KR100640514B1 - 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 데이터스트림 전송 장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송하기 위한 장치 및 방법의 발명이다. 본 발명에서는 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 연산량을 줄이면서 효율적으로 데이터 스트림을 전송할 수 있는 방법을 제공한다.

본 발명의 일 실시 예에 따른 방법은, 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 방법으로서, 상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하는 과정과, 상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하는 과정과, 상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 변조 및 부호화 방법을 결정하고 이를 송신기로 궤환하는 과정을 포함한다.

다중 안테나, 데이터 스트림, 채널 추정, 송신 유닛.

Description

다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림 전송 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING OF DATA STREAM IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE ANTENNA}

도 1은 본 발명의 대표적인 예로 PARC 시스템에 본 발명이 적용된 경우의 블록 구성도,

도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 활성 송신 유닛과 변조 및 부호화 방법을 결정 시의 제어 흐름도

도 3은 본 발명에 따른 두 번째 방법에서 수신 심볼에 대한 순차 간섭 제거를 위한 역 상순 과정의 흐름도,

도 4는 본 발명에 따라 활성 송신 유닛과 변조와 부호화 방법 및 전력 할당의 결정 시 흐름도,

도 5는 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송하기 위해 수신기에서 수행되는 제어 흐름도,

도 6은 본 발명에서 제안된 기술이 적용된 PCBRC 시스템의 송수신기 구조를 도시한 도면,

도 7은 본 발명에서 제안된 기술이 적용된 PSRC 시스템의 송수신기 구조를 도시한 도면.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

일반적으로 무선 통신 시스템의 대표적인 시스템은 이동통신 시스템을 들 수 있다. 이러한 이동통신 시스템은 음성 통신을 기반으로 하여 발전하였으며, 현재에는 음성 뿐 아니라 고속의 데이터 전송도 매우 중요한 요소로 부각되고 있다. 이와 같이 데이터 전송의 중요성이 부각되면서 이동통신 시스템에서는 데이터 스트림을 보다 효율적으로 전송하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 즉, 이동통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 데이터 서비스 및 멀티미디어 서비스 제공을 위해 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 통신 시스템으로 발전하고 있다. 현재 3GPP를 중심으로 진행되고 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)와 3GPP2를 중심으로 진행되고 있는 1xEV-DV에 대한 표준화는 3세대 이동통신 시스템에서 2Mbps 이상의 고속, 고품질의 무선 데이터 패킷 전송 서비스에 대한 해법을 찾기 위한 노력의 대표적인 반증이라 볼 수 있다. 한편, 4세대 이동통신시스템은 그 이상의 고속, 고품질의 멀티미디어 서비스 제공을 근간으로 하 고 있다.

이와 같이 고속의 패킷 데이터를 전송하기 위한 다양한 시도들 중 다른 하나의 방법으로 다수의 안테나를 사용하는 방법이다. 이와 같이 다수의 안테나를 사용하는 방법은 크게 2가지로 구분할 수 있다. 첫째로 송신되는 신호를 안테나의 빔을 통해 송신할 때, 단말의 위치를 파악하여 그 방향으로 빔(beam)을 성형(forming)하는 스마트 안테나 기술이 있다. 둘째로 송신 및 수신단에서 다수의 배열(array) 안테나를 사용하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 하는 방법이 있다.

상기한 방법들 중 배열 안테나를 사용하는 경우에 전송 데이터 스트림의 수와 그 변조 방법에 따라 전송할 수 있는 효율이 크게 변화하게 된다. 따라서 차세대 무선통신 시스템에서는 배열 안테나를 사용하여 데이터를 전송하는 경우에 각 안테나를 통해 전송할 수 있는 스트림의 수와 그 안테나를 통해 전송하는 변조 방법을 효과적으로 결정할 수 있는 장치 및 방법이 요구된다.

따라서 본 발명의 목적은 다중 입/출력 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 전송 데이터 용량을 최대화 할 수 있는 전송 데이터의 스트림 수와 변조 방식 및 부호화율을 결정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중 입/출력 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 전송되는 데이터 스트림들에 용량이 증대될 수 있도록 전력의 가중치를 분배하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 다중 입/출력 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 순차적인 심볼 추정 및 간섭 제거 알고리즘을 사용할 경우 전송 데이터 용량을 증대시킬 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 많은 수의 다중 입/출력 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템에서 순차적인 심볼 추정 및 간섭 제거 알고리즘을 사용할 경우 연산량을 줄일 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 장치로서, 상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값을 계산하는 페이딩 추정기와, 상기 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하고, 상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하며, 상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 변조 및 부호화 방법을 결정하여, 이를 송신기로 궤환하는 채널 상태 추정기를 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 방법으로서, 상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하는 과정과, 상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하는 과정과, 상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 변조 및 부호화 방법을 결정하고 이를 송신기로 궤환하는 과정을 포함한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 또한 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

그러면 이하에서는 송신 및 수신단에서 다수의 배열 안테나를 사용하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 하는 다중 안테나 시스템에 대하여 살펴보도록 한다.

무선 통신 시스템에서 고속, 고품질의 데이터 서비스를 제공하기 위해 송신단과 수신단에 다중의 안테나를 사용하는 다중 입력 및 출력(Multiple-Input and Multiple-Output) 안테나 시스템이 제안되고 있다. 이론적으로 다중 입/출력 안테나 시스템은 추가적인 주파수 대역폭 증가 없이 송/수신 안테나 수가 증가함에 따라 서비스가 가능한 데이터의 용량이 송/수신 안테나 수에 선형적으로 비례하여 증가하는 것으로 알려져 있다.

다중 입/출력 안테나 기법은 송/수신 안테나들간 페이딩(fading)이 독립적일 경우에 송/수신 안테나 수에 비례해 높은 용량을 제공한다. 그러나 페이딩의 공간 상관도가 높은 환경에서는 페이딩이 독립적인 환경에서 보다 용량이 상당히 감소한다. 이는 송/수신 안테나들간 페이딩의 상관도가 높아지면, 각 송신 안테나로부터 전송된 신호들이 겪는 페이딩이 비슷해져 수신단에서 이들을 구별해 내기가 힘들어지기 때문이다. 이러한 현상은 각 송신안테나로부터 전송된 신호들은 상호간 간섭을 증가시켜 심볼 추정 에러를 증가시키고 이에 따라 전송 데이터 용량을 감소시키게 된다. 실제 이동통신 환경에서는 송/수신 안테나들간 독립적인 페이딩 특성을 얻기 위해서 송/수신 안테나의 안테나 간격이 4파장 이상이 요구된다. 그런데 크기가 작은 단말 수신기의 경우 또는 많은 송신 안테나를 이용하는 기지국 시스템에서는 이러한 요구 사항이 만족될 수 없다. 따라서 앞에서 설명한 바와 같은 페이딩의 공간 상관도의 특성에 의해 실제 전송 용량이 감소한다.

이러한 다중 입/출력 안테나 시스템은 다중의 송신 안테나를 통해 다중의 데이터 스트림을 동시에 전송한다. 이와 같이 다중의 데이터 스트림이 동시에 전송되면 수신기에서는 다중의 송신 데이터 스트림을 구별하여 복구해내는 기법을 필요로 한다. 이와 같이 다중의 송신 데이터 스트림을 구별하는 대표적인 방법으로 V-BLAST(Vertical Bell Laboratories Layered Space-Time) 기법이 제안되어 있다. 상기 V-BLAST 다중 데이터 수신 기법은 수신기에서 각 데이터 스트림의 심볼을 순차적으로 추정한다. 이를 상술하면 하기와 같다.

먼저 다수 개의 각 송신 안테나들은 서로 독립적인 데이터 스트림을 송신한 다. 따라서 수신측의 다중 안테나들은 모두 다중 송신 안테나로부터 전송된 데이터 스트림들의 합을 수신한다. 즉, 하나의 수신 안테나에서 수신한 데이터 스트림은 다수의 송신 안테나에서 송신된 모든 종류의 데이터 스트림들이다. 이와 같이 다수의 데이터 스트림이 혼재되어 수신될 때, 수신기는 다수의 데이터 스트림들 중 하나의 데이터 스트림을 추정한다. 그리고, 상기 추정된 심볼을 이용하여 상기 안테나들로 수신된 혼합 데이터 스트림들에서 추정이 이루어진 심볼을 제거함으로써, 다음 심볼 추정 시 이전에 추정된 심볼에 의한 간섭을 제거한다.

이러한 일련의 연속적인 추정 및 간섭 제거의 과정들은 모든 데이터 스트림이 복구 될 때까지 반복되어 수행된다. 위의 기법은 첫 심볼 추정이 틀렸을 경우 다음 심볼을 위한 간섭 제거 과정에서 오류가 발생하기 때문에 다음 심볼 추정 오류가 발생하게 된다. 이를 "에러 전파(error propagation)" 현상이라 한다. 이러한 에러 전파 현상에 의한 용량 감소는 공간 상관도가 높은 페이딩 채널 환경에서 더욱 심해진다.

최근의 연구 결과에 따르면 페이딩의 공간적인 상관도가 높은 환경이나 수신 신호 대 간섭 잡음 비(signal to interference plus noise ratio : 이하 "SINR"라 함)가 낮은 환경에서는 빔 성형을 이용하여 단일 데이터 스트림을 전송하는 것이 다중 입/출력 안테나 시스템에서 다중 데이터 스트림을 동시에 전송하는 것과 전송 용량 면에서 동일한 것으로 알려져 있다. 그러나 실제 운용 시 발생하는 다중 테이터 스트림간 불완전한 간섭 제거 현상이나 에러 전파 현상을 고려하면 빔 성형에 의한 단일 데이터 스트림 전송 기법이 더 높은 용량을 전송한다. 따라서 다중 데이 터 스트림을 전송할 때에는 공간 상관도가 낮거나 혹은 SINR이 높은 환경에서 다중 입/출력 안테나를 이용한 다중 데이터 스트림을 동시에 전송하는 기법을 사용하는 것이 보다 높은 용량을 전송할 수 있다. 반면에 공간 상관도가 높거나 혹은 SINR이 낮은 환경에서는 빔 성형에 의한 단일 데이터 스트림을 전송하는 기법이 비교적 높은 용량을 전송할 수 있다.

다중 입/출력 안테나 기술은 크게 3가지 기술이 있다. 첫째로 안테나별 전송률 제어(Per Antenna Rate Control : 이하 "PARC"라 함) 방법이 있다. 둘째로, 스트림별 전송률 제어(Per Stream Rate Control : 이하 "PSRC"라 함) 방법이 있다. 그리고 마지막으로 공통 기저별 전송률 제어(Per Common Basis Rate Control : 이하 "PCBRC"라 함) 방법이 있다. 상기 PARC 기법은 다수의 데이터 스트림(data stream)을 다중 송신 안테나를 통해 동시에 전송하고, 수신기의 다중 수신 안테나에 수신된 신호들을 송신 안테나 별로 구별함으로서 높은 피크 데이터 전송율(peak data rate)을 제공한다. 또한 PARC 송신기는 수신기로부터 궤환된 각 부 테이터 스트림(sub data stream)의 상태 정보 또는 변조 및 부호화 방법(Modulation and Coding Scheme : 이하 "MCS"라 함)의 정보를 이용하여, 전송하고자 하는 주 데이터 스트림(main data stream)을 송신 가능한 수만큼의 부 데이터 스트림으로 역다중화 한다. 그리고 각 부 데이터 스트림별로 독립적으로 채널 부호화 및 변조한다. 이와 같은 과정을 거친 심볼들은 각 안테나를 통해 수신측으로 송신된다.

이상에서 설명한 바와 같이 각 송신 안테나 별로 서로 다른 데이터 율로 전송하는 이유는 상이한 송신 채널 상태 때문이다. 따라서 각 부 데이터 스트림별로 부호화 율(coding rate), 그리고 변조 방식이 서로 다를 수 있다. 전송 가능한 부 데이터 스트림의 수와 각 부 데이터 스트림의 부호화 율 및 변조방식은 수신기로부터 궤환된 각 송신 안테나별 채널 상태 정보 또는 MCS 정보에 의해 결정된다. 상기 PARC 관련 최근 연구에 따르면, 송신 안테나가 2개인 경우에 대해, 2개의 안테나에서 동시에 두 개의 데이터 스트림을 송신하거나 하나의 안테나에서만 하나의 데이터 스트림을 전송하는 기법을 제안하고 있다. 이를 구체적으로 살펴보면 하기와 같다. 두 개의 안테나들 중 첫 번째 안테나로만 데이터를 전송할 경우와, 두 번째 안테나에서만 전송할 경우, 그리고 첫 번째 안테나와 두 번째 안테나에서 동시에 데이터를 전송할 경우에 대해 각각의 전송률을 계산하고 최대 전송률을 갖는 경우를 선택한다. 이때 두 안테나로 동시에 데이터 스트림을 전송할 경우 각 안테나의 전송 전력은 단일 전송 방식의 송신 안테나 전력의 1/2의 크기를 가진다.

상기 PSRC 기법은 각 부 데이터 스트림별로 전송 데이터 율을 조절한다는 점에서 PARC와 동일하나, 각 부 데이터 스트림을 수신기에서 선택한 가중치에 의해 빔 성형하여 전송한다는 점에서 다르다. 송신기는 수신기로부터 궤환된 각 부 데이터 스트림 상태 정보 또는 MCS 정보를 바탕으로, 전송하고자 하는 주 데이터 스트림을 송신 가능한 데이터 스트림 수만큼의 부 테이터 스트림으로 역다중화 한다. 그리고 상기 역다중화된 각 부 데이터 스트림을 독립적으로 부호화 및 변조한 후, 수신기에서 궤환된 가중치를 곱함으로써 빔 성형하여 송신한다. 상기 PSRC 기술도 PARC와 비슷하게 첫 번째 가중치로만 데이터를 전송할 경우, 두 번째 가중치로만 전송할 경우, 그리고 첫 번째 가중치와 두 번째 가중치로 동시에 데이터를 전송할 경우에 대해 각각의 전송률을 계산하고 최대 전송률을 갖는 경우를 선택한다.

마지막으로 상기 PCBRC 기법은 PSRC 기법과 동일하게 빔을 성형하여 각 부 데이터 스트림을 전송하는 점에서 동일하나, 각 부 데이터 스트림 별로 고정된 빔 성형 가중치를 곱하여 전송하는 점에서 다르다. 송신기는 수신기로부터 궤환된 각 부 데이터 스트림 상태 정보 또는 MCS 정보를 바탕으로 전송하고자 하는 주 데이터 스트림을 송신 가능한 데이터 스트림 수만큼의 부 테이터 스트림으로 역다중화 한다. 그리고 송신기는 상기 역다중화한 각 부 데이터 스트림을 독립적으로 부호화 및 변조한 후, 부호화 및 변조된 각 부 데이터 스트림의 심볼들을 고정 가중치를 곱해주는 고정 빔 성형기에서 가중치를 곱해 송신한다.

상기 PARC 기법과 PSRC 기법 및 PCBRC 기법의 송신기에 의해 송신된 신호는 페이딩 채널을 겪으면서 전송된다. 즉, 수신기의 다중 수신 안테나는 이와 같이 페이딩 채널을 겪은 신호를 수신한다. 그러면 이하에서는 대표적인 성공적인 검출(successive detection : 이하 "SD"라 함) 알고리즘인 MMSE(Minimum Mean Squared Error) V-BLAST 기법을 사용하는 수신기를 예를 들어 설명하기로 한다.

수신기는 기능상 크게 페이딩 추정기, 채널 상태 추정기, 그리고 데이터 심볼 복조기로 나누어질 수 있다. 페이딩 추정기는 다수의 수신 안테나에서 수신된 파일롯 채널이나 파일롯 심볼을 이용하여 각 송신 안테나(PARC) 또는 송신 가중치(PSRC, PCBRC)로부터 각 수신 안테나로의 페이딩 H를 추정한다. 데이터 심볼 복조기는 추정된 H를 이용하여 데이터 심볼을 복조하고, 다수의 복조된 부 데이터 스트림을 하나의 주 데이터 스트림으로 다중화 한다. 채널 상태 추정기는 추정된 페이 딩 H를 이용하여 각 송신 안테나(PARC) 또는 송신 가중치(PSRC, PCBRC)로부터 수신기의 수신 안테나까지의 채널 상태(channel quality)를 추정한다. 그리고 수신기는 각 송신 안테나(PARC) 또는 송신 가중치(PSRC, PCBRC)에서 전송 가능한 MCS를 결정하여 송신기로 궤환한다.

위에서 설명된 페이딩 추정기에 의해 추정된 H는 크게 두 가지 용도로 사용된다. 첫 번째 용도를 살펴보면, 상기 추정된 H는 단말의 데이터 심볼 복조 및 복호기에서 전송된 다중의 데이터 스트림을 복조 하는데 사용된다. 그러면 먼저 단말의 복조 및 복호기에서 수행되는 데이터 복조 및 복호 과정을 구체적으로 설명한다. 전송 부 데이터 스트림 수가 K개라고 가정하면, 단말의 복조 및 복호에서 추정된 페이딩 행렬 H를 이용하여 전송된 K개의 부 데이터 스트림에 대한 MMSE 가중치 벡터를 계산한다. 그리고 상기 단말의 복조 및 복호는 각 MMSE 가중치 벡터에 의한 K개의 부 데이터 스트림들에 대한 SINR을 계산한다. 그런 후 상기 단말의 복조 및 복호기는 이와 같이 계산된 K개의 부 데이터 스트림 중 최대 SINR을 갖는 부 데이터 스트림의 심볼을 먼저 추정하고 역부호화(decoding) 하여 첫 번째 데이터를 복구한다.

다음으로 단말의 복조 및 복호기는 두 번째 데이터 스트림을 복구하기 위해 상기 복구된 첫 번째 데이터를 다시 부호화하고 해당 변조 방식에 의해 심볼 매핑을 수행한다. 그런 후 단말의 복조 및 복호기는 변조 방식에 의해 심볼 매핑한 값에 상기 채널의 페이딩 벡터를 곱한다. 상기한 과정을 통해 첫 번째 데이터 스트림이 수신된 신호를 재현할 수 있다. 그러면 상기 수신 신호에서 재현된 첫 번째 데 이터 스트림 수신 신호를 빼면 첫 번째 데이터 스트림이 간섭으로 작용하지 않은 두 번째 데이터 스트림의 수신신호를 얻을 수 있다. 즉, 상기 복조 및 복호기는 상기 과정을 통해 이미 추정된 첫 번째 데이터에 의한 부분을 제거함으로서, 다음 데이터 추정 시 이전에 추정된 데이터에 의한 간섭을 제거한다.

단말의 복조 및 복호기는 남은 K-1개의 부 데이터 스트림에 대한 MMSE 가중치 벡터와 가중치에 의한 각 부 데이터 스트림의 SINR을 구한다. 이러한 과정을 통해 단말의 복조 및 복호기는 각 부 데이터 스트림의 SINR 값들 중 최대 SINR 값을 갖는 부 데이터 스트림의 심볼을 추정하고, 이의 간섭을 제거한다. 위와 같은 일련의 연속적인 추정 및 간섭 제거의 과정들이 K개의 모든 데이터 스트림들이 복구 될 때까지 반복되어 수행된다. 그런 후 상기 단말의 복조 및 복호기는 상기한 복조 과정을 통해 K개의 부 데이터 스트림들의 데이터를 복구한다. 이러한 과정이 추정된 H의 첫 번째 사용 용도가 된다.

다음으로 추정된 H의 두 번째 사용 용도에 대하여 살펴보기로 한다. 수신기의 페이딩 추정기에 의해 추정된 H는 채널 상태 추정기에서 각 송신 안테나(PARC) 또는 송신 가중치(PSRC, PCBRC)에서 수신기의 수신 안테나까지의 채널 상태를 추정하는데 사용된다. 상기 채널 상태 추정기에서는 복조기에서 사용된 것과 동일한 MMSE V-BLAST 수신 알고리즘을 이용하여 각 송신부(안테나 또는 송신 가중치)에서 수신기로의 채널 상태를 추정한다. 상기 채널 상태 추정기에서 이루어지는 채널 상태 추정 과정은 상기 복조기에서 수행되는 트래픽 데이터 복조과정과 동일하지만, 복조기에서 수행되는 데이터 복조 대신, n_T개의 각 송신부에서 전송된 파일롯 심볼들을 복조하고, 해당 심볼들의 SINR을 계산한다는 점에서 다르다. 상기 MMSE V-BLAST에 의한 채널 상태 추정 과정을 통해 n_T개의 송신부에서 전송된 파일롯 심볼에 대한 SINR이 계산된다. 즉 상기 채널 상태 추정기에서는 n_T개의 송신부로부터 수신기까지의 채널 상태가 추정되고, 이에 따른 n_T개의 송신부에서 전송 가능한 MCS가 결정된다.

상기 채널 상태 추정기에서 추정된 채널 상태 정보 또는 MCS 정보는 역방향 링크 궤환 채널을 통해 송신기에 전달된다. 상기 궤환 정보는 송신기에서 전송 가능한 부 데이터 스트림 수, 각 부 데이터 스트림 할당 전력, 그리고 각 부 데이터 스트림의 부호화율과 변조 방식을 결정하는데 사용된다.

다중 송/수신 안테나 기술에서 전송 데이터 용량을 최대화하기 위해서는 운용되는 환경에 따라 동시에 전송되는 데이터 스트림 수와 각 부 데이터 스트림의 데이터 전송률 그리고 각 부 데이터 스트림에 할당될 전력을 조절할 필요가 있다. 이를 위해서 모든 전송 가능한 송신 유닛(unit)들 중에서 실제 전송에 사용할 송신 유닛(unit)들을 결정하고, 선택된 전송 유닛의 셋(set)에 포함된 전송 유닛에 송신 전력을 할당한다. 그리고 상기 선택된 전송 유닛들을 사용하여 데이터 스트림을 전송하는 기술이 필요하다. 앞에서 설명한 PARC(PSRC)에서 제안된 기술은 송신 안테나가 2개인 경우, 1번 안테나(가중치) 송신, 2번 안테나(가중치) 송신, 그리고 1번과 2번 안테나(가중치) 동시 송신의 3가지 경우에 대해서 전송 데이터 율을 구하고 최고 전송 데이터 율을 가지는 경우를 선택하는 방식을 제안하고 있다. 그러나 V-BLAST와 같은 순차적인 심볼 추정 및 간섭 제거를 이용하는 SD 수신 알고리즘의 경우, 복조 순서에 따라서도 전송 데이터 율이 달라지기 때문에 복조 순서를 고려해야만 한다. 즉, 1번과 2번 안테나(가중치)에서 스트림을 동시에 송신하는 경우, 복조 순서는 하기와 같은 2가지 경우의 순서를 고려해야 한다. 첫째로, 1번 안테나(가중치)의 송신 신호를 먼저 복조하고, 2번 안테나(가중치)의 송신 신호를 복조하는 경우가 있다. 둘째로, 2번 안테나(가중치)의 스트림을 먼저 복조하고, 1번 안테나(가중치)의 송신 신호를 나중에 복조하는 2가지 경우를 모두 생각해야 한다. 따라서, 복조 순서를 고려할 경우 안테나(가중치) 선택의 경우의 수는 모두 4가지 이다.

결론적으로 이상에서 설명한 V-BLAST와 같은 순차적인 심볼 추정 및 간섭 제거를 이용하는 SD 수신 알고리즘은 총 데이터 전송률에 많은 영향을 미치는 데이터 복조 순서를 고려하지 않고 있다. 따라서 V-BLAST의 방법을 사용하는 경우에 전송 가능한 최고 데이터 전송률을 제공하지 못할 수 있다는 문제가 있다. 또한 이상에서 설명한 기술에서는 송신부가 2개인 경우에 대해서만 제안을 하고 있어, 2개 이상의 송신부를 가지는 다중 입/출력 안테나 시스템에 적용이 불가능하다는 문제가 있다.

즉, 이상에서 설명한 방법에 따르는 경우 복조 순서를 고려한 전송 데이터 스트림 수, 각 전송 테이터 스트림의 변조 방식과 부호화 율, 그리고 송신 전력 결정은 수신기에서 이루어져야 한다. 따라서 송신 안테나 수가 증가할수록 고려해야 할 경우의 수가 기하급수적으로 증가하기 때문에 모든 경우들을 고려하여 최대 용량을 전송하는 경우를 선택하는 것은 과다한 연산량 때문에 구현이 어렵다. 그러므로 계산량을 최소화하면서 최고의 전송 용량에 근접하도록 전송 데이터 스트림 수, 각 전송 데이터 스트림의 변조 방식과 부호화율 그리고 전송 데이터 스트림들의 송신 전력을 결정하는 기술이 요구된다.

이하에서 설명될 본 발명의 구체적인 방안은 다중 입/출력 안테나 기술에서 전송 데이터 용량을 최대화하기 위한 장치 및 방법을 제공하는 것이다. 따라서 이하에서는 이에 대하여 설명될 것이다. 이러한 장치 및 방법을 제공하기 위해 본 발명에 따른 장치는 전송 가능한 모든 송신 유닛들 중에 좋은 채널 상태를 제공하는 송신 유닛들을 선택한다. 그리고 상기 선택된 송신 유닛들에만 송신 전력을 할당하는 방식을 사용한다. 또한 상기 선택된 각 송신 유닛들에 할당되는 송신 전력은 총 송신 전력을 선택된 송신부들의 수로 나눈 만큼의 전력을 할당한다. 이와 같은 본 발명에 따른 장치 및 방법은 운용 환경에 따라 좋은 채널을 가지는 송신부들에게만 송신 전력을 집중적으로 사용함으로써, 송신 전력의 사용 효율을 증가시키고 결과적으로 전송 데이터 용량을 증가시킨다. 특히, 송수신기간에 페이딩 채널이 공간적으로 상관되어 있는 환경이나, 수신 신호대 잡음비(signal-to-noise ratio : 이하 "SNR"이라 함)가 낮은 환경에서, 본 발명에 따른 장치 및 방법을 사용하는 경우에 소수의 송신부들에 송신 전력을 집중적으로 할당함으로써 최적의 전송 데이터 용량을 제공한다.

또한 본 발명에 따른 장치 및 방법은 운용되는 환경에 따라 적응적으로 전송 가능한 모든 송신부들 중에 좋은 채널 상태를 제공하는 송신 유닛들을 선택하는 두 가지 방법이 설명될 것이다. 이하에서 설명될 2가지 방법을 간략히 살펴보면, 하기와 같다.

본 발명에서 설명될 첫 번째 방법은, 전송 가능한 모든 송신부들에 대하여 가능한 모든 선택 조합에 대해 복조 순서를 고려하여 V-BLAST와 같은 직렬 검출(serial detection) 수신 알고리즘을 적용하고, 최대 전송률을 전송하는 경우를 선택하는 방식을 사용한다. 본 발명에서 사용하는 V-BLAST와 같은 직렬 검출 수신 알고리즘 방법은 종래 기술에서 고려하지 않았던 복조 순서를 고려함으로써, 운용되는 페이딩 환경에서 전송할 수 있는 최대 용량의 전송이 가능해진다. 그러나 송신 안테나 수가 2개를 초과하여 늘어날 경우 복조를 고려한 모든 가능한 경우의 수가 기하급수적으로 증가하기 때문에 많은 연산량을 요구하는 단점이 있다.

본 발명에서 사용되는 두 번째 방법은 역상순(reverse ordering)에 의해 좋지 않은 송신 채널 상태를 갖는 송신 유닛부터 복조 하는 복조 순서를 결정하고, 복조 순서에 따라 순차적으로 각 송신 유닛에서 전송할 데이터의 MCS를 결정하는 방식이다. 이러한 방법은 송신 안테나 수가 증가하더라도 낮은 요구 연산량으로 최적의 전송 용량에 근접하는 전송 용량을 제공할 수 있다.

이하에서 설명되는 본 발명은 한 개의 대표적인 실시 예로서 본 발명에서 제안하는 기술이 PARC에 적용된 사례를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다. 즉, PARC, PSRC, 그리고 PCBRC의 차이점은 전송 데이터 스트림의 데이터 율을 조절하고 전송 하는 송신 유닛(unit)이 다르다는 점이다. PARC는 안테나 별로 데이터 율을 조절하고 전송하고, PSRC는 수신기에서 선택한 가중치 별로 데이터 율을 조절하고 전송하며, PCBRC는 고정된 가중치 별로 데이터 율을 조절하여 전송한다. 따라서, 이하에서 설명될 본 발명의 설명에서 "송신 유닛(unit) "이라 함은 본 발명에서 제안하는 기술을 PARC에 적용할 경우 안테나를 의미하며, PSRC에 적용할 경우 수신기가 선택한 송신 가중치를 의미하고, PCBRC에 적용할 경우 고정된 가중치를 의미한다.

그러면 본 발명의 실시 예를 설명하기 전에 본 발명의 구현에서 가정되고 있는 것들을 정리한다. 이러한 가정은 설명의 편의를 위하여 가정한 것이며, 이 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 구체적인 값들은 변경이 가능하고 본 발명의 사상을 이용하여 변경된 값에 따라 응용하는 것도 가능하다.

[가정]

먼저 변조 방식과 채널 부호기의 부호화율의 조합인 MCS에 대한 가정을 살펴본다. 이동통신 시스템에 따라 다양한 변조 방식과 부호화 율 조합이 가능하지만 하기 <표 1>과 같은 부호율과 변조 방식을 예로서 가정한다.

MCS	부호화 율	변조 방식
0	No Transmission
1	1/2	QPSK
2		8PSK
3		16QAM
4		64QAM
5	3/4	QPSK
6		8PSK
7		16QAM
8		64QAM

여기서 유의할 사항은 MCS가 0인 경우, 해당 송신 유닛으로부터의 채널 상태가 좋지 않아서 가장 높은 부호화 율과 가장 낮은 심볼 당 비트 수의 변조 방식 조합에서도 전송이 불가능할 정도로 나쁘기 때문에 해당 송신 유닛에서 데이터를 전송하지 않는 비전송(no transmission)의 경우가 존재한다는 것이다.

[실시 예]

도 1은 본 발명의 대표적인 예로 PARC 시스템에 본 발명이 적용된 경우의 블록 구성도이다. 이하 도 1을 참조하여 본 발명의 대표적인 실시 예인 PARC 방법에 따른 시스템의 내부 블록 구성 및 그 동작에 대하여 살펴보기로 한다.

송신기의 제어기(20)는 수신기의 채널 상태 추정기(30)로부터 궤환(feedback) 채널을 통해, 각 송신 유닛으로부터 수신기까지의 채널 상태에 의해 결정된, 각 송신 유닛에서 전송 가능한 변조 방식과 부호화율을 나타내는 MCS M_i (i = 1, …, n_T)를 수신한다. 만약 본 발명에서 제안하는 알고리즘이 수신기에서 구현된다면 궤환되는 정보는 MCS가 되고, 송신기에서 구현된다면 송신기가 알고리즘을 수행하기 위한 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator : 이하 "CQI"라 함)를 궤환한다. 이하의 설명에서는 본 발명에서 제안하는 알고리즘이 수신기에서 구현되는 것으로 가정한다. 따라서 M_i는 각 안테나 채널에 할당된 MCS를 의미한다. 그러나 본 발명에서 제안하는 알고리즘이 송신기에 구현되는 경우도 본 발명에 따른 방법을 사용할 수 있음은 물론이다. 따라서 본 발명의 방법이 송신기에 구현되는 경우 채널 상태 추정기(30)가 궤환하는 정보 M_i는 CQI를 의미할 수도 있다.

제어기(20)는 M_i≠0인 송신 유닛 i를 송신을 위해 선택된 유닛으로 판단하고, M_i≠0 인 송신 유닛 수를 전송 가능한 부 데이터 스트림 K를 결정한다. 즉, 총 송신 유닛 수 n_T에서 송신 채널 상태가 나쁘기 때문에 데이터를 전송할 수 없는 송신 유닛 수를 뺀 수를 전송 가능한 부 데이터 스트림 수로 정한다. 제어기(20)는 이와 같이 결정된 전송 가능한 부 데이터 스트림 수 K와 각 스트림에서 사용할 MCS를 역다중화기(21)로 전달한다. 그러면 역 다중화기(21)는 주 데이터 스트림을 K 개의 부 데이터 스트림으로 역 다중화 한다. 즉, 상기 역 다중화기(21)는 입력된 주 데이터 스트림을 상기 제어기(20)에서 전달한 부 데이터 스트림의 수만큼으로 분할하는 것이다. 이와 같이 분할된 각 부 데이터 스트림들은 각각의 적응 변조 및 부호화기들(22, 23, 24)로 입력된다. 상기 적응 변조 및 부호화기들(22, 23, 24)은 제어기(20)로부터 통보 받은 각 송신 유닛에 해당하는 MCS 궤환 정보 M_i에 해당하는 변조 방식과 부호화 율을 상기 <표 1>과 같이 결정한다. 즉, 상기 <표 1>은 본 발명의 서두에서 밝힌 바와 같이 하나의 예로서 도시한 것이다. 그러므로 이러한 예는 부호화 방법과 변조 방법간의 매핑은 예시된 바와 다르게 매핑이 가능하다. 여기서는 상기 <표 1>을 예로서 설명한다. 상기 적응 변조 및 부호화기들(22, 23, 24)은 상기 <표 1>과 같은 방법의 부호화 및 변조 방법을 상기 제어기(20)로부터 수신하여 입력된 부 스트림들을 각각 변조 및 부호화한다.

이와 같이 부호화 및 변조된 각 스트림들은 다시 각 적응 변조 및 부호화기들(22, 23, 24)에 대응하는 전력 할당기들(25, 26, 27)로 입력된다. 상기 전력 할당기들(25, 26, 27)은 제어기(20)가 할당한 값에 따라 전력을 할당하고, 이를 해당하는 유닛들을 통해 전송한다. 여기서 PARC 방법을 설명하고 있으므로, 해당 유닛들은 각 안테나들이 된다.

이하에서 설명하는 본 발명에 따른 기술은 선택된 유닛들에 균일하게 전력을 할당하는 것을 원칙으로 한다. 즉, 총 송신 전력을 P_T 라고 하고, 송신을 위해서 선택된 유닛의 수를 K(K≤n_T)라고 하면, 선택된 유닛들에 P_T/K의 전력을 균일하게 할당한다. 이는 각 송신 유닛의 송신 채널 상태에 따라 적응 변조 및 부호화기들(22, 23, 24)에서 각 송신 유닛에서 전송되는 데이터의 전송률을 조절하기 때문에, 각 송신 유닛에 할당되는 전력을 조절하여 추가적으로 얻을 수 있는 전송 데이터 용량 증가가 미미하기 때문이다. 또한 각 송신 유닛에 할당되는 전력을 조절할 경우, 수신기에서 각 송신 유닛에 대한 MCS 정보뿐 아니라 각 송신 유닛에 할당해야 할 전력 정보를 추가적으로 송신기에 궤환해야 하기 때문에 궤환 정보량이 상당히 증가한다. 이와 같이 궤환 정보량의 증가는 한정된 궤환 채널 용량으로 인한 궤환 정보의 지연과 궤환 정보 에러에 의한 영향을 크게 만들어, 오히려 전송 데이터 용량을 감소시킨다. 그러므로 제어기(20)는 각 전력 할당기들(25, 26, 27)에 할당하는 전력을 상기와 같이 균일하게 결정하여 각 전력 할당기들(25, 26, 27)로 할당한다.

수신기는 기능상 크게 페이딩 추정기(28)와, 심볼 복조 및 복호기(29) 그리고 채널 상태 추정기(30)로 구성된다. 상기 페이딩 추정기(28)는 다수의 수신 안테나에서 수신된 파일럿 채널이나 파일럿 심볼을 이용하여 각 송신 유닛으로부터 각 수신 안테나로의 페이딩 H를 추정한다. 다중 입/출력 안테나 기술에 따라 PARC는 각 송신 안테나로부터 각 수신 안테나로의 페이딩 채널을 추정하고, 송신 가중치를 사용하는 PSRC와 PCBRC는 각 송신 가중치로부터 각 수신 안테나로의 페이딩 채널을 추정한다. 추정된 페이딩 채널을 H로 나타낸다. 상기 H는 n_R X n_T크기를 갖는 행렬로 하기 <수학식 1>과 같이 도시할 수 있다.

여기서, h_n은 n_R X 1 크기의 벡터로 n번째 송신 유닛에서 n_R개의 수신 안테나로의 페이딩을 나타낸다. 상기 심볼 복조기(29)는 추정된 H를 이용하여 데이터 심볼을 복구한다. 그리고 상기 채널 상태 추정기(30)는 H를 이용하여 각 송신 유닛의 송신 채널 상태(channel quality)를 추정한다. 또한 상기 채널 상태 추정기(30)는 상기 추정된 각 송신 유닛의 채널 상태 정보를 이용하여 각 송신 유닛에서 전송 가능한 MCS를 결정하여 송신기로 궤환한다. 만약 MCS를 송신기에서 결정한다면, 채널 상태 추정기(30)는 각 송신 유닛의 송신 채널 상태만을 추정해서 송신기로 궤환한다.

본 발명에서 제안하는 시스템은 운용되는 환경에 따라 적응적으로 전송 가능한 모든 송신 유닛들 중에 좋은 송신 채널 상태를 제공하는 송신 유닛들을 선택하 고, 선택된 각 송신 유닛에서 전송 가능한 MCS를 결정하는 것이다. 이러한 기술은 송신기에서 구현될 경우 송신기의 제어기(20)에서 수행되며, 수신기에서 구현될 경우 채널 상태 추정기(30)에서 수행된다. 본 발명은 상기 기술에 대해 하기에서 설명하는 두 가지 방법을 제안한다.

첫 번째 방법

첫 번째 제안하는 방법은 복조 순서를 고려하여 모든 가능한 경우에 대해 V-BLAST 수신 알고리즘을 적용해 최대 전송률을 가지는 경우를 선택하는 방식이다.

도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 활성 송신 유닛과 변조 및 부호화 방법을 결정 시의 제어 흐름도이다. 이하 도 2를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 활성 송신 유닛과 변조 및 부호화 방법의 결정 시 제어 과정에 대하여 상세히 설명하기로 한다. 상기 도 2는 첫 번째 방법에 대한 흐름도이다. 또한 상기 도 2의 제어는 앞에서 상술한 바와 같이 송신기에서 이루어질 수도 있고, 수신기에서 이루어질 수도 있다. 이하에서는 수신기에서 상기한 모든 조합을 결정하는 경우로 가정하여 설명하기로 한다.

먼저 200단계에서 채널 상태 추정기(30)는 가능한 송신 유닛의 조합을 산출한다. 가능한 송신 유닛의 조합은 n_T개의 송신 유닛 중에서 1개를 선택하는 조합부터 모두를 선택하는 조합까지이므로, 모두

가지의 조합이 된다. 송신 유닛의 조합에서 1개를 선택한 조합은 하나의 부 데이터 스트림이 전송되는 것을 뜻하고, 복수개의 유닛을 선택한 조합은 복수개의 부 데이터 스트림이 동시에 전송되는 것 을 뜻한다. 복수 개의 스트림이 전송되는 경우 어느 유닛을 우선 복조할 것인가에 따라 조합이 만들어진다. 예를 들어 n개의 송신 유닛을 선택한 경우 이것을 복조 순서에 따른 조합을 구하면, n! (= 1 X 2 X … X n) 가지가 존재한다.

이와 같은 조합을 산출한 이후에 상기 채널 상태 추정기(30)는 210단계로 진행하여 상기와 같이 계산된 조합들 중 가능한 복조 순서의 조합을 산출한다. 상기 채널 상태 추정기(30)는 상기 200단계와 210단계를 거치면 서로 다른 송신 유닛을 선택하고 복조 순서가 서로 다른 경우의 조합이 모두 완성된다. 그런 후 채널 상태 추정기(30)는 220단계에서 이러한 모든 조합에 대해 MCS를 결정한다. 이후 상기 채널 상태 추정기(30)는 230단계에서 앞의 과정을 통해 결정된 MCS를 토대로 최대 전송률을 제공하는 조합을 선택한다. 즉, 230단계를 통해 어느 송신 유닛을 선택하고, 복조 순서를 어떻게 설정하는가를 결정된다.

종래 기술에서는 210단계를 고려하지 않았다. 그러나 V-BLAST와 같은 순차적인 심볼 추정 및 간섭 제거를 이용하는 수신 알고리즘의 경우, 복조 순서에 따라서도 전송 데이터 율이 달라지기 때문에 복조 순서를 고려해야만 한다. 이해를 돕기 위해 송신 유닛의 수가 2개인 경우로 한정하여 살펴보기로 한다.

송신 유닛이 2개인 경우, 종래에 제안된 방법은 1번 유닛 송신, 2번 유닛 송신, 그리고 1번과 2번 유닛 동시 송신의 3가지 경우에 대해서 전송 데이터 율을 구하고 최고 전송 데이터 율을 가지는 경우를 선택하는 방식을 제안하고 있다. 두 개의 유닛에서 동시에 전송하는 경우 각 유닛의 전송 전력은 단일 전송의 송신 유닛에서 갖는 전력의 1/2의 크기를 가진다.

그러나 V-BLAST와 같은 순차적인 심볼 추정 및 간섭 제거를 이용하는 수신 알고리즘의 경우, 복조 순서에 따라서도 전송 데이터 율이 달라지기 때문에 복조 순서를 고려해야만 한다. 즉, 1번과 2번 유닛 동시 송신의 경우, 1번 유닛 송신 신호를 먼저 복조하고, 2번 유닛 송신 신호를 복조하는 경우와 2번 유닛 송신 신호를 먼저 복조하고, 1번 유닛 송신 신호를 나중에 복조하는 2가지 경우를 모두 생각해야 한다. 따라서, 복조 순서를 고려한 유닛 선택의 경우의 수는 모두 4가지 이다.

송신 유닛 수가 2개인 경우를 예로 들어 설명하면, 채널 상태 추정기(30)에서는 추정된 페이딩 H를 이용하여, (i₁,i₂) = (1,0), (2,0), (1,2), (2,1)의 4가지 경우에 대해 각각 SINR과 MCS를 결정한다. 여기서 i_k는 k번째 순서에 복조하는 송신 유닛의 인덱스(index)이다. (1,0)과 (2,0)의 경우는 첫 번째 유닛 또는 두 번째 유닛으로만 스트림을 송신하는 경우이다. 따라서 각 경우에 대한 SINR을 계산하고 SINR에 따른 MCS를 결정한다. 결정된 MCS에 따라 전송 가능한 데이터 용량이 결정된다.

또한 (1,2)와 (2,1)의 경우는 두 유닛에서 동시에 스트림을 송신하는 경우로, 각 경우의 복조 순서에 따라 송신 유닛 별로 V-BLAST MMSE 수신 알고리즘을 적용한 SINR을 계산하고, 그에 해당하는 MCS를 결정한다. 총 전송 가능한 데이터 용량은 두 송신 유닛의 MCS에 의해 결정되는 전송 데이터 용량의 합으로 계산된다. 위와 같이 계산된 4가지 경우에 대한 전송 가능 데이터 용량을 비교하여 최대 용량을 가지는 경우를 선택하고, 그 경우에 대한 각 송신 유닛의 MCS를 송신기로 궤환 하여 알려줘야 한다.

본 발명에 따른 이러한 방법은 기존 방식에서 고려하지 않았던 복조 순서를 고려함으로써, 운용되는 페이딩 환경에서 전송할 수 있는 최대 용량을 전송한다. 그러나 송신 유닛의 수가 2개를 초과하여 늘어날 경우 복조 순서를 고려한 모든 가능한 경우의 수가 기하급수적으로 증가하게 된다. 송신 유닛 수 n_T 이 2보다 큰 경우, 고려해야 할 경우의 수는

이다. 송신 유닛 수가 4개일 경우, 수신기는 64가지의 경우에 대해 MMSE V-BLAST 수신 알고리즘을 적용하여 각 경우의 전송 가능 데이터 율을 계산해야 하므로 송신 유닛의 수가 증가함에 따라 연산량이 기하급수적으로 증가하는 단점이 있다.

두 번째 방법

상기 제안된 첫 번째 방법은 송신 유닛 수가 많은 경우에 상당한 연산량이 요구된다는 단점이 있다. 따라서 낮은 요구 연산량으로 최적의 전송 용량에 근접하는 전송 용량을 제공하는 직접적(straightforward)인 방법을 제안한다. 이하에서 설명되는 예로서 MMSE 수신 가중치를 사용하는 V-BLAST 수신 알고리즘을 설명한다. 이하에서 설명되는 본 발명의 두 번째 방법은 ZF(Zero-forcing) 방법의 알고리즘이나 기타 수신 가중치를 사용하는 직렬 검출(serial detection) 수신 알고리즘에도 적용이 가능하다.

우선 두 번째 방법을 설명하기에 앞서 역 상순(Reverse Ordering)에 대해 설 명한다.

역 상순은 수신기에서 순차 간섭 제거(successive interference cancellation)에 의한 직렬 검출을 수행할 때 송신 유닛의 복조 순서를 결정하는 방법 중 하나로, 채널 상태 즉 SINR이 나쁜 순으로 복조 순서를 결정하는 것이다. 종래의 BLAST 수신기에서는 채널 상태가 좋은 유닛부터 복조를 시작하는 것을 이용하고 있지만 본 발명에서는 채널 상태가 나쁜 유닛부터 복조하는 것을 제안한다. 그러면 역 상순의 방법을 설명하기로 한다.

먼저 추정된 페이딩 행렬 H를 이용하여 n_T개의 송신 유닛에 대한 결합 가중치 벡터를 계산하고, 각 결합 가중치 벡터에 의한 n_T개 송신 유닛으로부터의 채널 상태, 즉 SINR을 계산한다. 이와 같이 계산된 n_T개의 SINR 중 최소 SINR의 송신 유닛을 첫 번째 복조 순서로 정한다. 처음 복조하기로 결정된 송신 유닛으로부터 송신된 파일롯 채널에 의한 부분을 총 수신 파일롯 채널 신호에서 제거한다. 그런 후 다음 단계에서 나머지 n_T-1개의 송신 유닛들에 대해 결합 가중치를 구하고 SINR을 계산한다. 이와 같이 n_T-1개의 송신 유닛들에 대하여 SINR 중 최소 SINR을 갖는 송신 유닛을 두 번째 복조 순서로 정한다. 이어서 해당하는 송신 유닛으로부터의 파일럿 채널에 의한 간섭을 제거한다.

위의 일련의 연속적인 추정, 간섭 제거의 과정들을 n_T개의 송신 유닛에 대해 순차적으로 수행한다. 상기의 과정을 통해 n_T개의 송신 유닛들에 대해 복조 순서가 결정된다. 마지막 n_T번째 단계에서 복조되는 송신 유닛의 파일럿 채널은 이전 n_T-1개 단계에서 수행된 직렬 검출과 간섭 제거 과정을 통해서 모든 간섭이 제거된 상태에서 SINR이 계산된다. 따라서, 나중에 복조 되는 송신 유닛일수록 간섭이 줄어들어 높은 SINR을 갖게 되어 높은 데이터 율로 데이터를 전송할 수 있다.

도 3은 본 발명에 따른 두 번째 방법에서 수신 심볼에 대한 순차 간섭 제거를 위한 역 상순 과정의 흐름도이다. 이하 도 3을 참조하여 본 발명에 따른 두 번째 방법에서 수신 심볼에 대한 순차 간섭 제거를 위한 역 상순 과정에 대하여 살펴보기로 한다. 또한 이하의 설명에서는 상기 도 3의 흐름도가 수신기의 채널 상태 추정기(30)에서 이루어지는 것으로 가정하여 설명한다.

채널 상태 추정기(30)는 300단계에서 결합 가중치를 계산한다. 상기 결합 가중치는 MMSE(Minimum Mean Squared Error), ZF(Zero Forcing) 등 다양한 기준에서 계산될 수 있다. 이하에서는 MMSE 결합 가중치를 기준으로 설명할 것이다. 그러나 상기 MMSE 결합 가중치 이외에 다양한 결합 가중치가 적용될 수 있다. 이와 같이 결합 가중치를 결정한 이후 채널 상태 추정기(30)는 310단계에서 변수 k를 1로 초기화한다. 그런 후 채널 상태 추정기(30)는 320단계에서는 제외된 송신 유닛을 뺀 상태에서 SINR을 계산한다. 초기 과정에서는 제외된 송신 유닛이 없으므로 전체 송신 유닛에 대한 SINR이 계산된다. 그런 후 채널 상태 추정기(30)는 330단계로 진행하여 리스트에서 가장 낮은 SINR을 보이는 송신 unit에 k 라는 인덱스를 부여한다. 초기 과정에서는 리스트에 모든 송신 유닛이 있고 k는 1로 설정되어 있으므로 가장 채널 상태가 좋지 않은 송신 유닛에 1이라는 인덱스가 부여되는 것이다.

이와 같이 인덱스를 부여한 이후에 채널 상태 추정기(30)는 340단계에서 k라는 인덱스를 부여받은 송신 유닛을 리스트에서 제외시킨다. 초기 과정에서는 가장 채널 상태가 좋지 않은 송신 유닛이 리스트에서 제외된다. 그 이유는 본 발명은 종래기술과 반대로 채널 상태가 나쁜 송신 유닛일수록 먼저 복조 되도록 했기 때문이다. 따라서 채널 상태가 좋은 송신 유닛을 복조하는 과정에서는 간섭으로 계산되지 않게 하는 것으로 가정했기 때문이다. 그런 후 채널 상태 추정기(30)는 350단계에서 k 라는 인덱스를 하나 증가시킨다. 이와 같이 k 라는 인덱스를 증가시킴으로써 나쁜 SINR을 가지는 순서대로 배열하기 위함이다.

상기 k 값을 증가시킨 후 채널 상태 추정기(30)는 360단계에서 모든 송신 유닛에 대해 복조 순서가 결정되었는가를 판단한다. 만약 모든 송신 유닛의 복조 순서가 결정되었다면 역 상순(reverse ordering) 과정을 완료하고, 그렇지 않다면 리스트에 있는 송신 유닛들에 대해 320단계부터 재적용한다.

상술한 역 상순 과정을 통해 채널 상태가 좋지 않은 송신 유닛을 먼저 복조함으로써 나중에 복조 되는 송신 유닛에서는 간섭이 제거되어 SINR이 더욱 증대되는 효과를 기대할 수 있다. 송신단에서 AMC를 적용하고 있기 때문에 주어진 채널 상황에서 오류 확률은 일정하게 운용되고 있기 때문에 채널 상태가 좋지 않은 송신 유닛을 먼저 복구한다고 해서 간섭량이 늘어나는 현상은 발생하지 않는다. 따라서 역 상순 방법은 기존의 정순(Forward Ordering) 방법에 비해 AMC를 적용한 시스템에서 우수한 전송효율을 제공할 수 있다.

상기에서 제안하는 두 번째 방법의 초기 단계인 역 상순에 대해 설명하였다. 다음으로 활성(active) 송신 유닛, 변조 및 부호화 방법 결정, 전력 할당 결정을 위해 제안하는 두 번째 방법을 구체적으로 살펴보자.

도 4는 본 발명에 따라 활성 송신 유닛과 변조와 부호화 방법 및 전력 할당의 결정 시 흐름도이다. 이하 도 4를 참조하여 본 발명에 따라 활성 송신 유닛과 변조와 부호화 방법 및 전력 할당의 결정 시 흐름에 대하여 상세히 설명하기로 한다. 상기 도 4에서 수행되는 결정 과정은 송신기의 제어기(20)에서 수행되는 동작으로 가정하여 설명하기로 한다.

제어기(20)는 400단계에서 역 상순에 의해 복조 순서가 결정되면, 410단계로 진행하여 모든 유닛에 총 송신 전력을 동일하게 할당한다. 여기서 역 상순 과정은 전술한 도 3에서와 같은 방법으로 수행할 수 있다. 또한 총 송신 전력을 동일하게 할당한다는 것은 n_T개의 모든 송신 유닛이 사용된다는 가정에서 각 송신 유닛에 동일한 전력을 할당하는 것이다. 그리고 제어기(20)는 420단계에서 1번 송신 유닛을 지정한다. 상술한 상기 400단계에서 역 상순에 의해 정렬되어 있기 때문에 1번 송신 유닛은 가장 채널 상태가 나쁜 유닛이 된다. 따라서 후술될 460단계에서 지정되는 송신 유닛은 앞에서 지정된 유닛의 다음으로 나쁜 채널 상태를 갖는 유닛으로 변경된다. 이후 제어기(20)는 430단계로 진행하여 상기 420단계에서 지목된 k번째 송신 유닛에서의 SINR을 계산한다. 실제 SINR은 먼저 복조되는 스트림에서 복호 오류가 발생했는가 여부에 따라 그 값이 다르다. 따라서 먼저 복조된 스트림에서는 복호 오류가 발생하지 않았다고 가정하고 SINR을 계산한 뒤에 손실을 반영하여 복호 오류의 영향을 고려할 수도 있다.

440단계에서 제어기(20)는 상기 430단계에서 계산된 SINR을 기준으로 변조 및 부호화 방법을 결정한다. 그런 후 제어기(20)는 450단계에서 지목된 k 번째 송신 유닛을 통해 스트림을 전송할 가치가 있는가를 판단한다. 상기 450단계의 판단의 과정에서 430단계에서 결정된 변조 및 부호화 방법이 이용된다. 만약 지목된 번째 송신 유닛으로 스트림을 전송할 필요가 없다고 판단되면 470단계에서 k번째 송신 유닛까지의 전력을 할당하지 않고 이후의 송신 유닛(k+1부터 n_T번째 유닛들)에 전력을 동일하게 분배한다. 그러나 만약 지목된 k번째 송신 유닛으로 스트림을 전송할 필요가 있다고 판단되면 전력을 재분배하는 과정을 생략한다.

이러한 과정을 수행한 후 제어기(20)는 460단계로 진행하여 k 값을 1 증가시킨다. 그런 후 제어기(20)는 480단계에서는 모든 송신 유닛의 변조 및 부호화 방법이 결정되었는가를 판단한다. 상기 480단계의 검사결과 모든 송신 유닛의 변조 및 부호화 방법이 모두 결정되었다면 상기 루틴을 종료하고, 그렇지 않다면 460단계에서 증가된 k에 대응되는 송신 유닛에 대하여 430단계의 과정부터 반복한다.

도 5는 본 발명에 따른 두 번째 방법의 구체적인 실시 예로서, 다중 안테나를 사용하는 무선 통신 시스템의 수신기에서 수행되는 제어 흐름도이다. 이하 도 5를 참조하여 본 발명에 따른 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송하기 위해 수신기에서 수행되는 제어 과정을 상세히 설명한다. 상기 도 5에서도 상술한 도 4 와 마찬가지로 처음에는 역 상순 과정을 먼저 수행한다.

먼저 본 발명에 따른 수신기는 추정된 페이딩 채널 H를 먼저 계산한다. 상기 도 5에서는 이러한 추정된 페이딩 채널 H를 이용하여 각 안테나를 통해 수신된 스트림의 복조 순서를 결정한다. 이러한 복조 순서는 500단계에 도시한 바와 같이 역 상순(Reverse ordering)으로 결정한다. 여기서 "역 상순(Reverse ordering)"이란 직렬 검출(serial detection)의 각 단계에서 가장 낮은 SINR부터 높은 순의 순차적인 순서를 가지도록 파일럿 심볼의 복조 순서를 결정하는 것을 의미한다. 즉, 최초 복조된 파일럿 심볼에 의한 간섭을 아직 복조가 이루어지지 않은 수신 신호에서 순차적으로 제거해나가는 것이다. 상기 역순(reverse ordering)에 의해 결정된 순서와 같이 정렬할 때, 각 순서에 따른 페이딩 채널 행렬 H는 하기 <수학식 2>와 같이 정의한다.

상기 <수학식 2>에서

는 역 상순(reverse ordering)에 의해 n 번째 단계에서 복조 하기로 결정된 송신 유닛에 의한 페이딩 채널을 나타낸다.

이상에서 설명한 바와 같이 역 상순으로 정렬이 완료되면, 수신기는 510단계에서 초기화를 수행한다. 그러면 상기 초기화에 대하여 살펴보기로 한다. 수신기는 다수의 스트림에 대하여 MCS를 결정해야하므로 먼저 k=1의 값을 설정한다. 그런 후 수신기는 할당할 전력 값을 초기화한다. 즉, 상기 전력 할당의 초기화 시 전력 P_초기 = (P_T/n_T)의 값으로 초기화한다. 따라서 실제로 전송 가능한 총 전력을 P_T라고 하면, 초기화 전력은 n_T개의 모든 전송 유닛에 P_T/n_T의 전력을 할당한다.

이와 같이 초기화 과정을 수행한 이후에 수신기는 520단계에서 역 상순에 의해 결정된 복조 순서에 따라 k 번째 SINR γ_k를 계산하고, 이를 토대로 MCS M_k를 결정한다.

이를 다시 일반화하여 설명하면 하기와 같다. k 번째 단계에서 복조될 데이터 심볼의 변조방식과 채널 부호화기의 부호화율의 조합인 MCS를 M_k라고 하면, M_k는 k번째 단계에서의 복조되는 파일롯 심볼의 SINR인 γ_k에 의해 결정된다. 따라서 상기 γ_k는 하기 <수학식 3>과 같이 계산된다.

여기서,

는

행렬의 k 번째 열 벡터로 k 번째 단계에서 복조되는 데이터 심볼을 송신할 송신 유닛에 의한 채널 벡터를 나타낸다. 그리고, 상기 <수학식 3>에서

은 n_R번째의 n_R X n_R 크기의 단위 행렬이다. 또한 수신기는 매 복조 신호를 결정한 이후에 복조될 심볼을 결정하기 위해 k 번째 단계 이후에서 복조 되는 송신 유닛들에 의한 채널 행렬

를 정의한다. 또한 상기 <수 학식 3>에서 P_k는 k 번째 단계에서 복조되는 송신 유닛에 할당되는 전력을 의미하며, k 번째 단계 이후에서 복조되는 송신 유닛들에 할당된 전력 행렬 P_k 는 하기 <수학식 4>와 같이 정의된다.

상기 <수학식 4>에 대하여 살펴보기로 한다. 상기 <수학식 4>에서 k=1인 경우는 상기 520단계에 해당한다. 즉, 첫 번째 단계에서 MCS를 결정하는 과정이다. 상기 520단계에서 수신기는 가장 낮은 SINR을 가지는 송신 유닛에 대하여 초기 전력을 할당한다. 즉, 가장 낮은 SINR γ₁ 을 구하기 위해 초기 전력을 할당한다. 앞에서 전제한 바와 같이 본 발명에서 초기 전력은 모든 송신 유닛에 동일한 전력을 할당한다. 그러므로 P_i = P_T/n_T 와 같은 방법으로 초기 전력을 할당하며, 상기 i는 1, …, n_T로 전력을 할당한다. 따라서 첫 번째 단계에서의 SINR γ₁ 을 상기 <수학식 3>에 의해 계산하고, SINR γ₁ 에서 요구 비트 오율(BER : bit error rate) 또는 프레임 오율(FER : frame error rate)을 만족하면서 최대 전송률을 가지는 변조방식과 부호화율을 결정하여 M₁ 을 결정한다. SINR에 따른 MCS 결정은 이동통신 시스템에서 사용하는 오류정정부호코드화 방식에 따라 결정된다. 이와 같이 M₁ 값을 결 정한 이후에 수신기는 530단계로 진행한다.

상기 수신기는 530단계로 진행하면, 상기 계산된 M_k가 0보다 큰 값을 가지는가를 검사한다. 여기서는 초기 단계에서부터 설명하였으므로, M₁이 0보다 큰가를 검사하는 것으로 설명하기로 한다. 즉, 상기 530단계는 M₁ 값이 0보다 큰가 또는 그렇지 않은가에 따라 2가지로 분기되어 수행되는 것이다. 상기 M₁이 0보다 큰 값을 가진다는 것은 결과적으로 데이터를 전송한다는 것을 의미한다. 즉, 가장 나쁜 채널 상태의 송신 유닛으로도 데이터 스트림을 전송할 가치가 있다는 것으로 판단한 것이라고 가정할 수 있다. 그리고 M₁이 0보다 크지 않다는 것은 결국 데이터를 전송하지 않는 것이다. 즉, M_k 값은 0보다 큰 값을 가져야만 데이터를 전송할 수 있다. 상기 530단계의 검사결과 M₁의 값이 0보다 큰 경우 즉, 데이터를 전송하는 경우 초기 할당 값을 유지하면서 550단계로 진행하여 k 값을 1 증가시킨다. 즉, k = 2인 경우에 대하여 첫 번째 단계에서의 전력 할당 방법과 동일한 전력 할당 방법으로 전력을 할당한다. 즉, P_k = P_T/n_T로 결정하며, k = 2, …, n_T로 전력을 할당한다. 그런 후 수신기는 두 번째 단계의 SINR γ₂를 계산하고, 그에 해당하는 MCS M₂를 결정한다.

이와 달리 상기 M = 0인 경우 즉, 첫 번째 단계에서 데이터를 전송하지 않으면, 수신기는 540단계로 진행하여 첫 번째 단계에서 복조 될 송신 유닛에 할당되었 던 전력을 회수하고, 총 송신 전력을 n_T-1 개의 송신할 송신 유닛에 균일하게 나누어 할당한 후 상기 550단계로 진행한다. 이를 M₁ = 0인 경우로 가정하여 설명하면 하기와 같다. 첫 번째 단계에서 복조 될 송신 유닛에서 데이터를 전송할 수 없기 때문에, 총 송신 전력을 남은 송신 유닛들의 수로 나누어 할당한다. 즉, 전체 송신 전력 P_k = P_T/(n_T-1)로 결정하며, 여기서 k = 2, …, n_T 값을 가진다. 그러므로 전력 할당이 두 번째로 이루어지는 경우이므로, SINR γ₂를 계산하고, 그에 해당하는 MCS M₂를 결정한다.

그러므로 상기 500단계에서 설정한 역 상순에 의해 단계가 증가할수록 각 단계들에서 복조되는 송신 부(unit)들의 SINR이 단순 증가한다. 따라서 낮은 SINR을 갖는 송신 유닛들부터 MCS를 순차적으로 결정해나가는 것이다. 만약 첫 번째 단계부터 k-1번째 단계까지 결정된 MCS가 모두 0 이고, k번째 단계에서 결정된 MCS가 처음으로 0이 아니라면, 이후 단계의 MCS는 항상 0 보다 크게 된다. 그러므로 이때부터 본 발명에 따른 방법에 의해 송신에 사용하기 위해 선택되는 송신 유닛들의 수는 n_T-(k-1)이 되고, 선택된 송신 부(unit)들에 할당되는 전력은 P_T/(n_T-k+1)로 고정되어 이후 단계에서도 동일하게 적용된다.

만약 첫 번째 단계부터 k-1 번째 단계까지 결정된 MCS가 모두 0 이고, k 번째 단계에서 결정된 MCS도 0이라면, 현재 k번째 단계까지 송신에 사용하기 위해 선택되는 송신 부(unit)들의 수를 n_T-k로 가정한다. 그리고 수신기는 다음 단계들의 송신 유닛들에 할당되는 전력을 P_T/(n_T-k)로 가정하고, k+1번째 단계로 넘어간다. 이상의 과정은 540단계에서 수행되는 과정이 된다.

이상에서 상술한 520단계 내지 550단계는 n_T회만큼 반복된다. 즉, 송신 부(unit)들의 숫자가 n_T만큼이므로, 그 만큼 반복이 이루어져야 한다. 이러한 반복이 완료되었는가는 560단계에서 검사한다. 상기한 횟수만큼 반복이 수행되면, 수신기는 570단계로 진행한다. 그러나 상기한 횟수만큼의 반복이 이루어지지 않는 경우 520단계 내지 560단계의 과정을 계속 반복한다.

이상의 과정을 통해 각 송신 유닛들에 대하여 결정된 각 계층(layer)의 MCS M_k, k=1, …, n_T는 각 송신부들에 대한 궤환 값이다. 따라서 수신기는 570단계에서 상기한 바와 같은 값들을 미리 설정된 소정의 궤환(feedback) 채널을 통하여 송신기로 전달한다. 상기 송신기는 궤환된 각 송신 부(unit)의 MCS 정보를 이용하여, 역다중화기(21)에서 주 데이터 스트림을 M_k > 0 인 송신 부(unit)의 수만큼의 부 데이터 스트림으로 역다중화한다. 이와 같이 역다중화된 각 부 데이터 스트림은 적응 변조 및 부호화기들(22,23,24)에서 각 송신 부(unit)의 MCS 정보를 이용하여 변조방식과 부호화율을 결정하여 송신 데이터를 변조하고 부호화한다. 즉, 각 송신 부들에서 변조되고 부호화된 각 부 데이터 스트림은 해당 송신 부들(units)을 이용하여 전송된다.

본 발명에서 제안한 두 번째 방식은 활성 송신 유닛(전송을 허용하여 전력을 할당한 송신 유닛 즉, M_k > 0인 송신 유닛)의 결정, 각 활성 송신 유닛에서 송신되는 데이터의 MCS 결정, 그리고 각 활성 송신 유닛에 할당되는 전력 결정 방식을 포함한다. 이러한 3가지의 과정은 반복적인 연산이 필요하지 않기 때문에, 연산량이 많지 않다. 따라서 송신 유닛의 수를 4개인 경우로 가정하면, 복조 순서를 고려한 모든 조합을 고려하여 최고의 데이터 전송률을 갖는 활성 송신 유닛 및 각 송신 우닛의 MCS를 결정하는 최적의 방식은 64회의 V-BLAST 동작(operation)이 필요하다. 그러나 본 발명의 두 번째 방법에서 제안하고 있는 역 상순 과정과 MCS 결정 시 각각 1회씩 연산이 필요하므로 총 2회의 V-BLAST 동작(operation)이 필요하다. 그러므로 본 발명에서 제안된 방식은 송신 유닛의 수가 4개 이상으로 증가할 때도 총 2회의 V-BLAST 동작이 필요하기 때문에, 송신 유닛의 수가 증가함에 따라 요구되는 V-BLAST 동작이 기하급수적으로 증가하는 최적의 방식에 비해 미미한 연산량을 요구함을 알 수 있다.

도 6은 본 발명에서 제안된 기술이 적용된 PCBRC 시스템의 송수신기 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 6을 앞에서 설명된 도 1과 대비하여 살피도록 한다.

상기 도 6을 참조하여 살펴보면, 수신기는 도 1의 수신기와 동일한 형태임을 알 수 있다. 그러나, 송신기에는 각 데이터 스트림을 전송하는 적응 변조 및 부호화기들(602, 603, …, 604)과 각 전력 할당기들(608, 609, …, 610)의 사이에 각각 고정 빔 성형기들(605, 606, …, 607)이 구비된다. 따라서 상기 도 6의 송신기에서 송신되는 빔들은 빔 성형기들(605, 606, …, 607)을 통해 빔 성형되어 전송되므로, 송신 유닛이 안테나가 아닌 고정 빔이 된다. 또한 본 발명에서 제안된 기술은 MCS가 궤환되는 경우 채널 상태 추정기(612)에서, CQI가 궤환되는 경우 제어기(600)에서 구현된다.

도 7은 본 발명에서 제안된 기술이 적용된 PSRC 시스템의 송수신기 구조를 도시한 도면이다. 상기 도 7을 전술한 도 1과 대비하여 살피기로 한다.

상기 도 7을 참조하여 살펴보면, 수신기는 도 1의 수신기와 동일한 형태임을 알 수 있다. 그러나, 송신기에는 각 데이터 스트림을 전송하는 적응 변조 및 부호화기들(702, 703, …, 704)과 각 전력 할당기들(708, 709, …, 710)의 사이에 각각 적응 빔 성형기들(705, 706, …, 707)이 구비된다. 따라서 상기 도 7의 송신기에서 송신되는 빔들은 적응 빔 성형기들(705, 706, …, 707)을 통해 빔 성형되어 전송되므로, 송신 유닛이 안테나가 아닌 적응 빔이 된다. PSRC를 구현한 시스템은 적응 빔 성형을 위해 수신기는 송신기로 빔 성형 가중치를 추가적으로 궤환하게 된다. 또한 본 발명에서 제안된 기술은 MCS가 궤환되는 경우 채널 상태 추정기(712)에서, CQI가 궤환되는 경우 제어기(700)에서 구현된다.

이상에서 상술한 바와 같이 다중 입/출력 안테나를 사용하는 본 발명은 송신기의 변조 방식 및 부호율을 결정을 용이하게 할 수 있으며, 이를 통해 전송 데이터 용량을 증가시킬 수 있고, 연산량을 줄일 수 있다는 이점이 있다.

Claims (34)

1. 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 방법에 있어서,

   상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하는 과정과,

   상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하는 과정과,

   상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 변조 및 부호화 방법을 결정하고 이를 송신기로 궤환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 변조 및 부호화 방법의 결정 시,

   상기 데이터 스트림을 송신하기로 선택된 유닛들에 대하여 총 송신 전력을 동일하게 할당함을 특징으로 하는 상기 방법.
3. 제 1 항에 있어서, 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정 시,

   전송 이득이 존재하지 않는 유닛이 존재할 경우 상기 유닛을 제외함을 특징 으로 하는 상기 방법.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 페이딩 값은,

   최소 평균 자승 오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error)를 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 방법.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 페이딩 값은,

   제로 포싱(ZF : Zero Forcing)을 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 방법.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

   송신 안테나임을 특징으로 하는 상기 방법.
7. 제 1 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

   송신 스트림임을 특징으로 하는 상기 방법.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

   공통 기저임을 특징으로 하는 상기 방법.
9. 제 1 항에 있어서,

   상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은 각각에 대하여 SINR 값을 계산하여 이를 상기 송신기로 궤환하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
10. 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 방법에 있어서,

    상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하는 과정과,

    상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하는 과정과,

    상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 SINR 값을 계산하여 이를 상기 송신기로 궤환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
11. 제 10 항에 있어서, 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정 시,

    전송 이득이 존재하지 않는 유닛이 존재할 경우 상기 유닛을 제외함을 특징으로 하는 상기 방법.
12. 제 10 항에 있어서, 상기 페이딩 값은,

    최소 평균 자승 오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error)를 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 방법.
13. 제 10 항에 있어서, 상기 페이딩 값은,

    제로 포싱(ZF : Zero Forcing)을 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 방법.
14. 제 10 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    송신 안테나임을 특징으로 하는 상기 방법.
15. 제 10 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    송신 스트림임을 특징으로 하는 상기 방법.
16. 제 10 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    공통 기저임을 특징으로 하는 상기 방법.
17. 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 장치에 있어서,

    상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값을 계산하는 페이딩 추정기와,

    상기 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하고, 상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하며, 상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 변조 및 부호화 방법을 결정하여, 이를 송신기로 궤환하는 채널 상태 추정기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
18. 제 17 항에 있어서, 상기 채널 상태 추정기는,

    상기 변조 및 부호화 방법의 결정 시, 상기 데이터 스트림을 송신할 유닛들에 대하여 총 송신 전력을 동일하게 할당함을 특징으로 하는 상기 장치.
19. 제 17 항에 있어서, 상기 채널 상태 추정기는,

    데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정 시, 전송 이득이 존재하지 않는 유닛이 존재할 경우 상기 유닛을 제외함을 특징으로 하는 상기 장치.
20. 제 17 항에 있어서, 페이딩 값은,

    최소 평균 자승 오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error)를 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.
21. 제 17 항에 있어서, 상기 페이딩 값은,

    제로 포싱(ZF : Zero Forcing)을 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.
22. 제 17 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    송신 안테나임을 특징으로 하는 상기 장치.
23. 제 17 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    송신 스트림임을 특징으로 하는 상기 장치.
24. 제 17 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    공통 기저임을 특징으로 하는 상기 장치.
25. 제 17 항에 있어서,

    상기 페이딩 값에 근거하여 각 수신 유닛별로 심볼을 복조 및 복호하는 심볼 복조 및 복호기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
26. 제 17 항에 있어서, 상기 채널 추정기는,

    상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은 각각에 대하여 SINR 값을 계산하여 이를 상기 송신기로 더 궤환함을 특징으로 하는 상기 장치.
27. 다중 송신 및 수신 안테나를 사용하며 수신기에서 송신 유닛을 통해 송신할 데이터 스트림 정보를 제공하는 무선 통신 시스템에서 데이터 스트림을 전송할 유닛을 결정하기 위한 장치에 있어서,

    상기 다중 송신 안테나로부터 다중 수신 안테나로의 페이딩 값을 계산하는 페이딩 추정기와,

    상기 다중 수신 안테나로의 페이딩 값에 근거하여 상기 다중 송신 유닛에 대한 결합 가중치들을 역 상순으로 정렬하고, 상기 역 상순으로 정렬된 송신 유닛들에 대하여 순차적으로 데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정하며, 상기 데이터 스트림을 송신할 유닛 각각에 대하여 SINR 값을 계산하여 이를 송신기로 궤환하는 채널 상태 추정기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
28. 제 27 항에 있어서, 상기 채널 상태 추정기는,

    데이터 스트림을 송신할 유닛을 결정 시, 전송 이득이 존재하지 않는 유닛이 존재할 경우 상기 유닛을 제외함을 특징으로 하는 상기 장치.
29. 제 27 항에 있어서, 페이딩 값은,

    최소 평균 자승 오류(MMSE : Minimum Mean Squared Error)를 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.
30. 제 27 항에 있어서, 상기 페이딩 값은,

    제로 포싱(ZF : Zero Forcing)을 이용하여 결합 가중치를 계산하여 획득함을 특징으로 하는 상기 장치.
31. 제 27 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    송신 안테나임을 특징으로 하는 상기 장치.
32. 제 27 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    송신 스트림임을 특징으로 하는 상기 장치.
33. 제 27 항에 있어서, 상기 데이터 스트림을 전송할 유닛은,

    공통 기저임을 특징으로 하는 상기 장치.
34. 제 27 항에 있어서,

    상기 페이딩 값에 근거하여 각 수신 유닛별로 심볼을 복조 및 복호하는 심볼 복조 및 복호기를 더 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.

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