KR20070065375A - 펄스폭 변조 장치 - Google Patents

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KR20070065375A
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페트루스 에이 씨 엠 누이즈텐
루첸 두퍼
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

아날로그 또는 디지털 입력 신호를 펄스폭 변조하는 장치가 제공된다. 펄스폭 변조에서 발생된 비선형 왜곡은, 역으로 된 에러를 갖는 신호를 펄스폭 변조기에 인가함으로써 사전보상된다. 역으로 된 에러를 갖는 신호는, 입력 신호를 수신하며, 그 출력 신호가 입력 신호의 2배로부터 감산되는 다른 펄스폭 변조기에 의해 생성된다. 본 장치는, 예를 들면, 클래스 D 오디오 증폭기를 구동하는데 이용될 수 있다.

Description

펄스폭 변조 장치{ARRANGEMENT FOR PULSE-WIDTH MODULATING AN INPUT SIGNAL}
본 발명은 입력 신호를 펄스폭 변조하는 장치에 관한 것으로서, 상기 장치는 펄스폭 변조기와, 펄스폭 변조기에 대한 입력 리드에 접속되어 상기 펄스폭 변조기의 비선형 에러를 사전보상하는 사전보상 수단을 포함한다. 그러한 장치는 M. O. J. Hawksford에 의한 "Dynamic Model-Based Linearization of Quantized Pulse-Width Modulation for Applications in Digital-to-Analog Conversion and Digital Power Amplifier Systems"란 제목의 논문(Journal of Audio Engineering Society, Vol. 40, April 1992, pp. 235-252)으로부터 알려져 있다.
이러한 장치는, 예를 들면, 클래스 D 오디오 전력 증폭기를 구동하는데 이용될 수 있다. 클래스 D 기법은, 현대식의 다채널 오디오 시스템을 설계하기에 충분히 작은 고전력 오디오 증폭기를 가능하게 한다. 입력 신호는 펄스폭 변조기로 전달되고, 펄스폭 변조기에서, 신호는 최고 오디오 주파수보다 실질적으로 높은 스위칭 주파수로 2 레벨 펄스폭 변조 신호(레벨 0 및 1을 가짐) 또는 3 레벨 펄스폭 변조 신호(레벨 -1, 0, 1을 가짐)로 변환된다. 펄스폭 변조 신호는, 확성기로부터 높은 스위칭 주파수 신호 성분을 실질적으로 제거하는 LC 필터를 통해 확성기를 구동하는 C-MOS 스위치를 구동할 수 있다. 클래스 D 증폭기는, 스위치 및 LC 필터에서의 전력 손실이 비교적 작기 때문에, 높은 전력 효율성을 갖는다.
그러나, 펄스폭 변조는 본래부터, 특히 보다 높은 변조 지수에 대해 비선형 동작이며, 펄스폭 변조 출력 신호는 비선형 왜곡을 겪는다는 문제점이 있다. 이러한 비선형성은, 각각의 개별적인 펄스의 주파수 스펙트럼이, 펄스폭의 함수로서 동적으로 변경된다는 사실에 기인한 것이다. 모든 펄스들에 걸친 차후의 합산은, 비선형성의 원인인 동적 스펙트럼 변조를 초래한다. 위에서 식별된 논문은 펄스폭 변조기의 입력 데이터를, 계수가 입력 데이터로 시프트되는 유한 임펄스 응답 필터에 의해 처리되도록 함으로써, 펄스폭 변조기의 비선형 왜곡을 사전보상하고자 한다. 이것은 매우 복잡한 실현을 초래하며, 비선형 왜곡은 단지 약 10 dB 만큼만 감소된다.
본 발명은 덜 복잡하고 보다 효율적인 구현으로, 펄스폭 변조기의 비선형 왜곡을 사전보상하고자 하며, 따라서, 본 발명에 따른 장치는 사전보상 수단이 처음에 언급한 펄스폭 변조기와 실질적으로 동일하고, 입력 신호를 수신하도록 접속되는 다른 펄스폭 변조기와, 입력 신호의 기저 대역 주파수에 대해, 입력 신호의 2배로부터 다른 펄스폭 변조기의 출력을 감산하는 감산 수단과, 감산 수단의 출력을 처음에 언급한 펄스폭 변조기의 입력에 공급하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 기본적인 사상은, 입력 신호 S가 처음에 펄스폭 변조기로 인가되어, 관심 주파수 대역에 대해, 입력 신호와 동일한 깨끗한 부분 S 및 펄스폭 변조기에 의해 신호에 추가되는 에러 신호 ε으로 이루어지는 왜곡된 출력 신호 S+ε을 생성한다는 것이다. 감산 수단은 이러한 신호 S+ε을 입력 신호의 2배(2S)로부터 감산하여, 원래의 왜곡의 역으로 왜곡되는 왜곡 신호 S-ε이 얻어지도록 한다. 이러한 왜곡 신호는 다시 펄스폭 변조를 겪게 되고, 이러한 펄스폭 변조의 에러 신호 ε은, 그의 입력 신호의 반전된 에러에 대하여 실질적으로 소거된다.
본 발명은 디지털 입력 신호 및 디지털 펄스폭 변조기 뿐만 아니라, 아날로그 입력 신호 및 아날로그 펄스폭 변조기에 적용될 수 있다. 아날로그 구현에서, 펄스폭 변조기의 비선형성은, 신호의 변조 지수가 약 95% 이상인 때에 명백해진다. 그것과 대비하여, 디지털 펄스폭 변조기의 비선형성은, 훨씬 낮은 변조 지수에서 명백해진다.
디지털 펄스폭 변조기는 디지털 코딩된 입력 신호의 각각의 n비트 워드를 복수의 2n 1비트 샘플들로 변환할 수 있으며, 그러한 복수의 2n 1비트 샘플들의 입력 신호에 의존적인 연속하는 수는 하나의 비트 값을 갖는 반면, 또한 연속적인 샘플들의 나머지는 다른 비트 값을 가짐을 주지할 수 있다. 따라서, 복수의 2n 샘플들은 2n개의 가능한 플랭크 위치를 갖는 폭변조된 펄스를 나타낸다.
본 발명의 다른 목적은 디지털 코딩된 입력 신호를 펄스폭 변조하는 장치를 제공하는 것으로서, 그러한 장치는 특히, 상기 펄스폭 변조기들 둘다 디지털 펄스 폭 변조기이고, 그것의 출력 신호는 입력 신호보다 큰 샘플링 비율을 가지며, 상기 다른 펄스폭 변조기의 출력 신호는 샘플링 비율을 디지털 코딩된 입력 신호의 샘플링 비율로 감소시키는 데시메이터(decimator)에 의해 처리된다. 반면, 처음에 언급한 디지털 펄스폭 변조기의 출력은 (직접적으로 또는 DA 변환기를 통해) 장치의 출력으로 인가되고, 다른 디지털 펄스폭 변조기의 출력은, 다수-비트 입력 신호 워드와의 결합을 위해 2n 샘플을 단일의 다수-비트 워드로 변환하는 데시메이터에 인가된다. 즉, 하나의 다수-비트 입력 샘플은 출력 신호에서 복수의 1비트 샘플들을 초래하기 때문에, 다른 펄스폭 변조기의 디지털 출력 신호는, 왜곡 신호 S-ε을 구성하기 위한 입력 신호의 2배와의 결합 이전에, 데시메이터에 인가되어, 이러한 출력 신호의 샘플링 비율이 입력 신호의 샘플링 비율과 동일하게 되도록 한다.
때때로, 디지털 코딩된 (오디오) 입력 신호는 전술한 바와 같은 디지털 펄스폭 변조기에 대한 직접적인 인가를 위해, 너무 낮은 샘플링 비율 및 너무 큰 워드 길이를 갖는다. 입력 신호의 샘플링 비율은 때때로 최고 기저 대역 주파수의 2배보다 단지 조금 크며, 폭변조된 출력 펄스의 비율은 최고 기저 대역 주파수보다 큰 배수가 되어야 한다. 이러한 이유로 인해, 디지털 입력 신호는, 다른 펄스폭 변조기에 대한 인가 이전에, 보간기(업-샘플러)에 의해 처리되어, 샘플링 비율이 증가된다.
(업-샘플링된) 입력 신호가 펄스폭 변조기에 직접 인가된다면, 큰 워드 길이의 신호는, 변조기의 출력 신호의 너무 많은 가능한 플랭크 위치를 초래할 것이다. 따라서, 펄스폭 변조기에 대한 입력 리드에 다수-비트 디지털 잡음 성형기(Σ△-변조기)를 삽입하는 것이 통상적인 관례이다. 이러한 잡음 성형기는 신호의 워드 길이를 실질적으로 감소시키며, 그와 동시에, 워드 길이 감소에 있어서 본질적인 양자화 잡음은, 관심 주파수 대역 밖의 보다 높은 주파수로 성형된다. 잡음 성형기가 처음에 언급한 디지털 펄스폭 변조기에 선행하는 본 발명의 장치는, 처음에 언급한 디지털 성형기와 실질적으로 동일한 다른 디지털 잡음 성형기가 다른 디지털 펄스폭 변조기에 선행하는 것을 또한 특징으로 한다. 이러한 방식으로, 제 1 잡음 성형기과 처음에 언급한 펄스폭 변조기의 결합은, 기저 대역에서 다른 잡음 성형기와 다른 펄스폭 변조기의 결합에 의해 생성된 에러 신호와 실질적으로 동일한 에러 신호를 생성한다는 것이 확인된다.
이제, 첨부 도면을 참조하여 본 발명을 기술할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른, 아날로그 신호를 펄스폭 변조하는 장치이다.
도 2는 본 발명에 따른, 디지털 신호를 펄스폭 변조하는 장치이다.
도 3은 본 발명에 따른, 디지털 신호를 펄스폭 변조하는 제 2 장치이다.
도 4는 도 3에 도시된 장치를 갖는 본 발명의 이점을 도시하는 스펙트럼 그래프이다.
도 1의 장치는 현 기술의 아날로그 펄스폭 변조기(1)를 포함하며, 펄스폭 변조기(1)는 아날로그 입력 신호에 대한 입력 단자(2), 클록 펄스 C1을 수신하기 위한 클록 펄스 입력(3) 및 입력 신호의 레벨에 따라 변하는 균일한 클록 제어 펄스 주파수 및 펄스폭을 갖는 펄스열을 전달하기 위한 출력 단자(4)를 갖는다. 펄스 주파수는 입력 신호의 최고 주파수보다 실질적으로 더 높다. 예를 들어, 50 - 20000 Hz의 오디오 신호의 경우, 펄스 주파수는 300 kHz 내지 10 MHz일 수 있다. 출력 단자(4)에서의 펄스폭 변조 신호는 현 기술의 클래스 D 전력 출력 증폭기(5)를 구동하는데 이용된다. 전력 출력 펄스는 인덕터(6) 및 캐패시터(7)를 포함하는 LC 저역 통과 필터에 인가되며, 그렇게 저역 통과 필터링된 신호는 확성기(8)를 구동한다.
펄스폭 변조기(1)의 저주파수 내용의 출력 신호는, 이러한 변조기의 입력 신호와 가능한 한 동일해야 한다. 그러나, 본 출원의 서론부에서 언급한 바와 같이, 펄스폭 변조기는 본래부터, 특히 입력 신호의 보다 높은 변조 지수에서 제 2 및 제 3 고조파 왜곡과 같은 비선형 왜곡을 초래하는 비선형 소자이다. 따라서, 펄스폭 변조기(1)의 입력 신호가 Sa로 표기될 때, 변조기의 저주파수 내용의 출력 펄스열은 Sa+ε으로 표기될 수 있으며, 여기서, ε은 변조기(1)에 의해 초래된 왜곡을 나타낸다.
이러한 왜곡을 감소시키기 위해, 입력 신호 Sa는 펄스폭 변조기(1)의 입력 단자에는 인가되지 않으며, 다른 펄스폭 변조기(9)의 입력 단자에 인가된다. 이러한 다른 펄스폭 변조기는 클록 펄스 C1을 수신하는 클록 펄스 입력(11) 및 폭변조된 펄스의 열을 전달하기 위한 출력 단자(12)를 또한 가지며, 구성에 있어서 펄스폭 변조기(1)와 가능한 한 합리적으로 동일하다. 그 결과, 저주파수 내용의 출력 펄스는 Sa+ε인데, 즉, 입력 신호 Sa가 그 입력에 인가되는 경우, 펄스폭 변조기(1)의 출력 신호와 실질적으로 동일하다.
펄스폭 변조기(9)의 출력 신호 Sa+ε은, 기저 대역 신호 Sa+ε은 실질적으로 비변경된 채로 유지하지만, 신호의 맥동 특성은 제거하는 저역 통과 필터(9a)를 통해, 감산기(13)로 인가되어, 입력 신호 Sa로부터 감산됨으로써, 감산기의 출력에서 변조기(9)의 출력 신호에서의 왜곡에 대하여 분리되고 역으로 된 왜곡 -ε이 나타나도록 한다. 차후에, 이러한 분리되고 역으로 된 왜곡은 가산기(14)에서 입력 신호 Sa와 가산되어, 역으로 된 왜곡 Sa-ε을 갖는 입력 신호가 얻어지고, 마지막으로 이러한 왜곡 신호는 펄스폭 변조기(1)의 입력 단자(2)에 인가된다. 이러한 신호에서, 신호 성분 Sa는 왜곡 성분 -ε에 대해 우세하기 때문에, 펄스폭 변조기(1)는 그의 입력 신호에서 역으로 된 왜곡 -ε에 대하여 소거되는 왜곡 ε을 실질적으로 생성함으로써, 펄스폭 변조기(1)의 출력에서 실질적으로 감소된 왜곡을 갖는 신호가 초래되도록 할 것이다. 즉, 다른 펄스폭 변조기(9) 및 감산 수단(13, 14)은, 펄스폭 변조기(1)에 의해 생성된 왜곡을 실질적으로 사전보상하는 왜곡을 생성한다.
대안적으로, 감산기(13)는 펄스폭 변조기(9)의 출력 신호 Sa+ε으로부터 입력 신호 Sa를 감산하여, 분리되지만 역으로 되지 않은 에러 신호 ε을 생성하며, 가산기(14) 대신에 제 2 감산기를 이용하여 입력 신호 Sa로부터 에러 신호 ε을 감산함으로써 신호 Sa-ε을 생성할 수 있음을 주지할 수 있다. 또한, 가산기(14)는, 감산기(13)가 입력 신호의 2배(2Sa)를 수신하는 경우, 불필요해질 수 있음을 주지할 수 있다. 그러나, 이것은 감산기(13)의 + 입력에 대한 입력 리드에 계수 2를 갖는 아날로그 증폭기를 도입함을 의미할 것이며, 그것은 추가적인 비선형 왜곡의 위험을 초래한다.
도 2의 장치는 디지털 펄스폭 변조기(15)를 포함하며, 디지털 코딩된 입력 신호 Sd를 변환하기 위한 것이다. 다른 디지털 펄스폭 변조기(16)는 변조기(15)에 의해 초래된 비선형 왜곡을 감소시킨다. 왜곡 감소의 원리는, 아날로그 신호에 대해 도 1과 관련하여 설명된 것과 동일하다. 도 2의 장치에서 얻어진 왜곡 감소는, 디지털 펄스폭 변조기에서의 비선형 왜곡이 아날로그 펄스폭 변조기에서의 비선형 왜곡보다 크기 때문에, 더욱 필요한 것이다. 또한, 디지털 펄스폭 변조 장치에서, 보상될 더 많은 왜곡이 존재하기 때문에, 그러한 왜곡 감소는 더 효율적이다. 더욱이, 디지털 구현에서, 신호 동작은 정확하게 정의되고, 따라서, 보다 쉽게 동일하게 만들 수 있다.
샘플링 비율 fu 및 워드 길이 n을 갖는 디지털 코딩된 입력 신호 Sd가, 다른 디지털 펄스폭 변조기(16)의 입력(17)에 인가된다. 펄스폭 변조기(16)는 각각의 n비트 입력 워드를 2n 1비트 샘플들의 고정된 열로 변환하여, 출력 신호의 샘플링 비율이 2n.fu가 되도록 한다. 2n 1비트 샘플들의 각각의 그러한 열은 하나의 값(예를 들면, "1")의 연속적인 샘플 세트를 포함하며, 그것의 수는 n비트 입력 워드의 값과 동일하다. 2n 펄스의 열의 나머지 샘플들 또한 연속적이며, 다른 값("0")을 갖는다. 동일한 것이 디지털 펄스폭 변조기(15)의 출력에 적용된다.
샘플링 비율 2n.fu를 갖는 펄스폭 변조기(16)의 출력 펄스는, 샘플링 비율을 입력 신호 Sd의 샘플링 비율 fu로 감소시키는 데시메이터(19)로 인가된다. 데시메이터(19)는 보다 높은 주파수의 신호가 (오디오) 기저 대역내로 폴드 백(fold back)되는 것을 방지하는 저역 통과 필터 섹션 및 원하지 않는 샘플을 실제로 삭제하는 섹션을 포함한다. 데시메이터의 출력 신호는 샘플링 비율 fu의 디지털 코딩된 다수-비트 신호이다. 이것의 기저 대역 신호는 Sd+ε으로 표현될 수 있으며, 여기서, ε은 펄스폭 변조기(16)에 의해 초래된 기저 대역 왜곡을 나타낸다.
입력 신호 Sd는 승산기(20)에서 2로 승산된다. 도 2의 장치의 디지털 구현에서, 이것은 신호의 각각의 디지털 워드를, 하나의 최하위 0 비트만큼 증가시킴으로써, 간단하고 정확하게 수행된다. 차후에, 샘플링 비율 fu를 갖는 출력 신호 Sd+ε은 감산기(21)에서 승산기(20)의 출력 신호 2.Sd로부터 감산되며, 이러한 감산의 결과, 즉, 2.Sd-(Sd+ε)= Sd-ε은 펄스폭 변조기(15)의 입력(25)에 인가된다. 도 1을 참조하여 이미 설명한 바와 같이, 펄스폭 변조기(15)내에서 생성된 왜곡은, 펄스폭 변조기(15)의 입력 신호에서의 역으로 된 왜곡에 의해 실질적으로 사전보상된다.
이하의 단락은 도 3에 도시된 장치를 기술한다. 이 도면에서, 도 2의 요소들에 대응하는 요소들에는 동일한 참조 번호가 주어진다.
도 2의 장치에서, 출력(18)에서의 펄스폭 변조된 펄스의 비율 fu는 입력(17)에 인가된 디지털 코딩된 입력 신호 Sd의 샘플링 비율과 동일하다. 때때로, 사실상 변조될 신호의 샘플링 비율은 최고 신호 주파수의 2배보다 단지 약간만 크며, 그것은 펄스폭 변조된 출력 신호의 펄스 비율에 대해 너무 작은 것이다. 예를 들어, 오디오 응용의 경우, 샘플링 비율 fu는 때때로 44.1 kHz이고, 펄스폭 변조된 출력 신호의 펄스 비율은 2.5 MHz보다 커야 한다. 도 3의 장치에서, 이것은 장치의 입력 리드에 업-샘플러(22)를 삽입함으로써 해결된다. 오디오 응용의 경우, 업-샘플링 비율은, 예를 들면, 16과 동일할 수 있으며, 16 x 44.1 kHz = 705.6 kHz의 업-샘플링 비율 fu를 제공한다.
도 2의 장치의 다른 제약은, 입력 신호의 워드 길이 n이, 출력에서의 하나의 폭변조된 펄스를 형성하는 1비트 샘플들 2n의 수를 결정하며, 이것은 때때로 너무 높은 값을 제공한다는 것이다. 20비트의 통상적인 오디오 워드 길이인 경우, 하나의 단일 출력 펄스를 형성하는 1비트 샘플들의 수는 220=1048576일 것이다. 이러한 문제점을 해결하는 표준 방법은, 펄스폭 변조기(15) 앞에 다수-비트 Σ△-변조기(23)를 이용하는 것이다. 그리고, 본 발명에 따르면, 동일한 다수-비트 Σ△-변조기(24)가 펄스폭 변조기(16) 앞에 위치된다. 이들 Σ△-변조기는 예를 들면, 20비트의 입력 워드 길이를 예를 들면, n=6비트의 출력 워드 길이로 변환하는 워드 길이 감소기로서 동작하여, 출력 신호의 하나의 펄스를 형성하는 샘플들의 수 2n이 합리적인 값 2n=64로 감소되도록 한다. 잘 알려져 있는 바와 같이, 워드 길이 감소를 위해 Σ△-변조기를 이용하는 것의 이점은, 워드 길이 감소에 본질적인 양자화 잡음이, 관심 주파수 대역을 초과하는 보다 높은 주파수로 성형된다는 것이다.
전술한 바와 같이, 펄스폭 변조기(15, 16)는 바람직하게 서로 정확히 동일하게 만들어지며, 동일한 것이 잡음 성형기(Σ△-변조기)(23, 24)에 적용되어, 에러 사전보상이 가능한 한 효율적으로 되도록 한다. 동일한 이유로, 도 3의 장치는 잡음 성형기(24), 펄스폭 변조기(16) 및 데시메이터(19)의 지연을 보상하는 디지털 지연(26)을 포함한다. 유사한 지연이 도 2에서 승산기(20)의 입력 리드 또는 출력 리드에 삽입되어, 펄스폭 변조기(16) 및 데시메이터(19)의 지연을 보상할 수 있다.
도 4는 1.3 kHz의 디지털 코딩된 정현 입력 신호가 도 3의 장치에 인가된 경우의, 본 발명에 따른 장치의 유효성을 도시하는 소정의 스펙트럼 그래프를 도시한다.
도 4a는 깨끗한 입력 신호 Sd의 스펙트럼을 도시한다.
도 4b는 깨끗한 입력 신호 Sd가 잡음 성형기(23)의 입력에 인가된 경우, 잡음 성형기(23)의 출력 신호의 스펙트럼을 도시한다. 보다 높은 주파수로 성형되는 양자화 잡음을 명확하게 볼 수 있다. 오디오 주파수 대역에서의 신호대 잡음비는 약 100.3 dB이다.
도 4c는 다시 깨끗한 입력 신호 Sd가 잡음 성형기(23)의 입력에 인가되어, 사전보상이 적용되지 않는 경우, 펄스폭 변조기(15)의 출력 신호의 스펙트럼을 도시한다. 비선형 펄스폭 변조로 인해, 큰 신호 저하가 존재한다. 특히, 제 2 및 제 3 고조파 왜곡을 명확하게 볼 수 있다. 오디오 주파수 대역에서의 전체 고조파 왜곡은 -43.8 dB로 증가된다.
도 4d는 깨끗한 입력 신호 Sd가 잡음 성형기(24)의 입력에 인가된 경우, 펄스폭 변조기(15)의 출력 신호의 스펙트럼을 도시한다. 이 경우, 사전보상이 이용된다. 비선형 왜곡, 특히 제 2 고조파 왜곡이 크게 감소된다. 이제, 오디오 주파수 대역에서의 전체 고조파 왜곡은 -78.2 dB이다.
도면에서 도시되고, 위에서 기술된 본 발명의 실시예는 예시적인 것이며, 본 발명을 제한하기 위한 것은 아니다. 당업자라면, 첨부된 특허 청구 범위에 정의된 바와 같은 본 발명의 영역을 벗어나지 않고서도, 이들 실시예에 대한 다양한 변경이 가능할 것이다. 예를 들어, 도 1에서, 저역 통과 필터(9a)는 펄스폭 변조기의 출력 리드(12) 대신에, 감산기(13)의 출력 리드 또는 가산기(14)의 출력 리드에 위치될 수 있다. 또한, 도 3에서, 감산기(21)의 + 입력에 대한 신호는, 저역 통과 필터를 이용하여 이러한 신호에 존재하는 고주파수 양자화 잡음을 감소시키는 경우, 전체적으로 또는 부분적으로 잡음 성형기(24)의 출력으로부터 취해질 수 있다.

Claims (3)

  1. 입력 신호를 펄스폭 변조하는 장치에 있어서,
    펄스폭 변조기(1, 15)와, 상기 펄스폭 변조기에 대한 입력 리드에 접속되어 상기 펄스폭 변조기의 비선형 에러를 사전보상하는 사전보상 수단을 포함하되,
    상기 사전보상 수단은 처음에 언급한 상기 펄스폭 변조기(1, 15)와 실질적으로 동일하며 상기 입력 신호를 수신하도록 접속되는 다른 펄스폭 변조기(9, 16)와, 상기 입력 신호의 기저 대역 주파수에 대해, 상기 입력 신호의 2배로부터 상기 다른 펄스폭 변조기의 출력을 감산하는 감산 수단(13-13, 20-21)과, 상기 감산 수단의 출력을 처음에 언급한 상기 펄스폭 변조기(1, 15)의 입력(2, 25)에 공급하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는
    펄스폭 변조 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    디지털 코딩된 입력 신호를 펄스폭 변조하기 위해,
    상기 펄스폭 변조기(15, 16) 둘다 디지털 펄스폭 변조기이고, 그것의 출력 신호는 상기 입력 신호의 샘플링 비율보다 큰 샘플링 비율을 가지며, 상기 다른 펄스폭 변조기의 출력 신호는, 상기 샘플링 비율을 상기 디지털 코딩된 입력 신호의 샘플링 비율로 감소시키는 데시메이터(decimator)(19)에 의해 처리되는 것을 특징 으로 하는 펄스폭 변조 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    다수-비트 디지털 잡음 성형기(23)가 처음에 언급한 상기 디지털 펄스폭 변조기(15)에 선행하며,
    처음에 언급한 상기 디지털 잡음 성형기와 실질적으로 동일한 다른 다수-비트 디지털 잡음 성형기(24)가 상기 다른 디지털 펄스폭 변조기(16)에 선행하는 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 장치.
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