KR20090098643A

KR20090098643A - 개루프 공간 다중화 모드에서 신호 송수신 방법

Info

Publication number: KR20090098643A
Application number: KR1020080080461A
Authority: KR
Inventors: 이문일; 임빈철; 천진영; 고현수; 이욱봉
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2008-03-14
Filing date: 2008-08-18
Publication date: 2009-09-17
Also published as: JP5236753B2; US20100166094A1; KR101328961B1; JP2011518458A; US8320488B2; ES2525338T3; WO2009113766A1; EP2272180B1; CN102017449A; CN102017449B; EP2272180A4; EP2272180A1

Abstract

개루프 공간 다중화(open-loop SM(spatial multiplexing) 모드에서의 신호 송수신 방법을 개시한다. 본 방법에 따르면, 개루프 공간 다중화 전송 모드에서 전송 안테나 개수가 2개이고 랭크가 2인 경우, 기지국은 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 프리코딩을 수행하되, 단위 행렬(Identity Matrix)에 대응하는 제 1 행렬(W), 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬(Unitary Matrix)에 해당하는 제 3 행렬이 순차적으로 곱해진 행렬(WDU)을 이용하여 프리코딩 후 전송하며, 이는 실질적으로 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬에 해당하는 제 3 행렬이 곱해진 행렬(DU)를 이용하여 프리코딩 후 전송하는 것과 동일하게 볼 수 있다. 또한, 단말은 수신된 랭크 지시자 및 전송 안테나 개수에 따라 기지국의 전송 방식을 추정하여 신호를 수신하게 된다.

Large Delay CDD, Open-loop SM, Identity Matrix

Description

개루프 공간 다중화 모드에서 신호 송수신 방법{Method For Transmitting And Receiving Signals In Open-Loop Spatial Multiplexing Mode}

이하의 설명은 다중 안테나 방식(MIMO) 이동통신 시스템에 대한 것으로서, 구체적으로 개루프 공간 다중화 모드에서 효율적으로 신호를 송수신하는 방법에 대한 것이다.

최근 정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 그리고 고품질 서비스의 출현 등으로 인해 빠른 무선통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 하는데, 무선통신 환경에서 통신 용량을 늘리기 위한 방안으로는 가용 주파수 대역을 새롭게 찾아내는 방법과, 한정된 자원에 대한 효율성을 높이는 방법을 생각해 볼 수 있다. 이 중 후자(後者)의 방법으로 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원 활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 다이버시티 이득을 취하거나, 각각의 안테나를 통해 데이터를 병렬로 전송함으로써 전송 용량을 높이는 이른바 다중 안테나 송수신 기술이 최근 큰 주목을 받으며 활발하게 개발되고 있다.

이와 같은 다중 안테나 송수신 기술 중 특히 직교 주파수 분할 다중화 방식(OFDM; Orthogonal Frequency Division Multiplexing)을 이용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO; Multiple-Input Multiple-Output) 시스템에 대해 살펴보면 다음과 같다.

도 1은 OFDM을 이용하는 다중 안테나 송수신 시스템의 일반적인 구조를 도시한 도면이다.

송신단에 있어서, 채널 인코더(101)는 전송 데이터 비트에 중복의 비트를 첨부하여 채널이나 잡음에 의한 영향을 줄이고, 맵퍼(103)는 데이터 비트 정보를 데이터 심볼 정보로 변환해주며, 직렬-병렬 변환기(105)는 데이터 심볼을 다수의 부 반송파에 싣기 위해 병렬화하고, 다중 안테나 인코더(107)는 병렬화된 데이터 심볼을 시공간 신호로 변환한다. 수신단에서의 다중 안테나 디코더(109), 병렬-직렬 변환기(111), 디 맵퍼(113) 및 채널 디코더(115)는 송신단에서의 다중 안테나 인코더(107), 직렬-병렬 변환기(105), 맵퍼(103) 및 채널 인코더(101)의 역기능을 각각 수행한다.

다중 안테나 OFDM 시스템에서는 데이터의 전송 신뢰도를 높이기 위한 다양한 기술이 요구되는데, 이 중 공간 다이버시티 이득을 높이는 기법(scheme)으로는 시공간 부호(Space-Time Code; STC), 순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 등이 있고, 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio; SNR)를 높이기 위한 기법으로는 빔 포밍(BeamForming; BF), 프리코딩(Precoding) 등이 있다. 여기서, 시공간 부호 및 순환지연 다이버시티는 주로 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 없는 개루프 시스템의 전송 신뢰도를 높이기 위해 사용되며, 빔 포밍 및 프리코딩은 송신단에서 피드백 정보를 이용할 수 있는 폐루프 시스템에서 해당 피드백 정보를 통해 신호대잡음비를 최대화하기 위해 사용된다.

상술한 기법들 중 공간 다이버시티 이득을 높이기 위한 기법 및 신호대잡음비를 높이기 위한 기법으로 특히 순환지연 다이버시티와 프리코딩을 살펴보면 다음과 같다.

순환지연 다이버시티(Cyclic Delay Diversity; CDD) 기법은 여러 개의 송신 안테나를 가지는 시스템에서 OFDM 신호를 전송함에 있어서 모든 안테나가 각기 다른 지연 또는 다른 크기로 신호를 전송함으로써 수신단에서 주파수 다이버시티 이득을 얻는 것이다.

도 2는 CDD 기법을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송신단 구성을 도시하고 있다.

OFDM 심볼은 직렬-병렬 변환기 및 다중 안테나 인코더를 통해 각 안테나별로 분리 전달된 후, 채널 간 간섭을 방지하기 위한 순환 전처리부(CP; Cyclic Prefix)가 첨부되어 수신단으로 전송된다. 이때, 첫 번째 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 그대로 수신단으로 전송되지만 그 다음 순번의 안테나에 전달되는 데이터 시퀀스는 바로 전 순번의 안테나에 비해 일정 샘플만큼 순환지연되어 전송된다.

한편, 이와 같은 순환지연 다이버시티 기법을 주파수 영역에서 구현하면 상기의 순환지연은 위상 시퀀스의 곱으로 표현할 수 있다.

도 3은 도 2에 도시된 바와 같은 CDD 기법을 주파수 영역에서 구현하는 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 3에서 보듯 주파수 영역에서의 각 데이터 시퀀스에 안테나별로 서로 다르게 설정되는 소정의 위상 시퀀스(위상 시퀀스 1 ~ 위상 시퀀스 M)를 곱한 후 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 수행하여 수신단으로 전송할 수 있는데, 이를 위상천이 다이버시티(phase shift diversity) 기법이라 한다.

위상천이 다이버시티 기법을 이용하면 플랫 페이딩 채널(flat fading channel)을 주파수 선택성 채널로 변화시킬 수 있고, 채널 부호를 통해 주파수 다이버시티 이득을 얻거나 주파수 선택적 스케줄링을 통해 다중 사용자 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

한편, 프리코딩 기법(Precoding scheme)에는 폐루프 시스템에서 피드백 정보가 유한한 경우에 이용되는 코드북 기반의 프리코딩(codebook based precoding) 방식과, 채널 정보를 양자화(quantization)하여 피드백하는 방식이 있다. 이 중 코드북 기반의 프리코딩은 송수신단에서 이미 알고 있는 프리코딩 행렬의 인덱스를 송신단으로 피드백함으로써 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻는 방식이다.

도 4는 코드북 기반의 프리코딩을 이용하는 다중 안테나 시스템의 송수신단 구성을 도시하고 있다.

여기서, 송신단 및 수신단은 각각 유한한 프리코딩 행렬(P ₁ ~ P _L)을 가지고 있으며, 수신단에서는 채널정보를 이용하여 최적의 프리코딩 행렬 인덱스(l)를 송 신단으로 피드백하고, 송신단에서는 피드백된 인덱스에 해당하는 프리코딩 행렬을 전송 데이터(χ ₁~ χ _Mt ₎에 적용할 수 있다.

이와 같은 위상천이 다이버시티 기법 또는 CDD 기법은 피드백 정보를 요구하는지 여부에 따른 개루프(Open-Loop) 방식과 폐루프(Closed-Loop) 방식에서 각각 상이한 요구 사항이 존재할 수 있다. 즉, 개루프 CDD 방식 또는 폐루프 CDD 방식에 따라 상이한 프리코딩 행렬이 이용되는 것이 바람직할 수 있다.

이러한 가정하에서 각 CDD 방식에 따라 충분한 주파수 다이버시티 이득을 획득함과 동시에 구현의 복잡도를 최소화하도록 적절한 프리코딩 행렬을 선택하고, 이에 따라 효율적으로 신호를 송수신하는 방법에 대한 명확한 규정이 필요하다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 측면에서는 각 전송 모드에 따라 다양한 채널 환경하에서 충분한 주파수 다이버시티 이득을 획득하면서도 구현을 간단하게 할 수 있는 프리코딩 행렬을 선택하는 방법을 제공하고자 한다.

또한, 본 발명의 일 측면에서는 상술한 바와 같이 선택된 프리코딩 행렬을 이용하여 CDD 방식에 따라 송수신단 간에 효율적으로 신호를 송수신하는 방법을 제공하고자 한다.

상술한 바와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 측면에서는 개루프 공간 다중화(open-loop SM(spatial multiplexing)) 전송 모드에서 사용자 기기(User Equipment; UE)가 신호를 수신하는 방법을 제공한다. 본 방법은, 기지국으로부터 랭크 지시자(RI) 및 안테나 개수 정보를 수신하는 단계; 및 전송 안테나 개수가 2인 경우, 상기 기지국의 신호 전송은 단위 행렬(Identity Matrix)에 대응하는 제 1 행렬(W), 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬(Unitary Matrix)에 대응하는 제 3 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(WDU)에 의한 프리코딩을 거쳐 전송된 것으로 추정하는 단계; 및 상기 추정 단계의 추정에 따라 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 이때, 상기 랭크 지시자가 1보다 큰 경우 상기 기지국의 신호 전송이 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 수행된 것으로 추정하는 단계를 더 포함 할 수도 있다.

한편, 본 발명의 다른 일 측면에서는 개루프 공간 다중화(open-loop SM(spatial multiplexing)) 전송 모드에서 기지국이 신호를 전송하는 방법을 제공한다. 본 방법은, 전송 랭크(Rank)가 1보다 큰 경우, 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 신호를 전송하는 단계를 포함하며, 상기 신호 전송 단계는, 전송 안테나 개수가 2인 경우, 전송 신호에 단위 행렬(Identity Matrix)에 대응하는 제 1 행렬(W), 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬(Unitary Matrix)에 대응하는 제 3 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(WDU)에 의한 프리코딩을 수행하는 단계; 및 상기 프리코딩된 신호를 자원 요소에 매핑하여 전송하는 단계를 포함한다.

이러한 실시형태들에 있어서, 상기 제 2 행렬(D)은, 상기 전송 안테나 개수가 2이며, 랭크 지시자(RI)에 따른 랭크(Rank)가 2인 경우, 2*2 형태를 가질 수 있다. 또한, 상기 개루프 공간 다중화(open-loop SM) 전송 모드에서 상기 기지국은 상기 제 1 행렬(W)을,

로 고정하여 사용하며, 상기 사용자 기기는 상기 기지국으로 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 피드백하지 않는 것이 바람직하다.

한편, 상술한 실시형태들은 개루프 공간 다중화 전송 모드에서 기지국이 신 호를 전송함에 있어서, 전송 안테나 개수가 2이고, 전송 랭크가 2인 경우, 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 전송 신호를 프리코딩하되, 대각 행렬에 대응하는 제 1 행렬(D)과 유니터리 행렬에 대응하는 제 2 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(DU)에 의해 프리코딩을 수행하여, 프리코딩된 신호를 자원 요소에 매핑하여 전송하는 것으로도 볼 수 있다.

상술한 바와 같은 본 발명의 각 실시형태에 따르면 전송 모드 별로 충분한 다이버시티 이득을 획득하면서도 구현을 간단하게 할 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 예를 들어, 이하의 설명은 이해를 돕기 위해 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 시스템에 적용되는 구체적인 예를 들어 설명하나, 본 발명은 3GPP LTE 시스템뿐만 아니라 일반적인 다중 안테나 시스템을 이용하는 임의의 무선 통신 시스템에 동일한 원리에 의해 적용될 수 있다. 또한, 이하의 설명에 있어서 기지국은 "Node B", "eNode B" 등 다른 용어로 대체되어 적용될 수 있으며, 단말은 "사용자 기기(UE)", "이동국(MS)" 등의 용어로 대체되어 적용될 수 있다.

이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세 부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시된다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

상술한 바와 같이 본 발명의 일 측면에서는 각 전송 모드에 따라 다양한 채널 환경하에서 충분한 주파수 다이버시티 이득을 획득하면서도 구현을 간단하게 할 수 있는 프리코딩 행렬을 선택하고, 이를 이용하여 효율적으로 신호를 송수신하는 방법을 제공하고자 한다. 이를 위해 이하에서는 먼저 상술한 3GPP LTE 시스템의 하향링크를 예로 들어 각 전송 모드별로 구체적으로 살펴보고, 이를 바탕으로 특정한 경우, 예를 들어, 개루프 공간 다중화 전송 모드에서 프리코딩 행렬을 효율적으로 구성하여 CDD 방식에 따라 신호를 송수신하는 방법에 대해 살펴본다. 다만, 3GPP LTE 시스템의 하향링크는 예시적일 뿐 본 발명은 다른 무선 통신 상황에도 적용될 수 있다.

도 5는 3GPP LTE 시스템에서 하향링크 물리 채널의 전송 과정을 개략적으로 나타낸 개념도이다.

채널 코딩을 통해 생성된 코드워드는 변조 전 스크램블링(501)이 수행되어 스크램블링된 비트 블록을 생성한다. 이와 같이 생성된 비트 블록은 이후 변조 맵퍼(502)에 의해 QPSK, 16 QAM 또는 64 QAM으로 변조된 변조 심볼로서 생성된다. 한편, 이와 같이 변조된 심볼들은 레이어 맵퍼(503)에 의해 하나 이상의 레이어에 맵 핑된다. 3GPP LTE 시스템에서는 동시에 2개의 코드워드까지 전송될 수 있으며, 이 2개의 코드워드는 4개 이하의 레이어에 소정 기준에 따라 각각 매핑된다.

이와 같이 레이어 매핑이 완료된 심볼들에는 프리코딩(504)이 수행된다. 프리코딩(504)에는 (1) 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM)를 위한 프리코딩과, (2) 공간 전송 다이버시티(Transmission Diversity)를 위한 프리코딩이 존재하며, 공간 다중화를 위한 프리코딩에는 (a) CDD의 적용이 없이 공간 다중화(SM)를 위한 프리코딩과 (b) 큰 지연 CDD(Large Delay CDD)를 위한 프리코딩이 있다. 개루프 공간 다중화 전송 모드의 경우 일반적으로 전송 랭크(Rank)가 1보다 큰 경우에 기지국은 CDD 기반 프리코딩 방식에 따라 신호를 전송한다. 또한, 전송 안테나가 2인 시스템(2 Tx 시스템)의 경우 고정된 특정 프리코딩 행렬에 기반한 프리코딩을 통해 신호를 전송하며, 전송 안테나가 4인 시스템(4 Tx 시스템)의 경우 기지국은 각 자원 요소마다 순환적으로 상이한 프리코딩 방식을 적용하여 신호를 전송할 수 있다.

이와 같은 프리코딩이 완료된 전송 심볼들은 자원 요소 맵퍼(505)에 의해 적절한 자원 요소에 맵핑되며, 그 후 OFDM 신호 생성기(506)를 거쳐 전송 안테나를 통해 전송된다.

한편, 상술한 프리코딩 방식 중 공간 다중화를 위한 프리코딩의 경우 송수신측 간에 미리 결정된 코드북 내의 특정 프리코딩 행렬을 이용함으로써 시그널링 오버헤드를 감소시키는 방식이 이용되며, 이들 중 특히 큰 지연 CDD를 위한 프리코딩 방식에 대해서는 이하에서 더 구체적으로 설명한다. 아울러 이하의 설명에 있어서 큰 지연 CDD를 위한 프리코딩은 혼동이 없는 한 "CDD 기반 프리코딩", "CDD 방식 프리코딩" 또는 "위상천이 기반 프리코딩"으로 지칭할 수도 있다.

CDD 기반 프리코딩의 기본 구조- DU 구조

위상천이 기반 프리코딩은 전송하려는 모든 스트림을 전체 안테나를 통해 전송하되 각기 다른 위상의 시퀀스를 곱하여 전송하는 것이다. 일반적으로, 순환지연값을 사용하여 위상 시퀀스를 생성하면 수신기에서 볼 때 채널에 주파수 선택성이 생기면서 주파수 영역에 따라 채널의 크기가 커지거나 작아지게 된다.

위상천이 기반의 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같이 표현할 수 있다.

여기서, k는 자원인덱스를 나타내며 일례로 부 반송파의 인덱스 또는 가상 시간-주파수 자원 또는 특정 주파수 대역의 인덱스를 가리키고,

(i = 1,...,N_t, j = 1,...,R)는 k에 의해 결정되는 복소 가중치를 나타낸다. 또한, N_t는 송신 안테나의 개수를 나타내고, R은 공간 다중화율을 나타낸다. 여기서, 복소 가중치는 안테나에 곱해지는 OFDM 심볼 및 해당 부 반송파의 인덱스에 따라 상이한 값을 가질 수 있다. 상기 복소 가중치는 채널 상황 및 피드백 정보의 유무 중 적어도 하나에 따라 결정될 수 있다.

한편, 상기 수학식 1의 프리코딩 행렬(P)은 다중 안테나 시스템에서의 채널용량의 손실을 줄이도록 설계되는 것이 바람직하다. 이를 위해 다중 안테나 개루프 시스템의 채널용량을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

여기서, H는 N_r x N_t 크기의 다중 안테나 채널 행렬이고 N_r은 수신 안테나의 개수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 상기 수학식 1에 나타낸 바와 같은 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)을 적용하면 다음과 같다.

수학식 3에서 보듯, 채널용량에 손실이 없도록 하기 위해서는 PP ^H 가 단위 행렬(Identity Matrix)이 되어야 하므로, 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은 다음과 같은 조건을 만족하는 것이 바람직하다.

즉, 위상천이 기반 프리코딩 행렬(P)은 유니터리 행렬에 기반하는 것이 바람직하다.

이상에서 설명한 위상천이 기반의 프리코딩 행렬은 안테나 수가 N_t(N_t는 2 이상의 자연수)이고 공간 다중화율이 R(R은 1 이상의 자연수)인 시스템에 대하여 다음의 수학식 5와 같은 형태로 표현될 수 있다. 이는 종래의 위상 천이 다이버시티 기법을 일반화하여 표현한 것으로 볼 수 있으므로, 이하에서는 수학식 5에 의한 다중 안테나 기법을 일반화된 위상천이 다이버시티(Generalized Phase Shift Diversity; GPSD)라 부르기로 한다.

여기서,

는 N_t개의 송신 안테나와 R의 공간 다중화율을 가지는 MIMO-OFDM 신호의 k번째 자원 인덱스에 대한 GPSD 행렬을 나타내며,

는

를 만족하는 유니터리 행렬(제2행렬)로서 각 안테나에 상응하는 부 반송파 심볼 간의 간섭을 최소화하기 위해 사용된다. 특히, 위상천이를 위한 대각행렬(제1행렬; D)의 유니터리 행렬 특성을 그대로 유지시키기 위해

자신도 유니터리 행렬의 조건을 만족하는 것이 바람직하다.

수학식 5에서 주파수 영역의 위상각 θ_i, i=1,...,N_t 는 시간 영역의 지연 시간 τ_i, i=1,...,N_t와 다음과 같은 관계를 가진다.

여기서, N_fft는 OFDM 신호의 부 반송파 개수를 나타낸다.

상기 수학식 5에 나타낸 바와 같이 대각 행렬(D)에 대응하는 제 1 행렬과 유니터리 행렬(U)에 대응하는 제 2 행렬의 곱의 형태로 규정되는 프리코딩 행렬을 이하에서는 "CDD 기반 프리코딩의 기본 구조" 또는 "DU 구조"로 지칭하기로 한다.

일반화된 위상천이 다이버시티의 확장 - PDU / WDU 구조

상술한 DU 구조에 대한 실시형태에서 대각행렬(D)과 유니터리 행렬(U)로 구성된 CDD 기반 프리코딩의 기본 구조에 송수신측간에 미리 결정된 코드북으로부터 선택된 프리코딩 행렬에 해당하는 행렬(P)을 추가하여 확장된 CDD 기반 프리코딩 행렬을 구성할 수 있다. 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.

확장된 CDD 기반 프리코딩 행렬은 상기 수학식 5에 비해 N_t x R 크기의 프리코딩 행렬(P)이 대각행렬 앞에 추가되며, 따라서 대각행렬의 크기는 R x R로 변경된다는 데에 특징이 있다. 상기 추가되는 프리코딩 행렬(

)은 특정 주파수 대역 또는 특정 부 반송파 심볼에 대하여 상이하게 설정될 수 있으며, 개루프 시스템에서는 상술한 바와 같이 고정된 특정 행렬을 이용하도록 설정되는 것이 바람직하다. 이와 같은 프리코딩 행렬(

)의 추가로 보다 최적화된 신호대잡음비(SNR) 이득을 얻을 수 있다.

또한, 추가되는 프리코딩 행렬은 3GPP LTE 시스템의 코드북으로부터 선택되는 행렬로서 "W"로 표기될 수 있다.

이하에서 상술한 바와 같이 확장된 CDD 기반 프리코딩 행렬을 "PDU 구조" 또는 "WDU" 구조로 지칭하기로 한다.

코드북 부분집합 제한 기법

3GPP LTE 시스템에서 송수신단간에 미리 설정된 코드북은 2 Tx와 4 Tx에 대해 다음과 같다.

상기 표 1은 2 Tx 시스템에서 이용되는 코드북을 나타내며, 상기 표 2는 4 Tx 시스템에서 이용되는 코드북을 나타낸다.

한편,

개의 프리코딩 행렬을 포함하는 코드북은 기지국 또는 단말에 따라 코드북의 일정 부분만 사용하는 코드북 부분집합 제한 기법을 적용하여 사용하는 경우가 존재할 수 있다. 이 경우,

개의 프리코딩 행렬은

의 개수의 프리코딩 행렬로 줄여 사용할 수 있다. 여기에서 코드북 부분집합 제한 기법은 다중 셀 간섭을 줄이기 위해 사용되거나 복잡도를 줄이기 위해 사용될 수 있다. 여기서

의 조건을 만족하는 것을 가정한다. 예를 들어, 코드북의 전체 프리코딩 행렬의 개수가

라고 가정하면 전체 집합의 코드북

과 일례로 6개의 프리코딩 행렬 중 4개의 프리코딩 행렬만 사용하도록 결정된 코드북

는 아래의 수학식 8과 같이 표현할 수 있다.

위의 수학식 8에서

는

코드북의 인덱스를 다시 배열한 등가 코드북이다.

한편, 특정 시간에서 송수신기간에 정해놓은 프리코딩 행렬 집합이 미리 정의되어 있다면 수학식 9와 같이 표현할 수 있다.

상기 수학식 9에서 프리코딩 행렬의 집합은

개의 프리코딩 행렬을 포함하고 있다. 위의 수학식 9는 아래의 수학식 10과 같은 형태로 단순화시킬 수 있다.

즉, 수학식 8과 수학식 9는 코드북을 나타내는

안의 프리코딩 행렬들을 부반송파 또는 자원인덱스에 따라 순환 반복하여 사용하는 방법을 나타낸다. 그리고, 위의 수학식 10에서

은 데이터 스트림을 섞어주는 역할을 하는데,

는 데이터 스트림 치환 행렬이라고 칭할 수 있고 상기 수학식 9에 나타난 바와 같이 공간 다중화율(R)따라 선택될 수 있다.

는 아래의 수학식 11과 같은 간단한 형태로도 표현이 가능하다.

공간 다중화율 2

공간 다중화율 3

공간 다중화율 4

상술한 코드북 내에서 프리코딩 행렬들을 순환 반복하여 사용하는 방법은, 코드북 제한 기법이 적용된 코드북 내에서도 사용될 수 있다. 예를 들어, 수학식 8의

를 적용하면 상기 수학식 10은 아래 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.

위의 수학식 12의 k는 자원 인덱스를 나타내고 위의 경우

이다. 즉, 수학식 12는 프리코딩 행렬이 제한된 코드북을 나타내는

안의 프리코딩 행렬들을 부반송파 또는 자원인덱스에 따라 순환 반복하여 사용하는 방법을 나타낸다.

한편, 상술한 바와 같이 개루프 공간 다중화 전송 모드를 이용하는 2 Tx 시스템에서 전체 랭크를 이용하여 CDD 기반 프리코딩을 수행하는 경우, 큰 지연 CDD 자체로 인하여 충분한 주파수 다이버시티 이득을 획득할 수 있기 때문에 프리코딩 행렬(W)은 어느 하나로 고정하여 사용하는 것이 구현을 간단하게 할 수 있어 바람직하다. 따라서 이하의 실시형태에서는 이와 같이 고정된 프리코딩 행렬에 기반하여 CDD 기반 프리코딩을 수행하는 경우 바람직한 프리코딩 행렬을 선택하는 방법에 대해 설명한다.

개루프 공간 다중화 모드에서 CDD 기반 프리코딩 방법

개루프 SM 모드의 큰 지연 CDD 프리코딩은 상기 수학식 7과 같이 PDU 구조 또는 WDU 구조에 따라 수행될 수 있다. 여기서 상술한 순환 적용 개념을 설명하기 위해 이를 다시 표현하면 다음과 같다.

여기서,

는 코드북 서브세트 내의 프리코딩 행렬의 개수를 나타내며,

는 동일한 프리코딩 행렬을 이용하는 연속적인 자원 요소(RE)의 개수를 나타내고, i 는 상기 k와 같이 자원인덱스를 나타낸다. 따라서, 프리코딩 행렬은 매

자원인덱스마다 바뀌어 사용되어,

개의 프리코딩 행렬이 순환적으로 이용될 수 있다. 개루프 큰 지연 CDD 방식에 대한 추가적인 사항은 다음과 같다.

(1) 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)가 이용되지 않는다.

(2) 2 Tx 시스템에서

는 1로 설정된다.

(3) 4 Tx 시스템에서

는 4로 설정되며, 랭크에 무관하게 행렬 인덱스는 상기 표 2의 {12, 13, 14, 15}가 이용된다.

(4) 개루프 큰 지연 CDD 방식은 랭크가 1보다 큰 경우에 한하여 적용되며, 랭크 1에 대해서는 전송 다이버시티 방식이 이용된다.

(5) 전송 다이버시티 방식과 개루프 SM 방식 사이에 동적인 랭크 적응이 가능하다.

4 Tx 안테나의 경우, 충분한 다이버시티 이득을 획득하면서도 디코딩 복잡도를 줄이기 위해 랭크에 무관하게 상기 표 2에 규정된 16개의 행렬 중 단지 4개의 행렬만이 이용된다. 그러나, 2 Tx 개루프 SM의 경우 상기 표 1에서 랭크 2에 대한 3개의 행렬 중 오직 하나의 행렬만을 이용하게 된다. 따라서, 이러한 경우에 이용되는 행렬을 올바로 선택하는 것은 매우 중요하며, 본 실시형태에서는 이와 같이 2 Tx 개루프 SM 방식에서 큰 지연 CDD 기반 프리코딩을 위한 프리코딩 행렬을 선택하는 방법을 제안하고자 한다.

먼저, 상기 표 1에서 랭크 2의 경우를 따로 고려하면 다음과 같다.

상기 수학식 14에서 인덱스 1과 인덱스 2의 경우 큰 지연 CDD와 결합될 경우 열 교환(Column Switching)을 수행하는 단위 행렬(Identity Matrix)로서 유사한 기능을 수행한다. 하지만, 큰 지연 CDD 기반 프리코딩에 상기 인덱스 0의 프리코딩 행렬을 이용하는 경우 개루프 SM는 열 교환을 수행하는 DFT 행렬로 기능하여, 양호한 상관 채널(Moderate Correlation Channel)에서 보다 높은 SNR 이득을 획득할 수 있다. 따라서, 본 발명의 바람직한 일 실시형태에서는 개루프 공간 다중화 전송 모드 2 Tx에서 랭크가 2인 경우의 프리코딩을 상기 수학식 14의 인덱스 0의 단위 행렬에 대응하는 제 1 행렬(W), 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬에 대응하는 제 3 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(WDU 또는 PDU)에 의해 프리코딩을 수행하여 신호를 전송하는 것을 제안한다. 상기 제 1 행렬(W)로서 인덱스 0의 행렬을 이용할 경우 인덱스 1 또는 2를 이용할 경우에 비해 어떠한 성능 차이를 보이는 지에 대해 본 발명자는 아래와 같은 시뮬레이션을 수행하였다.

<시뮬레이션 결과>

상술한 바와 같이 개루프 CDD 기반 프리코딩에 있어서 상기 수학식 14의 인덱스 1을 이용하는 경우와 인덱스 2를 이용하는 경우는 유사한 성능을 보이는바, 본 시뮬레이션에서는 WDU 구조 중 W를 상기 수학식 14의 인덱스 0을 사용하는 경우와 인덱스 1을 사용하는 경우에 대해서만 비교하였다. 본 시뮬레이션에서는 랭크 2 행렬 인덱스, MCS 레벨 및 채널 모드에 따른 2 Tx 개루프 SM의 성능을 비교하였다. 또한, 빠른 채널 업데이트 환경하에서 강건함을 제공하기 위해 분산 전송 모드(Distributed transmission mode)의 장기간 링크 적응이 일반적으로 이용되는 높은 시변 채널(Time Varying Channel)을 가정하였다. 아래 표 3은 본 링크 레벨 시 뮬레이션의 나머지 가정을 나타낸다.

도 6은 ITU-PedA 채널하의 개루프 SM에 대하여, 2 Tx 코드북의 랭크 2에 대한 인덱스 0과 인덱스 1을 이용하는 경우의 성능을 비교하는 그래프이다.

도 6을 통해 확인할 수 있는 바와 같이 비상관 공간 채널(uncorrelated spatial channel)하에서 인덱스 0을 이용하는 경우와 인덱스 1을 이용하는 경우는 그다지 성능 차이를 나타내지 않음을 알 수 있다. 그러나, 높은 상관 채널 하에서는 본 실시형태에 따라 2 Tx 코드북의 랭크 2에 대한 인덱스 0을 이용하는 경우가 인덱스 1을 이용하는 경우보다 상당한 성능 개선을 보여줌을 알 수 있다. 이는 DFT 행렬은 빔을 형성하고, 2개의 빔을 평균화함으로써 SNR 이득을 제공하기 때문으로 볼 수 있다. 또한, 높은 변조 레벨이 이용되는 경우, 본 실시형태에 따라 2 Tx 코드북의 랭크 2에 대한 인덱스 0을 이용하는 경우가 보다 높은 성능 향상을 나타내는 것을 확인할 수 있다.

도 7은 6-Ray TU 채널하의 개루프 SM에 대해 2 TX 코드북내 랭크 2에 대응하는 인덱스 0을 이용하는 경우와 인덱스 1을 이용하는 경우의 성능을 비교한 그래프이다.

즉, 도 7은 채널 모드를 제외하고 도 6과 유사한 성능 비교를 나타내고 있다. 도 7을 통해 확인할 수 있는 바와 같이 본 실시형태에 따라 인덱스 0을 이용하는 경우가 풍부한 주파수 다이버시티 채널 하에서도 더 양호한 성능 이득을 제공함을 알 수 있다.

상술한 설명을 본 발명의 일 측면에서 단말이 기지국으로부터 신호를 수신하는 방법으로서 정리하면 다음과 같다. 개루프 공간 다중화 전송 모드에서 단말이 신호를 수신함에 있어서, 먼저 단말은 기지국으로부터 랭크 지시자(RI)를 하향링크 제어 정보 등을 통해 수신하게 된다. 만일 수신된 랭크 지시자가 1인 경우 단말은 기지국이 전송 다이버시티 방식에 따라 신호를 전송하였고, 랭크 지시자가 1보다 큰 경우 단말은 기지국이 CDD 방식에 따라 신호를 전송한 것으로 추정한다.

만일 랭크 지시자가 1보다 큰 경우, 즉 기지국이 CDD 방식에 따라 신호를 전송한 경우에는 전송 안테나 개수가 2인 경우와 4개인 경우에 따라 수신 방식이 달라질 수 있다. 4 Tx의 경우 단말은 기지국이 상술한 바와 같이 16개의 코드북 중 4개의 프리코딩 행렬을 PDU/WDU 구조의 P 또는 W에 순환적으로 적용하여 프리코딩을 수행한 것으로 추정하고 신호를 수신하게 된다. 한편, 2 Tx의 경우 단말은 기지국이 상기 수학식 14의 인덱스 0에 해당하는 단위 행렬을 PDU/WDU 구조의 P 또는 W에 적용하여 프리코딩을 수행한 것으로 추정하고 신호를 수신하게 된다. 이와 같은 추정 결과에 따라 단말은 신호를 수신하게 된다.

상술한 방식 중 2 Tx 랭크(R) 2의 경우, PDU/WDU 구조 중 대각 행렬 부분은 2*2 형태를 가지게 된다. 즉, PDU/WDU 구조 중 "P" 또는 "W"로서 단위 행렬이 이용되고, 전송 안테나 개수와 랭크의 개수가 동일하게 되므로 실질적으로 상술한 실시형태 중 CDD 기반 프리코딩 기본 행렬 또는 DU 구조를 그대로 적용하는 것으로 볼 수도 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시형태들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시형태들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

상술한 바와 같은 본 발명의 각 실시형태에 따른 신호 송수신 방법에 따르면 각 전송 모드에 따라 효율적으로 프리코딩 행렬을 선택하여 충분한 다이버시티 이 득을 획득하면서도 구현이 복잡해지지 않도록 할 수 있다. 이러한 방식은 상술한 3GPP LTE 시스템뿐만 아니라 CDD 기반 프리코딩을 이용하는 임의의 다중 안테나 통신 시스템에 동일한 원리에 따라 적용될 수 있다.

Claims

개루프 공간 다중화(open-loop SM(spatial multiplexing)) 전송 모드에서 사용자 기기(User Equipment; UE)가 신호를 수신하는 방법에 있어서,

기지국으로부터 랭크 지시자(RI) 및 안테나 개수 정보를 수신하는 단계; 및

전송 안테나 개수가 2인 경우, 상기 기지국의 신호 전송은 단위 행렬(Identity Matrix)에 대응하는 제 1 행렬(W), 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬(Unitary Matrix)에 대응하는 제 3 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(WDU)에 의한 프리코딩을 거쳐 전송된 것으로 추정하는 단계; 및

상기 추정 단계의 추정에 따라 신호를 수신하는 단계를 포함하는, 신호 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 랭크 지시자가 1보다 큰 경우 상기 기지국의 신호 전송이 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 수행된 것으로 추정하는 단계를 더 포함하는, 신호 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 2 행렬(D)은,

상기 전송 안테나 개수가 2이며, 랭크 지시자(RI)에 따른 랭크(Rank)가 2인 경우, 2*2 형태를 가지는, 신호 수신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 개루프 공간 다중화(open-loop SM) 전송 모드에서 상기 기지국은 상기 제 1 행렬(W)을,

로 고정하여 사용하며,

상기 사용자 기기는 상기 기지국으로 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 피드백하지 않는, 신호 수신 방법.
개루프 공간 다중화(open-loop SM(spatial multiplexing)) 전송 모드에서 기지국이 신호를 전송하는 방법에 있어서,

전송 랭크(Rank)가 1보다 큰 경우, 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 신호를 전송하는 단계를 포함하며,

상기 신호 전송 단계는,

전송 안테나 개수가 2인 경우, 전송 신호에 단위 행렬(Identity Matrix)에 대응하는 제 1 행렬(W), 대각 행렬에 대응하는 제 2 행렬(D) 및 유니터리 행렬(Unitary Matrix)에 대응하는 제 3 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(WDU)에 의 한 프리코딩을 수행하는 단계; 및

상기 프리코딩된 신호를 자원 요소에 매핑하여 전송하는 단계를 포함하는, 신호 전송 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 제 2 행렬(D)은,

상기 전송 안테나 개수가 2이며, 상기 전송 랭크(Rank)가 2인 경우, 2*2 형태를 가지는, 신호 전송 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 개루프 공간 다중화(open-loop SM) 전송 모드에서 상기 기지국은 상기 제 1 행렬(W)을,

로 고정하여 사용하며,

상기 기지국으로 사용자 기기로부터 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 피드백받지 않는, 신호 전송 방법.
개루프 공간 다중화(open-loop SM(spatial multiplexing)) 전송 모드에서 기 지국이 신호를 전송하는 방법에 있어서,

전송 안테나 개수가 2이고, 전송 랭크가 2인 경우, 순환지연 다이버시티(CDD) 방식에 따라 전송 신호를 프리코딩하되, 대각 행렬에 대응하는 제 1 행렬(D)과 유니터리 행렬에 대응하는 제 2 행렬(U)이 순차적으로 곱해진 행렬(DU)에 의해 프리코딩을 수행하는 단계; 및

상기 프리코딩된 신호를 자원 요소에 매핑하여 전송하는 단계를 포함하는, 신호 전송 방법.