KR20100041871A - 이중-극성 다중-출력 ｄｃ/ｄｃ 변환기 및 전압 조정기 - Google Patents

이중-극성 다중-출력 ｄｃ/ｄｃ 변환기 및 전압 조정기 Download PDF

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Abstract

2-출력 이중 극성의 유도성 부스트 변환기는 인덕터, 제1 출력 노드, 제2 출력 노드 및 스위칭 네트워크를 포함하고, 스위칭 네트워크는 다음과 같은 회로 동작 모드: 1) 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제1 모드; 2) 인덕터의 양의 전극이 제1 출력 노드에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드; 및 3) 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 제2 출력 노드에 접속되는 제3 모드를 제공하도록 구성된다.

Description

이중-극성 다중-출력 ＤＣ/ＤＣ 변환기 및 전압 조정기{DUAL-POLARITY MULTI-OUTPUT DC/DC CONVERTERS AND VOLTAGE REGULATORS}
전압 조정은 특히 휴대폰, 노트북 컴퓨터 및 소비자 제품과 같은 배터리 전원 애플리케이션 내의 디지털 IC, 반도체 메모리, 디스플레이 모듈, 하드 디스크 드라이브, RF 회로, 마이크로프로세서, 디지털 신호 처리기 및 아날로그 IC와 같은 다양한 마이크로 전자 부품에 전원을 공급하는 공급 전압의 변화를 방지하기 위해 통상적으로 요구된다.
제품의 배터리 또는 DC 입력 전압이 흔히 더 높은 DC 전압으로 높아지거나 또는 더 낮은 DC 전압으로 낮아져야 되기 때문에, 이러한 조정기는 DC-DC 변환기라 칭해진다. 강압(step-down) 변환기는 배터리의 전압이 원하는 부하 전압보다 높을 때마다 사용된다. 강압 변환기는 유도성 스위칭 조정기, 용량성 충전 펌프 및 선형 조정기를 포함할 수 있다. 이와 반대로, 일반적으로 부스트(boost) 변환기라고 하는 승압(step-up) 변환기는 배터리의 전압이 부하에 전력을 공급하기 위해 필요한 전압보다 낮을 때마다 요구된다. 승압 변환기는 유도성 스위칭 조정기 또는 용량성 충전 펌프를 포함할 수 있다.
상기 설명된 전압 조정기들 중에서, 유도성 스위칭 변환기는 전류, 입력 전압 및 출력 전압의 광범위한 범위에 걸쳐 우수한 성능을 달성할 수 있다. DC/DC 유도성 스위칭 변환기의 기본 원리는 인덕터(코일 또는 변압기) 내의 전류가 즉시 변화될 수 없다는 것 및 인덕터가 전류의 모든 변화를 억제하기 위해 반대 전압을 생성할 것이라는 단순한 전제에 근거한다.
인덕터 기반 DC/DC 스위칭 변환기의 기본 원리는 양호한 상태의 시변(time varying) 전압을 생성하기 위해, 즉 DC를 AC로 바꾸기 위해, DC 공급 전압을 펄스 또는 버스트(burst)로 스위칭하거나 "초핑(chopping)"하여, 인덕터 및 캐패시터로 이루어진 저역 통과 필터를 사용하여 이들 버스트를 필터링하는 것이다. 인덕터를 반복적으로 자화 및 탈자화하기 위해 높은 주파수에서 스위칭하는 하나 이상의 트랜지스터를 사용함으로써, 인덕터는 변환기의 입력을 강압 또는 승압시켜서 입력과 다른 출력 전압을 생성하기 위해 사용될 수 있다. 자기(magnetics)를 사용하여 AC 전압을 높이거나 낮춘 후에, 출력은 그 다음에 다시 DC로 정류되고, 임의의 리플을 제거하기 위해 필터링된다.
트랜지스터는 통상적으로 "전력 MOSFET"라 칭해지는, 낮은 온 상태 저항을 갖는 MOSFET를 사용하여 전형적으로 구현된다. 스위칭 상태를 제어하기 위해 변환기의 출력 전압으로부터의 피드백을 사용하면, 일정하게 잘 조정된 출력 전압은 변환기의 입력 전압 또는 그 출력 전류의 급속한 변화에도 불구하고 유지될 수 있다.
트랜지스터의 스위칭 동작에 의해 생성된 임의의 AC 잡음 또는 리플을 제거하기 위해, 출력 캐패시터는 스위칭 조정기 회로의 출력 양단에 배치된다. 인덕터 및 출력 캐패시터는 함께, 트랜지스터의 스위칭 잡음의 대부분이 부하에 도달하지 못하게 할 수 있는 "저역 통과" 필터를 형성한다. 전형적으로 1 MHz 이상인 스위칭 주파수는 필터의 "LC" 탱크(tank)의 공진 주파수에 비해 "높아야" 한다. 여러 스위칭 사이클에 걸쳐 평균화하면, 스위칭된 인덕터는 느리게 변하는 평균 전류를 갖는 프로그램가능 전류원처럼 동작한다.
평균 인덕터 전류가 "온" 또는 "오프" 스위치로서 바이어싱되는 트랜지스터에 의해 제어되기 때문에, 이때 트랜지스터의 전력 소모는 이론적으로 적고, 80 내지 90 퍼센트 범위의 높은 변환기 효율이 실현될 수 있다. 구체적으로, 전력 MOSFET가 "높은" 게이트 바이어스를 사용하여 온-상태 스위치로서 바이어싱될 때, 이 전력 MOSFET는 전형적으로 200 밀리옴 이하인 낮은 RDS(on) 저항을 갖는 선형 I-V 드레인 특성을 나타낸다. 예를 들어, 0.5 A에서, 이러한 장치는 높은 드레인 전류에도 불구하고 단지 100 mV인 최대 전압 강하 ID·RDS(on)을 나타낼 것이다. 이 트랜지스터의 온 상태 도통 시간 동안의 전력 소모는 ID 2·RDS(on)이다. 주어진 예에서, 트랜지스터의 도통 상태 동안의 전력 소모는 (0.5A)2·(0.2Ω) = 50 mW이다.
오프 상태에서, 전력 MOSFET는 게이트가 소스에 바이어싱되므로, 즉 VGS = 0이다. 인가된 드레인 전압 VDS가 변환기의 배터리 입력 전압 Vbatt와 동일하더라도, 전력 MOSFET의 드레인 전류 IDSS는 매우 작은데, 전형적으로 1 마이크로암페어, 더욱 일반적으로 나노 암페어보다 훨씬 낮다. 전류 IDSS는 기본적으로 접합 누설을 포함한다.
그러므로, DC/DC 변환기 내의 스위치로서 사용된 전력 MOSFET는 효율적인데, 그 이유는, 이 전력 MOSFET가 오프 상태에서는 높은 전압에서 낮은 전류를 나타내고, 온 상태에서는 낮은 전압 강하에서 높은 전류를 나타내기 때문이다. 스위칭 과도현상을 제외하면, 전력 MOSFET의 ID·VDS 곱은 작게 유지되고, 스위치의 전력 소모는 낮게 유지된다.
전력 MOSFET는 입력 공급 전압을 초핑함으로써 AC를 DC로 변환하기 위해 사용될 뿐만 아니라, 합성된 AC를 다시 DC로 정류하기 위해 필요한 정류기 다이오드를 대신하여 사용될 수 있다. 정류기로서의 MOSFET의 동작은 흔히, 쇼트키 다이오드와 병렬로 MOSFET를 배치하고, 다이오드가 도통할 때마다, 즉 다이오드의 도통에 동기하여, MOSFET를 턴온함으로써 달성된다. 그러므로, 이러한 애플리케이션에서, MOSFET는 동기식 정류기라 칭해진다.
동기식 정류기 MOSFET가 낮은 온 저항, 및 쇼트키보다 낮은 전압 강하를 갖는 크기로 만들어질 수 있기 때문에, 도통 전류는 다이오드에서 MOSFET 채널로 전환되고, "정류기" 내의 전체 전력 소모는 감소된다. 대부분의 전력 MOSFET는 기생 소스-드레인 다이오드를 포함한다. 스위칭 조정기에서, 이 고유 P-N 다이오드의 방향은 쇼트키 다이오드와 동일한 극성, 즉 캐소드 대 캐소드, 애노드 대 애노드로 되어야 한다. 이 실리콘 P-N 다이오드와 쇼트키 다이오드의 병렬 결합은 동기식 정류기 MOSFET가 턴 온하기 전의 "브레이크-비포-메이크(break-before-make)"로서 알려져 있는 짧은 간격 동안에만 전류를 전달하기 때문에, 다이오드의 평균 전력 소모는 낮고, 쇼트키는 종종 완전히 제거된다.
트랜지스터 스위칭 이벤트가 발진 기간에 비해 비교적 빠르다고 가정하면, 스위칭 동안의 전력 손실은 회로 분석에서 무시할 만한 것으로 생각될 수 있고, 또는 대안적으로 고정된 전력 손실로서 취급될 수 있다. 이때, 전체적으로, 저전압 스위칭 조정기에서 손실된 전력은 전도 및 게이트 구동 손실을 고려함으로써 평가될 수 있다. 그러나, 멀티 MHz 스위칭 주파수에서, 스위칭 파형 분석은 더욱 중요해지고, 장치의 드레인 전압, 드레인 전류, 및 게이트 바이어스 전압 구동 대 시간을 분석함으로써 고려되어야 한다.
상기 원리에 기초하여, 오늘날의 인덕터 기반 DC/DC 스위칭 조정기는 광범위한 회로, 인덕터 및 변환기 형태를 사용하여 구현된다. 대체로, 이들은 2가지 주요한 형태의 유형, 즉 비분리형 및 분리형 변환기로 나누어진다.
대부분의 일반적인 분리형 변환기는 플라이백(flyback) 및 포워드(forward) 변환기를 포함하고, 변압기 또는 결합 인덕터를 필요로 한다. 더 높은 전력에서, 풀 브리지(full bridge) 변환기가 또한 사용된다. 분리형 변환기는 변압기의 일차 대 이차 권선 비를 조정함으로써 입력 전압을 높이거나 낮출 수 있다. 다수의 권선을 갖는 변압기는 입력보다 높은 전압 및 낮은 전압을 포함하여, 동시에 다수의 출력을 생성할 수 있다. 변압기들의 단점은 이들이 단일 권선 인덕터에 비해 크고, 원하지 않는 표유 인덕턴스의 문제가 있다는 것이다.
비분리형 전력 공급 장치는 강압 벅(buck) 변환기, 승압 부스트 변환기, 및 벅-부스트 변환기를 포함한다. 벅 및 부스트 변환기들은 특히 효율적이고 크기가 소형이어서, 특히, 인덕터 2.2 μH 이하가 사용될 수 있는 MHz 주파수 범위에서 동작한다. 이러한 형태는 코일 당 단일 조정 출력 전압을 생성하고, 전압을 조정하기 위한 스위치 온 시간을 항상 조정하기 위해 각 출력마다 전용 제어 루프 및 분리된 PWM 제어기를 필요로 한다.
휴대용 및 배터리 전원 애플리케이션에서, 동기식 정류는 일반적으로 효율을 개선하기 위해 이용된다. 동기식 정류를 이용하는 강압 벅 변환기는 동기식 벅 조정기로서 알려져 있다. 동기식 정류를 이용하는 승압 버스트 변환기는 동기식 부스트 변환기로서 알려져 있다.
동기식 부스트 변환기 동작 : 도 1에 도시된 바와 같이, 종래의 동기식 부스트 변환기(1)는 하부 전력 MOSFET 스위치(2), 배터리 접속 인덕터(3), 출력 캐패시터(6), 및 병렬 정류기 다이오드(5)를 갖는 "플로팅" 동기식 정류기 MOSFET(4)를 포함한다. MOSFET의 게이트는 브레이크-비포-메이크 회로(도시 생략)에 의해 구동되었고, 필터 캐패시터(6)의 양단에 있는 변환기의 출력으로부터의 전압 피드백 VFB에 응답하여 PWM 제어기(7)에 의해 제어되었다. BBM 동작은 출력 캐패시터(6)의 단락을 방지하기 위해 필요하게 된다.
N 채널 또는 P 채널일 수 있는 동기식 정류기 MOSFET(5)는 그 소스 및 드레인 단자가 어떤 공급 레일에도, 즉 접지에도 Vbatt에도 영구적으로 접속되지 않는다는 점에서 플로팅 상태로 생각된다. 다이오드(5)는 동기식 정류기가 P 채널 장치이든 N 채널 장치이든 상관없이, 동기식 정류기 MOSFET(4)에 고유한 P-N 다이오드이다. 쇼트키 다이오드는 MOSFET(4)와 병렬로 포함될 수 있지만, 직렬 인덕턴스로는 순방향 바이어싱 고유 다이오드(5)로부터의 전류를 바꿀 만큼 충분히 빨리 동작할 수 없다. 다이오드(8)는 N 채널 하부 MOSFET(2)에 고유한 P-N 접합 다이오드를 포함하고, 정상 부스트 변환기 동작하에서 역방향 바이어스 상태로 유지된다. 다이오드(8)가 정상 부스트 동작하에서 도통하지 않기 때문에, 점선으로 표시된다.
우리가 변환기의 충격 계수(duty factor) D를, 에너지가 배터리 또는 전원에서 DC/DC 변환기로 흐르는 시간으로, 즉 하부 MOSFET 스위치(2)가 온이고, 인덕터가 자화되고 있는 시간 동안으로 정의하면, 부스트 변환기의 출력 대 입력 전압 비는 다음과 같이 1 마이너스 충격 계수의 역수에 비례한다:
Figure pct00001
이 수식이 광범위한 변환비를 설명하지만, 부스트 변환기는 몹시 빠른 장치 및 회로 응답 시간을 필요로 하지 않고서는 단위 전달 특성에 원활하게 접근할 수 없다. 높은 충격 계수 및 변환비의 경우에, 인덕터는 큰 스파이크의 전류를 도통시키고, 효율을 떨어뜨린다. 이들 계수를 고려하면, 부스트 변환기 충격 계수는 사실상 5% 내지 75%의 범위로 제한된다.
이중 극성 조정 전압에 대한 요구: 오늘날의 전자 장치는 다수의 조정된 동작 전압을 필요로 하는데, 일부 전압은 접지에 대해 음의 값일 수 있다. 몇몇 스마트 폰은 소정의 유기 발광 다이오드 또는 OLED, 디스플레이에 필요한 음의 바이어스 공급장치를 포함하여, 단일 핸드헬드 내에 25개보다 많은 분리된 조정된 공급장치를 사용할 수 있다. 공간 제한은 각각이 분리된 인덕터를 갖는 너무 많은 스위칭 조정기를 사용하지 못하게 한다.
불행히도, 양 및 음의 공급 전압을 생성할 수 있는 다수의 출력 비분리 변환기는 다수의 권선 또는 탭 방식 인덕터를 필요로 한다. 분리형 변환기 및 변압기보다 작지만, 탭 방식 인덕터는 또한 단일 권선 인덕터보다 상당히 크고 높이가 높아서, 기생 효과 증가 및 잡음 방출의 문제가 있다. 결과적으로, 다수의 권선 인덕터는 전형적으로, 핸드셋 및 휴대용 소비자 제품과 같은 임의의 공간 민감형 또는 휴대용 장치 내에 이용되지 않는다.
절충안으로서, 오늘날의 휴대용 장치는 필요한 수의 독립된 공급 전압을 생성하기 위해 다수의 선형 조정기와 결합하여 단지 몇 개의 스위칭 조정기를 이용한다. 낮은 드롭아웃(low-drop-out) 또는 LDO 선형 조정기의 효율이 흔히 스위칭 조정기보다 나쁘지만, LDO 조정기는 코일이 요구되지 않기 때문에 훨씬 더 작고 값이 싸다. 결과적으로, 효율성 및 배터리 수명은 더 싼 비용 및 작은 크기를 위해 희생된다. 음의 공급 전압은 양의 전압 조정기와 공유될 수 없는 전용 스위칭 조정기를 필요로 한다.
필요한 것은 단일 권선 인덕터로부터 양 및 음의 출력, 즉 이중 극성 출력을 생성하여, 비용 및 크기를 최소화할 수 있는 스위칭 조정기 구현이다.
본 발명은 하나의 단일 권선 인덕터로부터 2개의 독립적으로 조정된 반대 극성의 출력, 즉 접지보다 높은 하나의 양의 출력 및 접지보다 낮은 하나의 음의 출력을 생성할 수 있는 독창적인 부스트 변환기를 설명한다. 2-출력 이중 극성의 유도성 부스트 변환기의 대표적인 구현은 인덕터, 제1 출력 노드, 제2 출력 노드 및 스위칭 네트워크를 포함하는데, 스위칭 네트워크는 다음의 회로 동작 모드: 1) 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제1 모드; 2) 인덕터의 양의 전극이 제1 출력 노드에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드; 및 3) 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 제2 출력 노드에 접속되는 제3 모드를 제공하도록 구성된다.
제1 동작 모드는 인덕터를 입력 전압과 동일한 전압으로 충전시킨다. 제2 동작 모드는 동시에 제1 및 제2 출력 노드에 전하를 전달한다. 일단 제1 출력 노드가 목표 전압에 도달하면, 제2 모드는 종료된다. 제3 동작 모드는 제2 출력 노드가 목표 전압에 도달할 때까지 제2 출력 노드를 계속 충전한다. 이러한 방식으로, 부스트 변환기는 단일 인덕터로부터 2개의 조정된 출력을 제공한다.
제2 실시예의 경우에, 동일한 기본 구성요소가 사용된다. 그러나, 이 경우에, 스위칭 네트워크는 다음의 동작 모드: 1) 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제1 모드; 2) 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드; 및 3) 인덕터의 양의 전극이 제1 출력 노드에 접속되고, 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제3 모드를 제공한다.
제1 동작 모드는 인덕터를 입력 전압과 동일한 전압으로 충전시킨다. 제2 동작 모드는 전하를 제1 출력 노드에 전달하고, 제1 출력 노드가 목표 전압에 도달하면 종료된다. 제3 동작 모드는 전하를 제2 출력 노드에 전달하고, 제2 출력 노드가 목표 전압에 도달하면 종료된다. 이러한 방식으로, 부스트 변환기는 단일 인덕터로부터 2개의 조정된 출력을 제공한다.
도 1은 종래의 단일 출력 동기식 부스트 변환기의 개략도.
도 2는 본 발명에 의해 제공된 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기의 개략도.
도 3a-3c는 동기식 전달이라 칭해지는 모드를 구현하는 동작 순서를 실행하는 도 2의 부스트 변환기를 도시한 도면. 동기식 전달 모드는 다음의 연속적인 동작 단계: 인덕터가 자화되는 단계(3A), 전하가 +VOUT1 및 -VOUT2 둘 다에 동시에 전달되는 단계(3B), 전하가 +VOUT1에만 계속 전달되는 단계(3C)를 포함한다.
도 4는 동기식 전달 모드에서 동작하는 도 2의 부스트 변환기의 스위칭 파형 특성의 플롯.
도 5는 -VOUT2에만 전하를 전달하는 도 2의 부스트 변환기의 대안적인 동작 단계를 도시한 도면.
도 6은 동기식 전달 모드를 사용하는 도 2의 부스트 변환기의 순서도.
도 7a-7c는 시간 다중화 전달이라 칭해지는 모드를 구현하는 동작 순서를 실행하는 도 2의 부스트 변환기를 도시한 도면. 시간 다중화 전달 모드는 다음의 연속적인 동작 단계: 인덕터가 자화되는 단계(7A), 전하가 +VOUT1에만 전달되는 단계(7B), 전하가 +VOUT2에만 전달되는 단계(7C)를 포함한다.
도 8은 시간 다중화 전달 모드에서 동작하는 도 2의 부스트 변환기의 동작 순서를 도시한 순서도.
도 9는 다중화 피드백을 하는 디지털 제어를 사용하도록 수정된 도 2의 부스트 변환기를 도시한 블록도.
앞에서 설명된 바와 같이, 종래의 비분리형 스위칭 조정기는 각각의 조정된 출력 전압 및 극성에 대해 하나의 단일 권선 인덕터 및 대응하는 전용 PWM 제어기를 필요로 한다. 이에 반해, 본 발명은 하나의 단일 권선 인덕터로부터 2개의 독립적으로 조정된 반대 극성의 출력, 즉 접지보다 높은 하나의 양의 출력 및 접지보다 낮은 하나의 음의 출력을 생성할 수 있는 독창적인 부스트 변환기를 설명한다.
도 2에 도시된 바와 같이, 2-출력 이중 극성의 유도성 부스트 변환기(10)는 하부 N 채널 MOSFET(11), 인덕터(12), 상부 P 채널 MOSFET(13), 고유 소스-드레인 다이오드(16)를 갖는 플로팅 상태인 양의 출력 동기식 정류기(14), 고유 소스-드레인 다이오드(17)를 갖는 플로팅 상태인 음의 출력 동기식 정류기(15), 및 출력 +VOUT1 및 -VOUT2를 필터링하는 출력 필터 캐패시터(18 및 19)를 포함한다. 조정기 동작은 브레이크-비포-메이크 게이트 버퍼(도시 생략)를 포함하는 PWM 제어기(20)에 의해 제어되는데, 이 PWM 제어기(20)는 MOSFET(11, 13, 14 및 15)의 온 시간을 제어한다. PWM 제어기(20)는 고정 또는 가변 주파수에서 동작할 수 있다.
폐루프 조정은 대응하는 피드백 신호 VFB1 및 VFB2를 사용하여 VOUT1 및 -VOUT2 출력으로부터의 피드백을 통해 달성된다. 피드백 전압은 저항 분할기(도시 생략) 또는 기타 레벨 시프트 회로에 의해 필요한 만큼 크기 조정될 수 있다. 하부 MOSFET(11)는 점선으로 표시된 고유 P-N 다이오드(21)를 포함하는데, 이 다이오드(21)는 정상 동작하에서, 역 바이어스 및 비도통 상태로 유지된다. 이와 유사하게, 상부 MOSFET(13)는 점선으로 표시된 고유 P-N 다이오드(22)를 포함하는데, 이 다이오드(22)는 정상 동작하에서, 역 바이어스 및 비도통 상태로 유지된다. 상부 MOSFET(13)는 게이트 구동 회로 내의 적절한 조정과 함께 P 채널 또는 N 채널 MOSFET를 사용하여 구현될 수 있다.
종래의 부스트 변환기에서와 달리, 인덕터를 자화시키는 이중 극성 부스트 변환기(10)에서는 상부 MOSFET(13) 및 하부 MOSFET(11) 둘 다를 턴 온시킬 필요가 있다. 그러므로, 인덕터(12)는 Vbatt 또는 접지에 배선으로 연결되지 않는다. 결과적으로, 노드 Vx 및 Vy에서의 인덕터의 단자 전압은 고유 P-N 다이오드(21 및 22)의 순방향 바이어싱에 의해서 및 이용된 장치들의 애벌런치 항복(avalanche breakdown) 전압에 의해서 이외에는, 임의의 주어진 전압 전위로 영구적으로 고정되거나 제한되지 않는다.
구체적으로, 노드 Vy는 P-N 다이오드(22)를 순방향 바이어싱시켜서 전압 (Vbatt + Vf)으로 클램핑되지 않고서는 하나의 순방향 바이어싱된 다이오드 강하 Vf를 배터리 입력 Vbatt 보다 높게 초과할 수 없다. 개시된 변환기(10)에서는, 인덕터(12)는 Vy 노드 전압을 Vbatt보다 높게 구동할 수 없으므로, 스위칭 잡음만이 다이오드(22)가 순방향 바이어싱되게 할 수 있다.
그러나, 관련 장치들의 지정된 동작 전압 범위 내에서, Vy는 Vbatt 보다 작은 양의 전압에서 동작할 수 있고, 심지어 접지보다 낮은 전압에서 동작할 수 있으며, 즉 Vy는 음의 전위에서 동작할 수 있다.
가장 큰 음의 Vy 전위는 고유 P-N 다이오드(22)의 역방향 바이어스 애벌런치에 대응하는 전압인 상부 MOSFET의 BVDSS1 항복 전압에 의해 제한된다. 항복을 방지하기 위해, MOSFET의 항복 전압은 음의 전위일 수 있는 Vy와, Vbatt 사이의 최대 차를 초과해야 하고, 즉 BVDSS1 > (Vbatt - Vy)이다. 이때, Vy의 최대 동작 전압 범위는 다음 관계식에 의해 주어진 다이오드(22)의 항복 및 순방향 바이어싱에 의해 제한된다:
(Vbatt + Vf) > Vy > (Vbatt - BVDSS1)
이와 유사하게, 노드 Vx는 P-N 다이오드(21)를 순방향 바이어싱시켜서 전압 Vx = -Vf로 클램핑되지 않고서는 하나의 순방향 바이어싱된 다이오드 강하 Vf를 접지보다 낮게 그 아래로 바이어싱될 수 없다. 그러나, 개시된 변환기(10)에서는, 인덕터(12)는 Vx 노드 전압을 접지보다 낮게 구동할 수 없으므로, 스위칭 잡음만이 다이오드(21)가 순방향 바이어싱되게 할 수 있다.
그러나, 관련 장치들의 지정된 동작 전압 범위 내에서, Vx는 접지보다 높은 전압에서 동작할 수 있고, 전형적으로 Vbatt보다 큰 양의 전압에서 동작할 수 있다. 가장 큰 양의 Vx 전위는 고유 P-N 다이오드(21)의 역방향 바이어스 애벌런치에 대응하는 전압인 하부 MOSFET의 BVDSS2 항복 전압에 의해 제한된다. 항복을 방지하기 위해, MOSFET의 BVDSS2 항복 전압은 Vbatt를 초과해야 하는 Vx의 양의 전압의 최대치이어야 하고, 즉 BVDSS2 > Vx이다. 이때, Vx의 최대 동작 전압 범위는 다음 관계식에 의해 주어진 다이오드(21)의 항복 및 순방향 바이어싱에 의해 제한된다:
BVDSS2 > Vx > (-Vf)
접지보다 낮은 전위에서 동작할 수 있는 인덕터(12)의 Vy 단자 및 Vbatt보다 높은 전위에서 동작할 수 있는 인덕터(12)의 Vx 단자로 인해, 개시된 이중 극성 부스트 변환기(10)의 회로 형태는 접지보다 높은 전위에서만 동작할 수 있고 그 인덕터가 양의 입력 전압에 배선으로 연결된 종래의 부스트 변환기(1)와 상당히 다르다. 인덕터(12)가 임의의 공급 레일에 배선으로 연결되지 않기 때문에, 개시된 이중 극성 부스트 변환기는 이에 따라 "플로팅 인덕터(floating inductor)" 스위칭 변환기로 생각될 수 있다. 종래의 부스트 변환기는 플로팅 인덕터 형태가 아니다.
개시된 이중 극성 부스트 변환기의 동작은 인덕터를 자화하는 것과, 그 다음에, 다시 인덕터를 자화하기 전에 에너지를 출력에 전달하는 것을 번갈아 하는 것을 수반한다. 인덕터로부터의 에너지는 도 6의 알고리즘(120)에 설명된 바와 같이, 그리고 도 8의 알고리즘(180)에 도시된 시간 다중화를 통해, 동시에 양쪽 출력에 전달될 수 있다. 그러나, 이용된 알고리즘에 상관없이, 개시된 이중 극성 부스트 변환기의 동작의 제1 단계는 에너지가 전계가 아닌 자계에 저장되는 것 이외에는 캐패시터를 충전시키는 것과 유사한 프로세스인, 인덕터에 에너지를 저장하는 것, 또는 여기에서는 인덕터를 "자화시키는 것(magnetize)"이다.
인덕터 자화; 도 3a는 인덕터(12)의 자화 동안의 변환기(10)의 동작(25)을 도시한 것이다. 인덕터(12)가 하나가 아닌 2개의 직렬 접속된 MOSFET를 통해 배터리 입력 Vbatt에 접속되기 때문에, 이때 하부 및 상부 MOSFET(11 및 13) 둘 다는 전류 IL(t)가 경사질 수 있게 하기 위해 동시에 턴온되어야 한다. 한편, 동기식 정류기 MOSFET(14 및 15)는 오프 및 비도통 상태로 유지된다. 인덕터의 전류-전압 관계는 미분 방정식에 의해 다음과 같이 주어지는데,
Figure pct00002
이것은 짧은 간격 동안에, 다음의 미분 방정식에 의해 근사될 수 있다:
Figure pct00003
온 상태 MOSFET(11 및 13) 양단의 최소 전압 강하를 가정하면,
Figure pct00004
이고, 상기 방정식은 다음과 같이 재정리될 수 있는데,
Figure pct00005
이것은 짧은 자화 간격 동안에, 인덕터(12)의 전류 IL(t)가 시간에 따라 전류의 선형 램프로서 근사될 수 있다는 것을 설명한다. 예를 들어, 도 4의 그래프(70)에 도시된 바와 같이, t0과 t1 사이의 간격 동안에, 전류 IL은 시간 t0에서의 소정의 비제로 전류로부터, 자화 동작 단계의 끝인 시간 t1에서의 피크 값(71) 쪽으로 선형으로 경사진다. 임의의 시간 t에서 인덕터(12)에 저장된 에너지는 다음과 같이 주어지는데,
Figure pct00006
이것은 하나 또는 두 개의 MOSFET(11 및 13)를 스위치 오프시킴으로써 전류가 차단되기 바로 전에 피크 EL(t1)에 도달한다. 도 4의 그래프(70, 80 및 90)에 도시된 바와 같이, 자화 동안에, 하부 MOSFET(11)의 전류 I1 및 상부 MOSFET(13)의 전류 I2는 동일하고, 인덕터 전류 IL과 동일하므로, 간격 t0 내지 t1에서 다음과 같이 된다:
I1(t) = I2(t) = IL(t)
전류 I2(t)에서, 작은 전압 강하 VDS2 ( on )이 직렬 접속된 하부 N 채널 MOSFET(11) 양단에 나타난다. 선형 영역에서 동작시키고, RDS2 ( on )의 온 상태 저항으로 전류 IL(t)를 전달하면, 전압 Vx는 도 4의 그래프(50)에 선(51)으로 표시된 바와 같이 다음과 같이 주어진다:
Vx = VDS2 ( on ) = IL·RDS2( on )
전형적으로 수백 밀리옴 이하인 낮은 온 저항의 경우에, Vx는 접지 전위와 대략 동일하고, 즉
Figure pct00007
이다. 이와 유사하게, 작은 전압 강하 VDS1 ( on )은 또한 직렬 접속된 상부 P 채널 MOSFET(13)의 양단에 나타난다. RDS1 ( on )의 온 상태 저항으로 전류 IL(t)에서 선형 영역에서 동작시키면, 전압 Vy는 도 4의 그래프(50)에 선(52)으로 표시된 바와 같이 다음과 같이 주어진다:
Figure pct00008
낮은 온 저항의 경우에, Vy는 대략 배터리 전위와 동일하고, 즉
Figure pct00009
이다.
Figure pct00010
및
Figure pct00011
를 가정하면, 근사 VL = (Vy - Vx)
Figure pct00012
Vbatt는 유효한 가정이다. 따라서, 그래프(70)에 도시된 인덕터 전류의 램프는 앞에서 설명된 바와 같이, 기울기 (Vbatt/L)을 갖는 직선 구간으로서 근사될 수 있다. 더욱이, 캐패시터(18) 양단의 전압 +VOUT1이 접지보다 높고, 캐패시터(19) 양단의 전압 -VOUT2가 접지보다 낮다고 가정하면, +VOUT1 > Vx 및 Vy > -VOUT2이므로, P-N 다이오드(16 및 17)는 둘 다, 역방향 바이어스 및 비도통 상태로 된다.
이중 출력으로의 동기식 에너지 전달: 인덕터(12)의 자화 후, 동기식 전달 알고리즘(120)에서, 하부 및 상부 MOSFET는 도 4의 그래프(50)에서 시간 t1에 나타낸 바와 같이, 동시에 턴 오프된다. 상부 MOSFET(13)의 I1 전류 및 하부 MOSFET(11)의 I2 전류의 차단은 인덕터의 Vx 단자가 VOUT1보다 큰 양의 전압(53)으로 올라가게 하여, 다이오드(16)를 순방향 바이어싱시키고, 에너지를 제1 출력 전압 +VOUT1에 전달한다. 이것은 또한 인덕터의 Vy 단자가 VOUT2보다 더 큰 음 값인 접지 아래의 전압(58)으로 내려가게 하여, 다이오드(17)를 순방향 바이어싱시키고, 동시에 에너지를 제2 출력 전압 -VOUT2에 전달한다.
전이 동안에, 브레이크-비포-메이크 회로는 동기식 정류기 MOSFET(14 및 15)가 턴온하여 순간적으로 필터 캐패시터(18 및 19)를 단락시키지 않게 한다. MOSFET 도통 없이, 다이오드(16 및 17)는 인덕터 전류 IL을 전달하고, 순방향 바이어싱된 전압 강하 Vf를 나타낸다. Vx 상의 순시 전압은 이때 (VOUT1+Vf)와 같다. Vy 상의 순시 전압은 유사하게 (-VOUT2-Vf)와 같다.
IL이 피크에 있는 시간 t1에서, 상부 MOSFET(13)의 전류 I1의 차단은 키르히호프의 전류 법칙에 따라 전류 방향이 동기식 정류기 MOSFET 및 다이오드로 바뀌게 하므로, 노드 Vy에서 다음과 같고,
Figure pct00013
여기에서, I3는 오프 MOSFET(15)와 관련된 다이오드(17) 및 임의의 접합 캐패시턴스에서의 전류를 포함한다. 도 4의 그래프(80)를 참조하면, 인덕터 전류 IL이 즉시 변할 수 없기 때문에, 그 전류는 이때, 시점(81)에 도시된 바와 같이 I1에서 I3으로 경로가 변경된다.
동일한 순간에, 하부 MOSFET(11)의 전류 I2의 차단은 전류 방향이 동기식 정류기 다이오드 및 MOSFET로 바뀌게 하고, 이로 인해 노드 Vx에서 다음과 같고,
Figure pct00014
여기에서, I4는 오프 MOSFET(14)와 관련된 다이오드(16) 및 임의의 접합 캐패시턴스에서의 전류를 포함한다. 도 4의 그래프(80)를 참조하면, 인덕터 전류 IL이 즉시 변할 수 없기 때문에, 그 전류는 이때, 시점(81)에 도시된 바와 같이 I1에서 I3으로 경로 변경된다. 노드 Vx에서의 I2와 I4 사이 및 노드 Vy에서의 I1에서 I3 으로의 전류 "핸드 오프(hand-off)"는 Vx 및 Vy가 공통 에너지 저장 소자, 즉 인덕터(12)를 공유하는 관련없는 회로로서 독립적으로 동작한다는 것을 의미한다. 달리 말하면, 인덕터(12)는 본래 노드 Vx 및 Vy에서의 전압을 분리시켜, 에너지가 부하 및 출력 캐패시터(18 및 19)에 전달되는 시간 동안에 이들 Vx 및 Vy가 독립적으로 동작할 수 있게 한다.
도 3b의 회로(30)에 도시된 바와 같이, 브레이크-비포-메이크 시간 간격 tBBM 후에, 동기식 정류기 MOSFET(14 및 15)는 턴 온하여, 다이오드(16 및 17)에서 전류가 흐르지 않게 한다. MOSFET가 턴 온함에 따라, 동기식 정류기와 P-N 다이오드의 병렬 결합 양단의 전압 강하는 순방향 바이어싱된 다이오드 강하 Vf에서 MOSFET의 온 상태 전압 VDS ( ON ) = IL·RDS ( ON )으로 바뀐다. 이 변화는 각각 그래프(50)에서 곡선(54 및 55)으로 표시된 전압 Vx 및 Vy에서 명백히 드러나는데, 다음과 같다:
Vx = VOUT1 + IL·RDS4 ( ON ), 및
Vy = -VOUT2 + IL·RDS3 ( ON ).
이 에너지 전달 단계 동안에, 인덕터(12)의 전류는 동시에 캐패시터(18 및 19)를 충전시킨다. 이러한 방식으로, 양 및 음의 극성 출력 +VOUT1 및 -VOUT2는 단일 인덕터로부터 동시에 충전된다. 알고리즘(120)에 따라, 개략도(30)에 도시된 상태는 캐패시터들 중의 하나가 지정된 허용 범위에 들어갈 때까지 계속되어야 한다. 목표 전압의 허용 범위는 피드백 신호 VFB1 및 VFB2에 응답하여 제어기에 의해 판정된다. 아날로그 제어를 사용하면, PWM 제어기(20)는 에러 증폭기, 램프 생성기, 및 동기식 정류기를 차단할 때를 판정하기 위한 비교기를 포함한다. 디지털 제어를 사용하면, 이 판정은 알고리즘(120)에 따라 로직 또는 소프트웨어에 의해 이루어질 수 있다.
하나의 출력으로의 동기식 에너지 전달: 부하 조건에 의존하여, 어느 한 출력은 알고리즘(120)의 조건부 로직(121 및 122)에 의해 도시된 바와 같이 목표 전압에 먼저 도달할 수 있다. 일단 어느 한 출력이 지정된 출력 전압에 도달하면, 변환기는 완전히 충전된 출력 캐패시터의 충전을 중단하는 반면, 허용 범위 내에서 지정된 전압 목표에 아직 도달하지 못한 출력 캐패시터를 계속 충전시키도록 다시 재구성된다.
예를 들어, 시간 t2에서, 음의 출력 -VOUT2가 +VOUT1보다 먼저 목표 전압에 도달하면, 첫 번째 동작은 여기에서 "음의 동기식 정류기"라고 칭해지는 동기식 정류기 MOSFET(15)를 턴 오프시키고, 캐패시터(19)를 과충전으로부터 분리시키는 것이다. ΔQ = C·ΔV이기 때문에, 이때 전하 전달 사이클 동안에 각 출력 캐패시터에 충전된 전하는 다음과 같이 주어지는데,
Figure pct00015
여기에서, C2는 음의 출력 필터 캐패시터(19)의 캐패시턴스이다.
동기식 정류기가 턴 오프될 때, 및 기간 tBBM인 전체 브레이크-비포-메이크 간격(59) 동안에, P-N 다이오드(17)는 전체 인덕터 전류 IL을 전달해야 하고, 인덕터 노드 전압 Vy는 (-VOUT2-Vf)의 값으로 돌아간다. BBM 간격(59)이 완료된 후에, 상부 MOSFET(13)는 단계(124)에서 턴 온되고, Vy는 그래프(50)에서 선(56)으로 표시된 Vbatt-IL·RDS1 ( ON )의 값으로 뛰어오른다. 시간 t2에서의 핸드 오프 동안에, 인덕터 전류 IL은 그래프(80)에서 시점(82)으로 표시된 전환시에 I3에서 I1로 바뀐다. 그러나, 전류 I4는 변하지 않고 그대로 있다.
이 상태는 도 3c의 회로(35)에 도시되는데, IL의 전류 경로는 Vbatt로부터 도통 상태인 상부 MOSFET(13), 인덕터(12) 및 온 상태인 양의 동기식 정류기(14)를 통해 흐르므로 IL = I1 = I4이다. 그러므로, 캐패시터(18)는 캐패시터(19)의 충전이 정지되더라도 계속 충전된다. 거의 Vbatt로 바이어싱된 Vy 및 접지 아래의 -VOUT2로 인해, P-N 다이오드(17)는 역 바이어스 및 비도통 상태로 유지된다.
회로(35)의 동작 단계는 +VOUT1이 목표 전압에 도달할 때까지 계속되는 조건부 로직(126)에 의해 알고리즘(120)에 따라 유지된다. 일단 +VOUT1이 목표 전압으로 되면, 양의 동기식 정류기 MOSFET(14)는 턴 오프되고, 브레이크-비포-메이크 기간 tBBM(60) 동안에, 다이오드(16)는 인덕터 전류를 전달한다. 이 기간 동안에, Vx는 전압 VOUT1+Vf로 증가한다.
그러나, 일단 BBM 간격(60)이 완료되면, 하부 MOSFET(11)는 턴 온되고, 전류는 도 4의 그래프(90)에 도시된 바와 같이 I4에서 I2로 전환되며, 인덕터(12)는 회로(25)에 도시된 상태로 되돌아가 새로운 자화 사이클을 시작한다. 사이클을 완료했으므로, 총 시간은 부하 전류에 따라 변하는 기간 T로서 설명된다. 이 기간은 자화 기간, 및 항상 이보다 더 긴 음 또는 양의 전하 전달 단계에 의해 결정된다.
t1에서 T까지의 기간 동안에 캐패시터(18)에 전달된 전하는 다음과 같이 주어지는데,
Figure pct00016
여기에서, C1은 양의 출력 필터 캐패시터(18)의 캐패시턴스이다.
도 3c에 주어진 예는 음의 출력 -VOUT2가 양의 출력 +VOUT1보다 먼저 목표 전압에 도달한 경우를 설명했다. 알고리즘(120)은 변환기가 또한 이와 반대의 시나리오에 따르는 것을 나타내는데, 즉 양의 전압이 자신의 조정 지점에 먼저 도달하는 경우를 나타낸다. 조건부 로직(121)의 출력이 "예"이면, 양의 동기식 정류기 MOSFET(14)가 먼저 턴 오프되고, 이로 인해 간격 TBBM 동안에, 다이오드(16)는 전류를 캐패시터(18)에 계속 공급한다. 단계(123)에서, 하부 MOSFET는 턴 온되어, Vx를 거의 접지 전위로 되게 하여, 다이오드(16)를 역 바이어싱시키고, 캐패시터(18)의 충전을 중단시킨다.
그 사이에, 음의 동기식 정류기 MOSFET(15)는 계속 도통하여, -VOUT2 캐패시터(19)를 충전시킨다. 도 5의 회로(110)에 도시된 이 상태는 알고리즘의 조건부 로직(125)이 충족될 때까지 지속하는데, 이 경우에 음의 동기식 정류기(15)는 턴 오프되고, BBM 간격 후에, 상부 MOSFET(13)는 턴 온되어, Vy를 거의 Vbatt로 되게 하고, 다이오드(17)를 역 바이어싱시키며, 캐패시터(19)의 충전을 중단시킨다.
이중-극성 플로팅 -인덕터 조정기의 전압 조정: 이중 극성 부스트 변환기의 동작은 인덕터(12)를 자화시키기 위해 상부 및 하부 MOSFET(13 및 11)를 턴 온한 다음에, 변환기 출력에 에너지를 전달하기 위해 이들 MOSFET를 차단하는 것을 필요로 한다. 동기식 에너지 전달 알고리즘(120)에서, 상기 설명된 상부 및 하부 MOSFET는 동시에 차단되어, 동시에 인덕터에서 양쪽 출력으로의 에너지 전달을 시작한다.
동시에 충전됨에도 불구하고, 양 및 음의 출력의 독립적인 조정은 각 출력으로의 에너지 전달 기간에 의해 결정된다. 구체적으로, 피드백 VFB1 및 VFB2를 통해 하부 및 상부 MOSFET(11 및 14)의 오프 시간을 제어함으로써, 양 및 음의 출력 전압 +VOUT1 및 -VOUT2는 독립적으로 단일 인덕터(12)로부터 조정될 수 있다.
동기식 정류기(14 및 15)의 온 시간은 변환기의 효율에 영향을 미치지만, 출력 캐패시터의 충전 시간을 결정하지 않는다. 예를 들어, 양의 동기식 조정기 MOSFET(14)가 턴 오프될 때마다, 다이오드(16)는 하부 MOSFET(11)가 턴 온될 때까지 전하를 캐패시터(18)에 계속 전달한다. 하부 MOSFET(11)를 턴 온시키고, 동기식 정류기 MOSFET(14)를 턴 오프시키지 않으면, 캐패시터(18)의 충전이 종료되므로, 그 전압이 결정된다. 이와 유사하게, 음의 동기식 조정기 MOSFET(14)가 턴 오프될 때마다, 다이오드(16)는 하부 MOSFET(11)가 턴 온될 때까지 전하를 캐패시터(18)에 계속 전달한다.
이 변환기에서의 최대 전압 조건은 다이오드가 도통할 때, 즉 MOSFET가 오프일 때 발생한다. 예를 들어, Vx 노드의 최대 전압은 하부 및 동기식 정류기 MOSFET(11 및 14)가 오프일 때 발생한다. 이러한 조건하에서, 전압은 출력 전압 +VOUT1과 클램프 다이오드 양단의 순방향 바이어스 전압 Vf의 합, 즉 Vx(max)≤(VOUT1+Vf)에 의해 결정된다. MOSFET(11)는 오프 상태에서 Vx(max)를 차단시킬 수 있어야 한다.
이와 유사하게, Vy 노드의 최대 음의 전압은 상부 및 동기식 정류기 MOSFET(13 및 15)가 오프일 때 발생한다. 이러한 조건하에서, 전압은 출력 전압 -VOUT2에서 클램프 다이오드 양단의 순방향 바이어스 전압 -Vf를 뺀 것, 즉 Vy > (-VOUT2-Vf)에 의해 결정된다. MOSFET(13)는 오프 상태에서 Vy를 차단시킬 수 있어야 한다.
개시된 변환기(10)의 한가지 특징은 인덕터가 플로팅 상태, 즉 공급 레일에 영구 접속되지 않기 때문에, 상부 또는 하부 MOSFET(11 및 13)의 둘 다가 아닌 어느 하나의 턴 온은 Vy 또는 Vx에서의 전압이 인덕터(12)를 자화시키지 않게 하거나 인덕터(12)의 전류를 증가시키지 않게 할 수 있다. 이것은 도 1에 도시된 것과 같은 종래의 부스트 변환기의 경우에 불가능한데, 이 경우에 단일 MOSFET는 Vx 전압을 제어하지만, 또한 전류 전도도 일으켜서, 인덕터를 자화시킨다. 달리 말하면, 종래의 변환기에서, 인덕터 전압의 제어는 또한 추가적이고 때때로 원하지 않는 에너지 저장을 일으킨다. 개시된 변환기에서, Vx 또는 Vy는 인덕터를 자화시키지 않는 공급 전압으로 되게 될 수 있다.
다른 고려사항은 종래의 부스트 변환기(1)의 출력 전압 범위이다. P-N 다이오드(5)가 동기식 정류기 MOSFET 양단에 존재하는 경우에, 부스트 변환기의 출력에 대한 최대 출력 전압은 반드시 Vbatt인데, 그것은 전원이 조정기의 입력 단자에 인가되자마자 다이오드가 순방향으로 바이어싱되어 전력을 Vbatt까지 끌어당기기 때문이다. 개시된 이중 출력 변환기에서, Vbatt에서 +VOUT1로의 회로는 반대 극성 P-N 다이오드를 갖는 2개의 스위치를 포함하여, +VOUT1이 전압을 Vbatt 미만으로 조정할 수 있는데, 이것은 종래의 부스트 변환기 형태로는 불가능한 특징이다.
그러므로, 부스트 변환기는 단지 전압을 올릴 수 있을 뿐이지만, 개시된 변환기는 배터리 전압보다 작거나, 동일하거나, 클 수 있는 양의 출력 전압을 생성하므로, Vbatt보다 높은 전압만의 동작에 제한되지 않는다. 부스트 변환기의 형태를 강압 전압 조정에 적합하게 한 것은 (이것과 동일자로 출원된) Richard K.Williams 저의 "High-Efficiency Up-Down and Related DC/DC Converters"라는 명칭의 관련 특허 출원의 주제이고, 참조로 여기에 포함된다.
(이것과 동일자로 출원된) Richard K.Williams 저의 "Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Converters and Voltage Regulators"라는 명칭의 관련 특허 출원에서, 양 및 음의 출력 부스트 변환기 내에서의 시간 다중화 인덕터의 적용이 설명되고, 여기에 참조로 포함된다.
시간 다중화 이중-극성 플로팅 인덕터 조정기: 앞에서 설명된 바와 같이, 본 발명의 양호한 실시예는 양 및 음의 출력을 동시에 충전시키고, 목표 조정 전압에 먼저 도달하는 출력의 충전을 중단하는 반면에 다른 출력을 계속 충전시키기 위한 것이다.
도 7은 시간 다중화를 사용하는 대안적인 순서를 도시한 것이다. 도 7a의 회로(140)에서, 하부 및 상부 MOSFET는 턴 온되어 인덕터(12)를 자화시킨다. 도 7b에서, 하부 MOSFET(11)만이 턴 오프되어, Vx가 올라가서, VOUT1이 목표 값에 도달할 때까지 +VOUT1 캐패시터(18)를 충전시키게 한다. 동기식 정류기 MOSFET는 효율을 개선하기 위해 다이오드(16) 도통과 동시에 턴 온된다. 출력 캐패시터(19)는 이 사이클에서 충전되지 않는다.
일단 VOUT1이 목표 전압에 도달하면, 동기식 정류기(14)는 차단되고, 하부 MOSFET(11)는 턴 온되어, Vx가 접지로 되게 하고, 캐패시터(18)의 충전을 중단시킨다. 이와 동시에, 상부 MOSFET(13)는 턴 오프되어, Vy가 음의 값으로 될 수 있게 하여, 다이오드(17)를 순방향 바이어싱시키고, 음의 출력 -VOUt2 캐패시터(10)를 충전시킨다. 동기식 정류기 MOSFET(15)는 효율을 개선하기 위해 턴 온된다. 일단 -VOUT2가 자신의 조정 전압 목표에 도달하면, 동기식 정류기(15)는 턴 오프된다. 그 다음, 상부 MOSFET(13)가 턴 온되고, 인덕터(12)가 다시 자화된다. 그 다음, 사이클은 시간 다중화 순서로 반복한다. 시간 다중화를 위한 알고리즘은 도 8의 순서도(180)에 도시된다.
이 알고리즘은 아날로그 회로를 사용하여 달성될 수 있지만, 대안적인 방법은 도 9의 200에 도시된 바와 같이 디지털 제어기 또는 마이크로프로세서(220)를 사용한다. 출력 VFB1 및 VFB2로부터의 아날로그 피드백은 도시된 바와 같이, MOSFET(226A 및 226B)로 다중화될 수 있고, 단일 A/D 변환기(225)를 사용하여 디지털 포맷으로 변환된다. 접지 아래의 전압은 전압을 양의 전위로 변환하기 위해 레벨 시프트 회로(227)를 필요로 한다.
마이크로제어기(220)의 양의 출력은 도시된 바와 같이, MOSFET(213 및 211)를 직접 구동시킬 수 있지만, 플로팅 동기식 정류기 MOSFET(214 및 215)를 구동시키기 위해서 레벨 시프트 회로(223 및 224)를 필요로 한다.

Claims (25)

  1. 이중-극성(dual-polarity) 이중-출력 동기식 부스트(boost) 변환기로서,
    인덕터;
    제1 출력 노드;
    제2 출력 노드; 및
    스위칭 네트워크
    를 포함하고,
    상기 스위칭 네트워크는 다음과 같은 회로 동작 모드:
    상기 인덕터의 양의(positive) 전극이 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의(negative) 전극이 접지에 접속되는 제1 모드;
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 제1 출력 노드에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 상기 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드; 및
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 상기 제2 출력 노드에 접속되는 제3 모드
    를 제공하도록 구성되는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  2. 제2항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3 모드가 반복적인 순서로 선택되게 하는 제어 회로를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  3. 제3항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제1 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 네트워크는 상기 인덕터의 양의 전극이 상기 제1 출력 노드에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제4 모드를 더욱 제공하도록 구성되는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제2 모드의 기간을 변조하는 피드백 회로를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  7. 제6항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제3 모드의 기간을 변조하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  8. 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기로서,
    인덕터;
    제1 출력 노드;
    제2 출력 노드; 및
    스위칭 네트워크
    를 포함하고,
    상기 스위칭 네트워크는 다음과 같은 회로 동작 모드:
    상기 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제1 모드;
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 상기 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드; 및
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 제1 출력 노드에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제3 모드
    를 제공하도록 구성되는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  9. 제8항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3 모드가 반복적인 순서로 선택되게 하는 제어 회로를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  10. 제9항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제1 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  11. 제9항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  12. 제8항에 있어서, 상기 제1 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제2 모드의 기간을 변조하는 피드백 회로를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  13. 제8항에 있어서, 상기 제2 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제3 모드의 기간을 변조하는 피드백 회로를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기.
  14. 인덕터, 제1 출력 노드 및 제2 출력 노드를 포함하는 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기를 동작시키는 방법으로서,
    상기 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제1 모드에서 상기 부스트 변환기가 동작하도록 스위칭 네트워크를 구성하는 단계;
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 제1 출력 노드에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 상기 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드에서 상기 부스트 변환기가 동작하도록 상기 스위칭 네트워크를 구성하는 단계; 및
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 상기 제2 출력 노드에 접속되는 제3 모드에서 상기 부스트 변환기가 동작하도록 상기 스위칭 네트워크를 구성하는 단계
    를 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3 모드는 반복적인 순서로 선택되는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제1 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  17. 제15항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  18. 제14항에 있어서, 상기 제1 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제2 모드의 기간을 변조하는 단계를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제2 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제3 모드의 기간을 변조하는 단계를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  20. 인덕터, 제1 출력 노드 및 제2 출력 노드를 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기를 동작시키는 방법으로서,
    상기 인덕터의 양의 전극이 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제1 모드에서 상기 부스트 변환기가 동작하도록 스위칭 네트워크를 구성하는 단계;
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 입력 전압에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 상기 제2 출력 노드에 접속되는 제2 모드에서 상기 부스트 변환기가 동작하도록 상기 스위칭 네트워크를 구성하는 단계; 및
    상기 인덕터의 양의 전극이 상기 제1 출력 노드에 접속되고, 상기 인덕터의 음의 전극이 접지에 접속되는 제3 모드에서 상기 부스트 변환기가 동작하도록 상기 스위칭 네트워크를 구성하는 단계
    를 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  21. 제20항에 있어서, 상기 제1, 제2 및 제3 모드는 반복적인 순서로 선택되는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  22. 제21항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제1 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  23. 제21항에 있어서, 상기 반복 순서는 제1 모드, 제2 모드, 제3 모드의 형태를 갖는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  24. 제20항에 있어서, 상기 제1 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제2 모드의 기간을 변조하는 단계를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
  25. 제20항에 있어서, 상기 제2 출력 노드의 전압을 제어하기 위해 상기 제3 모드의 기간을 변조하는 단계를 더 포함하는, 이중-극성 이중-출력 동기식 부스트 변환기 동작 방법.
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