KR20100070478A - 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법 및 장치 - Google Patents

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KR20100070478A
KR20100070478A KR1020080129037A KR20080129037A KR20100070478A KR 20100070478 A KR20100070478 A KR 20100070478A KR 1020080129037 A KR1020080129037 A KR 1020080129037A KR 20080129037 A KR20080129037 A KR 20080129037A KR 20100070478 A KR20100070478 A KR 20100070478A
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김성수
최형진
한정수
장준희
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 이러한 본 발명은, 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치에 있어서, 초기 추정된 채널에 따라 수신 신호의 채널을 보상하고 초기 추정된 간섭에 따라 수신 신호의 간섭을 제거하는 등화기; 상기 채널 보상 및 상기 간섭 제거가 이루어진 수신 신호에서 임시 데이터 심벌을 검출하는 검출기; 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하고, 상기 임시의 데이터 심벌을 더 이용하여 최종 채널을 추정하는 채널추정기; 및 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 간섭을 추정하고, 상기 추정한 최종 채널 및 상기 임시의 데이터 심벌을 더 이용하여 최종 간섭을 추정하는 간섭추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치를 제공하며, 이에 따른 방법을 제공한다.
Figure P1020080129037
OFDM, MIMO, channel estimation, intereference estimation

Description

무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법 및 장치{A method for channel and Interference estimation in a wireless communication system and an apparatus thereof}
본 발명은 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히, 수신신호에서 검출된 데이터 심벌을 이용하여 채널 및 간섭을 추정하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
최근 이동통신 시스템에서는 무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDM"이라 함) 방식, 혹은 이와 비슷한 방식으로 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single Carrier - Frequency division Multiple Access: 이하 SC-FDMA 이라 함)이 활발하게 연구되고 있다.
또한, 다수의 안테나를 이용하여 다이버시티 이득(diversity gain) 및 전송률(throughput)을 최대화하기 위한 방식으로, 다수개의 송신 안테나들과 다수개의 수신 안테나들을 사용하는 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, 이하, "MIMO"라고 함)이 활발하게 연구되고 있다.
현재 비동기 셀룰러 이동통신 표준단체인 3GPP (3rd Gerneration Partnership Project) 에서는 차세대 이동통신 시스템인 LTE (Long Term Evolution) 시스템을 OFDM 및 MIMO 기반으로 연구 중이다.
상술한 바와 같은 이동통신시스템에서 송신 신호를 복원하기 위해서는 채널 추정 기법을 통해 송신중 왜곡된 채널을 보상하고, 간섭 추정을 통해 간섭을 제거하여야 한다.
기존의 채널 추정 알고리즘은 파일럿 신호를 이용하여 추정된 초기 채널 추정치로부터 잡음의 영향을 감쇄시키기 위해 추정된 CIR에서 유효한 CIR 성분을 선택하는 방안에 대하여 중점을 두고 채널 추정 성능을 개선하려고 하였다. 하지만 사용하는 채널의 환경에 따라서 선택되어 지는 CIR의 성분이 모두 유효한 CIR이 아닐 수가 있다. 이 경우에는 잡음의 영향을 충분히 없애지 못하는 단점이 있다.
또한, 파일럿 부반송파 위치의 채널 추정 값만을 이용하기 때문에 잡음의 감쇄 효과가 파일럿 신호의 잡음 감쇄 정도에 의존적인 단점이 있다. 또한 보간법을 통한 데이터 부반송파의 채널 추정값을 포함하게 되는 경우 데이터 부반송파의 잡음 감쇄 효과 보다는 보간법의 부정확성으로 인한 오류의 영향으로 높은 SNR에서 오히려 성능의 열화가 발생한다. 따라서 이러한 기존 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘의 잡음 감쇄 효과를 최대화하여 채널 응답 추정의 정확성을 높이기 위한 방안이 필요하다.
또한, 기존의 간섭 추정 기법은 수신기에서 송신 신호에 대한 다중 경로 채널의 정보를 완벽하게 알고 있다는 것과 수신 신호로부터 간섭과 잡음의 성분을 완 벽한 분리가 가능하다는 가정 하에서 분석되었다. 그러나 현실적인 채널 추정을 고려할 경우, 채널 추정의 오류로 인한 영향으로 기준 심벌에서의 간섭 추정의 오류를 야기하며 성능의 열화를 가져온다. 또한 복조 과정 시 추정된 채널 추정 값의 정보를 이용하여 복조를 수행하기 때문에 채널 추정의 오류가 발생할 경우 성능 열화의 요인이 되기 때문에 안정적인 시스템 성능을 유지할 수 없다. 이러한 기존의 기준 심벌을 이용한 채널 추정 및 간섭 추정 방법은 기준 심벌 위치에서 추정된 채널 및 간섭의 잡음 감쇠 정도에 제한되는 단점이 있다.
따라서 상술한 바와 같은 종래의 문제를 감안한 본 발명의 목적은 채널 추정 및 간섭 추정시 기준 심벌에 의존적이지 않은 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법 및 장치를 제공함에 있다.
상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법은, 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하는 과정과, 상기 추정된 초기 채널을 이용하여 상기 수신 신호의 채널을 보상하는 과정과, 상기 보상된 채널에 따라 데이터 심벌을 복조 및 변조하여 임시의 데이터 심벌을 생성하는 과정과, 상기 생성된 임시 데이터 심벌을 이용하여 최종 채널을 추정하는 과정을 포함한다.
상기 초기 및 최종 채널을 추정하는 과정은 LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 과정과, DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 과정을 포함한다.
상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 추정 장치는, 추정된 채널에 따라 수신 신호의 채널을 보상하는 등화기; 상기 보상된 채널에 따라 데이터 심벌을 복조 및 변조하여 임시의 데이터 심벌을 생성하는 복조 및 변조기; 및 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하고, 상기 임시의 데이터 심 벌을 이용하여 최종 채널을 추정하는 채널추정기를 포함한다.
상기 채널추정기는 LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 LS채널추정기; 및 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기;를 포함한다.
상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법은, 미모 시스템에서 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하는 과정과, 상기 추정된 초기 채널과 상기 기준 심벌을 이용하여 초기 간섭을 추정하는 과정과, 상기 추정한 초기 채널에 따라 상기 수신 신호의 채널을 보상하고, 상기 추정한 초기 간섭에 따라 상기 수신 신호의 간섭을 제거하여 임시의 데이터 심벌을 검출하는 과정과, 상기 검출된 임시 데이터 심벌을 이용하여 최종 채널을 추정하는 과정과, 상기 검출된 임시 데이터 심벌 및 상기 추정한 최종 채널을 이용하여 최종 간섭을 추정하는 과정을 포함한다.
상기 초기 및 최종 채널을 추정하는 과정은 LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 과정과, DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 과정을 포함한다.
상기 초기 및 최종 간섭을 추정하는 과정은 임시 간섭(instantaneous SCM)을 추정하는 과정과, LPS(Low-pass Smoothing) 기법에 따라 간섭을 추정하는 과정을 포함한다.
상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치는, 초기 추정된 채널에 따라 수신 신호의 채널을 보상하고 초기 추정된 간섭에 따라 수신 신호의 간섭을 제거하는 등화기; 상기 채널 보상 및 상기 간섭 제거가 이루어진 수신 신호에서 임시 데이터 심벌을 검출하는 검출기; 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하고, 상기 임시의 데이터 심벌을 더 이용하여 최종 채널을 추정하는 채널추정기; 및 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 간섭을 추정하고, 상기 추정한 최종 채널 및 상기 임시의 데이터 심벌을 더 이용하여 최종 간섭을 추정하는 간섭추정기를 포함한다.
상기 채널추정기는 LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 LS채널추정기; 및 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기;를 포함한다.
상기 간섭 추정기는 임시 간섭을 추정하는 임시간섭추정기; 및 LPS 기법에 따라 간섭을 추정하는 LPS간섭추정기;를 포함한다.
상술한 바와 같은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 및 간섭 추정 방법은 수신 신호의 기준 심벌뿐만 아니라, 임시로 검출된 데이터 심벌을 이용하여 채널 추정 및 간섭 추정을 함으로써, 기존의 기법 보다 잡음 감쇄 효과가 뛰어나며, 더 정확한 채널 추정 및 간섭 추정이 가능하다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며, 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념으로 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 따라서 본 명세서에 기재된 실시 예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일실시 예에 불과할 뿐이고, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형 예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
본 발명은 OFDM 시스템에서 송신기가 전송하는 수신 신호에 포함된 데이터 심벌을 이용하여 채널을 추정하거나, 간섭을 추정한다. 먼저, 제1 실시 예에서는 OFDM 시스템을 고려하여 채널 추정에 대해서 설명하며, 이어서, 제2 실시 예에서는 MIMO 시스템을 고려하여 채널 추정 및 간섭 추정에 대해서 설명할 것이다.
제1 실시예
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 기저 대역 송신기 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 1을 참조하면, 기저 대역 송신기는 이진 데이터 생성기(Information Generator)(110), 데이터 심볼 맵퍼(Data Symbol Mapper)(120), 파일럿 심벌 생성기(Pilot generator)(130), 심벌 삽입기(Symbol Insertion)(140), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)기(150), 및 GI(Guard Interval)삽입기(160)를 포함하여 구성된다.
전송하고자 하는 이진 데이터는 이진 데이터 생성기(110)로부터 생성되어, Data symbol Mapper(120)에서 변조(mapping/modulation)되며, 파일럿 심벌 생성기(130)에서는 송, 수신단간에 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌이 생성된다. 매핑(Mapping)된 데이터 심벌과 파일럿 심벌은 심벌 삽입기(130)에서 부반송파에 할당된다. 이러한 신호는 IFFT(150)를 통해 시간 영역의 신호로 변환되고, 이 신호는 GI삽입기(160)을 거쳐서 최종적으로 전송되는 기저 대역 신호를 생성한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 설명하기 위한 도면이다.
도 2를 참조하면, OFDM 프레임 구조는 프리엠블 심볼(210)과 데이터 심볼(220)로 구성되며, 각각의 OFDM 심볼은
Figure 112008086931694-PAT00001
개의 부반송파를 갖는다. 주파수 동기 및 타이밍 동기 그리고 채널 추정을 위해 이용되는 프리앰블(210)은 송신기 및 수신기가 미리 알고 있는 신호를 할당한다. 도면부호 230을 참조하면, 데이터 전송을 위한 데이터 심벌(220)은 먼저 파일럿 심벌을 동일 간격
Figure 112008086931694-PAT00002
의 파일럿 용 부반송파(240)에 할당한 후 나머지 모든 가용 부반송파들을 데이터 용 부반송파(250)로 이용한다. 도면부호 260을 참조하면, 데이터 심벌(220)에 할당되는 파일럿 심벌은 분산 파일럿이 적용된다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 채널 추정 장치를 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 GI제거(Guard Interval Removal)기(310), FFT(Fast Fourier Transform)기(320), 파일럿추출(Pilot Symbol Extraction)기(330), 데이터추출기(340), 등화(Equalizer)기(350), 복조기(Data Symbol Demapper)(360), 변조기(Data Symbol Mapper)(370), 및 채널 추정기(Channel Estimator)(380)를 포함한다.
채널 추정기(380)는 LS채널추정(LS(Least Square) Estimation)기(410), 보간(Interpolation)기(420), 및 DFT기반채널추정기(DFT-based CFR Estimation)(430)를 포함한다.
GI제거기(310)는 수신되는 OFDM 심볼의 가드 인터벌(Guard Interval)을 제거하여 출력한다. FFT(Fast Fourier Transform)기는 입력되는 시간 영역의 신호를 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 신호로 출력한다.
파일럿추출기(330)는 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일럿 심벌을 추출하여 채널 추정기(380)에 입력한다.
데이터추출기(340)는 주파수 영역으로 변환된 신호에서 데이터 심벌을 추출하여 등화기(350)에 입력한다.
등화기(350)는 채널추정기의 채널 추정에 따라 입력되는 데이터 심벌을 등화하여 다중 경로 채널의 영향을 보상한다.
복조기(360)는 입력되는 데이터 심벌을 변조방식에 따라 역사상(demapping) 및 복조(demodulation)하여 이진 데이터로 출력한다. 변조기(370)는 복조기에서 출력되는 이진 데이터를 변조방식에 따라 사상(mapping) 및 변조(modulation)하여 데이터 심벌을 생성하고, 이를 채널추정기(380)에 입력한다. 이러한 복조 및 변조 방식은 QPSK, QAM, 16-QAM 등이 될 수 있다.
채널추정기(380)는 본 발명의 실시 예에 따라 채널을 추정하되, 이러한 채널 추정기의 채널 추정 방법은 2 단계로 이루어진다. 1단계는 기존의 방식과 동일하게 파일럿 부반송파 위치의 CFR 정보만을 이용하며, 2단계는 임시의 복조된 수신 신호를 이용하는 decision-directed 방식이 추가적으로 포함하게 된다.
즉, 2 단계에서는 심볼디맵퍼 및 심볼맵퍼를 통해 데이터 심볼을 다시 채널 추정에 이용한다.
채널 추정기는 주파수 영역에서 LS 채널 추정 기법에 따라 채널을 추정하는 LS채널추정기(410), 채널 추정을 위한 샘플 신호의 값들을 보간하는 보간기(420), 및 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기(430)를 포함한다. 이때, 보간기(420)는 선택적으로 구성될 수 있다.
그러면, 보다 자세히 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법에 대해서 설명하기로 한다.
도 1에서 설명한 바와 같은 기저 대역 신호는 다중 경로 페이딩 채널을 통과하여 안테나(Antenna)를 통해 수신된다. 이와 같이, 수신기는 기저 대역 신호를 수신하면, 기저대역 신호의 GI를 제거하고, FFT를 통해 주파수 영역 신호를 얻는다. 이러한 주파수 영역의 신호는 다음의 <수학식 1>과 같이 나타낸다.
Figure 112008086931694-PAT00003
<수학식 1>에서 m, k는 각각 OFDM 심볼 번호와 부반송파 번호를 나타낸다. 여기서, Y(m,k)는 다중 경로 페이딩 채널을 통과하여 수신된 신호를 나타낸다. 이때, X(m,k)은 송신단에서 m번째로 생성된 주파수 영역의 OFDM 심볼이고, H(m,k)는 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 응답 특성이며, W(m,k)은 평균이 zero이고 분산이
Figure 112008086931694-PAT00004
인 AWGN(Additive White Gaussian Noise)을 의미한다.
여기서, 채널의 주파수 응답 H(m,k)과 시간 영역의 응답 h(m,k)은 다음의 <수학식 2>와 같이 나타낸다.
Figure 112008086931694-PAT00005
<수학식 2>에서,
Figure 112008086931694-PAT00006
는 채널의 지연 경로 수,
Figure 112008086931694-PAT00007
는
Figure 112008086931694-PAT00008
번째 채널 경로의 지연 시간,
Figure 112008086931694-PAT00009
는 복소 채널 이득이다.
상술한 바와 같은 수신 신호는 채널의 다중 경로 지연에 의한 주파수 선택적 페이딩 영향과 이동체 속도 증가에 따른 도플러 주파수에 영향을 받게 되며, 이러한 채널의 영향을 보상하기 위해 채널을 추정한다.
본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정은 2 번에 걸쳐 수행되며, 제1 단계는 기준 심벌(파일럿 심벌)을 이용하여 채널을 추정하며, 제2 단계는 기준 심벌을 이 용하여 추정한 채널에 의해 임시 복원된 신호를 다시 채널 추정에 이용한다.
먼저, 기준 심벌(파일럿 심벌)을 이용하여 채널을 추정한다. 기준 심벌(파일럿 심벌)을 이용한 채널 추정은 다음과 같이 수행된다. LS채널추정기를 통해 파일럿추출기(330)에서 분리된 파일럿 심벌을 이용하여 부반송파 위치에서 LS 추정 기법을 적용하여 초기 채널(CFR)을 추정한다. LS 추정 기법은 잡음의 통계적 특성을 고려하지 않고 수신된 심볼을 이미 아는 심볼, 즉 파일럿 심볼로 일대일로 나누어 추정한다. 이러한 LS 추정 기법은 다음의 <수학식 3>과 같이 나타낸다.
Figure 112008086931694-PAT00010
<수학식 3>에서
Figure 112008086931694-PAT00011
는 주파수 영역에서 분산 파일럿 심벌이 할당된 부반송파 위치를 나타내는 집합이다.
상술한 바와 같이, LS 추정 기법을 통해 채널을 추정한 후, DFT 기반의 채널 추정에 따른 채널을 수행한다. DFT 기반의 채널 추정 블록의 입력으로 초기 CFR은 파일럿 심벌 위치의 부반송파에 대한 채널 값뿐만 아니라, 보간기(420)를 통한 데이터 부반송파의 채널 추정 값을 선택적으로 포함할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 DFT 기반의 채널 추정 기법을 설명하기 위한 도면이다.
도 4에 DFT 기반의 채널 추정을 위한 기능 블록을 도시하였다. 도시한 바와 같이, DFT기반채널추정기는 IDFT기(411), CRI 추정기(Effective CIR Estimation)(413) 및 DFT기(411)를 포함한다.
<수학식 3>에 따른 DFT기반의 채널 추정은 IDFT(411)를 통해 시간 영역의 신호로 변환하는 연산과정을 거쳐 CIR을 추정하며, CIR 추정기(420)는 추정된 CIR에서 유효한 성분만을 선택하고, 유효 CIR 값 이외의 성분에 대하여 잡음으로 간주하여 이를 강제로 영으로 대체한다. 이는 잡음의 영향을 제거하기 위한 것이다. 이를 주파수 영역에서 보면 추정한 채널 값을 스무딩(smoothing)하는 효과를 나타낸다. 유용한 CIR을 선택한 후, DFT기(413)를 통해 DFT 연산과정을 거쳐 채널의 영향을 보상하기 위한 최종적인 CFR을 구한다.
m번째 OFDM 심볼이 송신 및 수신단에서 미리 알고 있는 신호인 프림앰블 신호일 때, LS 추정 기법으로 추정된
Figure 112008086931694-PAT00012
을 IDFT 시켜서 구한 CIR은 <수학식 4>와 같다.
Figure 112008086931694-PAT00013
여기서
Figure 112008086931694-PAT00014
은
Figure 112008086931694-PAT00015
을 나타내고, 채널의 최대 지연 시간을 L이라 할 때, <수학식 2>와 같이 h(m,n)은 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008086931694-PAT00016
따라서 <수학식 4> 및 <수학식 5>를 통하여 추정된 CIR은 유효 채널 추정 구간인
Figure 112008086931694-PAT00017
과 순수 잡음 구간인
Figure 112008086931694-PAT00018
으로 나눌 수 있고 <수학식 6>과 같이 표현된다.
Figure 112008086931694-PAT00019
채널의 통계적인 지연 시간을 알고 있다는 이상적인 상황을 가정할 경우, 유효 CIR의 선택은 다음과 같이 <수학식 7> 및 <수학식 8>로 나타낼 수 있다.
Figure 112008086931694-PAT00020
Figure 112008086931694-PAT00021
또한, 일정구간의 잡음의 분산값을 계산하여 PNR(Path-to Noise Ratio)를 고려한 임계값 설정에 따른 유효 CIR 선택 기법은 다음과 같이 <수학식 9>로 나타낼 수 있다. 임계값
Figure 112008086931694-PAT00022
의 설정에 따라서 채널 추정 성능이 상이하게 나타나는데 유효 채널 구간에서 MSE(Mean-Square Error)를 최소화하기 위한 것으로 잡음 전력의 두 배인
Figure 112008086931694-PAT00023
을 설정할 수 있다.
Figure 112008086931694-PAT00024
도 5는 추정된 CIR에서 유효 CIR을 선택하는 방법을 설명하기 위한 도면이다. 이는 <수학식 7> 내지 <수학식 9>를 도시한 예이다.
위와 같이 유효 CIR 성분 즉, 채널의 다중 경로 성분만을 취하고 나머지 값에 대해서는 잡음으로 간주하여 강제로 영으로 대체함으로써 잡음에 대한 감쇄효과를 얻을 수 있다.
하지만 이러한 방법은 채널의 지연 경로의 위치를 정확하게 알고 있거나, 혹은 채널의 최대 지연 위치를 알고 있다는 이상적인 상황을 가정함으로 현실적인 적용을 위하여 채널의 지연 특성을 추정하기 위한 별도의 추정기가 필요하다.
따라서 일반적인 경우, GI의 길이
Figure 112008086931694-PAT00025
가 채널의 최대 지연 시간 L보다 길게 설정되는 OFDM 시스템의 특성을 고려하여 <수학식 10>과 같이 GI길이만큼의 CIR을 유효 성분으로 선택하게 되며, DFT 연산후의 최종적인 CFR은 <수학식 11>과 같이 나타낸다.
Figure 112008086931694-PAT00026
Figure 112008086931694-PAT00027
한편, 등화기(350)는 데이터추출기(340)에서 분리된 주파수 영역의 수신 데이터 신호를 다중 경로 채널의 영향을 보상한다. 이때, 등화기(350)는 앞서 설명한 바와 같은 채널 추정 과정을 거쳐 추정된 CFR을 이용하여 등화(equalize)함으로써 다중 경로 채널의 영향을 보상하게 된다. 채널의 영향이 보상된 신호는 복조기(360)에서 역사상 및 복조(demapping/demodulation)되어 이진 데이터로 복원된다.
상술한 바와 같이, 복원된 이진 데이터는 변조기(370)에서 다시 사상 및 변조(mapping/modulation)되어 임시의 수신 신호(
Figure 112008086931694-PAT00028
)를 재생성하고, 데이터 부반송파의 주파수 채널 응답을 추정하기 위한 채널 추정기의 입력으로 사용된다.
그러면, 채널 추정기(380)는 임시의 수신 신호(
Figure 112008086931694-PAT00029
) 및 파일럿 심벌을 이용하여 다시 채널을 추정한다. 즉, 채널 추정기의 입력(
Figure 112008086931694-PAT00030
)은 다음의 <수학식 12>와 같이 파일럿 위치의 부반송파뿐만 아니라 데이터 위치의 부반송파 위치에서의 CFR을 포함한다.
Figure 112008086931694-PAT00031
이때, <수학식 12>는 <수학식 3>과는 다르게 데이터 부반송파에 대한 CFR을 포함하고 있으며, 신뢰성 있는 임시의 수신 데이터를 이용함으로 이것은 보간법에 의하여 데이터 부반송파에 대한 CFR을 추정하는 것보다 채널 추정 오류를 현저하게 감소시킬 수 있으며, 이를 이용하여 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘을 다시 적용할 경우 파일럿 부반송파 위치에서뿐 아니라 데이터 부반송파 위치에서도 잡음 감쇠 효과를 얻을 수 있다. 상술한 바와 같은, 입력을 통해 채널 추정기는 다시 채널을 추정하며, 추정된 채널 값을 통해, 데이터 심벌을 등화한 뒤, 하고, 복조하여 이진 데이터를 검출한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 채널 추정 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참조하면, 수신기는 S601 단계에서 신호를 수신하면, S603 단계에서 파일럿 심벌을 통해 수신 신호의 채널을 추정한다. 즉, <수학식 3>과 같이 주파수 영역 파일럿 부반송파 위치의 채널 추정값만을 이용하여 <수학식 11>의
Figure 112008086931694-PAT00032
를 추정한다. 이때, 채널 추정은 시간 영역에서의 추정 및 주파수 영역에서의 추정이 이루어진다. 주파수 영역에서의 채널 추정은 LS 추정(Estimation) 기법에 따라 이루어지며, 시간 영역에서의 추정은 DFT 기반의 채널 추정 기법에 따라 이루어진다. 이때, 선택적으로 주파수 영역에서의 채널 추정 후, 보간을 수행할 수 있다.
그런 다음, 수신기는 S605 단계에서 앞서(S603) 추정된 채널 값에 의해 채널에 의해 왜곡된 데이터 심벌을 보상한다.
이어서, 수신기는 S607 단계에서 데이터 심벌을 복조하고, S609 단계에서 복조한 데이터 심벌을 다시 변조하여 임시의 수신 신호(
Figure 112008086931694-PAT00033
를 재생성한다.
수신기는 S611 단계에서 임시의 수신 신호(
Figure 112008086931694-PAT00034
및 파일럿 심벌을 이용 하여 최종적으로 채널을 추정한다. 이때, 채널 추정의 입력(
Figure 112008086931694-PAT00035
)은 <수학식 12>와 같이 파일럿 위치의 부반송파뿐만 아니라 데이터 위치의 부반송파 위치에서의 채널 추정 값(CFR)을 포함한다.
그런 다음, 수신기는 S613 단계에서 최종 채널 추정에 의해 채널을 보상하고, S615 단계에서 보상된 채널에 따라 데이터 심벌을 복조한다.
이와 같이, <수학식 12>는 <수학식 3>과는 다르게 데이터 부반송파에 대한 채널 추정 값(CFR)을 포함하고 있으며, 신뢰성 있는 임시의 수신 데이터를 이용함으로 이것은 보간법에 의하여 데이터 부반송파에 대한 채널을 추정하는 것보다 채널 추정 오류를 현저하게 감소시킬 수 있으며, 이를 이용하여 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘을 다시 적용할 경우 파일럿 부반송파 위치에서뿐 아니라 데이터 부반송파 위치에서도 잡음 감쇠 효과를 얻을 수 있다.
다음으로 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법에 성능을 설명하기로 한다. 도 7 내지 도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 성능을 설명하기 위한 도면이다.
본 발명에서 제시하는 채널 추정 방법의 성능 검증을 위한 모의실험은 랜덤하게 변하는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 성능 수치를 기록함으로써 수행되었으며, 결과는 도 7 내지 도 9에 나타내었다.
주파수 동기 및 타이밍 동기를 위해 이용되는 프리앰블은 사용하지 않았으 며, 파일럿 사이의 간격이
Figure 112008086931694-PAT00036
=8로 할당된 데이터 심벌만을 사용하여 모의실험을 하였다. 실험에 적용된 채널 환경과 각각의 파라미터는 도에 포함하여 나타냈으며, 성능 평가를 위해 비교 대상으로 설정한 채널 추정 기법은 다음과 같다.
① 2D (Dimensional) Linear Interpolation(종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 시간 축으로의 보간법이 주파수 축으로의 보간법보다 선행됨)
② Conventional Method (1) (보호 구간 GI 길이만큼의 CIR을 유효 성분으로 선택하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 기법)
③ Conventional Method (2) (2D interpolation 기법을 적용하고, 보호 구간 GI 길이만큼의 CIR을 유효 성분으로 선택하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 기법)
④ Conventional Method (3) (각각의 채널의 지연 성분을 알고 있다는 이상적인 경우를 가정하고, 그 성분만을 유효 CIR로 선택하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 기법)
⑤ Proposed Method (1) (본 발명의 DFT기반의 decision directed 채널 추정 기법)
⑥ Proposed Method (2) (본 발명의 DFT기반의 decision directed 채널 추정 기법에서 1단계 DFT 기반의 채널 추정 시 시간(time) 축으로의 보간법만을 적용함)
도 7은 주파수 영역에서 본 발명에서 제안하는 방식의 데이터 부반송파별 MSE 성능을 나타낸 그래프이다.
도 7에 나타난 바와 같이, "2D linear interpolation"의 경우 상대적으로 가 장 열악한 성능을 나타낸다.
보호 구간 GI 길이만큼의 CIR을 유효 성분으로 선택하는 종래의 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘인 "conventional method (1)"의 경우 "2D linear interpolation" 보다 우수한 성능을 보인다.
또한, 종래의 DFT 기반의 채널 추정 블록의 입력으로 파일럿 심벌 위치의 부반송파에 대한 채널 값뿐만 아니라 "2D linear interpolation"을 통한 데이터 부반송파의 채널 추정 값을 선택적으로 포함하는 "conventional method (2)"의 경우, 보간(interpolation)의 오류로 인한 영향으로 성능이 열화 되는 경향을 확인 할 수 있다.
본 발명에서 제안하는 방식이 파일럿 부반송파의 CFR만을 사용하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 알고리즘의 채널 추정 성능의 한계를 효과적으로 개선하여 전체 데이터 부반송파에 대한 CFR 추정의 정확성을 향상시킴을 확인할 수 있다.
현실적인 유효 CIR 선택 기법을 적용함에도 불구하고, 각각의 채널의 지연 성분을 알고 있다는 이상적인 경우를 가정하고, 그 성분만을 유효 CIR로 선택하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 기법인 "conventional method (3)"과도 가장 유사한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
도 8은 본 발명에서 제안하는 방식의 MSE 성능을 Eb/No의 변화에 따라 비교한 그래프이다.
기존의 DFT기반의 채널 추정 알고리즘의 경우 "2D linear interpolation" 보다 우수한 성능을 나타낸다.
한편, 잡음 감쇄의 정도가 파일럿 부반송파의 잡음 감쇄 정도에 의존적임으로 이상적인 경우를 가정하는 "conventional method (3)"과 성능의 차이가 크게 나타남을 확인할 수 있다.
또한 "conventional method (2)"의 경우 낮은 SNR에서는 보간(interpolation)에 의한 잡음감쇄 효과의 영향으로 더 우수한 성능을 나타내지만 SNR이 증가할수록 잡음 감쇄 효과보다는 보간(interpolation)의 오류로 인한 영향으로 성능이 열화 되는 경향을 보인다.
본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법은 Eb/No가 증함에 따라서 기존의 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘보다 월등히 우수하며 Eb/No=30dB에서 약
Figure 112008086931694-PAT00037
의 MSE 성능으로 이상적인 경우를 가정하는 "conventional method(3)"과 근접한 성능을 나타낸다.
도 9는 본 발명에서 제안하는 방식의 Uncoded BER 성능을 Eb/No의 변화에 따라 비교한 그래프이다.
도 9에서 제시한 IDEAL BER 성능은 채널의 영향을 이상적으로(ideal) 보상하였을 경우의 Uncoded BER 성능을 보여준다. 이 성능은 사용된 다중 경로 페이딩 채널에서의 가장 우수한 성능을 나타낸다. 또, Uncoded BER 성능으로
Figure 112008086931694-PAT00038
에서
Figure 112008086931694-PAT00039
사이의 성능의 향상을 목표한다. 각각의 Uncoded BER 성능은 Eb/No의 변화에 따른 MSE 성능과 유사한 경향을 나타내며, 특히 "2D linear interpolation"과 "conventional method (2)"의 경우 60km/h의 이동체 속도와 Eb/No=30dB 이하의 실험 환경에서 Uncoded BER 성능이
Figure 112008086931694-PAT00040
이하로 내려가지 않고 에러 풀로어(error floor) 현상이 나타남을 확인할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 알고리즘을 적용하였을 경우 다른 채널 추정 기법보다 우수한 성능을 보이며, IDEAL BER 성능과 매우 근접한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다.
도 7 내지 도 9의 결과를 종합해 볼 때, 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 알고리즘은 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 선택적 페이딩 영향과 이동체 속도의 증가에 따른 도플러 편이가 심한 환경에서도 기존의 기법보다 우수한 성능을 발휘할 수 있다는 것을 알 수 있다. 특히, 유효한 임펄스 응답의 길이를 결정하는 방법의 변화 없이 기존 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘의 잡음 감쇄 효과를 최대화하여 채널 응답 추정의 정확성을 효과적으로 높일 수 있다.
제2 실시예
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 MIMO-OFDMA 통신 시스템의 기저 대역 송신기 구조를 설명하기 위한 도면이다.
본 발명에서는 MIMO 시스템에서 다중 안테나를 통하여 여러 데이터 스트림을 동시에 전송하는 방법으로 캐패시티 이득(capacity gain)을 얻을 수 있는 SM(Spatial Multiplexing) 방식을 고려한다.
도 10을 참조하면, 본 발명의 다른 실시 예에 따른 송신기는 이진 데이터 생성기(1110), 데이터 심볼 맵퍼(Data Symbol Mapper)(1120), 및 안테나 수에 대응하 는 M개의 송신부(1130)를 포함한다. 여기서, 각 송신부(1130)는 기준 심벌 생성기(1131), 심벌 삽입기(Data Symbol and Reference Symbol Insertion)(1132), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)기(1133), 및 GI(Guard Interval)삽입기(1134)를 포함하여 구성된다.
이진 데이터 생성기(1110)에서 생성된 이진 데이터는 데이터 심벌 맵퍼(1120)에서 사상 및 변조(mapping/modulation)되며, M개의 송신부(130)에서는 각각의 송신 안테나에 대하여 서로 다른 기준 심벌(reference symbol)이 기준 심벌 생성기(1131)에서 생성된다.
각 데이터 심벌(data symbol)과 기준 심벌(reference symbol)은 심벌 삽입기(Data Symbol & Reference Symbol Insertion)(1132)에서 안테나별로 약속된 부반송파에 할당된다. 이러한 신호는 IFFT(1133)를 통과하여 시간 영역의 신호로 변환되고, 이 신호는 GI삽입기(1134)를 통해 GI가 삽입되어 최종적으로 전송되는 기저 대역 신호가 생성된다.
도 11a 및 도 11b는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 OFDMA 통신 시스템의 프레임 구조의 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 11에, 프리엠블(preamble) 또는 훈련 시퀀스(traning sequence 또는 traning symbol)가 할당되지 않는 하향 링크 프레임의 예를 도시하였다. 여기서, 도면 부호 210은 1Tx-2Rx의 SIMO(Single-Input Multiple-Output) 시스템의 경우이며, 도면 부호 220은 2Tx-2Rx의 MIMO 시스템에 따른 하향 링크 프레임의 경우를 도시하였다. 이러한 하향링크 프레임 구조에서 K개의 부반송파를 갖는 OFDM 심 벌(symbol)내에 기준 심벌(reference symbol)(212, 222)은 주파수 영역에서 흩어진(staggered) 형태로 6개의 부반송파 단위로 각각의 송신 안테나에 따라서 서로 다른 부반송파에 할당되며, 각 슬롯(slot)의 첫 번째 OFDM 심벌(symbol)과 각 슬롯(slot)의 마지막에서 세 번째 OFDM 심벌에 위치한다.
특히, 도면 부호 220과 같이, 다수의 송신 안테나를 고려할 경우에는 시간 축에서는 동일한 OFDM 심벌에 위치하나 주파수 축에서는 겹치지 않게 교차해서 배치되도록 널 심벌(null symbol)(221)이 할당되는 것이 특징이다. 기준 심벌 및 널 심벌이 할당된 후, 나머지 모든 가용 부반송파들을 데이터 용 부반송파(211)로 이용한다.
다음으로 본 발명의 다른 실시 예에 따른 기저 대역 수신기의 구조를 설명하기로 한다. 도 12 내지 도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 채널 및 간섭 추정 장치를 설명하기 위한 도면이다.
도 12를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 GI제거(Guard Interval Removal)기(미도시), FFT(Fast Fourier Transform)기(미도시), 기준심벌추출기(RS Extraction)기(810), 데이터심벌추출기(820), 간섭제거기(Asynchronous ICI Mitigation)(830), 검출기(840), LLR 계산기(LLR calculation)(850), 복호기(Turbo Decoder)(860), 채널추정기(CFR Estimator)(870) 및 간섭추정기(SCM Estimator)(880)를 포함한다.
여기서, 채널추정기(870)는 LS채널추정(LS Estimation)기(910) 및 DFT기반채널추정기(DFT-based CFR Estimation)(885)를 포함한다.
GI제거기(미도시)는 수신되는 OFDM 심볼의 가드 인터벌(Guard Interval)을 제거하여 출력한다. FFT(Fast Fourier Transform)기(미도시)는 입력되는 시간 영역의 신호를 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 신호로 출력한다.
기준심벌추출기(RS Extraction)기(810)는 주파수 영역으로 변환된 신호에서 기준 심벌(reference symbol)을 추출하여 채널 추정기(870) 및 간섭 추정기(880)에 각각 입력한다. 데이터심벌추출기(820)는 주파수 영역으로 변환된 신호에서 데이터 심벌(data symbol)을 추출하여 간섭제거기(830)에 입력한다.
간섭제거기(830)는 채널추정기(870)의 채널 추정에 따라 데이터 심벌의 채널을 보상하고, 간섭추정기(860)의 추정된 간섭(SCM)에 따라 데이터 심벌의 간섭(Asynchronous ICI Mitigation)을 제거하여 출력한다.
검출기(840)는 채널 보상 및 간섭이 제거된 데이터 심벌을 검출한다. 이때, 데이터 심벌의 검출은 ML(Maximum Likelihood(ML) decision) 검출 기법에 따라 이루어진다. ML 검출 기법은 모든 송신 안테나에서 송신 가능한 심벌들을 모두 대입해서 최소 유클리디안 거리(Squared Euclidean Distance)를 가지는 입력을 선택하는 기법이다. 한편, 본 발명의 실시 예에서는 기법에 따라 데이터 심벌을 검출하는 것으로 설명하나, 이에 한정하는 것은 아니며, MMSE 등의 다른 검출 기법에 따라 데이터 심벌을 검출할 수 있다.
채널추정기(CFR Estimator)(870)는 먼저, 기준 심벌을 이용하여 채널을 추정한다. 또한, 검출기가 검출한 데이터 심벌 및 기준 심벌을 이용하여 재차 채널을 추정한다. 이러한 채널 추정기(870)는 주파수 영역에서 LS 채널 추정 기법에 따라 채널을 추정하는 LS채널추정기(911), 채널 추정을 위한 샘플 신호의 값들을 보간하는 보간기(913), 및 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기(920)를 포함한다. 이때, 보간기(913)는 선택적으로 구성될 수 있다.
간섭추정기(SCM Estimator)(880)는 먼저, 기준 심벌을 이용하여 간섭을 추정한다. 그런 다음, 검출기가 검출한 데이터 심벌 및 기준 심벌을 이용하여 재차 간섭을 추정한다.
간섭추정기(880)는 임시 간섭(instantaneous SCM)을 추정하는 임시간섭추정기(930) 및 LPS 기법에 따라 간섭을 추정하는 LPS간섭추정기(940)를 포함한다.
LLR 계산기(LLR calculation)(850)는 데이터 심벌의 LLR을 계산한다.
복호기(Turbo Decoder)(860)는 계산된 LLR에 따라 데이터 심벌을 복호하여 이진 데이터를 출력한다.
다음으로, 본 발명의 다른 실시 예에 따른 기저 대역 수신기 구조에서 채널추정기 및 간섭추정기에 대해서 보다 자세히 설명하기로 한다.
M개의 송신 안테나와 N개의 수신 안테나를 고려할 때, asynchronous ICI 환경에서는 MICI개의 인접 셀 간섭들이 중첩되어 수신되며, 주파수 영역의 j번째 OFDM 심볼의 k번째 부반송파에 대하여 수신 신호는 <수학식 13>과 같이 표현된다.
Figure 112008086931694-PAT00041
<수학식 13>에서, Yk,j는 수신 신호 벡터, Xk,j는 송신 신호 벡터, Hk,j는 송신 신호에 대한 채널 계수 행렬, Uk,j는 asynchronous ICI 신호 벡터, Gk,j는 asynchronous ICI 신호 벡터에 대한 채널 계수 행렬 및 Wk,j는 평균이 "0"이고 분산이
Figure 112008086931694-PAT00042
인 잡음 벡터를 각각 나타낸다. 여기서, Ik,j는 asynchronous ICI와 잡음의 합이다.
이러한 <수학식 13>은 송수신 안테나를 고려하여 <수학식 14>와 같이 행렬식으로 표현할 수 있다.
Figure 112008086931694-PAT00043
상술한 바와 같은 수신 신호 벡터(Yk,j )에서, 채널 추정기()는 Hk,j는 송신 신호에 대한 채널 계수 행렬에 대해 외곡된 채널을 보상하기 위해 채널을 추정하며, 간섭 추정기는 상술한 수신 신호 벡터에서 송신 신호 벡터(Xk,j), 송신 신호에 대한 채널 계수 행렬(Hk,j )을 제외한 나머지 간섭 성분을 추정하기 위한 것이다.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정기의 구조를 설명하기 위한 것이다.
송신 안테나 별로 기준 심벌(reference symbol)의 중첩을 피하기 위하여 슬롯(slot)내에 널 심벌(null symbol)이 할당됨을 고려할 경우, MIMO 시스템에서도 SISO(Single Input Single Output) 시스템과 동일한 채널 추정 알고리즘의 적용이 가능하므로, 도 13에서 설명되는 채널 추정 방법은 SISO 시스템을 기본으로 한다.
인접 셀(Asynchronous IC)을 고려하지 않을 경우, 즉, <수학식 13>에서 인접 셀 간섭(asynchronous ICI) 신호 벡터(Uk,j) 및 인접 셀 간섭 신호 벡터에 대한 채널 계수 행렬(Gk,j)을 고려하지 않는 경우, SISO 시스템에서는 주파수 영역의 j번째 OFDM 심볼의 k번째 부반송파에 대한 수신 신호는 다음의 <수학식 15>와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008086931694-PAT00044
<수학식 15>와 같은 수신 데이터 신호는 채널의 다중 경로 지연에 의한 주파수 선택적 페이딩 영향과 이동체 속도 증가에 따른 도플러 주파수에 영향을 받게 되며, 이러한 채널의 영향을 보상하기 위해 채널을 추정한다.
본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정기(870)는, 2 단계에 걸쳐 채널을 추정한다. 제1 단계에서 채널 추정기(870)는 기준 신호에 의해 채널을 추정한다. 이에 따라, 수신기는 추정된 채널에 따라 채널 보상을 수행하고, 간섭추정기(880)에 의해 추정된 간섭에 따라 간섭 성분을 제거한 후, 데이터 심벌을 검출한다.
그러면, 제2 단계에서 채널 추정기(870)는 추정된 채널에 따라 채널 보상을 수행하고, 간섭추정기(880)에 의해 추정된 간섭에 따라 간섭 성분을 제거한 후, 검출된 데이터 심벌을 이용하여 다시 채널을 추정한다.
이러한 채널추정기(870)는 LS 기법에 따라 채널을 추정하는 LS채널추정기(911), 채널 추정을 위한 샘플 신호의 값들을 보간하는 보간기(913), 및 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기(920)를 포함한다. 앞서 설명한 바와 같이, 보간기(913)는 선택적으로 구성될 수 있다.
LS채널추정기(911)를 통해 주파수 영역에서의 채널 추정을 수행하는 LS 기법에 따라 채널을 추정한다. 이때, 상술한 제1 단계에서의 채널 추정은 기준 심벌만 이용하며, 제2 단계에서 채널 추정은 데이터 심벌을 더 이용한다. 그런 다음, 기준 심범들 사이의 데이터 심벌 구간에 대해 보간기(913)를 통해 보간을 수행한다.
다음으로, 채널 추정기(870)는 DFT기반채널추정기(920)를 통해 시간 영역에서 채널을 추정한다. DFT기반채널추정기(920)는 IDFT기(921), CIR 추정기(923), 및 DFT기(925)를 포함한다. DFT기반채널추정기(920)의 동작은, 먼저, 기준 심벌(reference symbol)에 대한 LS 채널 추정값(
Figure 112008086931694-PAT00045
)을 이용하여 다음의 <수학식 16>과 같이 IDFT기(921)를 통해 시간 영역의 신호로 변환하여 CIR을 추정한다.
Figure 112008086931694-PAT00046
CIR 추정기(923)는 추정된 CIR에서 유효한 성분만을 선택하고, 유효 CIR 값 이외의 성분에 대하여 잡음으로 간주하여 이를 강제로 영으로 대체한다. 이는 잡음의 영향을 제거하기 위한 것이다. 이를 주파수 영역에서 보면 추정한 채널 값을 스무딩(smoothing)하는 효과를 나타낸다.
이때, 유효 성분을 선택하는 것은, 다음의 <수학식 17>과 같이 보호 구간(GI) 길이만큼의 CIR을 유효 성분으로 선택하는 것이 바람직하다.
Figure 112008086931694-PAT00047
유용한 CIR을 선택한 후, DFT기(925)를 통해 DFT 연산과정을 거쳐 채널의 영향을 보상하기 위한 최종적인 채널 추정 값(CFR)을 구한다. 이와 같이, 추정된 채널 추정 값은 간섭추정기(880) 및 등화기(830)로 입력된다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 간섭추정기를 설명하기 위한 도면이다.
본 발명의 실시 예에 따른 간섭추정기(880)는 2 단계에 걸쳐 간섭을 추정한다. 제1 단계로, 채널추정기의 기준 심벌을 통해 추정한 채널 추정값 및 기준 심벌을 이용하여 상술한 수신 신호 벡터(Yk,j )에서 송신 신호 벡터(Xk,j), 송신 신호에 대한 채널 계수 행렬(Hk,j )을 제외시키고, 나머지 간섭 성분을 추정한다. 이러한 추정 간섭 값은 등화기(830)로 입력되어 간섭 성분을 제거하게 된다. 제2 단계로, 채널 보상 및 간섭 제거가 이루어진 수신 신호에서 검출기(840)를 통해 데이터 심벌이 검출되면, 채널추정기(870)는 기준 심벌에 데이터 심벌을 더 포함하여 채널을 추정하게 된다. 그러면, 간섭추정기(880)는 데이터 심벌을 더 포함하여 추정된 채널 추정 값 및 검출된 데이터 심벌을 이용하여 간섭을 추정하게 된다. 이러한 추정 간섭 값은 등화기(830)에 다시 입력되며, 등화기(830)는 이를 통해 최종적으로 간 섭 성분을 제거한다.
이를 위한 간섭추정기(880)는 임시간섭추정기(930) 및 LPS간섭추정기(940)를 포함한다. 또한, LPS간섭추정기(940)는 분해기(941), LPS처리기(941), 복원기(945), 선형보간기(947)를 포함한다.
<수학식 13>과 같은 수신 신호에 대해 이상적인 채널 추정이 가능하다고 가정하면, 인접 셀 간섭(asynchronous ICI)을 제거 및 완화하기 위한 간섭 추정(Spatial Covariance Matrix Estimation)은 인접 셀 간섭(asynchronous ICI)과 잡음의 합인 Ik,j에 대하여 다음의 <수학식 18>과 같이 j번째 OFDM 심볼 k번째 부반송파에 대한 SCM(Spatial Covariance Matrix)을 P개의 수신 OFDM 심벌에 대하여 평균하여 구한다.
Figure 112008086931694-PAT00048
이동성을 고려한 다중 경로 채널의 경우, <수학식 18>와 같이 평균을 적용하는 과정에서 매 OFDM symbol에 대하여 변화하는 SCM의 특성을 상실하게 됨으로, 인접 설 간섭에 대한 제거 및 완화 성능이 열화되게 된다.
특히, 프리엠블(preamble), 훈련 심벌(training sequence) 등이 할당되지 않는 기준 심벌(reference symbol)의 할당 구조를 고려할 경우, 모든 유효 부반송파 범위 내에서 <수학식 18>과 같은 SCM추정이 불가능하며, 따라서 <수학식 19> 또는 <수학식 20>과 같이 계산된 임시 간섭 추정(instantaneous SCM)을 이용하여 모든 유효 부반송파에 대한 SCM 추정이 필요하다.
임시간섭추정기(930)는 <수학식 19> 또는 <수학식 20>과 같이 간섭을 추정한다.
Figure 112008086931694-PAT00049
Figure 112008086931694-PAT00050
여기서, <수학식 19>은 제1 단계의 기준 심벌 및 초기 채널 추정 값을 이용한 간섭 추정에 적용되며, <수학식 20>은 제2 단계의 채널 추정 값, 기준 심벌 및 검출한 데이터 심벌을 이용한 간섭 추정에 사용된다.
LPS처리기(943)는 LPS 기법을 통해 <수학식 19> 또는 <수학식 20> 같이 임시 추정한 간섭 값에 대하여 시간과 주파수 영역의 변환과 비상관(uncorrelated) 성분의 잡음의 영향을 제거한다. 이로써, 유효 부반송파에 대한 간섭 추정 시 보간(interpolation)과 잡음 감쇠 효과를 동시에 얻을 수 있다. 이러한 LPS 기법에 따른 간섭 추정 방법은 다음의 <수학식 21>과 같다.
Figure 112008086931694-PAT00051
여기서,
Figure 112008086931694-PAT00052
, m=n=1,2,···N이며, F는 K×K FFT 행렬, L은 추정된 임시 간섭(instantaneous SCM)의 시간 영역 성분에 대한 유효 성분을 검출하기 위해 설정된 것으로 보호 구간(GI, Guard Interval)의 길이와 동일하다. 이는 채널의 다중 경로 지연의 영향으로 인한 OFDM 심벌간 간섭을 방지하기 위해 삽입되는 보호 구간이 채널의 최대 지연 길이보다 길게 설정되어 있는 OFDM 시스템을 고려한 것이다.
하지만, <수학식 19> 또는 <수학식 20>과 같이 추정된 임시 간섭 값(instantaneous SCM,
Figure 112008086931694-PAT00053
)의 각각의 원소에 대하여 독립적으로 LPS 방식을 적용하게 되면, SCM의 허미션(Hermitian)과 positive definite 특성이 파괴되기 때문에 간섭 제거(interference mitigation) 성능의 열화를 가져온다. 이러한 성능의 열화를 방지하기 위하여 LPS 기법을 적용하기 이전에 instantaneous SCM에 대한 분해(decomposition) 과정이 필요하며, 따라서 분해기(941)는 "Cholesky Decomposition"기법에 따라 분해한다. 이는 2Tx-2Rx MIMO 시스템의
Figure 112008086931694-PAT00054
에 대하여 다음의 <수학식 22>와 같이 분해한다.
Figure 112008086931694-PAT00055
그런 다음, LPS처리기(943)는 분해된 U 행렬(square-root of matix
Figure 112008086931694-PAT00056
)에 대하여 각 원소 별 LPS 기법을 적용한다.
복원기(945)는 LPS 기법이 적용된 신호(
Figure 112008086931694-PAT00057
)를 복원하여 간섭 추정 값(SCM)을 재생성한다.
재생성된 간섭 추정 값은 선형보간기(947)로 입력되며, 선형보간기(947)는 간섭 추정 값의 시간 영역에서 심벌을 보간한다.
다음으로 본 발명의 실시 예에 따른 채널 및 간섭 추정 방법에 대해서 설명하기로 한다.
도 15는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 채널 및 간섭 추정 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 15를 참조하면, 수신기는 S1501 단계에서 기준 심벌을 이용하여 채널을 초기 추정한다. 이때, 초기의 채널 추정은 LS 추정 기법 및 DFT 기반 채널 추정 기 법을 순차로 적용하여 채널을 추정함으로써, 초기 채널 추정 값(CFR,
Figure 112008086931694-PAT00058
)을 도출한다.
다음으로, 수신기는 S1503 단계에서 기준 심벌을 이용하여 간섭을 초기 추정한다.
이때, 초기 간섭 추정은 상술한 초기 채널 추정에 따른 채널 추정 값(CFR,
Figure 112008086931694-PAT00059
)을 이용하여, 임시 간섭 추정(instantaneous SCM)을 수행한다. 이어서, 수신기는 다음의 <수학식 11>과 같이 LPC 기법에 따라 간섭을 추정하여 초기 추정 간섭 값(SCM,
Figure 112008086931694-PAT00060
)을 도출한다.
이어서, 수신기는 S1505 단계에서 앞서(1501 및 1503 단계) 기준 심벌만을 이용하여 추정한 초기 채널 추정 값(CFR,
Figure 112008086931694-PAT00061
) 및 초기 추정 간섭 값(SCM,
Figure 112008086931694-PAT00062
)을 이용하여 수신 신호로부터 임시의 데이터 심벌을 검출한다. 이러한 검출이 ML 기법에 따라 이루어지는 경우, 검출된 데이터 심벌은 다음의 <수학식 23>과 같다.
Figure 112008086931694-PAT00063
이어서, 수신기는 S1507 단계에서 검출된 임시 데이터 심벌(
Figure 112008086931694-PAT00064
)을 이용하여 최종적으로 채널을 추정한다. 이러한 최종의 채널 추정을 위하여, 먼저, 수신기는 ML 기법을 사용하여 다음의 <수학식 24>에 따라 채널을 추정한다.
Figure 112008086931694-PAT00065
그런 다음, 수신기는 ML 기법에 따라 추정한 추정 채널 값(
Figure 112008086931694-PAT00066
)에 대하여 DFT기반의 채널 추정 기법을 적용하여 채널을 추정한다. 즉, 최종 채널 추정 값(CFR,
Figure 112008086931694-PAT00067
)을 도출한다.
다음으로, 수신기는 S1509 최종 채널 추정 값(CFR,
Figure 112008086931694-PAT00068
)과 임시 데이터 심벌(
Figure 112008086931694-PAT00069
)을 이용하여 최종 간섭 추정을 수행한다. 최종 간섭 추정 값을 산출하기 위하여 먼저, 수신기는 임시 간섭 추정(instantaneous SCM)을 수행한다. 이러한 임시 간섭 추정은 다음의 <수학식 25>에 따라 이루어진다.
Figure 112008086931694-PAT00070
그런 다음, 수신기는 임시 간섭 추정된 임시 간섭 추정 값(
Figure 112008086931694-PAT00071
)에 대하여 LPS 기반의 간섭 추정 기법을 재차 적용하여 최종적으로 간섭을 추정한다. 즉, 최종 간섭 추정 값(SCM
Figure 112008086931694-PAT00072
)을 도출한다.
그런 다음, 수신기는 S1511 단계에서 최종 간섭 추정 값(SCM
Figure 112008086931694-PAT00073
)과 최종 채널 추정 값(CFR,
Figure 112008086931694-PAT00074
)에 따라 채널 보상 및 간섭 제거를 수행하여, S1513 단계에서 데이터 심벌을 복조하여 이진 데이터를 검출한다.
위와 같이 본 발명의 실시 예에 따르면, 검출된 임시 데이터 심벌을 이용하여 채널 추정 및 간섭 추정을 재차 수행할 때, 유효 부반송파에 대해 채널 추정 및 간섭 추정을 할 수 있으므로, 기존 방식보다 더 많은 간섭 및 잡음 감쇄 효과를 얻을 수 있다. 또한 데이터 심벌 위치에서 순간적으로 증가하는 "interference plus noise"의 전력을 기존의 간섭 추정 방식보다 보다 근사적으로 추정 가능함으로써 간섭 추정 성능의 향상을 얻을 수 있다.
다음으로 본 발명의 제2 실시 예에 따른 성능을 설명하기로 한다. 도 16 내지 도 21은 본 발명의 채널 및 간섭 추정 방법의 성능을 설명하기 위한 도면이다.
본 발명에서 제시하는 알고리즘의 성능 검증을 위한 모의실험은 3GPP LTE MIMO-OFDMA 표준 규격을 기반으로 랜덤하게 변하는 다중 경로 페이딩 채널 환경에서 충분히 많은 반복 과정을 거쳐 통계적인 BER(bit error rate) 성능의 수치를 기록함으로써 수행하였다. 16QAM 변조 기법과 Cost 207 TU(Typical Urban) 채널 환경에서 60km/h, 120km/h의 이동체 속도를 고려하였으며, 실험에 적용된 각각의 파라미터는 각 도면(도 16 내지 도 21)에 포함하여 표시하였다. 성능 평가를 위해 coded rate 1/3, 내·외부 인터리버(interleaver)는 각각 "mother interleaver"와 "1st block interleaver"로 구성된 터보 코드(turbo code)를 사용하였으며, 8번의 반복(iteration) 과정을 수행하는 "Max-log Map turbo decoder"를 적용하였다.
비교 대상으로 설정한 각각의 기법은 다음과 같다.
① 1D(Dimensional) Interpolation (종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 주파수 축 보간법 이후 다음 reference symbol 이전의 데이터 OFDM 심볼에 대하여 추정된 동일한 CFR 및 SCM을 적용함)
② 2D Interpolation (Freq.-Time) (종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 주파수축 보간법이 시간 축으로의 보간법보다 선행됨)
③ 2D Interpolation (Time-Freq.) (종래의 Lagrange interpolation 기법 중 1차 선형 보간법으로 시간 축 보간법이 주파수 축으로의 보간법보다 선행됨)
④ DFT-based (GI 길이만큼의 CIR을 유효 성분으로 선택하는 종래의 DFT기반의 CFR 추정 기법)
⑤ LPS (GI 길이만큼의 시간영역 SCM을 유효 성분으로 선택하는 종래의 LPS기반의 SCM 추정 기법)
⑥ ML-based iterative (본 발명의 ML decision 이후 임시로 추정된 수신 신호를 이용하는 기법)
도 16은 간섭 및 잡음에 대한 SCM을 이상적으로 알고 있다고 가정할 경우, 본 발명에서 제안하는 CFR 추정 기법에 대한 BER 성능을 나타낸 그래프이다.
도 16에서 1Tx-2Rx의 SIMO-OFDMA 시스템에서 다양한 채널 추정 기법간의 성능 평가를 위해서 SCM은 수신기에서 완벽하게 추정 가능함을 가정하였고, 간섭 신호의 전력의 변화에 따라서 비교 분석한 결과를 나타내었다.
선형 보간(linear interpolation) 기반의 CFR 추정의 경우 120km/h 이하의 이동체 환경에서는 채널의 변화가 시간에 따라 상대적으로 둔감함으로 시간(time) 축 보간(interpolation)이 선행되었을 때 다른 선형 보간(linear interpolation) 기법보다 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있다. 하지만, 인접 셀 간섭으로 인한 오류가 증가되기 때문에 이상적인 CFR 추정을 가정한 아이디얼(ideal) 성능보다 현저하게 열화되며, 안정적인 시스템 성능을 유지할 수 없다.
인접 셀 간섭(Asynchronous ICI)의 영향으로 인한 오류에 보다 강인한 일반적인 DFT 기반의 채널 추정 알고리즘의 경우 선형 보간(linear interpolation) 기반의 채널 추정 기법보다 월등히 우수한 성능을 보이지만, 여전히 BER=10-5에서 아이디얼(ideal) 성능 대비 약 3dB 이상의 성능 차이를 나타낸다.
이에 반해, 본 발명의 실시 예에 따른 방식은 간섭 신호의 전력이 증가함에 따라 아이디얼(ideal) 성능과 거의 유사함을 확인 할 수 있다. 이는 기준 심벌(reference symbol) 부반송파 위치에서 추정된 초기 CFR만을 사용하는 종래의 DFT기반의 채널 추정 알고리즘의 채널 추정 성능의 한계를 효과적으로 개선하여 CFR 추정의 정확도 향상에 기인하는 것으로, 인접 셀 간섭(asynchronous ICI) 환경에서 아이디얼(ideal) 성능에 근접할 수 있는 최적의 CFR 추정 방법으로 고려된다.
도 17은 수신 신호에 대한 CFR을 이상적으로 알고 있다고 가정할 경우, 본 발명에서 제안하는 SCM 추정 기법에 대한 BER 성능을 나타낸 그래프이다. 도 17에서는 도 16에서와 유사하게 1Tx-2Rx의 SIMO-OFDMA 시스템에서 다양한 SCM 추정 기법간의 성능 평가를 위해서 수신 신호의 CFR은 수신기에서 완벽하게 추정 가능함을 가정하였고, 간섭 신호의 전력의 변화에 따라서 비교 분석한 결과를 나타내었다.
선형 보간(linear interpolation) 기반의 SCM 추정 및 LPS기반의 SCM 추정 기법의 경우 기준 심벌(reference symbol) 사이의 데이터 부반송파 위치에서 인접 셀 간섭으로 인해 순간적으로 증가하는 asynchronous ICI와 잡음의 전력을 정확하게 추정할 수 없기 때문에 전체적으로 열악한 성능을 나타내다. 또한, SIR이 증가함에도 불구하고 BER=10-5이상에서 에러 풀로어(error floor) 현상이 발생함을 확인할 수 있다. 이러한 현상은, 선형 보간(linear interpolation) 기법의 경우, 유효 부반송파 범위 내에서 부반송파 위치에 따라 서로 다른 값을 갖는 SCM 추정 시 순간적으로 증가하는 SCM으로 인하여 추정 오류가 증가하기 때문이다.
또한, LPS 기법의 경우 기준 심벌(reference symbol) 위치에서 추정되는 임시 간섭 추정(instantaneous SCM)만을 이용하는 제한으로 인해 성능의 한계를 나타내기 때문이다.
이에 반해 본 발명의 실시 예에 따른 방식은 검출된 임시의 수신 심벌을 이용하여 모든 유효 부반송파에 대한 SCM 정보를 사용함으로써, 기존 LPS 방식의 한계를 극복하여 보다 효과적인 잡음 감쇠 효과를 얻을 수 있다. 또한, 본 발명의 실시 예에 따른 방식은 기존의 SCM 추정 방식보다 우수한 성능을 보이는 것을 확인 할 수 있다. 게다가 본 발명의 실시 예에 따른 방식은 SIR의 증가에 따라 에러 풀로어(error floor) 현상 없이 아이디얼(ideal) 성능에 점점 유사해 지는 경향을 나타낸다.
도 18 내지 도 21은 본 발명에서 제안하는 CFR 및 SCM 추정 알고리즘을 연동 한 수신기 구조의 BER 성능을 비교한 그래프이다.
도 18 및 도 19는 1Tx-2Rx의 SIMO-OFDMA 시스템을, 도 20과 도 21은 2Tx-2Rx의 MIMO-OFDMA 시스템을 고려하였다.
도 18 내지 도 21에서 개시된 Lower-bound는 이상적인 채널 추정(ideal CFR 추정)을 가정하고, 본 발명에서 제안하는 간섭 추정 기법을 적용했을 경우를 나타낸다. 이는 실제 이상적이지 않은 환경에서 간섭 추정을 수행할 경우와 비교하여 채널 추정 오류로 인한 제안된 추정 알고리즘의 성능 열화 정도의 척도로 사용할 수 있다.
성능 평가 결과에서 볼 수 있듯이, DFT 기반의 CFR 추정과 LPS 기반의 SCM 추정을 적용한 기존의 방식에 비하여, 본 발명의 실시 예에 따라 데이터 심벌에 대한 CFR 및 SCM 정보를 이용하는 방법은 더 많은 간섭 및 잡음의 감쇄 효과로 인한 CFR 및 SCM 추정의 정확성 향상으로 우수한 성능을 나타낸다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 현실적인 CFR 추정을 고려할 경우에도 에러 풀로우(error floor) 현상 없이 모든 환경에서 로워 바운드(lower bound) 성능에 약 1dB내로 근접하는 안정적인 성능을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.
상술한 바와 같은 결과를 종합하면, 본 발명의 실시 예에 따른 방법은 인접 셀 간섭(asynchronous ICI) 환경과 다중 경로 페이딩 채널의 주파수 선택적 페이딩 영향과 이동체 속도의 증가에 따른 도플러 편이가 심한 환경에서도 기존의 기법보다 우수한 성능을 발휘할 수 있다는 것을 알 수 있다. 또한, 데이터 심벌을 이용하여 채널 추정 및 간섭 추정을 함으로써, 채널 및 간섭 추정의 정확성을 높여 안정 적인 수신기 성능을 보장할 수 있다.
이상 본 발명을 몇 가지 바람직한 실시 예를 사용하여 설명하였으나, 이들 실시 예는 예시적인 것이며 한정적인 것이 아니다. 이와 같이, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 지닌 자라면 본 발명의 사상과 첨부된 특허청구범위에 제시된 권리범위에서 벗어나지 않으면서 균등론에 따라 다양한 변화와 수정을 가할 수 있음을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 기저 대역 송신기 구조를 설명하기 위한 도면.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 설명하기 위한 도면.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 채널 추정 장치를 설명하기 위한 도면.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 DFT 기반의 채널 추정 기법을 설명하기 위한 도면.
도 5는 추정된 CIR에서 유효 CIR을 선택하는 방법을 설명하기 위한 도면.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 시스템에서 채널 추정 방법을 설명하기 위한 도면.
도 7 내지 도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 성능을 설명하기 위한 도면.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 MIMO-OFDMA 통신 시스템의 기저 대역 송신기 구조를 설명하기 위한 도면.
도 11a 및 도 11b는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 OFDMA 통신 시스템의 프레임 구조의 예를 설명하기 위한 도면.
도 12 내지 도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 채널 및 간섭 추정 장치를 설명하기 위한 도면.
도 15는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 채널 및 간섭 추정 방법을 설명하기 위한 도면.
도 16 내지 도 21은 본 발명의 채널 및 간섭 추정 방법의 성능을 설명하기 위한 도면.

Claims (10)

  1. 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,
    기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하는 과정과,
    상기 추정된 초기 채널을 이용하여 상기 수신 신호의 채널을 보상하는 과정과,
    상기 보상된 채널에 따라 데이터 심벌을 복조 및 변조하여 임시의 데이터 심벌을 생성하는 과정과,
    상기 생성된 임시 데이터 심벌을 이용하여 최종 채널을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 초기 및 최종 채널을 추정하는 과정은
    LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 과정과,
    DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.
  3. 무선 통신 시스템의 채널 추정 장치에 있어서,
    추정된 채널에 따라 수신 신호의 채널을 보상하는 등화기;
    상기 보상된 채널에 따라 데이터 심벌을 복조 및 변조하여 임시의 데이터 심벌을 생성하는 복조 및 변조기; 및
    기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하고, 상기 임시의 데이터 심벌을 이용하여 최종 채널을 추정하는 채널추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 채널추정기는
    LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 LS채널추정기; 및
    DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 장치.
  5. 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법에 있어서,
    미모 시스템에서 기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하는 과정과,
    상기 추정된 초기 채널과 상기 기준 심벌을 이용하여 초기 간섭을 추정하는 과정과,
    상기 추정한 초기 채널에 따라 상기 수신 신호의 채널을 보상하고, 상기 추정한 초기 간섭에 따라 상기 수신 신호의 간섭을 제거하여 임시의 데이터 심벌을 검출하는 과정과,
    상기 검출된 임시 데이터 심벌을 이용하여 최종 채널을 추정하는 과정과,
    상기 검출된 임시 데이터 심벌 및 상기 추정한 최종 채널을 이용하여 최종 간섭을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 초기 및 최종 채널을 추정하는 과정은
    LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 과정과,
    DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 초기 및 최종 간섭을 추정하는 과정은
    임시 간섭(instantaneous SCM)을 추정하는 과정과,
    LPS(Low-pass Smoothing) 기법에 따라 간섭을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 방법.
  8. 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치에 있어서,
    초기 추정된 채널에 따라 수신 신호의 채널을 보상하고 초기 추정된 간섭에 따라 수신 신호의 간섭을 제거하는 등화기;
    상기 채널 보상 및 상기 간섭 제거가 이루어진 수신 신호에서 임시 데이터 심벌을 검출하는 검출기;
    기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 채널을 추정하고, 상기 임시의 데이터 심벌을 더 이용하여 최종 채널을 추정하는 채널추정기; 및
    기준 심벌 및 데이터 심벌을 포함하는 수신 신호의 기준 심벌을 이용하여 초기 간섭을 추정하고, 상기 추정한 최종 채널 및 상기 임시의 데이터 심벌을 더 이용하여 최종 간섭을 추정하는 간섭추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 채널추정기는
    LS(Least Square) 추정 기법에 따라 주파수 영역에서 채널을 추정하는 LS채널추정기; 및
    DFT(Discrete Fourier Transform) 기반의 채널 추정 기법에 따라 시간 영역에서 채널을 추정하는 DFT기반채널추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 간섭추정기는
    임시 간섭을 추정하는 임시간섭추정기; 및
    LPS 기법에 따라 간섭을 추정하는 LPS간섭추정기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 및 간섭 추정 장치.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101313862B1 (ko) * 2013-05-28 2013-09-30 지씨티 세미컨덕터 인코포레이티드 Mimo 수신기에 사용되는 간섭 제거기, mimo 수신기에서 간섭을 제거하는 방법 및 mimo 수신기
KR20160073656A (ko) * 2014-12-17 2016-06-27 한국교통대학교산학협력단 시간과 주파수 영역 채널 추정 방법 및 이를 이용하는 추정 시스템
KR20210081509A (ko) * 2019-12-23 2021-07-02 한국교통대학교산학협력단 채널 시간-주파수 가중합을 이용한 적응적 채널 추정장치

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