KR20070080402A - 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 상향링크 신호 송신 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 이동국이 상향링크 신호를 송신하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 수신하는 신호를 이용하여 하향링크 채널을 추정하는 과정과, 상기 추정된 하향링크 채널 상태를 이용하여 프리코딩 행렬을 결정하는 과정과, 송신하려는 상향링크 신호에 상기 프리코딩 행렬을 곱하여 상기 기지국으로 신호를 송신하는 과정을 포함한다.
하향링크 채널 추정, 상향링크 채널 추정, 프리코딩

Description

직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 상향링크 신호 송신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING UPLINK SIGNAL IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SCHEME}
도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 이동 통신 시스템의 송신단 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 이동 통신 시스템에서 이동국이 상향링크 신호를 프리코딩 하여 송신하는 과정을 도시한 흐름도
도 3은 3[km/h] 환경에서 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 검출 기법을 사용하여 종래의 비 프리코딩 방식 및 본 발명의 프리코딩 방식간의 성능 차이를 도시한 그래프
도 4는 30[km/h] 환경에서 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 검출 기법을 사용하여 종래의 비 프리코딩 방식 및 본 발명의 프리코딩 방식간의 성능 차이를 도시한 그래프
본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 상향링크 신호를 송신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation; 이하 '4G'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템에서는 고속의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다.
그래서, 상기 4G 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속 데이터 전송에 유용한 방식으로 OFDM 방식을 활발하게 연구하고 있으며, 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(multi-carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬로 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM: Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
한편, 기지국은 이동국에 고속 및 고품질의 데이터 서비스를 제공하기 위해서는 무선 채널 환경에 기반한 최적의 변조 및 코딩 방식을 선택하여야 한다. 상기 무선 채널 환경을 결정하는 요인들로는, 백색 잡음(white noise), 주파수 선택적 페이딩(fading), 쉐도잉(shadowing), 이동국의 이동에 따른 도플러(doppler) 효과, 지연 확산(delay spread)으로 인한 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 등이 존재한다. 따라서, 기지국은 상기한 요인들로 인해 변화하는 무선 채널 환경에 대응하여 변조 및 코딩 방식을 적절히 선택하여야 하며, 이를 위해서는 정확한 채널 추정(channel estimation)이 선행되어야 한다. 물론, 상기 이동국도 채널 추정을 수행할 수 있다.
상기 채널 추정을 위해 사용되는 것이 파일럿(pilot) 신호이다. 종래에 수신단은 송신단이 송신하는 파일럿 신호를 보간(interpolation)하여 채널을 추정한다. 따라서, 상기 수신단은 수신한 파일럿 신호가 많을수록 정확하게 채널을 추정할 수 있다. 그러나, 상기 수신단이 수신한 파일럿 신호가 적다면 추정된 채널은 정확하지 않게 된다.
상기 OFDMA 이동 통신 시스템에서 송신단이 기지국이고 수신단이 이동국인 경우를 가정하면, 상기 기지국은 전체 주파수 대역에서 다수의 파일럿 신호들을 상기 이동국에 송신할 수 있으며, 상기 이동국은 수신한 다수의 파일럿 신호들을 이용하여 비교적 정확하게 하향링크 채널을 추정할 수 있다. 그러나, 상기 송신단이 이동국이고 상기 수신단이 기지국인 경우를 가정하면, 상기 이동국은 다른 이동국과 중복되지 않는 주파수 대역에서 파일럿 신호를 송신하며, 상기 기지국은 상기 이동국으로부터 수신한 파일럿 신호를 이용하여 상향링크 채널을 추정한다. 따라서, 상향링크 파일럿 신호의 수는 하향링크 파일럿 신호의 수보다 같거나 적을 수 밖에 없으며, 이는 상향링크 채널 추정 성능을 저하시키는 요인이 된다. 이를 해결하기 위해, 상향링크 파일럿 수를 증가시키게 되면, 그만큼의 데이터 신호 수가 감소될 수 밖에 없어 전체 처리 성능(throughput)이 낮아지게 되는 문제점이 존재한 다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결 위해 창안된 것으로, 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 상향링크 채널 추정 성능을 향상시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 시스템 처리 성능을 증대시킬 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 이동국이 상향링크 신호를 송신하는 방법에 있어서, 기지국으로부터 수신하는 신호를 이용하여 하향링크 채널을 추정하는 과정과, 상기 추정된 하향링크 채널 상태를 이용하여 프리코딩 행렬을 결정하는 과정과, 송신하려는 상향링크 신호에 상기 프리코딩 행렬을 곱하여 상기 기지국으로 신호를 송신하는 과정을 포함한다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 이동국의 상향링크 신호 송신 장치에 있어서, 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하고, 수신한 하향링크 신호에서 파일럿 신호를 검출하여 하향링크 채널 상태를 추정하는 채널 추정기와, 상기 추정된 하향링크 채널 상태를 이용하여 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행 렬 결정기와, 송신하려는 상향링크 신호에 상기 프리코딩 행렬을 곱하여 상기 기지국으로 신호를 송신하는 프리코더(precoder)를 포함한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 동작을 이해하는데 필요한 부분만을 설명하며 그 이외의 배경 기술은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략한다.
본 발명은 이동 통신 시스템에서 이동국은 하향링크 채널을 추정하고, 추정된 하향링크 채널 정보를 이용하여 프리코딩(precoding) 행렬을 결정하고, 상기 프리코딩 행렬과 상향링크 신호를 서로 곱셈하여 프리코딩 송신함으로써, 기지국이 상향링크 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있고, 전체 전송 처리율도 증대시키는 장치 및 방법을 제안한다.
본 발명에서는 상기 이동국이 하향링크 채널을 추정하고, 추정된 하향링크 채널 정보를 이용하여 상향링크 신호를 프리코딩 처리하여 송신하고, 기지국이 상향링크 채널을 추정하기까지의 시간동안 상향링크 채널 상태와 하향링크 채널 상태가 변하지 않음을 가정한다. 또한, 다수의 파일럿 신호들을 이용한 하향링크 채널 추정 성능이 소수의 파일럿 신호들을 이용한 상향링크 채널 추정 성능보다 좋음을 가정한다.
한편, 본 발명은 다수의 이동국들이 주파수 대역을 나누어 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템에 적용할 수 있다. 또한, 적어도 하나 이상의 송신 및 수신 안테나를 사용하는 다중입력 다중출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 이동 통신 시스템에도 적용할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 이동 통신 시스템의 송신단 내부 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 먼저 상기 송신단은 상향링크 신호를 송신하는 이동국이다. 상기 이동국은 채널 추정기(102), 프리코딩 행렬(matrix) 결정기(104) 및 선부호화기(precoder, 이하 '프리코더'라 칭하기로 한다)(106)를 포함한다.
상기 채널 추정기(102)는 기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하고, 수신한 하향링크 신호에서 파일럿 신호를 검출하여 하향링크 채널 상태를 추정한다. 여기서, 상기 하향링크 신호에서 파일럿 신호가 위치하고 있는 정보는 상기 이동국이 사전에 알고 있는 정보이다.
상기 프리코딩 행렬 결정기(104)는 추정된 하향링크 채널 정보를 입력하고, 상기 기지국에서 수행하는 채널 추정값을 예측할 수 있다. 왜냐하면, 상기 가정한 바와 같이, 하향링크 채널 상태와 상향링크 채널 상태가 시간적으로 불변하며, 하향링크 채널 추정 성능이 상향링크 채널 추정 성능보다 좋기 때문이다. 따라서, 상기 프리코딩 행렬 연산기(104)는 송신하려는 상향링크 신호와 임의의 프리코딩 행렬 벡터를 곱한 후, 곱한 값을 상향링크 채널 추정값에서 감산할 경우, 가장 최소차 값이 나는 경우의 프리코딩 행렬 벡터를 결정한다. 이와 관련하여서는 하기 수 학식 1을 참조로 보다 상세히 설명하기로 하며, 여기서는 생략한다.
상기 프리코더(106)는 상향링크 신호에다가 상기 프리코딩 행렬 결정기(104)에서 결정한 프리코딩 행렬 벡터를 곱한 신호를 입력하여 프리코딩을 수행하여 출력한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 이동 통신 시스템에서 이동국이 상향링크 신호를 프리코딩 하여 송신하는 과정을 도시한 흐름도이다.
상기 도 2를 참조하면, 먼저 202단계에서 상기 이동국은 기지국으로부터 파일럿 신호가 포함된 하향링크 신호를 수신하고, 상기 파일럿 신호를 이용하여 하향링크 채널 추정을 수행하고 204단계로 진행한다. 여기서, 상기 하향링크 신호는 다수의 이동국들이 공통으로 사용할 수 있는 파일럿 신호들, 즉 다수의 파일럿 서브캐리어(sub-carrier)들을 포함한다. 한편, 상기 하향링크 채널을 추정하는 방법은 일반적인 보간 방법과 같이 다양한 채널 추정 수행 방법들을 사용할 수 있으며, 상기 하향링크 채널 추정 방법은 본 발명의 요지를 벗어나므로 그 설명을 생략하기로 한다. 상술한 바와 같이, 하향링크 채널 추정 성능은 상향링크 채널 추정 성능보다 좋음을 유념한다.
상기 204단계에서 상기 이동국은 상기 채널 추정된 하향링크 채널 상태 정보를 이용하여 프리코딩 행렬을 결정하고 206단계로 진행한다. 여기서, 상기 이동국은 하향링크 채널 상태가 상향링크 채널 상태와 동일하다고 가정하기 때문에 상향링크 채널 상태를 알 수 있게 된다. 따라서, 상기 이동국이 송신하는 상향링크 신호를 기지국이 수신하는 경우, 상기 기지국에서 어떠한 신호 형태로 수신하게 되는 지 알 수 있게 된다. 하기 수학식 1은 프리코딩 행렬을 결정하기 위한 수학식이다.
Figure 112006009014172-PAT00001
상기 수학식 1에서,
Figure 112006009014172-PAT00002
은 k번째 서브 캐리어에 해당하는 상향링크 채널 추정 값을 의미한다. 상향링크에서는 기지국에서 제한된 개수의 파일럿 서브캐리어를 이용하여 채널 추정을 하므로
Figure 112006009014172-PAT00003
는 확률적으로 많은 오차를 가지게 된다.
Figure 112006009014172-PAT00004
는 k번째 서브 캐리어에 해당하는 하향링크 채널 추정 값을 의미한다. 상기
Figure 112006009014172-PAT00005
는 다수의 파일럿 서브캐리어를 이용하여 얻은 하향링크 채널 추정값이기 때문에 현저히 낮은 채널 추정 오차값을 가진다. 그리고,
Figure 112006009014172-PAT00006
는 결정하고자 하는 프리코딩 행렬을 의미한다. F는 Frobenius norm을 의미하며, 상기 Frobenius norm의 제곱은 행렬의 각 원소(element)들을 제곱한 것의 총 합을 의미한다.
본 발명을 적용할 수 있는 OFDMA 통신 시스템에서는 여러 데이터 서브 캐리어들마다 한 번씩 채널 정보를 담은 파일롯 서브 캐리어를 보내기 때문에 채널 추정 오차가 발생할 수 있다. 상기 프리코딩 행렬은 매 서브캐리어 송신 신호에 적용하기 때문에 상기 프리코딩 행렬을 이용한다면 채널 추정 오차를 줄일 수 있다.
상기 기지국이 상기 이동국의 상향링크 신호를 수신하고 파일럿을 통하여 상향링크 채널을 추정한 값인
Figure 112006009014172-PAT00007
는 상기 이동국에서는 알 수가 없다. 여기서,
Figure 112006009014172-PAT00008
는 상향링크 프레임 내의 파일럿 위치와 각 파일럿에 해당하는 채널 값, 채널 추정 알고리즘에 의해서 결정된다. 상기 이동국은 상향링크 파일럿 위치와 채널 추정 알고리즘 정보를 미리 알고 있기 때문에 상향링크 채널 상태를 추정할 수 있다. 따라서, 상기 이동국은 상기 기지국이 상기
Figure 112006009014172-PAT00009
정보를 알려주지 않더라도 상기 이동국이 직접 상기
Figure 112006009014172-PAT00010
를 계산하여 추정할 수 있다.
즉, 상기 이동국은 하향링크 채널 추정값인
Figure 112006009014172-PAT00011
와 다운링크 채널의 프리코딩 행렬
Figure 112006009014172-PAT00012
를 알고 있다면, 상향링크 채널의 정확한 정보가 되는
Figure 112006009014172-PAT00013
에서 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error)가 가장 낮은 채널 추정 행렬
Figure 112006009014172-PAT00014
를 선택함으로써 채널 추정 오차를 최소화 한다.
상술한 바와 같이, 상기 수학식 1은 상향링크 채널 추정값
Figure 112006009014172-PAT00015
과, 하향링크 채널 추정 값과 프리코딩 행렬을 곱한
Figure 112006009014172-PAT00016
이 서로 Frobenius norm을 최소화 하도록 하는 프리코딩 행렬을 결정하는 식이다.
상기 206단계에서 상기 이동국은 상술한 조건을 만족하는
Figure 112006009014172-PAT00017
와, 송신하려는 상향링크 신호를 곱하여 기지국으로 송신한다.
상기 기지국이 상기 이동국의 상향링크 신호를 수신하고 상향링크 채널을 추정한 결과는, 상기 이동국이 예측한 상향링크 채널 추정값
Figure 112006009014172-PAT00018
과 동일하게 된다. 즉, 본 발명에서의 이동국은 기지국이 상향링크 채널을
Figure 112006009014172-PAT00019
으로 추정할 수 밖에 없는 프리코딩 행렬을 결정하고, 송신 신호 벡터와 결정한 프리코딩 행렬을 곱하여 송신한다. 여기서, 상기 이동국이 하향링크 채널 상태를 측정하여 그 정보를 기지국으로 피드백(feedback)하지 않고 상향링크 파일럿 신호를 사용하는 이유는, 파일럿을 사용하는 것이 채널 상태 정보를 피드백 하는 것보다 오버헤드(overhead) 측면에서 더 효율적이기 때문이다.
한편, 상기 수학식 1에서,
Figure 112006009014172-PAT00020
결정시 전력 제한 조건이 존재하지 않는다면, 상기
Figure 112006009014172-PAT00021
는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006009014172-PAT00022
그러나, 상기 수학식 1에서,
Figure 112006009014172-PAT00023
결정시 전력 제한 조건이 존재한다면, 상기
Figure 112006009014172-PAT00024
는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006009014172-PAT00025
상기 수학식 3에서,
Figure 112006009014172-PAT00026
는 전력 제한 조건
Figure 112006009014172-PAT00027
(Newton's method)을 만족하도록 계산된 값이다. 상기 수학식 2 및 3에서 위 첨자 H는 허미시안(hermitian) 행렬을 나타낸다. 상기 수학식 3과 같은 전력 제한 조건이 없으면 하향링크 채널의 프리코딩 행렬은 단지 상향링크 채널을 zero-forcing한 행렬에다가 상향링크 채널을 곱한 값이기 때문에 채널 추정 오차가 커지게 된다. 하지만, 전력 제한 조건이 존재하면, 하향링크 채널의 노이즈의 분산까지 고려한 값이기 때문에 채널 추정을 통해 보다 더 정확한 프리코딩 행렬을 얻을 수 있다.
도 3은 3[km/h] 환경에서 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 검출 기법을 사용하여 종래의 비 프리코딩 방식 및 프리코딩 방식간의 성능 차이를 도시한 그래프이다.
상기 도 3의 모의 실험(simulation) 환경은 다음과 같다.
- 캐리어 주파수 및 샘플링 레이트(sampling rate): 2.3GHz 및 10MHz
- 1024 FFT(Fast Fourier Transform), 864 used subcarriers, 96 DL pilot subcarriers
- Frame 길이: 5 ms
- 채널 모델: Ped. B
- MIMO 시스템: 2×2 안테나, 송신 방식: spatial multiplexing
- 16QAM, no channel coding
- 하향링크 채널 추정 방식: 하향링크 파일럿 신호를 이용한 MMSE(Minimum Mean Square Error) 추정기 사용
상기 모의 실험 환경 외에 상향링크 서브 채널은 2 OFDM 심벌 구간을 가지며, 하나의 OFDM 심벌 구간은 27개의 서브 캐리어들을 포함하는 구조를 가진다. 따라서, 총 54개의 서브 캐리어들 중 N개의 파일럿 서브 캐리어를 사용하는 것을 가정한다.
도 3에 도시한 바와 같이, N=2, 4, 6 중 N이 큰 값을 가질수록 신호 검출 성 능이 높아짐을 알 수 있다. 또한, 종래의 프리코딩 방식을 사용하지 않은 경우보다 본 발명에서 프리코딩을 사용하는 것이 BER(Bit Error Rate) 성능이 우수하게 나타남을 알 수 있다. 한편, 본 발명은 도 4에 도시한 바와 같이, 30 [km/h]의 이동 환경에서도 에러에 강인(robust)하게 동작함을 알 수 있다.
본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 이동 통신 시스템에서 프리코딩 기법을 적용하여 소수의 파일럿 신호로도 정확한 상향링크 채널 추정을 수행할 수 있는 이점이 존재한다. 또한, 소수의 파일럿 신호를 사용함으로써 데이터 전송 효율을 향상시키는 이점이 존재한다.

Claims (10)

  1. 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 이동국이 상향링크 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    기지국으로부터 수신하는 신호를 이용하여 하향링크 채널을 추정하는 과정과,
    상기 추정된 하향링크 채널 상태를 이용하여 프리코딩(precoding) 행렬을 결정하는 과정과,
    송신하려는 상향링크 신호에 상기 프리코딩 행렬을 곱하여 상기 기지국으로 신호를 송신하는 과정을 포함하는 상향링크 신호 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 하향링크 채널 추정은 상기 기지국으로부터 수신하는 신호에 포함된 적어도 하나의 파일럿 신호를 이용하여 수행함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 이동국은 상기 추정된 하향링크 채널 상태가 추정되지 않은 상향링크 채널 상태와 동일하다고 미리 가정함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬은 상기 추정된 하향링크 채널의 채널 추정값과, 상기 기지국에서 상기 이동국의 상향링크 신호 수신시 추정될 상향링크 채널의 채널 추정값간의 차이가 최소가 되도록 결정함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬을
    Figure 112006009014172-PAT00028
    , 상기 추정된 하향링크 채널 추정값을
    Figure 112006009014172-PAT00029
    , 상기 기지국에서 추정될 상향링크 채널 추정값을
    Figure 112006009014172-PAT00030
    라고 하면, 하기 수학식 4를 만족하는 상기 프리코딩 행렬
    Figure 112006009014172-PAT00031
    를 결정함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 방법.
    Figure 112006009014172-PAT00032
    상기 수학식 4에서,
    Figure 112006009014172-PAT00033
    은 기지국에서 k번째 서브 캐리어를 이용한 상향링크 채널 추정하는 경우 이동국이 예측한 채널 추정값을 의미하며,
    Figure 112006009014172-PAT00034
    는 k번째 서브 캐리어를 이용한 하향링크 채널 추정 값을 의미하고, F는 Frobenius norm을 의미하는 것으로, 상기 Frobenius norm의 제곱은 행렬의 각 원소들을 제곱한 것의 총 합을 의미함.
  6. 직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 이동국의 상향링크 신호 송신 장치에 있어서,
    기지국으로부터 하향링크 신호를 수신하고, 수신한 하향링크 신호에서 파일럿 신호를 검출하여 하향링크 채널 상태를 추정하는 채널 추정기와,
    상기 추정된 하향링크 채널 상태를 이용하여 프리코딩 행렬을 결정하는 프리코딩 행렬 결정기와,
    송신하려는 상향링크 신호에 상기 프리코딩 행렬을 곱하여 상기 기지국으로 신호를 송신하는 프리코더(precoder)를 포함하는 상기 상향링크 신호 송신 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 상기 기지국으로부터 수신하는 신호에 포함된 적어도 하 나의 파일럿 신호를 이용하여 수행함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 채널 추정기는 상기 하향링크 채널 상태를 추정되지 않은 상향링크 채널 상태와 동일하다는 가정에 따라 추정함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 장치.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬 결정기는 상기 추정된 하향링크 채널의 채널 추정값과, 상기 기지국에서 상기 이동국의 상향링크 신호 수신시 추정될 상향링크 채널의 채널 추정값간의 차이가 최소가 되도록 상기 프리코딩 행렬을 결정함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 프리코딩 행렬 결정기는, 상기 프리코딩 행렬을
    Figure 112006009014172-PAT00035
    , 상기 추정된 하 향링크 채널 추정값을
    Figure 112006009014172-PAT00036
    , 상기 기지국에서 추정될 상향링크 채널 추정값을
    Figure 112006009014172-PAT00037
    라고 하면, 하기 수학식 5를 만족하는 상기 프리코딩 행렬
    Figure 112006009014172-PAT00038
    를 결정함을 특징으로 하는 상기 상향링크 신호 송신 장치.
    Figure 112006009014172-PAT00039
    상기 수학식 5에서,
    Figure 112006009014172-PAT00040
    은 기지국에서 k번째 서브 캐리어를 이용한 상향링크 채널 추정하는 경우 이동국이 예측한 채널 추정값을 의미하며,
    Figure 112006009014172-PAT00041
    는 k번째 서브 캐리어를 이용한 하향링크 채널 추정 값을 의미하고, F는 Frobenius norm을 의미하는 것으로, 상기 Frobenius norm의 제곱은 행렬의 각 원소들을 제곱한 것의 총 합을 의미함.
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