KR20090103934A - 전압 제어 장치 및 전압 제어 방법 - Google Patents

전압 제어 장치 및 전압 제어 방법

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Abstract

축전지인 커패시터 전압의 변동이 큰 경우에도, 시스템 전체의 효율을 향상시킬 수 있는 전압 제어 장치 및 전압 제어 방법을 제공한다. 소정의 부하에 전력을 공급하는 커패시터와, 부하에 접속된 인버터와, 직류 단자가 가극성으로 직렬 접속되는 2 개의 전압형 인버터 및 2 개의 전압형 인버터의 교류 단자를 AC 결합하고, 소정의 누설 인덕턴스를 갖는 트랜스를 포함하며, 2 개의 전압형 인버터 중 일방이 커패시터에 병렬 접속되고, 커패시터의 커패시터 전압을 승압시킨 직류 전압을 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터와, 커패시터 전압에 따른 값을 갖는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 직류 전압의 지령값을 생성하여 출력하는 제어 수단를 구비한다.

Description

전압 제어 장치 및 전압 제어 방법{VOLTAGE CONTROL APPARATUS AND VOLTAGE CONTROL METHOD}
기술분야
본 발명은, 축전지인 커패시터의 전압을 변환한 직류 전압의 제어를 실시하는 전압 제어 장치 및 전압 제어 방법에 관한 것이다.
배경기술
구동원으로서 엔진 및 모터가 탑재된 하이브리드 차량은, 모터에 대한 전원을 공급하는 한편, 모터에 의해 발전된 전력을 축전하는 배터리 등의 축전지를 구비하고 있다. 이와 같은 구성을 갖는 하이브리드 차량에서는, 모터를 구동하는 인버터의 효율에 주목하여 모터의 전압 제어를 실시하는 것이 일반적이다 (예를 들어, 특허 문헌 1 ∼ 6 을 참조).
[특허 문헌 1] 일본 특허 제3746334호
[특허 문헌 2] 일본 공개특허공보 2001-275367호
[특허 문헌 3] 국제 공개 제03/056694호 팜플렛
[특허 문헌 4] 일본 공개특허공보 2005-341698호
[특허 문헌 5] 일본 공개특허공보 2005-168140호
[특허 문헌 6] 일본 공개특허공보 2002-171606호
발명의 개시
발명이 해결하고자 하는 과제
그러나, 축전지로서 전기 2 중층 커패시터 등의 대용량 커패시터를 적용하는 경우에는, 커패시터의 전압이 축전 에너지에 의해 크게 변동하는 경우가 있었다. 일례를 들면, 하이브리드 차량이 선회용 모터를 추가로 구비한 건설 기계인 경우에는, 동작시의 부하가 크고, 커패시터 전압의 변동폭이 커진다는 것이 알려져 있다. 이와 같은 경우에, 인버터의 효율에 주목한 전압 제어를 실시하는 종래 기술에서는, 시스템 전체로서의 효율을 상승시킬 수 없었다.
본 발명은, 상기를 감안하여 이루어진 것으로서, 축전지인 커패시터 전압의 변동이 큰 경우에도, 시스템 전체의 효율을 향상시킬 수 있는 전압 제어 장치 및 전압 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
과제를 해결하기 위한 수단
상기 서술한 과제를 해결하여 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 소정의 부하에 전력을 공급하는 커패시터와, 상기 부하에 접속된 인버터와, 직류 단자가 가극성 (加極性) 으로 직렬 접속되는 2 개의 전압형 인버터 및 상기 2 개의 전압형 인버터의 교류 단자를 AC 결합하고, 소정의 누설 인덕턴스를 갖는 트랜스를 포함하며, 상기 2 개의 전압형 인버터 중 일방이 상기 커패시터에 병렬 접속되고, 상기 커패시터의 커패시터 전압을 승압시킨 직류 전압을 상기 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터와, 상기 커패시터 전압에 따른 값을 갖는 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 상기 직류 전압의 지령값을 생성하여 출력하는 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 커패시터 전압이 소정 범위의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압의 지령값을 상기 커패시터 전압에 의하지 않고 일정하게 하고, 상기 커패시터 전압이 상기 범위 외의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압의 지령값을 상기 일정값보다 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 양호해지는 값으로 하는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 직류 전압의 값을 상기 커패시터 전압에 따라 소정 범위에서 변화시키는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 직류 전압의 지령값을 생성할 때, 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 내부 온도에 대응하여 정해지는 후보값을 사용하는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 제어 수단은, 상기 전압형 인버터는 복수의 스위칭 소자를 갖고, 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 내부 온도는 상기 복수의 스위칭 소자 중 어느 하나의 온도 및/또는 상기 트랜스의 온도인 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 제어 수단은, 무부하 상태에 있어서의 상기 직류 전압의 지령값을 상기 커패시터 전압에 비례한 전압으로 하는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 장치는, 상기 발명에 있어서, 상기 부하는 모터인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 관련된 전압 제어 방법은, 소정의 부하에 전력을 공급하는 커패시터와, 상기 부하에 접속된 인버터와, 직류 단자가 가극성으로 직렬 접속되는 2 개의 전압형 인버터 및 상기 2 개의 전압형 인버터의 교류 단자를 AC 결합하고, 소정의 누설 인덕턴스를 갖는 트랜스를 포함하며, 상기 2 개의 전압형 인버터 중 일방이 상기 커패시터에 병렬 접속되고, 상기 커패시터의 커패시터 전압을 승압시킨 직류 전압을 상기 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터를 구비한 시스템의 전압 제어 방법으로서, 상기 커패시터 전압에 따른 값을 갖는 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 상기 직류 전압의 지령값을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 방법은, 상기 발명에 있어서, 상기 커패시터 전압이 소정 범위의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압의 지령값을 상기 커패시터 전압에 의하지 않고 일정하게 하고, 상기 커패시터 전압이 상기 범위 외의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압의 지령값을 상기 일정값보다 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 양호해지는 값으로 하는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 방법은, 상기 발명에 있어서, 상기 직류 전압의 지령값을 상기 커패시터 전압에 따라 소정 범위에서 변화시키는 것을 특징으로 한다.
또, 본 발명에 관련된 전압 제어 방법은, 상기 발명에 있어서, 상기 직류 전압의 지령값을 생성할 때, 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 내부 온도에 대응하여 정해지는 후보값을 사용하는 것을 특징으로 한다.
발명의 효과
본 발명에 의하면, 축전지인 커패시터와 인버터 사이에, 커패시터 전압을 승압시켜 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터를 형성하고, 커패시터 전압에 따라 변화하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 직류 전압을 결정하는 제어를 실시하고 있기 때문에, 부하측의 축전지로서 대용량 커패시터를 이용해도, 커패시터 전압에 따라 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 가장 양호해지도록 출력 전압을 결정할 수 있다. 따라서, 인버터에 접속된 부하가 크고 커패시터 전압의 변동이 큰 경우라도, 시스템 전체로서의 효율을 향상시킬 수 있다.
도면의 간단한 설명
도 1 은, 본 발명의 일 실시형태에 관련된 전압 제어 장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2 는, 본 발명의 일 실시형태에 관련된 전압 제어 장치가 적용되는 유압 쇼벨의 구성을 나타내는 도면이다.
도 3 은, 전압 변환기의 구성을 나타내는 도면이다.
도 4 는, 컨트롤러의 제어를 나타내는 제어 블록도이다.
도 5 는, 전압 변환기 제어부가 출력하는 직류 전압 지령의 계산 플로우이다.
도 6 은, 전압 변환기로서 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터를 적용한 경우의 커패시터 전압에 따른 전압 변환기의 출력과 디바이스 총 손실의 관계를 나타내는 도면이다.
도 7 은, 커패시터 전압과 출력 전압의 후보값 (제 1 보조 후보값) 의 관계를 나타내는 도면이다.
도 8 은, 커패시터 전압과 전압 변환기의 최대 출력의 관계를 나타내는 도면이다.
도 9 는, IGBT 온도와 출력 전압의 최소값의 관계를 나타내는 도면이다.
도 10 은, 트랜스 온도와 출력 전압의 최소값의 관계를 나타내는 도면이다.
도 11 은, 커패시터 전압과 출력 전압의 후보값 (제 2 보조 후보값) 의 관계를 나타내는 도면이다.
도 12 는, 커패시터 전압과 출력 전압의 후보값 (제 1 보조 후보값) 의 관계의 제 2 예를 나타내는 도면이다.
도 13 은, 출력 전압이 550 (V) 일 때의 커패시터 전압에 따른 전압 변환기의 출력과 효율의 관계를 나타내는 도면이다.
부호의 설명
1 전압 제어 장치
2 SR 모터
3 엔진
4 PM 모터
5 커패시터
6 SR 드라이버
7 SR 콘덴서
8 전압 변환기
9 콘택터
10 여자 전원
11 다이오드
12 릴레이
13 PM 인버터
14 PM 콘덴서
15, 16 전류 센서
17, 18, 19, 89, 90 전압계
20 절연 센서
21 컨트롤러
22 차체 제어부
23 SR 모터 제어부
24 PM 모터 제어부
25 전압 변환기 제어부
26 콘택터 제어부
81 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터
82 하측 인버터
83 상측 인버터
84 트랜스
84a, 84b 코일
85, 86 콘덴서
87 IGBT 온도 센서
88 트랜스 온도 센서
100 유압 쇼벨
101a 자주부 (自走部)
101b 선회부
221 파워 매니지먼트부
222 선회 조작부
821a, 821b, 821c, 821d, 831a, 831b, 831c, 831d IGBT
822a, 822b, 822c, 822d, 832a, 832b, 832c, 832d 다이오드
Lv 조작 레버
발명을 실시하기 위한 최선의 형태
이하, 첨부 도면을 참조하여, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태 (이후, 「실시형태」라고 한다) 를 설명한다.
도 1 은, 본 발명의 일 실시형태에 관련된 전압 제어 장치의 구성을 나타내는 도면이다. 도 1 에 나타내는 전압 제어 장치 (1) 는, 하이브리드형 차량에 탑재되는 전원 시스템을 이룬다. 본 실시형태에 있어서, 전압 제어 장치 (1) 를 탑재하는 하이브리드형 차량은, 도 2 에 나타내는 유압 쇼벨 (100) 이다. 유압 쇼벨 (100) 은, 크롤러 트랙의 회전 등에 의해 자주 (自走) 하는 자주부 (101a) 와, 버킷, 붐, 아암 등의 작업기나 운전실을 갖고, 자주부 (101a) 에 대해 소정의 방향을 지향하는 선회축의 둘레로 선회 가능한 선회부 (101b) 를 구비한다. 이와 같은 구성을 갖는 유압 쇼벨 (100) 에 탑재되는 전압 제어 장치 (1) 는, 구동축이 엔진의 구동축에 연결된 발전기를 구비함과 함께, 선회부 (101b) 의 선회축과 일치하는 구동축을 갖는 선회용 모터를 구비한다.
이하, 전압 제어 장치 (1) 의 상세한 구성을 설명한다. 전압 제어 장치 (1) 는, 회전자가 4극이고 고정자가 6극인 3상 여자 타입 SR (Switched Reluctance) 모터 (2) 를 발전기로서 구비한다. SR 모터 (2) 의 구동축은, 엔진 (3) 의 구동축에 연결되어 있다. 또, 전압 제어 장치 (1) 는, 선회용 모터로서, PM (Permanent Magnet) 모터 (4) 를 구비한다. SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 에는, 회전수를 검출하는 회전 센서가 각각 형성되어 있다 (도시 생략).
SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 는, 전기 2 중층 커패시터로 이루어지는 대용량의 커패시터 (5) 로부터 전원의 공급을 받는다. 커패시터 (5) 는, SR 모터 (2) 나 PM 모터 (4) 에서 발전한 전력을 축전하는 기능도 갖는다.
SR 모터 (2) 는, SR 모터용 인버터인 SR 드라이버 (6) 에 접속되어 있다. SR 드라이버 (6) 는, 파형 성형이나 서지 (surge) 흡수에 적합한 필름 콘덴서로 이루어지는 SR 콘덴서 (7) 에 병렬 접속되어 있다. SR 콘덴서 (7) 에는, 커패시터 (5) 의 전압을 승압시켜 출력하는 전압 변환기 (8) 가 병렬로 접속되어 있다.
도 3 은, 전압 변환기 (8) 의 구성을 나타내는 도면이다. 도 3 에 나타내는 전압 변환기 (8) 는, 2 개의 전압형 인버터를 AC 결합한 가극성 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 를 사용하여 실현된다. AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 는, 2 개의 전압형 인버터인 하측 인버터 (82) 및 상측 인버터 (83) 를 가짐과 함께, 하측 인버터 (82) 및 상측 인버터 (83) 의 교류측을 AC 결합하는 트랜스 (84) 를 갖는다.
하측 인버터 (82) 는, 통전 전환용 스위칭 소자로서, 상하 아암에 2 개씩 합계 4 개의 IGBT (절연 게이트 바이폴러 트랜지스터) (821a, 821b, 821c, 821d) 가 브릿지 접속되어 이루어진다. IGBT (821a, 821b, 821c, 821d) 에는, 통전 전환시에 발생하는 환류 전류를 흐르게 하는 다이오드 (822a, 822b, 822c, 822d) 가 각각 병렬로 접속되어 있다. 한편, 상측 인버터 (83) 는, 스위칭 소자로서 4 개의 IGBT (831a, 831b, 831c, 831d) 를 갖는다. IGBT (831a, 831b, 831c, 831d) 에는, 다이오드 (832a, 832b, 832c, 832d) 가 각각 병렬로 접속되어 있다.
하측 인버터 (82) 와 상측 인버터 (83) 는, 하측 인버터 (82) 의 정극 (正極) 직류 단자와 상측 인버터 (83) 의 부극 (負極) 직류 단자가 가극성으로 직렬 접속되어 있다. AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 에 외부로부터 인가되는 전압은, 하측 인버터 (82) 와 상측 인버터 (83) 에 의해 분압된다.
하측 인버터 (82) 에는, 서지 흡수를 주된 목적으로 하는 콘덴서 (85) 가 병렬 접속되어 있다. 이 콘덴서 (85) 의 용량은, 커패시터 (5) 의 용량과 비교하여 현저히 작다. 상측 인버터 (83) 에도, 하측 인버터 (82) 와 동일하게, 서지 흡수용 소용량의 콘덴서 (86) 가 병렬로 접속되어 있다. 콘덴서 (85) 의 용량은 콘덴서 (86) 의 용량보다 큰 것이 바람직하다. 이것은, 전압 변환기 (8) 의 외측으로 나오는 배선에 접속되는 측의 콘덴서 (85) 에 발생하는 서지의 양이, 콘덴서 (86) 에 발생하는 서지의 양보다 크기 때문이다. 또, 콘덴서 (86) 의 용량을 억제함으로써 콘덴서 (86) 의 용적을 필요 이상으로 크게 하지 않아도 되기 때문에, 공간 절약화를 도모할 수 있다는 이점도 갖고 있다.
하측 인버터 (82) 는, 트랜스 (84) 의 코일 (84a) 에 접속되는 한편, 상측 인버터 (83) 는, 트랜스 (84) 의 코일 (84b) 에 접속된다. 하측 인버터 (82) 및 상측 인버터 (83) 의 직류 전압의 정격 전압이 거의 동등한 경우에는, 코일 (84a) 과 코일 (84b) 의 권선비를 1 대 1 로 하는 것이 바람직하다. 이 때문에, 본 실시형태에서는, 코일 (84a) 과 코일 (84b) 의 권선비를 1 대 1 로 하는데, 권선비는 적절하게 변경할 수 있다.
트랜스 (84) 는, 일정한 누설 인덕턴스 (L 로 한다) 를 갖고 있다. 전압 변환기 (8) 에서는, 누설 인덕턴스가, 코일 (84a) 측에 L/2, 코일 (84b) 측에 L/2 가 되도록 등분할되어 있다. 트랜스 (84) 는, 누설 인덕턴스에 일시적으로 축적시킨 전력을, 하측 인버터 (82) 나 상측 인버터 (83) 의 고속 스위칭 제어에 의해 커패시터 (5) 등에 전송한다. 일반적으로, 트랜스는 1 차 코일과 2 차 코일의 간극이 넓어지면 누설 인덕턴스가 증가된다는 것이 알려져 있다. 이 때문에, 트랜스를 형성할 때에는, 1 차 코일과 2 차 코일을 밀착시켜 형성하는 경우가 많다. 이에 대하여, 본 실시형태에 있어서는, 1 차 코일과 2 차 코일의 간극, 즉 코일 (84a) 과 코일 (84b) 의 간극을 조정함으로써, 원하는 누설 인덕턴스를 적극적으로 만들어 내고 있다. 또한, 트랜스 (84) 의 외부에 인덕턴스를 부가할 수도 있다.
전압 변환기 (8) 는, 하측 인버터 (82) 및 상측 인버터 (83) 가 각각 갖는 IGBT 중 소정의 IGBT 온도를 측정하는 IGBT 온도 센서 (87) 와, 트랜스 (84) 의 온도를 측정하는 트랜스 온도 센서 (88) 를 갖는다.
이상의 구성을 갖는 전압 변환기 (8) 의 콘덴서 (85) 는, 커패시터 (5) 에 병렬 접속되어 있고, 커패시터 (5) 와 콘덴서 (85) 사이에는, 콘택터 (9) 가 직렬로 접속되어 있다. 콘택터 (9) 를 접속하면, 전압 변환기 (8) 는, 커패시터 (5) 의 전압 (1 차측 전압) 을 승압시키고, 이 승압된 전압 (2 차측 전압) 을 SR 모터 (2) 나 PM 모터 (4) 에 공급한다.
전압 변환기 (8) 는, 2 차측에서 SR 모터 (2) 를 여자시키는 여자 전원 (10) 에 직렬 접속되어 있다. 여기서, 전압 제어 장치 (1) 에 여자 전원 (10) 을 형성하는 이유를 설명한다. 일반적으로, SR 모터 (2) 는, 전기 에너지를 공급하면 큰 회생 에너지를 생성하는 특성을 갖고 있고, 내부의 회전자가 단순히 회전 구동된 것만으로는 발전기로서 동작하지 않는다. 이와 같은 특성을 갖는 SR 모터 (2) 를 발전기로서 동작시키기 위해서는, SR 모터 (2) 내의 코일을 미리 여자시킬 필요가 있다. 그런데, 엔진 (3) 시동시에, SR 콘덴서 (7) 의 전하는 0 인 데다, 엔진 (3) 시동시에 콘택터 (9) 를 온으로 하여 커패시터 (5) 에 의해 SR 모터 (2) 를 여자시킬 수는 없다. 그래서, 본 실시형태에서는, 엔진 (3) 시동시에 SR 모터 (2) 를 여자시키기 위해, 여자 전원 (10) 이 형성되어 있다.
전압 변환기 (8) 와 여자 전원 (10) 사이에는, 다이오드 (11) 및 릴레이 (12) 가 직렬로 접속되어 있다. 다이오드 (11) 는, SR 콘덴서 (7) 의 전압이 여자 전원 (10) 의 전압보다 커졌을 때, 여자 전원 (10) 을 차단한다. 또, 릴레이 (12) 는, 온·오프 동작에 의해 여자 전원 (10) 의 투입·차단을 제어한다.
PM 모터 (4) 는, PM 인버터 (13) 에 접속되어 있다. PM 인버터 (13) 는, 필름 콘덴서로 이루어지는 PM 콘덴서 (14) 에 병렬 접속되어 있다. PM 콘덴서 (14) 에는, 전압 변환기 (8) 가 병렬로 접속되어 있다.
SR 모터 (2) 와 SR 드라이버 (6) 사이에는, 전류 센서 (15) 가 직렬로 접속되어 있다. 또, PM 모터 (4) 와 PM 인버터 (13) 사이에는, 전류 센서 (16) 가 직렬로 접속되어 있다.
커패시터 (5), SR 콘덴서 (7), PM 콘덴서 (14), 콘덴서 (85 및 86) 에는, 전압 센서인 전압계 (17, 18, 19, 89 및 90) 가 각각 병렬로 접속되어 있다. 커패시터 (5) 에는, 절연 센서 (20) 가 접속되어 있다.
전압 제어 장치 (1) 는, 제어 수단인 컨트롤러 (21) 를 구비한다. 컨트롤러 (21) 는, 유압 쇼벨 (100) 의 차체 제어를 실시하는 차체 제어부 (22) 와, SR 드라이버 (6) 를 제어함으로써 SR 모터 (2) 의 속도 및 토크를 제어하는 SR 모터 제어부 (23) 와, PM 인버터 (13) 를 제어함으로써 PM 모터 (4) 의 속도를 제어하는 PM 모터 제어부 (24) 와, 전압 변환기 (8) 의 제어를 실시하는 전압 변환기 제어부 (25) 와, 콘택터 (9) 의 온·오프를 제어하는 콘택터 제어부 (26) 를 갖는다.
도 4 는, 컨트롤러 (21) 의 제어를 나타내는 블록선도이다. 컨트롤러 (21) 의 차체 제어부 (22) 는, 엔진 (3) 이나 SR 모터 (2) 의 동작 지령을 생성하는 파워 매니지먼트부 (221) 와, PM 모터 (4) 의 동작 지령을 생성하는 선회 조작부 (222) 를 갖고, 커패시터 (5) 의 전압과 오퍼레이터에 의한 조작 레버 (Lv) 의 조작에 기초한 차체 제어를 실시한다. 파워 매니지먼트부 (221) 는, 커패시터 (5) 의 전압, 조작 레버 (Lv) 의 조작 상태 및 선회 조작부 (222) 로부터 보내져 오는 선회 동작 상태에 따라 엔진 회전수 지령을 생성하여 엔진 (3) 에 출력하는 한편, SR 모터 (2) 의 속도 지령 및 토크 지령을 생성하여 SR 모터 제어부 (23) 에 출력한다. 또, 선회 조작부 (222) 는, 커패시터 (5) 의 전압과 레버 조작 상태에 따라 PM 모터 (4) 의 속도 지령을 생성하여 PM 모터 제어부 (24) 에 출력한다.
SR 모터 제어부 (23) 는, 차체 제어부 (22) 로부터 출력된 속도 지령 및 토크 지령, SR 모터 (2) 의 회전수 및 전압 변환기 (8) 가 출력한 직류 전압을 사용하여 SR 모터 (2) 의 동작 지령을 생성하여 SR 드라이버 (6) 에 출력한다.
PM 모터 제어부 (24) 는, 차체 제어부 (22) 로부터 출력된 PM 모터 (4) 의 속도 지령, PM 모터 (4) 의 회전수 및 전압 변환기 (8) 가 출력한 직류 전압을 사용하여 PM 모터 (4) 의 동작 지령을 생성하여 PM 인버터 (13) 에 출력한다.
전압 변환기 제어부 (25) 는, 전압 변환기 (8) 가 출력한 직류 전압, SR 모터 제어부 (23) 가 출력하는 SR 모터 (2) 의 동작 지령, PM 모터 제어부 (24) 가 출력하는 PM 모터 (4) 의 동작 지령, 전압 변환기 (8) 내부의 트랜스 온도 및 IGBT 온도에 기초하여 직류 전압 지령을 생성하여 전압 변환기 (8) 에 출력한다.
도 5 는, 전압 변환기 제어부 (25) 가 출력하는 직류 전압 지령의 계산 플로우이다. 전압 변환기 제어부 (25) 는, SR 모터 제어부 (23) 로부터 출력된 SR 모터 동작 지령과 PM 모터 제어부 (24) 로부터 출력된 PM 모터 동작 지령에 기초하여 직류 전압 지령 V0* 을 생성한다.
이하의 설명에 있어서는, SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 의 정격 전압이 550 (V) 인 것으로 한다. 또, 커패시터 (5) 의 용량은, 커패시터 전압 Vcap 의 변동 범위가, 표준적인 동작시에 있어서 150 ∼ 300 (V) 이 되도록 선정되어 있는 것으로 한다. 또한, 이 커패시터 전압 Vcap 의 변동 범위, 및 이하에 나타내는 수치는 어디까지나 일례에 지나지 않고, 본 실시형태가 이들 수치에 의해 한정되는 것은 아니다.
먼저, 전압 변환기 제어부 (25) 는, 취득한 커패시터 전압 Vcap 의 2 배의 양 (2Vcap) 을 직류 전압 지령의 제 1 후보값 V0*(0) 으로 하여 산출한다 (단계 S1). 이 제 1 후보값 V0*(0) = 2Vcap 는, 무부하 상태에서 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 의 디바이스 총 손실이 최소가 되는 전압, 즉 무부하 상태에서 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 최대가 되는 전압이다. 여기서 말하는 「디바이스 총 손실」은, 각 IGBT 의 도통 손실, 트랜스 (84) 의 저항 (직류 저항, 표피 효과, 와전류손 등의 교류 저항을 포함한다) 을 포함하는 것으로, 트랜스 (84) 를 흐르게 하는 전류 크기에 비례한다.
도 6 은, 전압 변환기 (8) 로서 상기 서술한 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터를 적용하고, SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 의 정격 전력이 550 (V) 인 경우의 커패시터 전압 Vcap 에 따른 전압 변환기 (8) 의 출력 V0 과 디바이스 총 손실의 관계를 나타내는 도면이다. 도 6 에 있어서, 동일한 출력에서 비교했을 때, 커패시터 전압 Vcap 가 275 (= 550/2) (V) 일 때에 디바이스 총 손실이 가장 작아짐을 알 수 있다. 이것은, 직류 전압 V0 이 V0 = 2Vcap 인 경우에는, V0≠2Vcap 인 경우보다 트랜스 (84) 를 흐르게 하는 전류가 작아, 디바이스 총 손실이 작아지기 때문이다 (SR 모터 (2) 와 커패시터 (5) 의 전력 수수 (授受) 가 이루어지지 않은 경우, 트랜스 (84) 를 흐르게 하는 전류는 이상적으로는 0 이 된다). 또한, 본 실시형태에서는, 트랜스 (84) 의 코일 (84a) 과 코일 (84b) 의 권선비를 1 대 1 로 했기 때문에, V0* = 2Vcap 를 만족시키는 경우에 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 의 효율이 최대가 되지만, 보다 일반적인 권선비인 경우, AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 의 손실이 최소가 되는 전압 V0* 은 커패시터 전압 Vcap 에 비례하고, 그 비례계수는 권선비에 따라 정해진다.
전압 변환기 제어부 (25) 는, 취득한 커패시터 전압 Vcap 를 사용하여 상기 단계 S1 이외의 연산도 실시한다. 구체적으로는, 전압 변환기 제어부 (25) 는, 2 개의 다른 계산 방법에 의해 출력 전압의 후보값을 결정하기 위한 2 개의 보조 후보값 V0*(1), V0*(2) 를 각각 구한 후, 그 중의 최소값을 V0*(3) 으로 하여 출력한다.
먼저, 제 1 계산 방법에 대해 설명한다. 전압 변환기 제어부 (25) 는, 커패시터 전압 Vcap 의 값에 따라 직류 전압 지령을 결정하기 위한 제 1 보조 후보값 V0*(1) 을 계산한다 (단계 S2). 도 7 은, 이 계산에서 참조하는 커패시터 전압 Vcap 와 제 1 보조 후보값 V0*(1) 의 관계를 나타내는 도면이다. 도 7 에 나타내는 곡선 L1 은, Vcap 가 180 (V) 이상인 동안은, 제 1 보조 후보값 V0*(1) 로 하여 정격 전압 550 (V) 를 갖지만, Vcap 가 180 (V) 을 밑돌면, 제 1 보조 후보값 V0*(1) 이 서서히 저하되도록 되어 있다.
도 8 은, 커패시터 전압 Vcap 와 전압 변환기 (8) 의 최대 출력 P0max 의 관계를 나타내는 도면이다. 도 8 에 나타내는 곡선 L2 (실선으로 표시) 는, 커패시터 전압 Vcap 에 의하지 않고 제 1 보조 후보값 V0*(1) 을 550 (V) 으로 일정한 경우의 커패시터 전압 Vcap 와 전압 변환기 (8) 의 최대 출력 P0max 의 관계를 나타내고 있다. 곡선 L2 에서는, 커패시터 전압 Vcap 의 저하와 함께 최대 출력 P0max 가 서서히 저하된다.
이에 대하여, 도 8 의 곡선 L3 (파선으로 표시) 은, Vcap180 (V) 의 범위에 있어서, 제 1 보조 후보값 V0*(1) 을 도 7 에 나타내는 곡선 L1 과 같이 변화시켰을 때의 커패시터 전압 Vcap 와 전압 변환기 (8) 의 최대 출력 P0max 의 관계를 나타내는 곡선이다. 또한, 곡선 L3 은, Vcap 180 (V) 의 범위에서는, 곡선 L2 와 일치한다. 도 8 에서도 알 수 있는 바와 같이, 곡선 L3 에서는, Vcap 180 (V) 의 범위에 있어서, 최대 출력 P0max 의 저하가 곡선 L2 보다 억제되어 있다. 따라서, 커패시터 전압 Vcap 가, 통상 동작의 전압 변동 범위 (150 ∼ 300 (V)) 중에서, 최소값 부근의 전압값이어도, 최대 출력 P0max 로서 어느 정도의 크기를 얻을 수 있게 된다.
전압 제어 장치 (1) 에서는, 고부하 운전시 등에 있어서, 커패시터 전압 Vcap 가 저하되면, 전압 변환기 (8) 의 내부 온도가 상승된다. 그래서, 본 실시형태에 있어서는, 전압 변환기 (8) 의 출력 전압을 억제함으로써, 하측 인버터 (82) 나 상측 인버터 (83) 를 보호하여, 부하가 적어지는 전압 지령을 일으키도록 하고 있다. 이와 같이 하여, 커패시터 전압 Vcap 가 낮은 영역에서는 전압 변환기 (8) 의 효율을 최우선으로 함으로써, 결과적으로 전압 제어 장치 (1) 전체로서도 효율을 향상시킬 수 있게 된다.
도 8 에 있어서는, 커패시터 전압 Vcap 로서, 실제의 계측값에 100 (msec) 정도의 필터를 통과시킨 것을 사용하고 있다. 이것은, 커패시터 전압 Vcap 의 변동이 급변했을 경우에 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 가 출력하는 직류 전압 V0 의 변동이 커져, 전압 제어가 발진하는 것을 방지하기 위해서다.
또한, 도 8 에 나타내는 커패시터 전압 Vcap 와 최대 출력 P0max 의 관계는 어디까지나 일례에 지나지 않고, 전압 제어 장치 (1) 의 부하의 거동, SR 모터 (2) 나 PM 모터 (4) 의 정격 전압 등의 조건에 따라 다르다.
계속해서, 제 2 계산 방법을 설명한다 (단계 S3 ∼ S4). 전압 변환기 제어부 (25) 는, 전압 변환기 (8) 의 내부의 온도와 커패시터 전압 Vcap 에 기초하여 직류 전압 지령을 결정하기 위한 제 2 보조 후보값 V0*(2) 를 계산한다. 본 실시형태에 있어서는, 전압 변환기 (8) 의 내부 온도로서, IGBT 온도 센서 (87) 및 트랜스 온도 센서 (88) 가, 소정의 IGBT 의 온도 Tigbt 및 트랜스 (84) 의 온도 Ttr 을 각각 측정한다. 또한, IGBT 나 트랜스 (84) 의 온도는, 온도 센서를 적당한 위치에 장착함으로써 측정한다.
단계 S3 에 있어서, 전압 변환기 제어부 (25) 는, 취득한 IGBT 온도 Tigbt 에 대응하는 출력 전압의 최소값 Vlo(igbt) 를 계산한다 (단계 S3). 도 9 는, 전압 변환기 제어부 (25) 가 참조하는 IGBT 온도 Tigbt 와 출력 전압의 최소값 Vlo(igbt) 의 관계를 나타내는 도면이다. 도 9 에 나타내는 곡선 L4 은, IGBT 온도 Tigbt 가 70 (℃) 이하인 경우, 최소값 Vlo(igbt) 는 모터 정격 전압의 550 (V) 이지만, IGBT 온도 Tigbt 가 70 (℃) 를 초과하면, 최소값 Vlo(igbt) 는 감소되기 시작하여, IGBT 온도가 90℃ 에서 최소값 300 (V) 이 된다. 또한, IGBT 온도 Tigbt 와 출력 전압의 최소값 Vlo(igbt) 의 관계는, 과열에 의한 IGBT 의 소자 파괴를 방지할 수 있는 관계로서, IGBT 의 소자의 정격 등의 조건에 따라 정해지는 것으로, 도 9 에 나타내는 곡선 L4 는 일례에 불과하다.
전압 변환기 제어부 (25) 는, 취득한 트랜스 온도 Ttr 에 대응하는 출력 전압의 최소값 Vlo(tr) 도 계산한다 (단계 S4). 도 10 은, 전압 변환기 제어부 (25) 가 참조하는 트랜스 온도 Ttr 과 출력 전압의 최소값 Vlo(tr) 의 관계를 나타내는 도면이다. 도 10 에 나타내는 곡선 L5 는, 트랜스 온도 Ttr 이 100 (℃) 이하인 경우, 최소값 Vlo(tr) 은 모터 정격 전압의 550 (V) 이지만, 트랜스 온도 Ttr 이 100 (℃) 를 초과하면, 최소값 Vlo(tr) 은 감소되기 시작하여, 트랜스 온도가 130 (℃) 에서 최소값 300 (V) 이 된다. 또한, 트랜스 온도 Ttr 과 출력 전압의 최소값 Vlo(tr) 의 관계는, 트랜스 (84) 의 과열에 의한 절연 파괴를 방지할 수 있는 관계로서, 트랜스 (84) 의 권선의 절연종별 등의 조건에 따라 정해지는 것으로, 도 10 에 나타내는 곡선 L5 는 일례에 불과하다.
계속해서, 전압 변환기 제어부 (25) 는, 단계 S3, S4 에서 각각 구한 Vlo(igbt), Vlo(tr) 중 최소값을 Vlo 로 한다 (단계 S5).
또한, 본 실시형태에서는, 전압 변환기 (8) 의 내부 온도로서, IGBT 온도 Tigbt 와 트랜스 온도 Ttr 을 사용하는 경우를 설명했지만, 이들 온도 중 어느 하나만을 사용하여 Vlo 를 구하도록 해도 된다.
이 후, 전압 변환기 제어부 (25) 는, 단계 S5 에서 설정한 최소값 Vlo 를 사용하여 제 2 보조 후보값 V0*(2) 를 계산한다 (단계 S6). 도 11 은, 전압 변환기 제어부 (25) 가 참조하는 커패시터 전압 Vcap 와 제 2 보조 후보값 V0*(2) 의 관계를 나타내는 도면이다. 도 11 에 나타내는 직선 (L6) 은, 커패시터 전압 Vcap 가 150 (V) 일 때 V0*(2) = Vlo 이다. 또, 제 2 보조 후보값 V0*(2) 는, 커패시터 전압 Vcap 가 커짐에 따라 선형으로 증가되어, Vcap = 275 (V) 에서 최대값 550 (V) 이 된다. 특히, Vlo = 300 (V) 인 경우, 직선 (L6) 은, V0*(2) = 2Vcap 를 만족시킨다. 일반적으로, 직선 (L6) 은, Vlo 300 (V) 이므로, V0*(2) 2Vcap 를 항상 만족시키도록 되어 있다.
전압 변환기 제어부 (25) 는, 단계 S2 에서 구한 제 1 보조 후보값 V0*(1) 과 단계 S6 에서 구한 제 2 보조 후보값 V0*(2) 를 비교하여, 작은 값을 출력 전압 직류 전압 지령의 제 2 후보값 V0*(3) 으로 하여 결정한다 (단계 S7).
전압 변환기 제어부 (25) 는, SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 의 구동 상황에 따라 제 1 후보값 V0*(0) 및 제 2 후보값 V0*(3) 중 어느 하나를 선택하고, 이 선택된 후보값을 직류 전압 지령 V0* 으로 하여 전압 변환기 (8) 에 출력한다 (단계 S8). 구체적으로는, 전압 변환기 제어부 (25) 는, SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 가 정지 중이고 무부하 상태인 경우에 제 1 후보값 V0*(0) 을 직류 전압 지령 V0* 으로 하는 한편, SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 중 적어도 어느 하나가 구동하는 경우에 제 2 후보값 V0*(3) 을 직류 전압 지령 V0* 으로 한다. 도 5 에서는, SR 모터 (2) 및 PM 모터 (4) 중 적어도 어느 하나가 구동하고, 제 2 후보값 V0*(3) 이 직류 전압 지령 V0* 으로 하여 선택된 경우를 나타내고 있다.
예를 들어 초퍼식 DC-DC 컨버터와 같은 종래의 전압 변환기인 경우에는, 1 차측 전압 (커패시터 전압 Vcap 에 상당) 이 클수록 전압 변환기의 효율이 양호하다는 것이 알려져 있다. 또, 종래의 전압 변환기에서는, 1 차측 전압의 변화에 따른 전압 변환기의 효율의 변화가 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터만큼 크지 않았다. 이 때문에, 전압 변환기의 효율을 제어하고자 해도 효율 향상에 한계가 있었다. 이에 대하여, 본 실시형태에서 적용하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터 (81) 의 효율은 1 차측 전압의 변화에 따라 크게 변화하기 때문에, 최적값을 설정하는 제어를 실시함으로써, 시스템의 효율을 현저하게 향상시킬 수 있다.
이상 설명한 본 발명의 일 실시형태에 의하면, 축전지인 커패시터와 인버터 사이에, 커패시터 전압을 승압시켜 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터를 형성하고, 커패시터 전압에 따른 값을 갖는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 직류 전압을 결정하는 제어를 실시하고 있기 때문에, 부하측의 축전지로서 대용량 커패시터를 이용해도, AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 가장 양호해지도록 직류 전압을 결정할 수 있다. 따라서, 인버터에 접속된 부하가 크고 커패시터 전압의 변동이 큰 경우라도, 시스템 전체로서의 효율을 향상시킬 수 있다.
또, 본 실시형태에 의하면, 전압 변환기 자체의 손실이 적기 때문에, 전압 변환기 내부의 온도 상승을 억제하고, 온도가 상승됨으로써 IGBT 의 소자 파괴나 트랜스의 절연 파괴를 방지하여, 내부 부품을 보호할 수 있다. 따라서, 전압 변환기에 의한 전력 수수를 파탄시키지 않고, 시스템이 원활한 계속 동작을 실현할 수 있게 된다.
또한, 본 실시형태에 의하면, 커패시터 전압에 따라 전압 변환기의 효율이 양호한 동작 영역을 사용함으로써, 손실이 줄고, 연비를 양호하게 할 수 있다.
(변형예)
본 실시형태에 관련된 전압 제어 방법에 있어서, 전압 변환기 제어부 (25) 가 단계 S2 에서 참조하는 커패시터 전압 Vcap 와 제 1 보조 후보값 V0*(1) 의 관계는, 도 7 에 나타내는 곡선 L1 에 한정되는 것은 아니다. 도 12 는, 단계 S2 에서 참조하는 커패시터 전압 Vcap 와 제 1 보조 후보값 V0*(1) 의 관계를 나타내는 도면이다. 도 12 에 나타내는 곡선 (L7) 은, 제 1 보조 후보값 V0*(1) 이, 커패시터 전압 Vcap 에 따라 소정 범위 (도 12 에서는 500 ∼ 550 (V)) 에서 변화되도록 설정되어 있다. 이 범위의 취득 방법은, 모터 정격 전압에 기초하여 정해지는 것으로, 커패시터 전압 Vcap 의 변화에 따라 전압 변환기 (8) 의 효율이 거의 일정해지거나, 또는 전압 변환기 (8) 의 효율이 양호해지도록 설정된다.
이하, 곡선 (L7) 의 설정 방법의 일례를 설명한다. 도 13 은, 출력 전압 V0* 이 550 (V) 일 때의 전압 변환기 (8) 의 출력과 효율의 관계를 나타내는 도면이다. 전압 변환기 (8) 는, 상기 서술한 바와 같이, 출력 전압 V0* 이 커패시터 전압의 2 배일 때가 가장 효율적이다. 그래서, 제 1 보조 후보값 V0*(1) 을 500 ∼ 550 (V) 인 범위에서 설정할 때에는, 임의의 커패시터 전압 Vcap 와 출력 전압 V0* 의 관계가, 대략 도 13 에 나타내는 관계와 유사한 것으로 간주한다. 예를 들어, V0* = 500 (V) 일 때에는, 도 13 에 나타내는 275 (V) 의 곡선이, Vcap = V0*/2 = 250 (V) 의 선인 것으로 간주한다. 또, V0* = 520 (V) 일 때에는, 도 13 에 나타내는 275 (V) 의 곡선이, Vcap = V0*/2 = 260 (V) 의 선인 것으로 간주한다.
이와 같이 하여, 출력 전압 V0* 이 500 ∼ 550 (V) 인 범위에 있는 경우의 전압 변환기 (8) 의 출력과 효율의 관계를 모두 작성하고, 커패시터 전압 Vcap 의 변화 (150 ∼ 300 (V)) 에 따라 전압 변환기 (8) 의 효율이 거의 일정해지거나, 또는 전압의 변동에 대해 전압 변환기 (8) 의 효율이 항상 양호해지는 곡선을 소정의 규칙에 따라 작성함으로써, 곡선 (L7) 이 얻어진다.
이제까지, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태를 상세히 서술했는데, 본 발명은 상기 일 실시형태에 의해 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 본 발명에 있어서, 엔진에 연결되는 모터는 SR 모터 이외의 모터이어도 되고, 예를 들어 PM 모터이어도 상관없다. 이 경우에는, 여자 전원은 불필요하다.
또, 본 발명은, 유압 쇼벨 이외의 건설 기계에도 적용할 수 있는 것은 물론이고, 건설 기계 이외의 다양한 종류의 하이브리드 차량에도 적용할 수 있다.
게다가, 본 발명에 있어서, 전압 변환기에 접속되는 부하는 모터 이외여도 된다.
이와 같이, 본 발명은, 여기서는 기재하지 않은 다양한 실시형태 등을 포함할 수 있는 것이며, 특허 청구 범위에 의해 특정되는 기술적 사상을 일탈하지 않는 범위 내에서 여러 가지의 설계 변경 등을 실시할 수 있다.
산업상이용가능성
이상과 같이, 본 발명은, 구동축이 서로 연결된 엔진 및 모터를 구동원으로 하는 하이브리드 차량에 유용하고, 특히 부하 변동이 큰 하이브리드 건설 기계에 바람직하다.

Claims (11)

  1. 소정의 부하에 전력을 공급하는 커패시터와,
    상기 부하에 접속된 인버터와,
    직류 단자가 가극성 (加極性) 으로 직렬 접속되는 2 개의 전압형 인버터 및 상기 2 개의 전압형 인버터의 교류 단자를 AC 결합하고, 소정의 누설 인덕턴스를 갖는 트랜스를 포함하며, 상기 2 개의 전압형 인버터 중 일방이 상기 커패시터에 병렬 접속되고, 상기 커패시터의 커패시터 전압을 승압시킨 직류 전압을 상기 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터와,
    상기 커패시터 전압에 따른 값을 갖는 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 정해지는 직류 전압값을 사용함으로써, 상기 부하가 구동하고 있는 경우의 상기 직류 전압의 지령값을 생성하여 출력하는 제어 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 수단은,
    상기 커패시터 전압이 소정 범위의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압값을 상기 커패시터 전압에 의하지 않고 일정하게 하고,
    상기 커패시터 전압이 상기 범위 외의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압값을 상기 일정값보다 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 양호해지는 값으로 하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어 수단은,
    상기 직류 전압값을 상기 커패시터 전압에 따라 소정 범위에서 변화시키는 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 수단은,
    상기 부하가 구동하고 있는 경우의 상기 직류 전압의 지령값을 생성할 때,
    상기 직류 전압값을 제 1 보조 후보값으로 하는 한편,
    상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 내부 온도에 대응하여 정해지는 직류 전압값을 제 2 보조 후보값으로 하고,
    상기 제 1 및 제 2 보조 후보값 중 작은 값을 상기 부하가 구동하고 있는 경우의 상기 직류 전압의 지령값으로 하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 전압형 인버터는 복수의 스위칭 소자를 갖고,
    상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 내부 온도는, 상기 복수의 스위칭 소자 중 어느 것의 온도 및/또는 상기 트랜스의 온도인 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제어 수단은,
    무부하 상태에 있어서의 상기 직류 전압의 지령값을 상기 커패시터 전압에 비례한 전압으로 하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 부하는 모터인 것을 특징으로 하는 전압 제어 장치.
  8. 소정의 부하에 전력을 공급하는 커패시터와, 상기 부하에 접속된 인버터와, 직류 단자가 가극성으로 직렬 접속되는 2 개의 전압형 인버터 및 상기 2 개의 전압형 인버터의 교류 단자를 AC 결합하고, 소정의 누설 인덕턴스를 갖는 트랜스를 포함하며, 상기 2 개의 전압형 인버터 중 일방이 상기 커패시터에 병렬 접속되고, 상기 커패시터의 커패시터 전압을 승압시킨 직류 전압을 상기 인버터에 출력하는 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터를 구비한 시스템의 전압 제어 방법으로서,
    상기 커패시터 전압에 따른 값을 갖는 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율에 기초하여 정해지는 직류 전압값을 사용함으로써, 상기 부하가 구동하고 있는 경우의 상기 직류 전압의 지령값을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 커패시터 전압이 소정 범위의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압값을 상기 커패시터 전압에 의하지 않고 일정하게 하고,
    상기 커패시터 전압이 상기 범위 외의 값을 갖는 경우, 상기 직류 전압값을 상기 일정값보다 상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 효율이 양호해지는 값으로 하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 직류 전압값을 상기 커패시터 전압에 따라 소정 범위에서 변화시키는 것을 특징으로 하는 전압 제어 방법.
  11. 제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 부하가 구동하고 있는 경우의 상기 직류 전압의 지령값을 생성할 때,
    상기 직류 전압값을 제 1 보조 후보값으로 하는 한편,
    상기 AC 결합 쌍방향 DC-DC 컨버터의 내부 온도에 대응하여 정해지는 직류 전압값을 제 2 보조 후보값으로 하고,
    상기 제 1 및 제 2 보조 후보값 중 작은 값을 상기 부하가 구동하고 있는 경우의 상기 직류 전압의 지령값으로 하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 방법.
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