KR20080076831A - 스위칭 레귤레이터 - Google Patents

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KR20080076831A
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유우스케 미치시타
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가부시키가이샤 리코
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Abstract

본 발명은 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 PWM 제어와 PFM 제어 또는 VFM 제어를 부하 상태에 따라 전환시킬 때의 출력 전류를 정확하게 설정할 수 있는 스위칭 레귤레이터를 제공한다.
전류 검출 회로(10)는 인덕터 전류가 0인 기간, 저레벨의 신호(CMPout)를 출력하고, 콘덴서(C11)는 PMOS 트랜지스터(M11)를 통하여 정전류원(11)으로부터 공급된 정전류가 PMOS 트랜지스터(M13 및 M14)로 이루어지는 전류 미러 회로로 미러링된 전류로 충전되며, 신호(CMPout)가 고레벨이면, 콘덴서(C11)는 NMOS 트랜지스터(M12)에 의해 방전되며, PFM/PWM 제어 회로(2)는 저레벨의 전환 신호(Sc)가 1회 이상 계속하여 입력되면 제어 모드를 PWM 제어에서 PFM 제어로 전환하도록 하였다.
Figure P1020080013905
스위칭 레귤레이터, PFM/PWM 제어 회로, 전환 신호 생성 회로, 전류 검출 회로, 정전류원

Description

스위칭 레귤레이터{SWITCHING REGULATOR}
본 발명은 PWM 제어와 PFM 제어 또는 VFM 제어를 부하 상태에 따라 전환시키도록 한 스위칭 레귤레이터에 관한 것이다.
근래, 환경 문제에 대한 배려로부터 전자 기기의 전력 절약화가 요구되고 있다. 특히 전지로 구동하는 전자 기기에서 그 경향이 현저하다. 일반적으로, 전력 절약화를 도모하려면, 전자 기기에서 소비하는 전력을 삭감하는 것과, 전원 회로 자체의 효율을 향상시켜 불필요한 전력 소비를 억제하는 것이 중요하다.
소형의 전자 기기에 사용되는 고효율의 전원 회로로는 인덕터를 이용한 비절연형의 스위칭 레귤레이터가 널리 이용되고 있다. 스위칭 레귤레이터의 제어 방법에는 크게 3가지 방법이 알려져 있다.
첫 번째는 일정한 주파수의 클록 펄스의 듀티 사이클을 변화시켜 출력 전압을 일정하게 제어하는 PWM(pulse width modulation) 제어 방법이고, 두 번째는 펄스폭이 일정하게 클록의 주기를 변화시켜 출력 전압을 일정하게 제어하는 PFM(pulse frequency modulation) 제어 방법이며, 세 번째는 출력 전압 오차에 따라 펄스폭이 일정한 클록 출력을 제어하여 출력 전압을 일정하게 제어하는 VFM(variable frequency modulation) 제어 방법이다. 또한 PFM 제어에는 주파수를 무단계로 변화시키는 방식과, PWM 제어에서 사용하는 주파수의 클록을 스킵하여 유사적으로 주파수를 변화시키는 방식이 있다.
PWM 제어는 경부하이어도 일정한 주기로 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어를 실행하기 때문에, 부하로 출력하는 전류가 작은 경부하에서의 효율은 악화된다. 이에 반하여, PFM 제어 및 VFM 제어는 접속된 부하에 따라 스위칭 트랜지스터를 스위칭시키는 신호의 주파수가 변동하기 때문에, 기기에 대하여 노이즈나 리플의 영향이 크지만, 경부하에 대해서는 PWM 제어보다 효율이 좋다.
이로부터, 종래에는 부하 조건에 따라 PWM 제어와 PFM 제어, 또는 PWM 제어와 VFM 제어를 전환하여 제어함으로써, 경부하에서 중부하까지 모두 전원 효율을 높이도록 하고 있었다.
상기 부하 조건을 검출하는 방법으로는 입력 전압을 이루는 전원 전압으로부터 출력 단자의 사이에 출력 전류 검출용 저항을 삽입하여 상기 출력 단자로부터의 출력 전류를 검출하는 방법이 일반적이다. 그러나, 이와 같은 방법에서는 출력 전류가 커질 수록 출력 전류 검출용 저항으로 인한 전력 손실이 증가하기 때문에, 전지를 전원으로 한 소형 전자 기기에는 적합하지 않았다. 이 때문에, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않는 방법으로서 오차 증폭 회로의 전압 레벨을 이용하여 간접적으로 부하 상태를 검출하는 방법이 있었다(예컨대, 일본 특허 공보 제3647811호 참조).
그러나, 오차 증폭 회로는 출력 전압에 중첩되어 있는 리플 성분의 영향을 제거하기 위한 적분 회로가 부속되어 있고, 이 적분 회로는 통상 위상 보상 회로로서 오차 증폭 회로에 부가되어 있다. 이 적분 회로는 통상 PWM 제어 시의 동작 주파수에 따라 최적화되어 있기 때문에, PFM 제어 시와 같이, PWM 제어 시보다 동작 주파수가 낮아지면(또는 PWM 제어용의 펄스 신호로부터 펄스를 스킵하면), 적분 회로 출력은 차동 오차 출력이기도 하기 때문에, 스위칭 동작 직후는 유효하게 기능하지만, PWM 제어용의 펄스 신호로부터 펄스를 스킵하는 등으로 스위칭 동작이 정지한 상태에서는 오차 증폭 회로의 출력 전압이 0 V 또는 전원 전압 레벨로 되어 출력 전류를 검출하는 신호로서는 유효하게 기능하지 않게 된다. 이 때문에, PFM 제어 시에는, 오차 증폭 회로의 출력 전압이 출력 전류에 대하여 일정한 전압을 유지할 수 없게 되어 오차 증폭 회로의 출력 전압과 출력 전류의 관계가 일정하지 않게 된다. 이 때문에, 출력 전류 검출용 저항을 이용하여 출력 전류를 측정하는 방법보다 제어 방법이 전환될 때의 출력 전류를 정확하게 설정할 수 없다는 문제가 있었다.
본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로서, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 PWM 제어와 PFM 제어 또는 VFM 제어를 부하 상태에 따라 전환시킬 때의 출력 전류를 정확하게 설정할 수 있는 스위칭 레귤레이터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압과, 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면, 상기 입력 전압에 따른 시간이 경과한 후에 미리 정해진 전환 신호를 생성하여 출력하는 전환 신호 생성 회로부와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 상기 전환 신호 생성 회로부로부터의 전환 신호에 따라 PWM 제어 또는 PFM 제어 중 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
를 구비하고,
상기 제어 회로부는 상기 전환 신호 생성 회로부로부터 상기 미리 정해진 전환 신호가 1회 이상 계속하여 입력되면 상기 PFM 제어를 실행하는 것이다.
또, 본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면, 상기 입력 전압에 따른 시간이 경과한 후에 미리 정해진 전환 신호를 생성하여 출력하는 전환 신호 생성 회로부와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 상기 전환 신호 생성 회로부로부터의 전환 신호에 따라 PWM 제어 또는 VFM 제어 중 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
를 구비하고,
상기 제어 회로부는 상기 전환 신호 생성 회로부로부터 상기 미리 정해진 전환 신호가 1회 이상 계속하여 입력되면 상기 VFM 제어를 실행하는 것이다.
구체적으로는 상기 전환 신호 생성 회로부는,
상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면 미리 정해진 2진 검출 신호를 생성하여 출력하는 전류 검출 회로와,
상기 전류 검출 회로로부터 상기 미리 정해진 검출 신호가 출력되면, 상기 검출 신호를 상기 입력 전압에 따른 지연 시간만큼 지연시켜 상기 전환 신호로서 출력하는 신호 생성 회로
를 구비하도록 하였다.
이 경우, 상기 신호 생성 회로는 상기 입력 전압이 커질수록 상기 지연 시간을 크게 하도록 하였다.
또, 상기 신호 생성 회로는
상기 전류 검출 회로로부터의 상기 검출 신호가 입력된 인버터와,
상기 입력 전압을 전원으로 하여 상기 인버터에 정전류를 공급하는 정전류 회로와,
상기 인버터의 출력 신호에 따라 충전/방전을 수행하는 콘덴서와,
상기 콘덴서의 전압을 2진화하여 상기 전환 신호를 생성하는 2진화 회로
를 구비하도록 하였다.
또, 상기 정전류 회로는 상기 인버터에 공급하는 정전류값이 가변 설정되도록 하였다.
또, 상기 제어 회로부는 상기 정전류 회로에 대하여 상기 인버터에 공급하는 정전류값을 제어 방식의 전환에 따라 변화시키도록 하였다.
본 발명의 스위칭 레귤레이터에 의하면, 상기 전환 신호 생성 회로부는 상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면, 상기 입력 전압에 따른 시간이 경과한 후에 미리 정해진 전환 신호를 생성하고, 상기 제어 회로부는 상기 전환 신호 생성 회로부로부터 상기 미리 정해진 전환 신호가 1회 이상 계속하여 입력되면 PWM 제어에서 PFM 제어 또는 VFM 제어를 실행하도록 하였다. 이로부터, 입력 전압에 관계없이 출력 단자로부터 출력되는 출력 전류에서의 일정한 전류값으로 PWM 제어와 PFM 제어 또는 VFM 제어의 전환을 실행할 수 있어 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 PWM 제어와 PFM 제어 또는 VFM 제어를 부하 상태에 따라 전환시킬 때의 출력 전류를 정확하게 설정할 수 있다.
다음에, 도면에 나타내는 실시예에 근거하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
제1 실시예
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 1에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압으로서 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(7)에 출력하는, 인덕터를 사용한 비절연형의 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압(Vin)의 출력 제어를 수행하기 위한 스위칭 동작을 실행하는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(M1)와, NMOS 트랜지스터로 이루어지는 동기 정류용 트랜지스터(M2)와, PFM/PWM 제어 회로(2)와, PFM/PWM 제어 회로(2)의 동작을 전환시키기 위한 전환 신호(Sc)를 생성하여 출력하는 전환 신호 생성 회로(3)와, 콘덴서(C1)와, 인덕터(L1)를 구비하고 있다.
또, 전환 신호 생성 회로(3)는 인덕터(L1)에 전류가 흐르지 않는 것을 검출 하면 저레벨의 신호를 출력하는 전류 검출 회로(10)와, 인버터를 형성하는 PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)와, 정전류원(11)과, 전류 미러 회로를 형성하는 PMOS 트랜지스터(M13 및 M14)와, 콘덴서(C11)와, 인버터(12)를 구비한다.
또한, PFM/PWM 제어 회로(2)는 제어 회로부를 이루고, 전환 신호 생성 회로(3)는 전환 신호 생성 회로부를 이루며, 정전류원(11), 인버터(12), 콘덴서(C11), PMOS 트랜지스터(M11, M13, M14) 및 NMOS 트랜지스터(M12)는 신호 생성 회로를 이루고, PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)는 인버터를 이루며, 정전류원(11) 및 PMOS 트랜지스터(M13, M14)는 정전류 회로를 이루고, 인버터(12)는 2진화 회로를 이룬다. 또한, 스위칭 레귤레이터(1)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(M1), 동기 정류용 트랜지스터(M2), 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
입력 단자(IN)와 접지 전압(GND)의 사이에는 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 직렬로 접속되고, 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 접속부를 Lx로 한다. 접속부(Lx)와 출력 단자(OUT)의 사이에는 인덕터(L1)가 접속되고, 출력 단자(OUT)와 접지 전압(GND)의 사이에는 콘덴서(C1)가 접속된다.
스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 각 게이트는 PFM/PWM 제어 회로(2)에 각각 접속된다.
PFM/PWM 제어 회로(2)는 출력 전압(Vout)이 입력되고, PFM/PWM 제어 회 로(2) 내에서 생성한 미리 정해진 기준 전압과 출력 전압(Vout)을 분압한 분압 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 분압 전압이 상기 기준 전압으로 될 수 있도록 스위칭 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 스위칭을 각각 제어한다. 이 때, PFM/PWM 제어 회로(2)는 전환 신호 생성 회로(3)로부터 입력된 전환 신호(Sc)에 따라 PFM 제어 또는 PWM 제어 중 어느 하나를 선택하고, 선택한 제어 방법에 따라 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트에 제어 신호(PHSIDE)를 출력하고, 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에 제어 신호(NLSIDE)를 출력한다.
전환 신호 생성 회로(3)에 있어서, 전류 검출 회로(10)에는 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 입력되고, 전류 검출 회로(10)로부터 출력된 2진 신호(CMPout)는 PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)의 각 게이트에 각각 입력된다. PMOS 트랜지스터(M13 및 M14)의 각 소스는 각각 입력 전압(Vin)에 접속되고, PMOS 트랜지스터(M13 및 M14)의 각 게이트는 접속되며 그 접속부는 PMOS 트랜지스터(M13)의 드레인에 접속되고, PMOS 트랜지스터(M13 및 M14)는 전류 미러 회로를 형성한다. PMOS 트랜지스터(M13)의 드레인과 접지 전압(GND)의 사이에는 정전류원(11)이 접속되고, PMOS 트랜지스터(M14)의 드레인과 접지 전압(GND)의 사이에는 PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)가 직렬로 접속된다. 또, 콘덴서(C11)가 NMOS 트랜지스터(M12)에 병렬로 접속되고, PMOS 트랜지스터(M11)와 NMOS 트랜지스터(M12)의 접속부는 인버터(12)의 입력단에 접속되고, 인버터(12)의 출력단으로부터 전환 신호(Sc)가 출력된다.
이와 같은 구성에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1)의 동작 모드에는 연속 모 드와 비연속 모드가 있다.
연속 모드는 출력 단자(OUT)로부터 부하(7)에 출력되는 부하 전류가 크고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때에 인덕터(L1)에 큰 전류가 흘러 인덕터(L1)에 축적되는 에너지가 크기 때문에, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하고 있는 기간은 인덕터(L1)로부터 부하(7)에 전류를 계속 공급할 수 있다.
연속 모드 시에는 제어 신호(PHSIDE)와 제어 신호(NLSIDE)는 동상(同相)의 신호이므로, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있는 경우에는, 동기 정류용 트랜지스터(M2)는 오프 하고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하고 있는 경우에는, 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 온 한다. 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때에는, 접속부(Lx)의 전압(VLx)은 고레벨로 되고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하면 인덕터(L1)의 역기전력에 의해 전압(VLx)은 부(負)전압까지 저하한다. 그러나, 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 온 하기 때문에, 전압(VLx)은 접지 전압(GND)을 조금 하회한 전압으로 클램프 된다. 이와 같은 상태에서는 다음에 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 할 때까지, 인덕터(L1)에 축적된 에너지가 접지 전압(GND)으로부터 인덕터(L1)를 통하여 출력 단자(OUT)에 공급되어 인덕터(L1)로부터의 전류가 연속적으로 흐른다.
다음에, 비연속 모드 시의 동작에 대하여 설명한다.
비연속 모드는 출력 전류가 작아지고, 따라서 인덕터(L1)에 흐르는 인덕터 전류도 작아지기 때문에, 인덕터(L1)에 축적되는 에너지도 적어진다. 이 때문에, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하고 나서 다음에 온 하기 전에 인덕터(L1)에 축적 된 에너지를 모두 방출하게 된다. 이로부터, 출력 단자(OUT)에 접속되어 있는 콘덴서(C1)의 전하가 인덕터(L1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 접지 전압(GND)에 방전되는 상태가 발생하기 때문에, 극단적으로 효율이 저하된다.
이와 같은 상태로 되면, 전압(VLx)은 정(正)전압으로 되기 때문에, 전류 검출 회로(10)의 출력 신호(CMPout)의 신호 레벨이 반전되어 저레벨로 된다. PFM/PWM 제어 회로(2)는 저레벨의 신호(CMPout)가 입력되면, 제어 신호(NLSIDE)를 저레벨로 하여 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 시켜 역전류로 인한 효율 저하를 방지한다.
전압(VLx)이 정(正)전압으로 되고 나서 다음에 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 할 때까지의 기간을 대기 기간으로 하면, 비연속 모드 시의 1프레임의 동작은 스위칭 트랜지스터(M1)의 온 기간 ＋ 동기 정류 트랜지스터(M2)의 온 기간 ＋ 대기 기간으로 구성된다.
이와 같이 비연속 모드가 시작되는 시점은 부하 전류에 의해 결정되고, 대기 기간은 부하 전류에 따라 변화한다. 전류 검출 회로(10)는 예컨대 전압(VLx)이 0이면 인덕터 전류가 0인 것을 검출하고, 인덕터 전류가 0인 기간, 즉 상기 대기 기간은 저레벨의 신호를 출력한다.
전류 검출 회로(10)는 인덕터 전류가 0인 동안, 즉, 상기 대기 기간에는 저레벨의 신호(CMPout)를 출력하고, 인덕터 전류가 흐르고 있을 때에는 고레벨의 신호(CMPout)를 출력한다. 신호(CMPout)가 저레벨로 되면, PMOS 트랜지스터(M11)가 온 하여 도통 상태로 되는 동시에, NMOS 트랜지스터(M12)가 오프 하여 차단 상태로 된다. 이 때문에, 콘덴서(C11)는 PMOS 트랜지스터(M11)를 통하여 정전류원(11)으로부터 공급된 정전류가 PMOS 트랜지스터(M13 및 M14)로 이루어지는 전류 미러 회로로 미러링된 정전류로 충전된다.
이에 반하여, 신호(CMPout)가 고레벨일 때, 즉 인덕터 전류가 흐르고 있을 때에는, PMOS 트랜지스터(M11)가 오프 하여 차단 상태로 되는 동시에, NMOS 트랜지스터(M12)가 온 하여 도통 상태로 된다. 이 때문에, 콘덴서(C11)는 NMOS 트랜지스터(M12)에 의해 방전된다.
인버터(12)는 콘덴서(C11)에 충전되는 전하에 의해 부여되는 전압(VC11)이 임계값(Vth)을 초과하면, 저레벨의 전환 신호(Sc)를 PFM/PWM 제어 회로(2)에 출력하고, 콘덴서(C11)의 전압이 상기 임계값(Vth) 이하인 경우에는 고레벨의 전환 신호(Sc)를 출력한다.
PFM/PWM 제어 회로(2)는 저레벨의 전환 신호(Sc)가 1회 이상 계속하여 입력되면, 스위칭 레귤레이터(1)의 제어 모드를 PWM 제어에서 PFM 제어로 전환시킨다.
스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때의 인덕터 전류의 기울기는 인덕터(L1)의 인덕턴스를 L로 하면 (Vin－Vout)/L로 되고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하고 있을 때의 인덕터 전류의 기울기는 -Vout/L로 된다. 이로부터, 입력 전압(Vin)이 클수록 단시간에 인덕터(L1)에 에너지를 축적할 수 있고, 인덕터 전류가 0으로 되는 시간은 길어진다. 또한, 인덕터 전류가 0으로 되는 시간은 출력 단자(OUT)로부터 출력되는 출력 전류가 클수록 짧아지고, 이 출력 전류가 작을 수록 길어진다. 이것을 이용하여 제어 방식의 전환을 실행한다.
한편, 콘덴서(C11)의 전압이 인버터(12)의 미리 설정된 임계값 전압으로 되면, 인버터(12)는 출력 신호의 신호 레벨을 반전시켜 전환 신호(Sc)로서 PFM/PWM 제어 회로(2)에 출력한다. 예를 들면, 인버터(12)의 임계값 전압을 Vin/2라 한 경우, 정전류로 콘덴서(C11)를 충전하면, 입력 전압(Vin)이 클수록 신호(CMPout)가 저레벨로 되고 나서 전환 신호(Sc)가 저레벨로 되는 시간이 길어지고, 입력 전압(Vin)이 작을 수록 신호(CMPout)가 저레벨로 되고 나서 전환 신호(Sc)가 저레벨로 되는 시간이 짧아진다.
이로부터, 입력 전압(Vin)에 관계없이 출력 단자(OUT)로부터 출력되는 출력 전류에서 일정한 전류값으로 PWM 제어와 PFM 제어의 전환을 실행할 수 있다.
또, PFM 제어로부터 PWM 제어로 전환하는 조건으로서는 전환 신호(Sc)의 저레벨 펄스가 다음의 프레임에서 검출되지 않는 경우, 미리 정해진 프레임 횟수 동안 전환 신호(Sc)의 저레벨 펄스가 검출되지 않는 경우, 또는, 전환 신호(Sc)의 저레벨 펄스를 검출하고 나서 미리 정해진 시간은 상기 저레벨 펄스의 검출을 금지하고, 그 후 상기 저레벨 펄스를 검출하였을 경우 등이 있을 수 있는데, 스위칭 레귤레이터의 사용 목적에 따라 구분하여 사용하도록 하면 된다.
여기서, 도 1의 전환 신호 생성 회로(3)에 있어서, 인버터(12) 대신에 콤퍼레이터를 사용하도록 하여도 좋고, 이와 같이 한 경우, 도 1의 전환 신호 생성 회로(3)는 도 2와 같이 된다. 또한 도 2에서는 도 1과 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에서는 그 설명을 생략하는 동시에 도 1과의 차이점만 설명한다.
도 2와 도 1의 차이점은 도 1의 인버터(12) 대신에 저항(R11, R12) 및 콤퍼 레이터(14)를 사용한 것이다.
도 2에 있어서, PMOS 트랜지스터(M11), NMOS 트랜지스터(M12) 및 콘덴서(C11)를 접속한 접속부가 콤퍼레이터(14)의 반전 입력단에 접속된다. 입력 전압(Vin)과 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R11 및 R12)이 직렬로 접속되고, 저항(R11)과 저항(R12)의 접속부가 콤퍼레이터(14)의 비반전 입력단에 접속된다. 또한 정전류원(11), 콤퍼레이터(14), 저항(R11, R12), 콘덴서(C11), PMOS 트랜지스터(M11, M13, M14) 및 NMOS 트랜지스터(M12)는 신호 생성 회로를 이루고, 콤퍼레이터(14) 및 저항(R11, R12)은 2진화 회로를 이루고 있다.
콤퍼레이터(14)는 콘덴서(C11)의 전압과 입력 전압(Vin)을 저항(R11 및 R12)으로 분압한 분압 전압의 전압 비교를 실행하고, 이 비교 결과를 나타내는 2진 신호를 전환 신호(Sc)로서 출력한다. 콤퍼레이터(14)의 반전 임계값 전압은 저항(R1)과 저항(R2)의 저항비로 결정되고, 저항(R1 및 R2)의 각 저항값을 r1 및 r2로 하면, Vin×r1/(r1＋r2)로 된다. 이 반전 임계값 전압이 도 1의 인버터(12)에서의 임계값 전압을 이루고 있고, 도 2의 전환 신호 생성 회로(3)는 도 1의 경우와 동일한 동작을 수행한다.
또, PMOS 트랜지스터(M11)를 통하여 콘덴서(C11)를 미리 정해진 정전류로 충전하는 상기 정전류값을 인덕터(L1)의 인덕턴스나 출력 전압(Vout)의 설정값의 변경에 따라 변화시킬 수 있도록 하여도 좋고, 이와 같이 한 경우, 도 1은 도 3과 같이 된다. 또한 도 3에서는 도 1과 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에서는 그 설명을 생략하는 동시에 도 1과의 차이점만 설명한다.
도 3과 도 1의 차이점은 도 1의 전환 신호 생성 회로(3)에 PMOS 트랜지스터(M15~M17) 및 퓨즈(F15~F17)를 추가한 것이다.
도 3에 있어서, PMOS 트랜지스터(M15) 및 퓨즈(F15)가 직렬로 접속되고, PMOS 트랜지스터(M16) 및 퓨즈(F16)가 직렬로 접속되며, 또한 PMOS 트랜지스터(M17) 및 퓨즈(F17)가 직렬로 접속되고, 각 직렬 회로가 각각 PMOS 트랜지스터(M14)에 병렬로 접속된다. PMOS 트랜지스터(M15~M17)의 각 게이트는 PMOS 트랜지스터(M13과 M14)의 각 게이트의 접속부에 각각 접속되고, PMOS 트랜지스터(M13~M17)는 전류 미러 회로를 형성한다. 또한 정전류원(11), 인버터(12), 콘덴서(C11), PMOS 트랜지스터(M11, M13~M17), NMOS 트랜지스터(M12) 및 퓨즈(F15~F17)는 신호 생성 회로를 이루고, 정전류원(11), PMOS 트랜지스터(M13~M17) 및 퓨즈(F15~F17)는 정전류 회로를 이룬다.
스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하고 있을 때의 인덕터 전류의 기울기는 (Vin-Vout)/L로 되고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하고 있을 때의 인덕터 전류의 기울기는 -Vout/L로 된다. 이로부터, 입력 전압(Vin) 및 인덕턴스(L)가 상이하면, 동일한 시간에 인덕터(L1)에 축적할 수 있는 에너지가 상이하고, 인덕터 전류가 0으로 되는 시간도 상이하게 된다. 이로부터, 퓨즈(F15~F17)를 선택적으로 트리밍하여 절단함으로써, 콘덴서(C11)를 충전할 때의 정전류값을 변경시킬 수 있고 PWM 제어와 PFM 제어를 전환하는 출력 전류값을 원하는 값으로 할 수 있다.
또한 도 3에서는 PMOS 트랜지스터 및 퓨즈를 직렬로 접속한 3개의 직렬 회로를 PMOS 트랜지스터(M14)에 각각 병렬로 접속하는 경우를 예로 하여 설명하였지 만, 이것은 일례이며, PMOS 트랜지스터 및 퓨즈를 직렬로 접속한 1개 이상의 직렬 회로를 PMOS 트랜지스터(M14)에 병렬로 접속하도록 하면 된다.
이와 같이, 본 제1 실시예의 스위칭 레귤레이터에서는 전류 검출 회로(10)는 인덕터 전류가 0인 동안은 저레벨의 신호(CMPout)를 출력하고, 인덕터 전류가 흐르고 있을 때에는 고레벨의 신호(CMPout)를 출력하여 정전류로 콘덴서(C11)를 충전하는 경우, 입력 전압(Vin)이 클수록 신호(CMPout)가 저레벨로 되고 나서 전환 신호(Sc)가 저레벨로 되는 시간이 길어지고, 입력 전압(Vin)이 작을 수록 신호(CMPout)가 저레벨로 되고 나서 전환 신호(Sc)가 저레벨로 되는 시간이 짧아진다. 이로부터, 입력 전압(Vin)에 관계없이 출력 단자(OUT)로부터 출력되는 출력 전류에서의 일정한 전류값으로 PWM 제어와 PFM 제어의 전환을 실행할 수 있어 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 PWM 제어와 PFM 제어를 부하 상태에 따라 전환할 때의 출력 전류를 정확하게 설정할 수 있다.
제2 실시예
상기 제1 실시예에서는 PMOS 트랜지스터(M11)를 통하여 콘덴서(C11)를 미리 정해진 정전류로 충전하도록 하였지만, PFM/PWM 제어 회로(2)가 PFM 제어를 실행할 때와 PWM 제어를 실행할 때에 PMOS 트랜지스터(M11)를 통하여 콘덴서(C11)를 충전하는 정전류값을 변경하도록 하여도 좋은 바, 이와 같이 한 것을 본 발명의 제2 실시예로 한다.
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다. 또한 도 4에서는 도 1과 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에 서는 그 설명을 생략하는 동시에 도 1과의 차이점만 설명한다.
도 4와 도 1의 차이점은 도 1의 전환 신호 생성 회로(3)에 PMOS 트랜지스터(M15)와 스위치(15)를 추가한 것이고, 이에 따라 도 1의 전환 신호 생성 회로(3)를 전환 신호 생성 회로(3a)로 하고, 도 1의 스위칭 레귤레이터(1)를 스위칭 레귤레이터(1a)로 하였다.
도 4에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1a)는 입력 전압으로서 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(7)에 출력하는, 인덕터를 사용한 비절연형의 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1a)는 스위칭 트랜지스터(M1)와, 동기 정류용 트랜지스터(M2)와, PFM/PWM 제어 회로(2)와, PFM/PWM 제어 회로(2)의 동작을 전환하기 위한 전환 신호(Sc)를 생성하여 출력하는 전환 신호 생성 회로(3a)와, 콘덴서(C1)와, 인덕터(L1)를 구비하고 있다.
또, 전환 신호 생성 회로(3a)는 전류 검출 회로(10)와, PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)와, 정전류원(11)과, 전류 미러 회로를 형성하는 PMOS 트랜지스터(M13~M15)와, 콘덴서(C11)와, 인버터(12)와, 스위치(15)를 구비하고 있다.
또한, 전환 신호 생성 회로(3a)는 전환 신호 생성 회로부를 이루고, 정전류원(11), 인버터(12), 스위치(15), 콘덴서(C11), PMOS 트랜지스터(M11, M13~M15) 및 NMOS 트랜지스터(M12)는 신호 생성 회로를 이루며, 정전류원(11), 스위치(15) 및 PMOS 트랜지스터(M13~M15)는 정전류 회로를 이룬다. 또, 스위칭 레귤레이터(1a)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 1개의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(M1), 동기 정류용 트랜지스터(M2), 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 1개의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
PMOS 트랜지스터(M15)와 스위치(15)의 직렬 회로가 PMOS 트랜지스터(M14)에 병렬로 접속되고, PMOS 트랜지스터(M15)의 게이트는 PMOS 트랜지스터(M13과 M14)의 각 게이트의 접속부에 접속되며, PMOS 트랜지스터(M13~M15)는 전류 미러 회로를 형성한다. PFM/PWM 제어 회로(2)는 스위치(15)의 스위칭 제어를 실행하고, PWM 제어를 실행할 때에는 스위치(15)를 온 시켜 도통 상태로 하고, PFM 제어를 실행할 때에는 스위치(15)를 오프 시켜 차단 상태로 한다. 이와 같이 함으로써, 콘덴서(C11)에 흘러드는 정전류값을 PWM 제어와 PFM 제어에 적절하게 변경시킬 수 있다.
또한 도 4에서는 PMOS 트랜지스터와 스위치를 직렬로 접속한 1개의 직렬 회로를 PMOS 트랜지스터(M14)에 병렬로 접속하는 경우를 예로 하여 설명하였지만, 이것은 일례이며, PMOS 트랜지스터와 스위치를 직렬로 접속한 1개 이상의 직렬 회로를 PMOS 트랜지스터(M14)에 병렬로 접속하도록 하면 된다.
이와 같이, 본 제2 실시예의 스위칭 레귤레이터에서는 PFM/PWM 제어 회로(2)가 PFM 제어를 실행할 때와 PWM 제어를 실행할 때에 PMOS 트랜지스터(M11)를 통하여 콘덴서(C11)를 충전하는 정전류값을 변경하도록 하였으므로, 상기 제1 실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있는 동시에, PWM 제어에서 PFM 제어로 전환할 때의 출력 단자로부터 출력되는 출력 전류값과 PFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 상기 출력 전류값을 각각 설정할 수 있다.
또한, 상기 제1 및 제2의 각 실시예에서는 동기 정류형의 스위칭 레귤레이터를 예로 하여 나타냈지만, 동기 정류용 트랜지스터(M2) 대신에 다이오드를 사용한 바와 같은 비동기 방식의 스위칭 레귤레이터에도 적용할 수 있다. 이 경우, 도 1 내지 도 4에 있어서, 동기 정류용 트랜지스터(M2) 대신에 캐소드가 접속부(Lx)에 접속되고 애노드가 접지 전압(GND)에 접속된 다이오드로 바꾼 이외는 동일하므로 그 설명을 생략한다.
또, 상기 제1 및 제2의 각 실시예에서는 PFM/PWM 제어 회로(2)가 PFM 제어와 PWM 제어의 전환을 실행하는 경우를 예로 하여 나타냈지만, PFM 제어 대신에 VFM 제어를 실행하도록 하여도 좋다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 다른 회로예를 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 다른 회로예를 나타낸 도면.
도 4는 본 발명의 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
[도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명]
1, 1a　 스위칭 레귤레이터
2　 PFM/PWM 제어 회로
3, 3a　 전환 신호 생성 회로
7　 부하
10　 전류 검출 회로
11　 정전류원
12　 인버터
14　 콤퍼레이터
15　 스위치
M1　 스위칭 트랜지스터
M2　 동기 정류용 트랜지스터
M11, M13~M17　 PMOS 트랜지스터
M12　 NMOS 트랜지스터
L1　 인덕터
C1, C11　 콘덴서
R11, R12　 저항
F15~F17　 퓨즈

Claims (12)

  1. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
    상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면, 상기 입력 전압에 따른 시간이 경과한 후에 미리 정해진 전환 신호를 생성하여 출력하는 전환 신호 생성 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 상기 전환 신호 생성 회로부로부터의 전환 신호에 따라 PWM 제어 또는 PFM 제어 중의 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
    를 구비하고,
    상기 제어 회로부는 상기 전환 신호 생성 회로부로부터 상기 미리 정해진 전환 신호가 1회 이상 계속하여 입력되면 상기 PFM 제어를 실행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전환 신호 생성 회로부는,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면 미리 정해진 2진 검출 신호를 생성하여 출력하는 전류 검출 회로와
    상기 전류 검출 회로로부터 상기 미리 정해진 검출 신호가 출력되면, 상기 검출 신호를 상기 입력 전압에 따른 지연 시간만큼 지연시켜 상기 전환 신호로서 출력하는 신호 생성 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 신호 생성 회로는 상기 입력 전압이 클수록 상기 지연 시간을 크게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  4. 제3항에 있어서, 상기 신호 생성 회로는,
    상기 전류 검출 회로로부터의 상기 검출 신호가 입력된 인버터와,
    상기 입력 전압을 전원으로 하여 상기 인버터에 정전류를 공급하는 정전류 회로와,
    상기 인버터의 출력 신호에 의해 충전/방전을 수행하는 콘덴서와,
    상기 콘덴서의 전압을 2진화하여 상기 전환 신호를 생성하는 2진화 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 정전류 회로는 상기 인버터에 공급하는 정전류값을 가변 설정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 제어 회로부는 상기 정전류 회로에 대하여 상기 인버터에 공급하는 정전류값을 제어 방식이 전환됨에 따라 변화시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  7. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
    상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면, 상기 입력 전압에 따른 시간이 경과한 후에 미리 정해진 전환 신호를 생성하여 출력하는 전환 신호 생성 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 상기 전환 신호 생성 회로부로부터의 전환 신호에 따라 PWM 제어 또는 VFM 제어 중의 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
    를 구비하고,
    상기 제어 회로부는 상기 전환 신호 생성 회로부로부터 상기 미리 정해진 전환 신호가 1회 이상 계속하여 입력되면 상기 VFM 제어를 실행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 전환 신호 생성 회로부는,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압으로부터 상기 인덕터에 흐르는 인덕터 전류의 검출을 실행하고, 상기 인덕터 전류가 0으로 된 것을 검출하면 미리 정해진 2진 검출 신호를 생성하여 출력하는 전류 검출 회로와
    상기 전류 검출 회로로부터 상기 미리 정해진 검출 신호가 출력되면, 상기 검출 신호를 상기 입력 전압에 따른 지연 시간만큼 지연시켜 상기 전환 신호로서 출력하는 신호 생성 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 신호 생성 회로는 상기 입력 전압이 클수록 상기 지연 시간을 크게 하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  10. 제9항에 있어서, 상기 신호 생성 회로는,
    상기 전류 검출 회로로부터의 상기 검출 신호가 입력된 인버터와,
    상기 입력 전압을 전원으로 하여 상기 인버터에 정전류를 공급하는 정전류 회로와,
    상기 인버터의 출력 신호에 의해 충전/방전을 수행하는 콘덴서와,
    상기 콘덴서의 전압을 2진화하여 상기 전환 신호를 생성하는 2진화 회로
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 정전류 회로는 상기 인버터에 공급하는 정전류값을 가변 설정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제어 회로부는 상기 정전류 회로에 대하여 상기 인버터에 공급하는 정전류값을 제어 방식이 전환됨에 따라 변화시키는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
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