*2 MIMO 시스템을 가정하여 설명하였으나, 상술한 바와 같이 제안되는 방식은 4*4 MIMO 시스템 등 N개 안테나를 이용하는 시스템에까지 확장되어 적용될 수 있다. 예를 들어, 4*4 MIMO 시스템에 적용되는 경우, 상기 도 8과 같은 전송 모드 선택 및 레이트 선택에 추가적으로 송신측이 신호 전송에 사용할 스트림 개수(또는 안테나 개수)에 대한 정보를 결정하여 이를 송신측에 피드백해주는 절차가 수행될 수 있다. 이와 같은 피드백 정보는 적용되는 표준에 따라 RI (Rank Indicator) 등으로도 지칭될 수 있다.

또한, 경우에 따라 특정 안테나를 OFF 시키기 위한 정보를 추가적으로 전송할 수도 있다. 만일, 상술한 실시형태들과 달리 송신측이 송신 신호에 프리코딩(precoding)을 수행하여 전송하는 경우를 가정하여 보면, 송신측과 수신측 사이에 미리 정해진 프리코딩 행렬들 중 특정 안테나를 OFF 시키기 위한 프리코딩 행렬을 규정하여 두고, 수신측이 수신 신호를 통해 특정 안테나를 OFF 시키기 위한 프리코딩 행렬에 대한 인덱스를 송신측에 전송하여 이를 수행할 수 있다.

한편, 상기 도 8과 관련하여 상술한 실시형태에서는 2가지 전송 모드가 STBC와 SM인 경우를 예를 들어 설명하였으나, 전송 모드 선택의 대상이 되는 전송 모드는 STBC, SM뿐만 아니라 일반 SISO(Single Input Single Output) 모드, SFBC 전송 모드 등 다양한 전송 모드가 될 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시형태들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시형태들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다.

따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

상술한 바와 같은 전송 레이트 및 전송 모드 선택에 대해 상세한 설명은 IEEE 802.11n 시스템의 예를 중심으로 설명하였으나, IEEE 802.11n 시스템의 특수한 경우를 제외하고는 MIMO 기술이 적용되는 다양한 이동통신 시스템에 동일한 방식으로 적용될 수 있다.

Claims (20)

1. 다중 안테나 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 방법에 있어서,
   송신측으로부터 수신된 수신 신호에 기반하여 채널 추정을 수행하는 단계;
   상기 채널 추정에 기반하여, 하나의 스트림(stream)을 통해 신호가 전송되는 제 1 전송 모드에 대한 제 1 신호대 잡음비, 및 N개(N은 2 이상의 자연수)의 스트림을 통해 신호가 전송되는 제 2 전송 모드에 대한 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 산정하는 단계;
   상기 산정된 제 1 신호대 잡음비를 가질 경우에 대응하는 제 1 변조 및 코딩 방식(MCS) 인덱스 및 제 1 처리률, 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우에 대응하는 제 2 MCS 인덱스 및 제 2 처리률을 결정하는 단계; 및
   상기 제 1 MCS 인덱스 및 상기 제 2 MCS 인덱스 중 상기 제 1 처리률과 상기 제 2 처리률 중 큰 값을 가지는 처리률에 대응하는 MCS 인덱스를 상기 송신측에 전송하는 단계를 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 MCS 인덱스는 상기 제 1 전송 모드용인 제 1 MCS 인덱스 조합 중 어느 하나이며, 상기 제 2 MCS 인덱스는 상기 제 2 전송 모드용인 제 2 MCS 인덱스 조합 중 어느 하나이며,
   상기 제 1 MCS 인덱스 조합과 상기 제 2 MCS 인덱스 조합은 서로 중복되지 않는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 제 2 MCS 인덱스 조합은 상기 N개의 스트림에 동일한 변조 방식을 적용하는 균등 MCS 인덱스 조합, 및 상기 N개의 스트림에 서로 다른 변조 방식을 적용하는 차등 MCS 인덱스 조합을 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
4. 제 3 항에 있어서,
   상기 N은 2이며,
   상기 차등 MCS 인덱스 조합은,
   제 1 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수가 제 2 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수보다 큰 제 1 조합, 및
   상기 제 1 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수가 상기 제 2 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수보다 작은 제 2 조합을 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
5. 제 3 항에 있어서,
   상기 차등 MCS 인덱스 조합은 상기 N개의 스트림 중 어느 하나에 BPSK(Binary Phase Shift Keying)을 적용하는 MCS 인덱스 조합을 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
6. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 2 MCS 인덱스는,
   N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서 최대의 처리률을 가지도록 하는 MCS 인덱스들을 각각 미리 결정하여 둔 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 MCS 인덱스로서 선택되는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
7. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 2 처리률은,
   N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서의 최대의 처리률들 및 상기 최대의 처리률들을 가지도록 하는 MCS 인덱스들의 조합을 각각 미리 결정하여 둔 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 최대의 처리률로서 선택되는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
8. 제 1 항에 있어서,
   상기 채널 추정에 기반하여 결정되는 상기 송신측에서 동시에 전송할 스트림 개수 또는 안테나 개수를 나타내는 정보를 상기 송신측에 전송하는 단계를 추가적으로 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
9. 제 1 항에 있어서,
   상기 제 1 전송 모드는 STBC (Space-Time Block Coding)을 이용하여 신호를 전송하는 모드를 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 전송 모드는 SM (Spatial Multiplexing) 방식으로 신호를 전송하는 모드를 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 방법.
11. 다중 안테나 시스템에서 전송 모드 및 전송 레이트를 조정하는 장치에 있어서,
    송신측으로부터 하나의 스트림(stream)을 통해 신호가 전송되는 제 1 전송 모드 또는 N개(N은 2 이상의 자연수)의 스트림을 통해 신호가 전송되는 제 2 전송 모드로 신호를 수신하기 위한 수신기;
    상기 수신기가 수신한 신호에 기반하여 채널 추정을 수행하고; 상기 채널 추정에 기반하여, 상기 제 1 전송 모드에 대한 제 1 신호대 잡음비, 및 상기 제 2 전송 모드에 대한 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 산정하며; 상기 산정된 제 1 신호대 잡음비를 가질 경우에 대응하는 제 1 변조 및 코딩 방식(MCS) 인덱스 및 제 1 처리률, 그리고 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우에 대응하는 제 2 MCS 인덱스 및 제 2 처리률을 결정하고; 상기 제 1 MCS 인덱스 및 상기 제 2 MCS 인덱스 중 상기 제 1 처리률과 상기 제 2 처리률 중 큰 값을 가지는 처리률에 대응하는 MCS 인덱스를 결정하는 프로세서; 및
    상기 프로세서에 의해 결정된 MCS 인덱스를 상기 송신측에 전송하는 전송기를 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 MCS 인덱스는 상기 제 1 전송 모드용인 제 1 MCS 인덱스 조합 중 어느 하나이며, 상기 제 2 MCS 인덱스는 상기 제 2 전송 모드용인 제 2 MCS 인덱스 조합 중 어느 하나이며,
    상기 제 1 MCS 인덱스 조합과 상기 제 2 MCS 인덱스 조합은 서로 중복되지 않는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 MCS 인덱스 조합은 상기 N개의 스트림에 동일한 변조 방식을 적용하는 균등 MCS 인덱스 조합, 및 상기 N개의 스트림에 서로 다른 변조 방식을 적용하는 차등 MCS 인덱스 조합을 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 N은 2이며,
    상기 차등 MCS 인덱스 조합은,
    제 1 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수가 제 2 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수보다 큰 제 1 조합, 및
    상기 제 1 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수가 상기 제 2 스트림에 적용하는 변조 방식의 변조 차수보다 작은 제 2 조합을 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
15. 제 13 항에 있어서,
    상기 차등 MCS 인덱스 조합은 상기 N개의 스트림 중 어느 하나에 BPSK(Binary Phase Shift Keying)을 적용하는 MCS 인덱스 조합을 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
16. 제 11 항에 있어서,
    N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서 최대의 처리률을 가지도록 하는 MCS 인덱스들을 각각 미리 결정하여 둔 테이블을 저장하는 메모리를 추가적으로 포함하며,
    상기 프로세서는 상기 제 2 MCS 인덱스를 상기 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 MCS 인덱스로서 선택하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
17. 제 11 항에 있어서,
    N개의 제 2 신호대 잡음비들이 가질 수 있는 조합들 각각에서의 최대의 처리률들 및 상기 최대의 처리률들을 가지도록 하는 MCS 인덱스들의 조합을 각각 미리 결정하여 둔 테이블을 저장하는 메모리를 추가적으로 포함하며,
    상기 프로세서는 상기 제 2 처리률을 상기 테이블에서 상기 산정된 N개의 제 2 신호대 잡음비들을 가질 경우의 조합에 대응하는 최대의 처리률로서 선택하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
18. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 채널 추정에 기반하여 결정되는 상기 송신측에서 동시에 전송할 스트림 개수 또는 안테나 개수를 나타내는 정보를 추가적으로 결정하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
19. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 1 전송 모드는 STBC (Space-Time Block Coding)을 이용하여 신호를 전송하는 모드를 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.
20. 제 11 항에 있어서,
    상기 제 2 전송 모드는 SM (Spatial Multiplexing) 방식으로 신호를 전송하는 모드를 포함하는, 전송 모드 및 전송 레이트 조정 장치.

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