KR20090131543A - 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 차동 결합을 이용한정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치 - Google Patents

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KR20090131543A
KR20090131543A KR1020080057474A KR20080057474A KR20090131543A KR 20090131543 A KR20090131543 A KR 20090131543A KR 1020080057474 A KR1020080057474 A KR 1020080057474A KR 20080057474 A KR20080057474 A KR 20080057474A KR 20090131543 A KR20090131543 A KR 20090131543A
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윤석호
안상호
이영포
김상훈
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성균관대학교산학협력단
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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경에서 연속하는 상관값 표본 사이의 차동 결합을 이용한 정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명은, 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋을 추정함에 있어서, 시간 오차 범위에 대한 정보를 필요로 하지 않기 때문에, 시간 오차 범위가 사전에 주어지지 않는 실제 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 효과를 갖는다.

Description

직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 차동 결합을 이용한 정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ESTIMATING INTEGER FREQUENCY OFFSET IN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM USING DIFFERENTIAL COMBINATION}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히 덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경에서 연속하는 상관값 표본 사이의 차동 결합을 이용한 정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
지금까지 제안된 무선 및 모바일 기술들 중에서, 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing: OFDM) 기술은 무선 및 모바일 응용분야에서 상당한 관심을 끌어왔으며, institute of electrical and electronics engineers (IEEE) 802.11a, high performance local area network type 2(HiperLAN/2), mobile multimedia access communication(MMAC) 등에서 표준 변조 기법으로 채택되어 왔다. 그 이유는 직교 주파수 분할 다중화 기술은 높은 주파수 효율을 지니고 다중경로 페이딩 및 충격성 잡음에 강하기 때문이다.
하지만, 직교 주파수 분할 다중화 시스템은, 부반송파 사이의 직교성을 파괴하고 시스템의 전체적인 성능을 저하시킬 수 있는, 주파수 옵셋에 매우 민감하다. 그러므로, 주파수 옵셋 추정 기술은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 매우 중요한 기술 중 하나이다.
주파수 옵셋 추정 시, 오류를 일으키는 원인들 중 하나가 바로 시간 오차이다. 시간 오차가 주파수 옵셋 추정에 미치는 영향을 줄이기 위해 지금까지 많은 연구가 진행되어 왔다. 하지만, 종래의 연구들은 일반적으로 실제 시스템에서는 이용가능하지 않은 시간 오차 범위에 대한 정보가 필요하다는 단점이 있다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋을 추정할 때, 상관값 표본 사이의 차동 결합을 이용함으로써 시간 오차가 주파수 옵셋에 미치는 영향을 줄여, 시간 오차 범위에 대한 사전 정보없이 정수 주파수 옵셋을 추정하는 방법 및 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법으로서, 수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 단계; 수신단에서 훈련 심볼을 발생시키고, 상기 발생된 훈련 심볼과 상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 간의 상관값 표본을 산출하는 단계; 상기 상관값 표본 및 상기 상관값 표본에 연속하는 상관값 표본 사이에 차동 결합을 적용하는 단계; 및 상기 차동 결합이 최대값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋을 구하는 단계를 포함하는 정수 주파수 옵셋 추정 방법이 제공된다.
상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 단계는, 바람직하게는, 상기 수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼에 대해 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하도록 구성될 수 있다.
또한, 상기 정수 주파수 옵셋 추정 방법은, 상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 단계 이후에, 상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 정수 주파수 옵셋 후보값에 해당하는 만큼 지연시키는 단계를 더 포함하도록 구성될 수 있다.
바람직하게는, 상기 훈련 심볼과 상기 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 간의 상관값 표본이 Z* kYk +d 이도록 구성될 수 있다.
(여기서, Z* k는 수신단에서 발생시킨 훈련 심볼의 k번째 부반송파 표본의 켤레 복소수 값, Yk는 수신한 주파수 도메인 심볼의 k번째 부반송파 표본 값으로서, d는 순환이동의 횟수를 의미한다.)
상기 연속하는 상관값 표본은, 바람직하게는, 상기 훈련 심볼 및 상기 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 각각 한 표본 지연시켜 산출된, Z* k+1Yk+1+d이도록 구성될 수 있다. (여기서, Z* k+ 1는 수신단에서 발생시킨 훈련 심볼의 k+1번째 부반송파 표본의 켤레 복소수 값, Yk + 1는 수신한 주파수 도메인 심볼의 k+1번째 부반송파 표본 값으로서, d는 순환이동의 횟수를 의미한다.)
상기 차동 결합은, 바람직하게는,
Figure 112008043673768-PAT00001
이도록 구성될 수 있다. (여기서,
Figure 112008043673768-PAT00002
및
Figure 112008043673768-PAT00003
는 연속되는 상관값 표본을, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지를 의미한다.)
상기 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008043673768-PAT00004
은, 바람직하게는,
Figure 112008043673768-PAT00005
에 의해 구해지도록 구성될 수 있다. (여기서,
Figure 112008043673768-PAT00006
및
Figure 112008043673768-PAT00007
는 연속되는 상관값 표본, d는 순환 이동의 횟수,
Figure 112008043673768-PAT00008
는 주파수 옵셋 추정 값, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지를 의미한다.)
본 발명의 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치로서, 수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 고속 푸리에 변환부; 상기 고속 푸리에 변환부에 의해 변환된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 정수 주파수 옵셋 후보 값에 해당하는 만큼 지연시키는 다수의 수신 심볼 지연부; 훈련 심볼을 발생시키는 훈련 심볼 발생부; 상기 발생된 훈련 심볼 및 상기 수신 심볼 지연부에서 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 간의 상관값 표본들 중, 연속하는 상관값 표본 사이의 차동 결합을 수행하여 상관값을 산출하는 다수의 상관기; 상기 상관기로부터 받은 출력값인 상관값이 최대값을 갖는 정수 주파수 옵셋을 산출하는 정수 주파수 옵셋 추정기를 포함하되, 연속하는 상관값 표본을 만들기 위해, 상기 수신 심볼 지연부에 의해 지연된 수신 심볼을 한 표본 지연시키는 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부; 및 연속하는 상관값 표본을 만들기 위해, 상기 훈련 심볼 발생부에 의해 발생된 훈련 심볼을 한 표본 지연시키는 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부를 더 포함하는 정수 주파수 옵셋 추정 장치가 제공 된다.
상기 수신 심볼 지연부는, 바람직하게는,
Figure 112008043673768-PAT00009
을 발생시키도록 구성될 수 있다. (여기서, Yk는 수신한 주파수 도메인 심볼의 k번째 부반송파 표본 값으로서, d는 순환이동의 횟수를 의미한다.)
상기 훈련 심볼 발생부는, 바람직하게는, 훈련 심볼
Figure 112008043673768-PAT00010
을 발생시키도록 구성될 수 있다.
상기 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부 및 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부는, 바람직하게는, Yk +1+d 및 Zk +1의 표본을 각각 발생시키도록 구성될 수 있다.
상기 상관기에서 차동결합되어 출력되는 상관값은, 바람직하게는,
Figure 112008043673768-PAT00011
을 포함하도록 구성될 수 있다. (여기서,
Figure 112008043673768-PAT00012
및
Figure 112008043673768-PAT00013
는 연속되는 상관값 표본, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지를 의미한다.)
상기 정수 주파수 옵셋 추정기에 의해 산출된 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008043673768-PAT00014
은, 바람직하게는,
Figure 112008043673768-PAT00015
에 의해 구하도록 구성될 수 있다.
본 발명은, 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋을 추정함에 있어서, 시간 오차 범위에 대한 정보를 필요로 하지 않기 때문에, 시간 오차 범위가 사전에 주어지지 않는 실제 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋을 추 정할 수 있는 효과를 갖는다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 정수 주파수 옵셋 추정 장치의 구성도이다. 상기 정수 주파수 옵셋 추정 장치는, 고속 푸리에 변환부(201), 수신 심볼 지연부(202), 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부(203), 훈련 심볼 발생부(204), 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부(207), 상관기(205), 정수 주파수 옵셋 추정부(206)를 포함하도록 구성되어 있다.
고속 푸리에 변환부(201)는 수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 고속 푸리에 변환시킴으로써 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 Yk로 변환시킨다.
다음으로, 상기 고속 푸리에 변환부(201)를 통해 변환된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 Yk는 다수의 수신 심볼 지연부(202)로 전달되고, 상기 수신 심볼 지연부(202)는 상기 고속 푸리에 변환부(201)에 의해 변환된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 Yk를 정수 주파수 옵셋 후보 값에 해당하는 만큼 지연시킨다.
상기 수신 심볼 지연부(202) 측에는, 상기 수신 심볼 지연부(202)에 의해 지연된 상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 Yk +d을 한 표본 지연시키는 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부(203)가 구비된다.
한편, 훈련 심볼 발생부(204)는 훈련 심볼 Zk를 발생시켜서 상기 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 Yk +d과 상관값 표본을 형성하도록 하는데, 상기 훈련 심볼 발생부(204) 측에도, 상기 훈련 심볼을 한 표본 지연시키는 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부(207)가 구비된다.
상기 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부(203) 및 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부(207)는, Yk +1+d 및 Zk +1의 표본을 각각 발생시키게 되고, 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 및 훈련 심볼 간의 상관값 표본 Z* kYk +d 과 연속하는 상관값 표본인 Z* k+1Yk +1+d 간의 차동결합이 상기 상관기(205)에서 수행된다.
정수 주파수 옵셋 추정부(206)는 상기 다수의 상관기(205)로부터의 출력값들을 최대로 하는 정수 주파수 옵셋의 추정값
Figure 112008043673768-PAT00016
를
Figure 112008043673768-PAT00017
에 의해 산출한다.
직교 주파수 분할 다중화 시스템에서, 송신되는 심볼은 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)에 의해 생성되며 다음의 수학식 1과 같이 표현된다.
Figure 112008043673768-PAT00018
여기서, m은 이산 시간 인덱스이며, Zk는 k번째 부반송파의 위상 편이 변조(Phase Shift Keying: PSK) 또는 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation: QAM) 심볼이다. 그리고, Ts는 심볼의 주기이며, N은 역 고속 푸리에 변환의 크기이다.
평균 0을 갖는 덧셈꼴 백색 정규 잡음(Additive White Gaussian Noise: AWGN) 환경에서, 수신 신호는 다음의 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008043673768-PAT00019
여기서, Δf는 부반송파 간격 1/Ts로 정규화 된 주파수 옵셋이며, τ는 표본간격 Ts/N으로 정규화된 시간 오차이고, w(m)은 덧셈꼴 백색 정규 잡음이다. 주파수 옵셋은 일반적으로 정수 부분과 소수 부분으로 구성되어 있는데, 본 발명에서는 계산상의 편의를 위해 Δf를 정수 주파수 옵셋이라 가정한다.
수신기는 먼저 수신된 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 고속 푸리에 변환을 사용하여 복조한 뒤, 수학식 3과 같이 l번째 부반송파에 대응하는 고속 푸리에 변환 출력 값, Y l 을 산출한다.
Figure 112008043673768-PAT00020
여기서, W l 은 l번째 부반송파에 대응하는 w(m)의 고속 푸리에 변환 출력 값이다. 수학식 3으로부터, 수신된 직교 주파수 분할 다중화 심볼의 고속 푸리에 변환 출력 값은 주파수 옵셋에 의해 순환적으로 이동하며, 그 위상은 시간 오차에 의해 회전함을 알 수 있다.
본 발명은, H. Nogami and T. Nagashima, "A frequency and timing period acquisition technique for OFDM systems," in Proc . IEEE PIRMC, Toronto, Canada, pp. 1010-1015, Sep. 1995.와, K. Bang, N. Cho, H. Jun, K. Kim, H. Park, and D. Hong, "A coarse frequency offset estimation in an OFDM system using the concept of the coherence phase bandwidth," IEEE Trans . Commun ., vol. 49, pp. 1320-1324. Aug. 2001., 및 S. Kim, S. Yoon, H. -K. Choi, and S. Y. Kim, "A low complexity and robust frequency offset estimation algorithm for OFDM-based WLAN systems," Springer Verlag Lecture Notes in Compu . Sci ., vol. 3992, pp. 961-968, May 2006.에서와 같이, 훈련 심볼을 이용한 주파수 옵셋 추정 시스템을 고려한다. Δf의 추정 값인
Figure 112008043673768-PAT00021
는 일반적으로 다음의 수학식 4와 같이 구해질 수 있다.
Figure 112008043673768-PAT00022
여기서, Zk는 알고 있는 훈련 수열, *는 켤레 복소수를 나타내며, d는 순환 이동의 횟수이고, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지이다. Δf가 올바르게 추정되었을 때, 즉
Figure 112008043673768-PAT00023
일 때, 만일 덧셈꼴 백색 정규 잡음이 고려되지 않는다면, 수학식 4에서
Figure 112008043673768-PAT00024
으로 정규화 된 상관값은
Figure 112008043673768-PAT00025
이 되고, 시간 오차 τ의 함수로서, 도 2와 같이 그려진다. 도 2로부터, 정수 주파수 옵셋 추정에 사용되는 상관값은 시간 오차의 분산에 매우 민감함을 알 수 있다. 즉, 상관값은 정수 주파수 옵셋이 올바르게 추정되었을 지라도, 시간 오차에 의해 크게 감소되며, 이는 정수 주파수 옵셋 추정 성능의 상당한 저하를 야기 시킨다(
Figure 112008043673768-PAT00026
일 때, 큰 상관값은 올바른 정수 주파수 옵셋 추정에 필수적이다).
시간 오차가 존재할 때 종래의 방법에서의 정수 주파수 옵셋 추정은 동기 위상 범위(Coherence Phase Bandwidth: CPB)를 이용하여 수행된다. 동기 위상 범위는 상관값이 단조 증가하는 범위를 말하며 시간 오차 범위에 매우 의존한다. 동기 위상 범위와 허용 가능한 최대 시간 오차는 각각 BWc,
Figure 112008043673768-PAT00027
로 나타내며 다음의 수학 식 5와 같은 관계를 갖는다.
Figure 112008043673768-PAT00028
그리고, 위의 관계를 이용하여 아래의 수학식 6과 같이 Δf의 추정 값
Figure 112008043673768-PAT00029
를 얻는다.
Figure 112008043673768-PAT00030
여기서, K는 동기 위상 범위에 의해 나누어진 상관 구간의 개수이며, 허용 가능한 최대 시간 오차
Figure 112008043673768-PAT00031
는 N/ BWc와 같다. 수학식 6에서 도시된 것처럼, 종래의 방법은 동기 위상 범위마다 절대값을 취해 위상을 일정하게 만든 뒤 더함으로써 상관값의 감소를 줄인다. 도 3은 수학식 6에서의
Figure 112008043673768-PAT00032
으로 정규화된 상관값을 보여준다. 여기서 점선은 각각 허용 가능한 최대 시간 오차가
Figure 112008043673768-PAT00033
= 8과
Figure 112008043673768-PAT00034
= 16인 경우를 나타낸다. 도 3에서 보여진 것처럼, 상관값은 시간 오차가 허용 가능한 최대 시간 오차보다 더 클 때, 급격하게 감소하며, Δf 추정하는데 있어서 상당한 성능의 저하를 야기시킨다. 즉, 종래의 방법은 올바른 작동을 위해 요구되는 허용 가능한 최대 시간 오차 또는 위상 동기 범위 설정을 위해 시간 오차의 범위에 대한 사전 정보를 요구한다.
본 발명은, 정수 주파수 옵셋 추정 시, 시간 오차가 미치는 영향을 줄이기 위하여, 두 개의 연속적인 상관값 표본인
Figure 112008043673768-PAT00035
과
Figure 112008043673768-PAT00036
사이에 차동 결합을 적용한다. 그러면, 차동 결합된 구성요소
Figure 112008043673768-PAT00037
은 그 위상이 일정해지며, 이에 따라 시간 오차에 관계없이, 그 구성요소들의 합에 의해 큰 상관값을 얻을 수 있다. 여기서,
Figure 112008043673768-PAT00038
의 각각의 구성 요소는 실수와 허수 부분으로 나누어지는 것에 유의한다. 다음으로, 나누어진 부분들을 결합시키기 위해
Figure 112008043673768-PAT00039
의 포락선을 구하며, 마지막으로 아래의 수학식 7과 같이 주파수 옵셋 추정 방법을 산출한다.
Figure 112008043673768-PAT00040
여기서, d=Δf일 때, 즉 동기가 맞았을 경우의 상관값은 다음의 수학식 8과 같다.
Figure 112008043673768-PAT00041
도 3과 수학식 8로부터 알 수 있듯이, 본 발명의
Figure 112008043673768-PAT00042
으로 정규화된 상관값이 시간 오차 값에 관계없이 거의 일정한 값을 나타내는 것을 확인할 수 있다. 또한, 본 발명에서의 상관값이 시간 오차가 음의 값을 가질 때, 약간 감소되는 것을 관찰할 수 있는데, 이는 도 4에서 도시되는 바와 같이 보호 구간을 (cyclic prefix: CP) 포함한 이웃한 훈련 심볼의 간섭으로 인해 발생한다. 하지만, 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 상관값이 여전히 종래의 방법의 상관값보다 훨씬 큰 값을 가짐을 알 수 있다.
다음으로, 모의실험을 통해 본 발명의 성능을 분석하였다. 모의실험은 덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경에서 수행되었으며, 정규화된 주파수 옵셋은 10으로 고정하였다. 또한, 보호 구간 표본의 개수가 100개이고 1024개의 부반송파를 갖는 직교 주파수 분할 다중화 시스템이 고려되었다. 마지막으로, 모의실험의 결과는 각 신호대잡음비(signal to noise ratio: SNR)마다 1000번의 시행 횟수를 거쳐 얻어졌다.
도 5와 6은 허용 가능한 최대 시간 오차가 각각
Figure 112008043673768-PAT00043
= 8과
Figure 112008043673768-PAT00044
=16 일 때, 신호대잡음비에 따른 본 발명의 정수 주파수 옵셋 추정 정확도(실선) 및 종래 방법의 정수 주파수 옵셋 추정 정확도(점선)를 나타낸다. 도 5와 도 6으로부터, 시간 오차가 허용 가능한 최대 시간 오차와 같거나 작을 때에는 종래의 방법이 본 발명에 따른 방법보다 더 나은 성능을 보임을 관찰할 수 있다. 하지만, 종래의 방법의 성능은 시간 오차가 허용 가능한 최대 시간 오차보다 클 때, 큰 폭으로 감소하게 되어 결국 본 발명에 따른 방법의 성능보다 떨어짐을 알 수 있다. 이러한 결과로부터, 허용 가능한 최대 시간 오차의 설정을 위해 요구되는 시간 오차 범위에 대한 정보가 없을 때, 종래의 방법은 올바르게 작동할 수 없음을 알 수 있다. 반면에, 본 발명에 따른 방법은 종래의 방법보다 시간 오차 분산에 훨씬 강인하며, 시간 오차 범위에 대한 사전 정보가 없는 실제 시스템에서 종래의 방법보다 평균적으로 더 나은 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 정수 주파수 옵셋 추정을 위한 장치 구성을 나타낸 것이다.
도 2는 시간오차에 따른 상관값 변화를 나타낸 것이다.
도 3은 시간오차에 따른 본 발명에 따른 방법과 종래의 방법 간의 상관값 변화를 비교한 것이다.
도 4는 시간오차가 음수일 때, 이웃하는 훈련 심볼의 방해를 나타낸 것이다.
도 5는 덧셈꼴 백색 정규 잡은 환경에서 허용가능한 최대 시간오차가 8일 때의 신호대잡음비에 따른 종래의 방법과 본 발명에 따른 방법의 정수 주파수 옵셋 추정 정확도를 나타낸 것이다.
도 6은 덧셈꼴 백색 정규 잡은 환경에서 허용가능한 최대 시간오차가 16일 때의 신호대잡음비에 따른 종래의 방법과 본 발명에 따른 방법의 정수 주파수 옵셋 추정 정확도를 나타낸 것이다.

Claims (13)

  1. 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법에 있어서,
    수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 단계;
    수신단에서 훈련 심볼을 발생시키고, 상기 발생된 훈련 심볼과 상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 간의 상관값 표본을 산출하는 단계;
    상기 상관값 표본 및 상기 상관값 표본에 연속하는 상관값 표본 사이에 차동 결합을 적용하는 단계; 및
    상기 차동 결합이 최대값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋을 구하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 단계는,
    상기 수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼에 대해 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 단계 이후에,
    상기 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 정수 주파수 옵셋 후보값에 해당하는 만큼 지연시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 훈련 심볼과 상기 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 간의 상관값 표본은 Z* kYk +d 인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
    (여기서, Z* k는 수신단에서 발생시킨 훈련 심볼의 k번째 부반송파 표본의 켤레 복소수 값, Yk는 수신한 주파수 도메인 심볼의 k번째 부반송파 표본 값으로서, d는 순환이동의 횟수를 의미한다.)
  5. 제4항에 있어서,
    상기 연속하는 상관값 표본은,
    상기 훈련 심볼 및 상기 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 각각 한 표본 지연시켜 산출된, Z* k+1Yk +1+d인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
    (여기서, Z* k+ 1는 수신단에서 발생시킨 훈련 심볼의 k+1번째 부반송파 표본의 켤레 복소수 값, Yk + 1는 수신한 주파수 도메인 심볼의 k+1번째 부반송파 표본 값으로서, d는 순환이동의 횟수를 의미한다.)
  6. 제3항에 있어서,
    상기 차동 결합은
    Figure 112008043673768-PAT00045
    인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
    (여기서,
    Figure 112008043673768-PAT00046
    및
    Figure 112008043673768-PAT00047
    는 연속되는 상관값 표본을, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지를 의미한다.)
  7. 제3항에 있어서,
    상기 정수 주파수 옵셋은,
    Figure 112008043673768-PAT00048
    에 의해 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112008043673768-PAT00049
    을 구하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 방법.
    (여기서,
    Figure 112008043673768-PAT00050
    및
    Figure 112008043673768-PAT00051
    는 연속되는 상관값 표본, d는 순환 이동의 횟수,
    Figure 112008043673768-PAT00052
    는 주파수 옵셋 추정 값, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지를 의미한 다.)
  8. 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치에 있어서,
    수신된 시간 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼로 변환하는 고속 푸리에 변환부;
    상기 고속 푸리에 변환부에 의해 변환된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼을 정수 주파수 옵셋 후보 값에 해당하는 만큼 지연시키는 다수의 수신 심볼 지연부;
    훈련 심볼을 발생시키는 훈련 심볼 발생부;
    상기 발생된 훈련 심볼 및 상기 수신 심볼 지연부에서 지연된 주파수 도메인 직교 주파수 분할 다중화 심볼 간의 상관값 표본들 중, 연속하는 상관값 표본 사이의 차동 결합을 수행하여 상관값을 산출하는 다수의 상관기;
    상기 상관기로부터 받은 출력값인 상관값이 최대값을 갖는 정수 주파수 옵셋을 산출하는 정수 주파수 옵셋 추정기를 포함하되,
    연속하는 상관값 표본을 만들기 위해, 상기 수신 심볼 지연부에 의해 지연된 수신 심볼을 한 표본 지연시키는 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부; 및
    연속하는 상관값 표본을 만들기 위해, 상기 훈련 심볼 발생부에 의해 발생된 훈련 심볼을 한 표본 지연시키는 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장 치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 수신 심볼 지연부는,
    Figure 112008043673768-PAT00053
    을 발생시키는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
    (여기서, Yk는 수신한 주파수 도메인 심볼의 k번째 부반송파 표본 값으로서, d는 순환이동의 횟수를 의미한다.)
  10. 제8항에 있어서,
    상기 훈련 심볼 발생부는,
    훈련 심볼
    Figure 112008043673768-PAT00054
    을 발생시키는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 수신 심볼 지연부측 한 표본 지연부 및 훈련 심볼 발생부측 한 표본 지연부는, Yk +1+d 및 Zk +1의 표본을 각각 발생시키는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 상관기에서 차동결합되어 출력되는 상관값은,
    Figure 112008043673768-PAT00055
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
    (여기서,
    Figure 112008043673768-PAT00056
    및
    Figure 112008043673768-PAT00057
    는 연속되는 상관값 표본, (ㆍ)N은 N으로 나눈 나머지를 의미한다.)
  13. 제8항에 있어서,
    상기 정수 주파수 옵셋 추정기에 의해 산출된 정수 주파수 옵셋 추정값
    Figure 112008043673768-PAT00058
    은,
    Figure 112008043673768-PAT00059
    에 의해 구하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 정수 주파수 옵셋 추정 장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101042836B1 (ko) * 2010-04-22 2011-06-20 성균관대학교산학협력단 오에프디엠 시스템에서 동일한 샘플 거리만큼 떨어진 파일럿들의 조합을 이용한 주파수 동기화 방법 및 장치
KR101042737B1 (ko) * 2010-04-22 2011-06-20 성균관대학교산학협력단 오에프디엠 시스템에서 파일럿 상관값 기반 시간 옵셋에 강인한 정수 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치
KR101467252B1 (ko) * 2013-11-19 2014-12-01 성균관대학교산학협력단 낮은 복잡도의 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 방법, 이를 이용한 ｏｆｄｍ 정수 주파수 옵셋 추정 장치 및 ｏｆｄｍ 수신기 시스템

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