KR20080023329A

KR20080023329A - 다중입력 다중출력 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법

Info

Publication number: KR20080023329A
Application number: KR1020080018367A
Authority: KR
Inventors: 김봉회; 서동연
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2008-02-28
Filing date: 2008-02-28
Publication date: 2008-03-13
Also published as: KR100913101B1

Abstract

본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input and Multi-Output) 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법에 있어서, 송신측이 다수의 안테나에 대응하는 스트림에 대하여 변조 및 코딩 조합(Modulation and Code Set)을 결정하는 단계와 상기 변조 및 코딩 조합에 따라 실제 전송할 스트림을 결정하는 단계 및 상기 결정된 스트림을 수신측에 전송하는 단계를 포함하는 신호 전송 제어 방법에 관한 것으로써 다중입력 다중출력(MIMO; Multi Input and Multi Output) 시스템에 있어서, 제어신호를 감소시켜 보다 효율적인 통신을 수행할 수 있도록 하는 우수한 효과가 있다.

다중입력 다중출력(MIMO), 변조 및 코드 조합(MCS), 안테나 기준 레이트 제어(PARC), 스트림 기준 레이트 제어(PSRC)

Description

다중입력 다중출력 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법{Method for controlling signal transmitting applying for MIMO}

본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO; Multi Input and Multi Output) 시스템에 적용되는 신호 처리 방법에 관한 것으로서, 다수의 채널 중 일부만을 사용하여 스트림을 전송하는 신호 처리 방법에 관한 것이다.

이하 일반적인 다중입력 다중출력 시스템의 채널 코딩방식 및 변조방식에 대하여 간략하게 설명한다.

다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input Multi-Output) 시스템 중의 하나인 V-BLAST(Vertical Bell Laboratories Layered Space Time) 시스템에 있어서, 수신측에서 전송된 채널 정보를 이용하여 각 안테나에 전송될 심볼의 채널 코딩 방식 및 변조 방식을 달리하는 방법에는 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)와 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 방법이 있다.

종래 기술에서 각 안테나에서 독립적으로 전송한 심볼을 수신측에서 수신하여 처리 하는 방법을 설명한 종래 기술의 참조 문헌은 다음과 같다. P.W. Wolniansky, G. J. Foschini, G.D. Golden and R. A. Valenzuela, “V-BLAST: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel”, IEE Electronics Letters, vol. 35, no. 1, pp. 14 - 16, January, 1999.

도 1 은 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control) 시스템의 송신측을 나타낸 일실시예 구성도이다. 도 1 에 도시된 바와 같이, 데이터 스트림은 다수의 전송 안테나들을 통해 전송되기에 앞서 디멀티플렉싱 과정을 거친다. 이 때, 각 전송 안테나에 할당되는 비트 수는 각 안테나를 통해 전송되는 데이터 속도에 따라서 다를 수 있다.

데이터 스트림은 디멀티플렉싱을 거친 후, 각 전송 안테나에 대응하는 서브 스트림이 되어 코딩 및 인터리빙 과정을 거쳐 심벌로 매핑된다. 이들 심벌들은 다시 각 확산 코드들을 사용하여 확산시키기에 앞서 다시 디멀티플렉싱 된다. 코딩은 단지 시간적 차원에서만 이루어지며, 단일 레이트 시스템(Single-rate system)에서 사용되는 공간-시간(Space-time) 코딩처럼 강력한 코딩은 아니다. 그러나 시간 영역에서의 코딩은 디코딩 후 발생하는 간섭을 제거(Post-decoding interference cancellation)하는 기능이 있고, 이에 따라 수신기의 성능이 향상된다.

도 2 는 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control) 시스템의 수신측을 나타낸 일실시예 구성도이다. 만일 데이터가 도 1 에 도시된 바와 같이 디멀티플렉싱을 거쳐 코딩 되면, 각 송신 안테나를 통해 전송되는 신호들은 독립적으로 디코딩 될 수 있다. 즉, 도 2 에 도시된 바와 같이, 수신된 신호는 역확 산과 디멀티플렉싱 후에, 하나의 안테나에 대한 신호가 검출되고, 재할당되며, 디인터리빙 되고, 디코딩 된다. 이렇게 디코딩 된 비트들을 기초로 이 안테나에 대한 신호는 재구성되고, 버퍼에 저장된 수신 신호로부터 제거된다.

도 3 은 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 시스템의 송신측을 나타낸 일실시예 구성도이다. 도 3 에 도시된 바와 같이, 데이터 스트림 가중치가 곱해지기 전까지는 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)의 송신측과 같다. 그러나, 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)는 각 스트림이 각 안테나에 일대일로 매핑 되는데에 반해, 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control)에서는 각 스트림에 송신 안테나 개수 크기의 직교 가중치 벡터(orthogonal weight vector)들이 각각 곱해지고, 이렇게 가중치가 부여된 스트림들은 각각의 안테나로 분산되어 전송된다. 하나의 스트림만 보면 이는 Tx 다이버시티와 같은 방법으로 전송되며, 동일 송신 안테나 조합에 여러개의 스트림을 중첩해서 보내는 방법이다.

도 4 는 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 시스템의 수신측을 나타낸 일실시예 구성도이다. 도 4 에 도시된 바와 같이, 송신 단에서 각 스트림에 직교 가중치 벡터(orthogonal weight vector)를 곱하고 이를 각 안테나를 통해 전송하므로 수신측에서 상기 가중치 벡터의 Hermitian을 곱하게 되면 각 스트림들을 간섭 없이 수신할 수 있게 된다. 따라서, 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 시스템에 있어서는 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)의 수신측에 수행하는 간섭 제거 과정이 필요하지 않다.

종래 기술에 따르면 송신 안테나의 개수에 따라 그 수 만큼의 스트림을 전송하고 있다. 따라서 이를 지원하기 위해서는 각 스트림 별로 제어 신호가 필요하게 된다. 즉, 수신측에서 송신측으로 보내는 제어신호로서 변조 및 코드 조합(MCS; Modulation and Code Set) 선택을 위한 각 스트림 별 채널 상태 정보(CQI; channel quality information), HARQ-ACK/NACK 등이 수신측에서 송신측으로 전송된다.

한편, 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 방법의 경우 스트림 별 가중치 벡터(weight vector)의 전송도 추가로 필요하며, 송신측에서 수신측으로는 각 스트림에 따른 변조(Modulation)정보, 전송 블럭 크기(Transport Block Size), HARQ 처리 정보 등의 제어신호를 전송할 필요가 있다. 이러한 스트림수 증가에 따라 제어신호가 증가하고, 수신측은 송신 스트림수 이상의 수신 안테나 를 필요로 한다.

특히 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 방법의 경우는 송수신 안테나 수가 (4,4) 인 시스템에서 고유치(eigen value)의 분포를 살펴보면 두 개정도의 고유치(eigen value) 값만이 데이터 전송에 유용한 크기를 갖고, 나머지 두 개에는 거의 최저데이터 전송률의 변조 및 코드 조합(MCS; Modulation and Code Set)가 선택되거나 데이터 전송이 안되는 경우도 자주 발생한다.

종래기술에 있어서는 이러한 점을 고려하지 않고 모든 스트림에 대하여 전송을 수행함으로써 제어 신호가 증가하여 데이터 전송에 있어서 비효율적인 문제점이 있었다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 다중입력 다중출력(MIMO; Multi Input and Multi Output) 시스템에 있어서, 일부의 채널만을 사용하여 스트림을 전송함으로써 제어신호를 감소시켜 효율적인 통신을 수행하기 위한 송신 신호 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.

상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input and Multi-Output) 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법에 있어서, 송신측이 다수의 안테나에 대응하는 스트림에 대하여 변조 및 코딩 조합(Modulation and Code Set)을 결정하는 단계와 상기 변조 및 코딩 조합에 따라 실제 전송할 스트림을 결정하는 단계 및 상기 결정된 스트림을 수신측에 전송하는 단계를 포함한다.

또한, 본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input and Multi-Output) 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법에 있어서, 송신측이 다수의 안테나에 대응하는 스트림에 대하여 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 단계와 상기 가중치 벡터에 따라 실제 전송할 스트림을 결정하는 단계 및 상기 결정된 스트림을 수신측에 전송하는 단계를 포함한다.

상기와 같이 본 발명은 다중입력 다중출력(MIMO; Multi Input and Multi Output) 시스템에 있어서, 제어신호를 감소시켜 보다 효율적인 통신을 수행할 수 있도록 하는 우수한 효과가 있다.

상술한 목적, 특징들 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이다. 이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일 실시예를 상세히 설명한다.

종래 기술의 구성에서 설명한 바와 같이 V-BLAST(Vertical Bell Laboratories Layered Space Time) 시스템의 송신측에 있어서는 각 송신 안테나에서 별도의 신호 처리나 공간-시간(Space-Time) 코드를 사용하지 않고 단순히 입력되는 데이터가 각각 다른 안테나를 통해 각각 다른 신호로 송신되도록 한다. 즉, 송신측에서는 데이터가 각각 다른 안테나를 통해 다른 신호로 전송되도록 하는 기능만을 수행한다. 그리고, 수신측에서는 각각의 송신 안테나로부터 전송된 신호에 대하여 적절한 신호처리 절차를 거쳐 데이터를 검출해야 한다. 수신측에서의 신호 처리 방법은 다음과 같이 요약할 수 있다.

수신측에서의 신호 처리 방법을 상세히 설명하기 위해 먼저 M 개의 송신 안테나와 N 개의 수신 안테나를 가진 다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input Multi-Output) 시스템을 가정한다. 이 때, M 개의 송신 안테나를 통해 각각 다르게 송신된 신호 벡터를 a 라고 하고, 송신 신호 벡터가 수신측에 수신되기 전에 거치게 되는 채널 행렬을 H 라고 할 때, N 개의 수신 안테나를 가진 다중입력 다중출 력(MIMO; Multi-Input Multi-Output)시스템의 수신측에서 수신되는 신호 벡터 r ₁ 은 수학식 1과 같이 정의할 수 있다.

r ₁ = Ha + v

송신측은 M 개의 안테나를 사용하고, 수신측은 N 개의 안테나를 사용하므로, M 개의 송신 안테나로부터 전송된 신호는 서로 다른 경로를 거쳐 N 개의 수신 안테나에 수신된다. 그러므로, 채널 행렬인 H 는 N*M 행렬이 된다. 즉, M 개의 안테나를 통해 각각 다르게 전송된 신호들 (

,

,...

, 즉 M*1 벡터)은 각각 다른 채널

를 거치고, 수신측에서는 N 개의 안테나를 통해 신호가 수신된다. 수학식 1 에서 v 는 가우시안 잡음을 나타낸 것으로 수신측 각 안테나에 유기되므로 N+1 벡터가 된다.

이렇게 N 개의 안테나를 통해 수신된 신호는 다음과 같은 신호 검색 알고리즘을 가진 수신측 신호 처리부를 거치게 된다. 우선 송신 신호 a 벡터 (

,

,...

)를 수신측에서 검출한 신호 벡터를 s (

,

,...,

) 라고 나타낸다. 이렇게 송신측의 각각 다른 안테나에서 송신된 신호를 수신측에서 검출하기 위해 수신측의 N 개의 안테나에 가중치 벡터(weight vector)를 곱하게 되는데 이 가중치 벡터를 w 로 나타낸다. 이 때, 송신측의 안테나에서 각각 다른 신호가 송신되므로 수신측에서 이를 검출하기 위해서는 M 개의 가중치 벡터가 필요하게 된다. 수신측의 각 안테나에 곱해 줄 가중치 벡터는 수학식 2 와 같은 성질을 만족하여야 한다.

w _i ^H H _j = 0 (j≥i)

w _i ^H H _j = 1 (j=i)

수학식 2 에서 H _j 는 H 의 j 번째 열 벡터를 나타낸다. 즉, 수학식 2 는 i 송신 데이터를 검출하기 위해 수신측 안테나에 곱해 주어야 할 가중치 벡터 w _i 는 H 의 j 번째 열 벡터와의 곱에 대해서만 1 이라는 값을 가지며, H 의 나머지 열벡터와의 곱에 대해서는 0 이 된다는 것을 나타낸다. 즉, i 번째 송신 안테나에서 송신된 데이터를 수신하기 위한 가중치 벡터 w _i 는 다른 송신 안테나에서 송신된 신호의 영향은 제거하도록 가중치 벡터를 계산하는 것이다. 송신된 신호를 순차적으로 검출하기 때문에 현재 검출하기 위해 사용할 가중치 벡터를 구하기 전에 이미 검출된 신호의 영향은 배제된다.

수학식 2 의 성질을 만족하는 가중치 벡터는 다음과 같이 구할 수 있다. 먼저, 수학식 1 에서 나타낸 수신측에서 수신되는 신호 벡터는 수학식 3 과 같이 표현할 수도 있다.

r ₁ = a₁ H ₁ + a₂ H ₂ + ㆍㆍㆍ+ a_M H _M

송신 안테나 각각에서 송신된 신호는 각각 다른 채널을 거쳐 수신측에 수신 되는데, 수학식 3 은 이를 선형적인 합의 형태로 표현한 것이다. 수학식 3 에서 알 수 있듯이 1번째 송신 신호를 검출할 때는 2 번째부터 M 번째 까지의 신호의 영향을 제거하고 수신할 수 있는 가중치 벡터를 수신 안테나측에 곱하여 수신하는 것이 바람직하다. 또한, 다른 각각의 송신 신호에 대해서도 이런 원리를 적용할 수 있다. 이런 요구 조건을 만족시키기 위해 다음과 같이 가중치 벡터를 갱신할 수 있다.

우선 가중치 벡터 갱신이 시작되면 처음 주어진 H 행렬의 Moore-Penrose pseudoinverse 행렬을 구하고 이 행렬을 H ⁺ 혹은 G ₁ 으로 표시한다. 즉 수학식 4 와 같이 표현할 수 있다.

G ₁ = H ⁺

다음 G ₁ 행렬의 각 행벡터 중 행벡터의 벡터 놈(vector norm)이 가장 작은 값으로 나타나는 행벡터가 어느 것인지를 알아낸다. 행벡터의 벡터 놈(vector norm) 중에서 가장 작은 값으로 나타나는 행벡터를 K 라고 하면 K 번째 송신 신호를 검출하기 위한 가중치 벡터 w _i 를 G ₁ 행렬의 K 번째 행으로 선택한다. 그리고, 이 후 수신벡터 r ₁ 과 가중치 벡터 w _i 를 곱해서 K 번째 안테나에서 송신된 신호를 검출한다. 이 때, 수신측에서는 송신측에서 사용하는 변조 방식(예를 들면 QPSK, QAM 등의 디지털 변조 방식)을 이미 알고 있으므로 어느 위치(constellation)에 속 한 것인지를 판단하여 마지막으로 K번째 송신 안테나에서 송신된 신호 를 검출한다. 이렇게 K 번째 안테나에서 송신된 신호를 검출하면, 상기 수학식 3 에서 K번째 신호의 영향을 가감한다. 즉 수학식 5 와 같은 연산을 수행한다.

r ₂ = r ₁ - H _k

상기 수학식 5 에서 r ₂ 는 2 번째 갱신에서 사용될 수신 벡터를 나타낸다. 이후 G ₂, 즉 2번째 가중치 벡터를 구하는 데 사용될 G 행렬은 H ⁺행렬 중 K 번째 열을 모두 0 으로 만든 행렬의 Moore-Penrose pseudoinverse 행렬이 된다. 즉 수학식 6 과 같이 쓸 수 있다.

=

수학식 6 에서

는 H ⁺행렬 중 K 번째 열을 모두 0 으로 만든 행렬의 Moore-Penrose pseudoinverse 행렬을 의미한다.

행렬에 대해서

행렬의 행벡터들의 벡터 놈(vector norm) 중에서 가장 작은 값으로 나타나는 행벡터가 어느 것인지를 알아내고, 이것을 V 라고 하면 V번째 송신 신호를 검출하기 위한 가중치 벡터 w _v 는

행렬의 V 번째 행으로 선택 한다. 그리고, 수신벡터 r ₂ 와 가중치 벡터 w _v 를 곱해서 V 번째 안테나에서 송신된 신호를 검출한다. 그러면, 송신측에서 사용하는 변조 방법 (예를 들면 QPSK, QAM 등의 디지털 변조 방식)을 수신측에서도 알고 있으므로 어느 위치(constellation)에 속한 것인지를 판단하여 마지막으로 V 번째 송신 안테나에서 송신된 신호

를 검출한다. 이와 같이 V 번째 안테나에서 송신된 신호를 검출하면 상기 수학식 5 에서 V 번째 신호를 가감한다. 즉 수학식 7 과 같은 연산을 수행한다.

r ₃ = r ₂ - H _ㅍ

이 때, r ₃ 는 3번째 갱신에서 사용될 수신 벡터를 나타낸다. M개의 안테나에서 각각 송신된 신호를 모두 구할 때까지 상기와 같은 과정을 수행한다.

이렇게 각 안테나에서 전송되는 심볼에 대하여 동일한 채널 코딩과 변조 방법을 적용한 것과 달리, 각 안테나에서 전송할 심볼의 채널 코딩과 변조 방법을 각 안테나의 채널 상황을 반영하여 각각 다르게 전송하는 방법으로서 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control) 방법이 제시되었다.

상기 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control) 송신측에서는 각 전송 안테나마다 독립적으로 인코딩된 신호를 전송하는 것을 특징으로 한다. 즉, 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)는 각 안테나마다 데이터 전송 속도(Modulation과 Coding)가 다를 수 있다는 점에서 이전의 단일 레이트(Single Rate) 다중입력 다중출력(MIMO) 기술인 V-BLAST와는 상이하다. 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)는 각 안테나별로 독립적으로 데이터 전송 속도를 제어함에 있어서 좀더 정밀한 제어가 가능하며, 이를 통해 전체 시스템의 스루풋(Throughput)을 높일 수 있도록 한다.

이 경우 안테나별 채널의 상태를 알려주기 위해 필요한 비트 수는 단일 레이트(Single Rate) 다중입력 다중출력(MIMO)을 위해 제안된 기술들보다 많이 필요하지만, 기준이 되는 집합을 정할 수 있다. 즉, 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)에서는 각 안테나에서 유효한 변조 및 코딩 조합(MCS; Modulation and Coding Set)을 결정하기 위해 수신 안테나에서 수신된 각 송신 안테나의 신호 대 간섭 잡음비(SINR; Signal to Interference Noise Ratio)을 계산하도록 한다. 이 때 각 안테나에서 사용하는 채널 코딩과 변조 방법을 선택하기 위해서 각 안테나에서 수신되는 신호의 신호 대 간섭 잡음비(SINR; Signal to Interference Noise Ratio)를 측정하고 그 값을 기초로 각 안테나에서 사용할 채널 코딩과 변조 방법의 조합을 선택하도록 한다.

표 1 은 (4,4) 시스템에 해당되는 전송 속도와 변조 및 코딩 조합(MCS; Modulation and Coding Set) 조합의 예를 나타낸다.

bps/Hz	데이터율 (Mbps)	변조방식	코딩 레이트
3	7.2	16 QAM	3/4
2	4.8	16 QAM	1/2
1.5	3.6	QPSK	3/4
1	2.4	QPSK	1/2
0.5	1.2	QPSK	3/4

(4,4) 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control)일 경우, 최상위 구조들(Highest geometries, 인덱스 1부터 38까지)에서는 코드 재사용 차수(Code re-use order)를 4로 선택하고, 최하위 구조들(Lower geometries, 인덱스 39부터 54까지)에 대해서는 선택(Selection)과 코드 재사용 차수(Code re-use order) 2를 동시에 사용한다. 그리고, 최하위 구조들(Lowest geometries)에 대해서는 선택적 다이버시티와 단일 안테나 전송 방식을 사용한다.

표 2 는 송신 안테나와 4 개의 수신 안테나를 사용하는 시스템에서 전송 속도 조합의 일실시예를 나타낸다.

인덱스	데이터 율:Mbps	제 1 안테나	제 2 안테나	제 3 안테나	제 4 안테나
1	28.8	3	3	3	3
2	26.4	3	3	2	3
3	26.4	3	2	3	3
4	26.4	2	3	3	3
5	24.0	2	3	3	2
6	24.0	2	3	2	3
7	24.0	2	2	3	3
8	21.6	2	2	3	2
9	21.6	2	2	2	3
10	19.2	2	2	2	2
11	22.8	2	1.5	3	3
12	20.4	2	1.5	2	3
13	18.0	2	1.5	2	2
14	19.2	2	1.5	1.5	2
15	16.8	2	1	2	2
16	25.2	1.5	3	3	3
17	22.8	1.5	3	2	3
18	22.8	1.5	2	3	3
19	20.4	1.5	2	2	3
20	18.0	1.5	2	2	2
21	19.2	1.5	2	1.5	2
22	21.6	1.5	1.5	3	3

23	21.6	1.5	1.5	3	3
24	16.8	1.5	1.5	2	2
25	14.4	1.5	1.5	2	1
26	15.6	1.5	1.5	1.5	2
27	15.6	1.5	1	2	2
28	24.0	1	3	3	3
29	21.6	1	3	2	3
30	21.6	1	2	3	3
31	19.2	1	2	2	3
32	16.8	1	2	2	2
33	15.6	1	2	2	1.5
34	15.6	1	2	1.5	2
35	18.0	1	1.5	2	3
36	15.6	1	1.5	2	2
37	20.4	0.5	2	3	3
38	15.6	0.5	2	2	2
39	14.4	3		3
40	14.4		3		3
41	12.0	2		2
42	12.0		3		2
43	12.0	2		3
44	12.0		2		3
45	9.6	2		2
46	9.6		2		2
47	8.4	2		1.5
48	8.4		2		1.5
49	10.8	1.5		3
50	10.8		1.5		3
51	8.4	1.5		2
52	8.4		1.5		2
53	9.6	1		3
54	9.6		1		3
55	7.2	3
56	7.2			3
57	4.8	2
58	4.8			2
59	3.6	1.5
60	3.6			1.5
61	2.4	1
62	2.4			1
63	1.2	0.5
64	1.2			0.5

이하에서는 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control)에 대하여 설명하기로 한다. 송신측은 M 개의 송신 안테나를 사용할 경우 다음과 같이 M개의 심볼로 구성된 신호 벡터 s 를 구성하고, 각각의 심볼을 각각 다른 송신 안테나를 통해 전송하도록 한다.

s = [, ,ㆍㆍㆍ ]^T

스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control)는 실제 통신 상황에 있어서, 안테나 간의 상관성 및 심볼간의 상관성이 존재하는 상황에서 각 심볼이 독립된 채널로 전송되도록 하기 위한 방법이다. 즉, 송신측이 안테나 배열(array)로 구성되어 있는 것을 착안하여 각 심볼에 대해 채널 행렬의 고유 벡터를 곱해서 전송되도록 한다.

한편, 다수 입출력 통신 시스템의 수신측에서 추정하는 채널 행렬의 고유치 분해를 통해 각 고유치 값들의 크기를 살펴본 후, 고유치 값이 큰 안테나에 대해서는 64QAM 또는 16QAM 등의 고차(higher order) 변조 방법을 사용하도록 하고, 상대적으로 고유치 값이 작은 안테나에 대해서는 BPSK(Binary Phase Shift Keying)혹은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 등의 저차(low order)의 변조 방법을 사용하도록 하는데 있다.

즉, 각 송신 안테나에서 전송되는 심볼이 모두 동일한 변조 방식을 사용하는 것이 아니라 각 안테나의 채널 상황을 단말로부터 피드백 받아서 채널 상황에 맞게 각 안테나에서 사용할 변조 방식을 결정하도록 하는 것이다. 이 때, 수신측도 같은 알고리즘을 가지고 있어야 수신할 때 각 안테나에서 사용하는 변조 방식을 알 수 있게 된다.

또한 채널 행렬의 고유치 분해를 통해 얻은 고유치 값들이 특정 값 이하로 작은 안테나에 대해서는 아예 심볼을 전송하지 않도록 하여 송신 안테나에서 전송한 심볼이 수신측에서 오류를 발생시킬 가능성을 미리 제거한다. 그러나 이러한 방법을 사용하더라도 채널 상황이 좋은 안테나에 고차(higher order) 변조 방식을 사용하도록 심볼을 할당할 것이기 때문에 오히려 전체 송신 안테나에서 전송할 비트 수는 늘어나 시스템 스루풋을 늘리는데 오히려 도움을 주게 된다.

또한, 심볼을 전송해 봐야 소용없는 안테나에서는 심볼이 전송되지 않도록 미리 송신측에서 처리함으로써 전체적인 통신 품질을 향상시킬 수 있다. 즉 수신측에서 채널 행렬을 추정한 후 수신측에서 고유치 분해를 통해 분리된 각 고유치들을 송신측으로 피드백 하거나, 혹은 고유치 값들의 비교를 통해 송수신측 미리 약속된 변조 방식 할당표를 가지고 있다가 각 안테나에서 사용할 변조 방식에 해당하는 인덱스를 피드백할 수도 있다.

스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control)에 있어서 각 심볼에 따른 빔을 형성하는 방법은 수학식 9 와 같이 나타낼 수 있다.

S = w ₁s₁ + w ₂s₂ + ㆍㆍㆍ+ w _Ms_M

여기서 w_i 는 각 심볼에 빔형성을 실시하기 위한 가중치 벡터를 나타내는 것이고 s₁ 부터 s_M 까지는 데이터 심볼을, S 는 각 심볼에 대하여 빔을 형성한 후의 신호 벡터이다.

각 송신 안테나에서 전송되는 심볼은 각 안테나의 채널 상황을 단말로부터 피드백 받아서 채널 상황에 맞게 각 안테나에서 사용할 변조 방식을 결정한다. 따라서, 수학식 9 의 s₁ 부터 s_M 은 채널 행렬의 고유치 값들의 비교를 통해 각각 다른 변조 방식을 사용하도록 한다. 즉, 채널 행렬의 고유치 분해를 통해 고유치 값이 큰 안테나에 대해서는 고차(higher order) 변조 방식을 할당하고 고유치 값이 상대적으로 작은 안테나에 대해서는 저차(lower order) 변조 방식을 할당하도록 한다.

이 때 각 심볼에 곱할 가중치 벡터를 구하는 방법은 다음과 같다. 우선 M 개의 송신 안테나, N 개의 수신 안테나를 가진 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템을 가정한다. 이 때 M 개의 송신 안테나를 통해 각각 다르게 송신된 신호 벡터가 수신측에 수신되기 전 거치게 되는 이동 통신 채널 행렬을 H 라고 할 때, 수신측에서 M 개의 수신 안테나를 가진 경우 채널 행렬 H 는 N*M 행렬이 된다. 송신측의 각 안테나에서 송/수신측에서 미리 알고 있는 파일럿 심볼 혹은 별도의 파일럿 채널을 전송한다고 할 경우 수신측에서는 채널 행렬 H 의 각 성분을 추정할 수 있다.

이 채널 행렬 H 에 대해 수신측에서 고유치 분해 (Eigen-Decomposition)를 수행한다. 본 발명에서는 송신측의 안테나 배열(array)에 있어서 안테나 개수가 수신측의 안테나 배열(array)의 안테나 개수보다 많은 시스템을 가정하였기 때문에 채널 행렬 H 는 정방행렬이 될 수 없고, 채널 행렬 자체에 대하여 고유치 분해를 수행할 수 없다. 따라서 수학식 10 과 같이 H ^H H 의 고유치 분해를 실시하도록 한다. 여기서 H ^H 는 벡터 H 에 대한 Hermitian 연산을 나타낸다.

H ^H H = λ₁ e ₁ + λ₂ e ₂ + ㆍㆍㆍλ_M e _m

수학식 10 에서 λ_i는 행렬 H ^H H 의 고유치(eigen-value)들을 나타내고, e _i 는 고유벡터(eigen-vector)들을 나타낸다. 각 고유 벡터(eigen-vector)는 일반적으로 서로 직교(orthogonal)성을 유지하기 때문에 송신측 안테나 수에 맞게 심볼을 한꺼번에 전송하고자 할 경우 각 심볼에 독립적인 가중치 벡터를 곱하여 신호를 전송할 수 있게 된다.

수학식 9 에 나타낸 바와 같이 송신측에서 각 심볼에 대하여 빔형성을 하고, 신호를 전송한 경우 수신측에서는 다음과 같은 신호 처리 과정을 수행한다. 즉, 각 심볼에 독립적인 가중치 벡터를 곱하여 신호를 전송하였기 때문에 기존 BLAST 수신측의 신호 처리를 사용할 수 없으므로, 제로 포싱(zero-forcing) 이나 최소 평균 제곱 오차(MMSE; Minimum Mean Square Error) 방법으로 우선 S 를 추정한 후 송신측에서 각 심볼에 곱한 가중치 벡터의 공액(conjugate) 값을 곱해 각 심볼을 검출한다. 제로 포싱(zero-forcing), MMSE는 다음과 같이 수식으로 요약할 수 있다.

우선 각 심볼에 가중치 벡터를 곱해 송신측에서 신호를 전송하면, 수신측에서 이를 수신하고, 상기 수신된 신호는 수학식 11 에 나타낸 바와 같다.

R = HS + n

상기 수학식 11 에서 n 은 부가적 백색 가우시안 잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)을 나타낸다.

제로 포싱(Zero-forcing)을 이용하여 각 심볼에 가중치 벡터를 곱해 전송한 신호 벡터 S 를 추정한 신호 벡터를

라고 하면

는 수학식 12 와 같이 나타낼 수 있다.

= [ H ^H H ]^-1 H ^H R

한편, 최소 평균 제곱 오차(MMSE; Minimum Mean Square Error) 방법을 이용하여 각 심볼에 가중치 벡터를 곱해 전송한 신호 벡터

는 수학식 13 과 같이 나타낼 수 있다.

= [α I + H ^H H ]^-1 H ^H R

상기 수학식 13에서 α 는 신호 대 간섭 잡음비, I 는 항등행렬(Identity Matrix)를 나타낸다.

이와 같이 제로 포싱(zero-forcing) 혹은 최소 평균 제곱 오차(MMSE; Minimum Mean Square Error) 방법을 이용하여 각 심볼에 가중치 벡터를 곱해 전송한 신호 벡터

를 추정한 후, 송신측에서 각 심볼에 곱하여 전송한 가중치 벡터의 공액(conjugate) 값을 다시

에 곱하여 전송단에서 전송한 심볼들인 s₁ 부터 s_M까지의 추정치

부터

를 수학식 14 에 따라 추정할 수 있다.

= w ₁ ^H ㆍㆍㆍ _M= w _M ^H

이 후 추정된

부터

을 각각 사용된 변조(modulation) 방법에 맞게 복조(demodulation)하여 각 심볼로 할당하기 전의 비트들을 알아내고, 한편 각 안테나에서 전송된 심볼의 비트들을 알아낸 다음 멀티플렉싱을 통해 송신측에서 전송한 비트 스트림을 알아낸다.

또한 각 안테나에서 각각 다른 심볼을 전송할 때 수신측에서 추정한 채널 행렬의 고유 벡터(eigen-vector)들을 각 심볼에 곱해서 전송하는 것 외에, 각 안테나의 채널 상황을 함께 고려하기 위해 수신측에서 고유치 분해를 통해 얻은 채널 행렬의 고유치 값들을 상대적으로 비교하여 각 안테나에서 전송할 심볼의 채널 코딩과 변조 방법을 선택하도록 한다.

각 송신 안테나에서 독립적으로 전송할 심볼에 곱하여 줄 가중치 벡터를 구하기 위해서는 수신측에서 추정한 채널 행렬의 고유치 분해를 실시해야 하고, 고유치 분해를 통해서 고유치 값(eigen-value)들과 고유 벡터(eigen-vector)들을 함께 구할 수 있으므로 별도의 계산이 더 필요한 것은 아니다. 즉, 각 송신 안테나에서 전송되는 심볼에 대하여 모두 동일한 변조(modulation) 방식을 사용하는 것이 아니라 각 안테나의 채널 상황을 단말로부터 피드백 받아서 채널 상황에 맞게 각 안테 나에서 사용할 변조(modulation) 방식을 결정하도록 한다.

따라서, 수학식 2 의 s₁ 부터 s_M 은 채널 행렬의 고유치 값들의 비교를 통해 각각 다른 변조(modulation) 방식을 사용하도록 한다. 즉, 채널 행렬의 고유치 분해를 통해 고유치 값이 큰 안테나에 대해서는 고차(higher order) 변조(modulation) 방식을 할당하고 고유치 값이 상대적으로 작은 안테나에 대해서는 저차(lower order) 변조(modulation) 방식을 할당한다.

이 때 각 안테나에 할당할 변조 및 코드 조합(MCS; Modulation and Code Set)를 결정하는 방법을 다음과 같이 설명할 수 있다. 수학식 10 에서와 같이 고유치 분해를 통해 얻은 고유치 값들을 가지고 각 안테나에 할당할 변조(modulation) 방식을 결정하기 위해 먼저 각 고유치 값들의 상대적인 비를 결정한다.

이 상대적인 비를 통해 가장 작은 고유치(eigen-value)값이 특정 기준(threshold) 값 이하이면 그 안테나에서는 심볼이 전송되지 않도록 하고, 그 배제된 고유치(eigen-value) 값을 제외한 최소 고유치(eigen-value) 값에는 가장 낮은 변조(modulation) 방식 및 코딩 조합을 사용한다. 한편, 가장 큰 고유치(eigen-value) 값을 가지는 안테나에 대해서는 가장 고차(higher order) 변조(modulation) 방식 및 코딩 조합을 사용하도록 한다.

중간값들에 대해서는 상대적인 값들의 비교를 통해 중간 단계의 변조(modulation) 및 코딩 조합을 사용하도록 한다. 또한, 미리 시뮬레이션을 통해 여러 채널 상황을 실험을 통해 확인한 후 표 2 와 같은 필요한 기준을 미리 가지고 있다가 그 기준에서 채널 상황에 맞게 변조(modulation) 및 코딩 조합을 선택하여 사용할 수도 있다.

아니면, 실제 사용 가능한 변조(modulation) 및 코딩의 종류는 제한적일 것이므로 그 조합을 표 1 과 같이 정하여 두면 송/수신측이 모두 동일한 기준을 알고 있으므로 각 안테나에서 사용할 변조(modulation) 및 코딩의 조합을 인덱스로 알려줄 수도 있을 것이다. 또는 채널 행렬의 고유치 값들이 비교적 천천히 변하는 것을 감안하여 고유치 값 전체를 천천히 귀환할 수도 있다. 이 경우는 송신측에서 귀환된 고유치 값을 가지고 각 안테나에서 사용할 변조(modulation) 및 코딩을 결정하여야 한다.

송수신 안테나 수가 (M, N)인 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템은 M 개의 스트림 전송을 기반으로 하는 방법을 사용한다. 즉 송신안테나 수가 M개 이면 전송 가능한 채널수가 M 개가 되는데, 매 순간 모든 채널이 모두 좋은 경우는 자주 발생하지 않는다. 따라서, 본 발명은 M개중에서 P(P<M)개의 스트림 전송을 기반으로 한다.

즉, P개의 채널만을 이용하여 P개 이하의 스트림을 전송하는데, 이를 제어하기 위해서 필요한 신호는 P개의 독립적인 제어신호와 M 개중에서 선택되는 채널의 인덱스 정보이다. 따라서, 기존 방식에서 M 개의 독립적인 제어 신호가 필요한 반면 본 발명에 따른 방법은 P 개의 제어신호와 M 개 중에서 선택되는 채널의 인덱스만이 필요하게 된다.

수학식 15는 본 발명을 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 방법에 적용한 경우의 일 실시예를 나타낸 것이다.

S = w ₁s₁ + w ₂s₂ + ㆍㆍㆍ+ w _ps_p

수학식 15 에서 w _p 는 채널 행렬의 고유벡터(eigen-vector)에 대응되는 고유값(eigen-value) 크기순으로 P번째에 해당하는 것이다. 즉 대응 고유값(eigen-value)이 크기순으로 P번째 이후인 고유 벡터(eigen-vector)는 사용에서 제외된다.

본 발명은 각 스트림 별로 변조 및 코드 조합(MCS)를 달리하는 방식을 사용하는 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템에서 전송 스트림 수를 유효한 스트림 수 이하로 제한 함으로써 복잡한 제어신호를 현저히 줄일 수 있다.

특히 PSRC와 같은 시스템에서는 고유치(eigen-value)가 낮게 나오는 채널의 사용을 사전에 배제 함으로서 스루풋(throughput) 손실이 매우 적으며, 송신측에 전송되는 가중치 벡터(weight vector)의 전송량을 감소시킬 수 있어, 실제 구현시에 문제가 될 수 있는 피드백 지연(feedback delay) 혹은 양자화 에러를 줄일 수 있다. 또한 전송 스트림수가 M 개에서 P 개로 감소하므로 이를 수신하기 위한 단말의 수신 안테나 수를 P 개로 줄일 수도 있다. 송수신 안테나수 (4, 4)인 경우를 가정하면, 2개의 스트림 만을 전송하게 되면 제어신호의 양이 1/2로 줄어들고 또한 수신안테나 수를 2개로 줄일 수 있다.

상술한 바와 같은 본 발명의 방법은 프로그램으로 구현되어 컴퓨터로 읽을 수 있는 형태로 기록매체(씨디롬, 램, 플로피 디스크, 하드 디스크, 광자기 디스크 등)에 저장될 수 있다. 이러한 과정은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있으므로 더 이상 상세히 설명하지 않기로 한다.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.

도 1 은 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control) 시스템의 송신측을 나타낸 일실시예 구성도.

도 2 는 안테나 기준 레이트 제어(PARC; Per Antenna Rate Control) 시스템의 수신측을 나타낸 일실시예 구성도.

도 3 은 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 시스템의 송신측을 나타낸 일실시예 구성도.

도 4 는 스트림 기준 레이트 제어(PSRC; Per Stream Rate Control) 시스템의 수신측을 나타낸 일실시예 구성도.

Claims

다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input and Multi-Output) 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법에 있어서,

송신측이 다수의 안테나에 대응하는 스트림에 대하여 변조 및 코딩 조합(Modulation and Code Set)을 결정하는 단계;

상기 변조 및 코딩 조합에 따라 실제 전송할 스트림을 결정하는 단계; 및

상기 결정된 스트림을 수신측에 전송하는 단계

를 포함하는 신호 전송 제어 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 전송할 스트림을 결정하는 단계는,

상기 전송할 스트림의 수가 송신측 및 수신측 안테나의 수보다 작도록 지정된 수 이하로 결정하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 제어 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 전송할 스트림을 결정하는 단계는,

상기 다수의 안테나에 대응하는 스트림의 변조 및 코딩 조합(Modulation and Code Set)이 미리 지정된 기준 이상인 경우에만 전송할 스트림으로 결정하는 것을 특징으로 하는 신호 전송 제어 방법.
제 1 항에 있어서,

결정된 스트림의 채널 인덱스를 포함하는 제어 정보를 수신하는 단계

를 더 포함하는 신호 전송 제어 방법.
다중입력 다중출력(MIMO; Multi-Input and Multi-Output) 시스템에 적용되는 신호 전송 제어 방법에 있어서,

송신측이 다수의 안테나에 대응하는 스트림에 대하여 가중치 벡터(weight vector)를 결정하는 단계;

상기 가중치 벡터에 따라 실제 전송할 스트림을 결정하는 단계; 및

상기 결정된 스트림을 수신측에 전송하는 단계

를 포함하는 신호 전송 제어 방법.
제 5 항에 있어서,

결정된 스트림의 가중치 벡터를 포함하는 제어 정보를 수신하는 단계

를 더 포함하는 신호 전송 제어 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 전송할 스트림을 결정하는 단계는,

채널 행렬의 고유값(eigen-value)의 크기를 비교하는 단계;

상기 비교 결과에 따라 제한된 순위 내에 포함된 채널 행렬의 고유 벡터(eigen-vector)에 한해서 가중치 벡터로 사용하는 단계

를 포함하는 신호 전송 제어 방법.