JP2011029787A - 信号処理装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非線形処理で生じる高調波の折り返しノイズを低減する。
【解決手段】信号処理装置１００は、サンプリング周波数ＦｓでサンプリングされたＰＣＭデータＤｉｎにオーバーサンプリング処理を施すオーバーサンプリング回路２０と、補間処理によってサンプリング周波数を１２８Ｆｓまで高める補間回路３０と、補間回路３０の出力信号にスライス処理を施すスライス回路４０と、ノイズシェーパ５０と、ＰＷＭ回路６０とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、Ｄ級増幅器の前段の非線形処理で生じる高調波の折り返しノイズを低減する技術に関する。

Ｄ級増幅器は、入力信号に応じてパルス幅やパルスの時間密度が変調された２値の出力信号を生成する。入力信号のレベルが所定範囲を超えると、Ｄ級増幅器の出力信号が歪む。そこで、特許文献１には入力信号のレベルを制限する振幅制限回路を設ける技術が開示されている。

特開２００７−１２４６２５号公報(請求項１及び２)

しかしながら、振幅制限回路で振幅が制限されると高調波成分が発生する。例えば、図６に示すように入力信号ＩＮを第１レベルＬ１と第２レベルＬ２とで制限を掛けると、振幅制限された波形には丸で囲む部分に角ができてしまう。このような角には高調波成分が多く含まれる。この高調波成分は、サンプリング周波数で折り返り、可聴帯域に折り返しノイズとして混入し、異音として再生されることがあるといった不都合があった。

本発明は、以上の事情に鑑みてなされたものであり、スライサやクリッパーといった非線形処理で生じる高調波の折り返しノイズを低減することを解決課題とする。

以上の課題を解決するために、本発明に係る信号処理装置は、アナログ信号を第１の周波数でサンプリングして第１デジタル信号に変換するサンプリング手段と、前記第１デジタル信号のサンプリング周波数を前記第１の周波数から前記第１の周波数よりも高い第２の周波数に変換して第２デジタル信号を出力する周波数変換手段と、前記第２デジタル信号に非線形処理を施して第３デジタル信号を出力する非線形処理手段と、前記第３デジタル信号に基づいてパルス幅変調を施して出力信号を生成するパルス幅変調手段と、を備えたことを特徴とする。

非線形処理では、信号の基本波周波数に対する高調波周波数に歪成分が発生する。基本波周波数は可聴帯域内の周波数であり、周波数が高くなるにつれ歪成分は次第に減衰する。但し、歪成分はナイキスト周波数で折り返す。仮に、周波数変換する前に非線形処理を施すと、サンプリング周波数の１／２の周波数で折り返すため、可聴帯域に折り返しノイズが発生する。これに対して、本発明では、周波数変換手段によって第１の周波数から第２の周波数へ周波数変換した後に、非線形処理を施す。したがって、折り返しノイズが可聴帯域内に混入するのを抑圧することができる。
なお、非線形処理としては、スライス処理やクリップ処理などの振幅を制限する処理が含まれる。

ここで、周波数変換手段は、サンプリング周波数を変換できるのであれば、どのような手法を用いてもよい。例えば、前記周波数変換手段は、前記第１デジタル信号をオーバーサンプリングして前記第２デジタル信号を生成するオーバーサンプリング部を備えても良いし、あるいは、前記周波数変換手段は、前記第１デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング部と、前記オーバーサンプリング部の出力信号に補間処理を施して前記第２デジタル信号を出力する補間部とを備えるものであってもよい。
オーバーサンプリングは、サンプリング定理による折り返しノイズを可聴帯域外の高周波領域にシフトさせて、ＳＮ比を改善するために実行されるところ、本発明によれば、オーバーサンプリングのための周波数変換と、非線形処理の折り返しノイズを低減するための周波数変換を兼用することができる。よって構成を簡素化することができる。

上述した信号処理装置において、前記パルス幅変調手段は、前記第２デジタル信号にノイズシェーピング処理を施すノイズシェーピング部と、前記ノイズシェーピング部の出力信号にパルス幅変調を施してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調部とを備えることが好ましい。ノイズシェーピング処理によって、可聴帯域内の量子化ノイズを可聴帯域外の高周波領域にシフトさせることができる。

上述した信号処理装置において、前記パルス幅変調手段は、可聴帯域と比較してパルス幅変調のキャリア周波数におけるゲインが小さくなる周波数特性を有するフィルタ部と、 ノイズシェーピング処理を施すノイズシェーピング部と、デジタル的にパルス幅変調を施してパルス幅変調信号を生成するデジタルパルス幅変調部とを備え、前記第２デジタル信号を前記フィルタ部に供給し、前記フィルタ部の出力信号を前記ノーズシェーピング部に供給し、前記ノーズシェーピング部の出力信号を前記デジタルパルス幅変調部に供給するか、又は、前記第２デジタル信号を前記ノーズシェーピング部に供給し、前記ノーズシェーピング部の出力信号を前記フィルタ部に供給し、前記フィルタ部の出力信号を前記デジタルパルス幅変調部に供給する、ことが好ましい。

パルス幅変調部は、キャリア周波数でノイズシェーピング部の出力信号をパルス幅変調するところ、出力信号に非線形処理に伴う歪成分が重畳していると、キャリア周波数近傍の歪成分がキャリア周波数で混変調を起す。これによって、可聴帯域にノイズが発生する。この発明によれば、フィルタ部はキャリア周波数のゲインが小さいので、非線形処理に伴う歪成分を低減することができる。また、フィルタ部はパルス幅変調がなされる前に、キャリア周波数近傍の非線形処理に伴う歪成分を抑圧すればよいので、フィルタ部→ノーズシェーピング部→デジタルパルス幅変調部の順に構成してもよいし、ノーズシェーピング部→フィルタ部→デジタルパルス幅変調部の順に構成してもよい。
なお、フィルタ部はローパスフィルタで構成してもよいし、あるいは、中心周波数がキャリア周波数となるトラップフィルタで構成してもよい。

また、上述した信号処理装置において、前記デジタルパルス幅変調部の替わりに、デジタル信号からアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、前記ＤＡ変換部の出力信号にアナログ的にパルス幅変調を施してパルス幅変調信号を生成するアナログパルス幅変調部とを備えるものであってよい。すなわち、パルス幅変調はデジタル的に行ってもよいし、あるいはアナログ的に行ってもよい。

本発明の第１実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。 周波数Ｆｓでスライス処理を実行した場合に発生する歪の周波数成分を示す説明図である。 周波数１２８Ｆｓでスライス処理を実行した場合に発生する歪の周波数成分を示す説明図である。 本発明の第２実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ回路から出力されるスライス処理で発生する歪の周波数成分を示す説明図である。 スライス処理における高調波歪を説明するための波形図である。

＜１．第１実施形態＞
次に、本願に好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する実施形態は、処理系統は１系統であるが、同様の処理系統を設けて、ＬチャンネルおよびＲチャンネルに対応した信号処理装置としてもよい。

図１は、第１実施形態の信号処理装置１００の構成を示すブロック図である。本実施形態の信号処理装置１００は、オーディオインターフェース回路１０、オーバーサンプリング回路２０、補間回路３０、及びスライス回路４０を備える。
オーディオインターフェース回路１０は、外部から供給されるアナログ形式のオーディオ信号Ｖｉｎをサンプリング周波数ＦｓでサンプリングしてＰＣＭ形式のオーディオデータＤｉｎ（以下、単に「ＰＣＭデータ」という。）に変換する。この例においてサンプリング周波数Ｆｓは４８ＫＨｚである。さらに、オーディオインターフェース回路１０は、データ形式をシリアル形式からパラレル形式に変換したり、オーバーサンプリング回路２０へＰＣＭデータＤｉｎを受け渡すときのタイミングを調整する。なお、オーディオインターフェース回路１０からＡＤ変換の機能を分離して、その前段にＡＤ変換回路を設けてもよい。この場合には、オーディオインターフェース回路１０にサンプリング周波数ＦｓでサンプリングされたＰＣＭデータＤｉｎが供給され、オーディオインターフェース回路１０にてデータ形式の変換やタイミング調整が行われる。

オーバーサンプリング回路２０は、ＰＣＭデータＤｉｎにオーバーサンプリング処理を施して第１データＤ１を生成する。オーバーサンプリング回路２０は、所定倍（この例では４倍）のオーバーサンプリングフィルタにて構成されており、ナイキスト周波数を上げ、入力されたＰＣＭデータＤｉｎの量子化誤差ノイズのレベルを低下させるために用いる。
オーバーサンプリング回路２０は、ＦＩＲフィルタなどによって構成することができる。

補間回路３０は、第１データＤ１を補間してサンプリング周波数を１２８Ｆｓまで高めて、第２データＤ２を生成する。補間処理は例えば線形補間により行われる。この例では、サンプリング周波数を３２倍に高める。この場合には、第１データＤ１のあるサンプルと次のサンプルとの間を時間的に３２等分して、サンプル間に３１個のサンプルを線形で生成する。補間回路３０は、例えば、乗算器を用いること無く、ビットシフト回路と加算回路とで構成することができる。

ここで、オーバーサンプリング回路２０と補間回路３０は、ＰＣＭデータＤｉｎのサンプリング周波数を第１の周波数Ｆｓから第２の周波数１２８Ｆｓに変換する周波数変換手段として機能する。

次に、スライス回路４０は所定の振幅以上の信号レベルを一定にするスライス処理を施して出力データを生成する。これによって、後述するスピーカ９０に大振幅の信号が入力に供給されるのを防止できる。
次に、ノイズシェーパ５０は、パルス幅変調の語長が制限されることによりナイキスト周波数帯域全体で一様に分布している量子化誤差ノイズを可聴周波数帯域内において低減させるノイズシェーピング処理を実行して出力データを生成する。

次に、ＰＷＭ回路６０は、デジタル回路で構成しても良いし、あるいはアナログ回路で構成してもよい。但し、アナログ回路で構成する場合には、図示せぬＤＡ変換器を介してノイズシェーパ５０の出力データをアナログ信号に変換した後、ＰＷＭ回路６０に供給する。
ＰＷＭ回路６０には各種の方式があるが、例えば、入力信号とフィードバック信号とを合成した信号を積分して積分信号を出力する積分回路と、三角波信号を発生する三角波発生回路と、積分信号と三角波信号とを比較して、比較結果に基づいてパルス幅変調したパルス幅変調信号を生成するコンパレータと、パルス幅変調信号の高域周波数成分を減衰させてフィードバック信号として積分回路に供給するローパスフィルタを備えたものがある。この場合、三角波信号の基本周波数がキャリア周波数となる。

バッファアンプ７０は、ＰＷＭ回路６０の出力信号を増幅して、ローパスフィルタ８０に供給する。ローパスフィルタ８０は、可聴帯域より高域の周波数成分を除去してスピーカ９５に供給する。スピーカ９０は電気信号を音に変換して放音する。

次に、信号処理装置１００の特徴について説明する。信号処理装置１００では、スライス回路４０を、サンプリング周波数が１２８Ｆｓとなる補間回路３０の後段に配置してある。
仮にスライス回路４０をオーディオインターフェース回路１０とオーバーサンプリング回路２０との間に配置したとすれば、スライス回路４０は周波数Ｆｓで動作する。ＰＣＭデータＤｉｎにスライス処理を施すと、高調波成分が発生し、ナイキスト周波数Ｆｓ／２で高調波成分が折り返す。図２に、周波数Ｆｓでスライス処理を実行した場合に発生する歪の周波数成分を示す。同図において、周波数Ｆｓ／２以下の領域で、矢印を付したスペクトラムが折り返しの成分である。このように可聴帯域中にノイズが発生するのが問題となる。

これに対して、本実施形態では、スライサ回路４０を周波数１２８Ｆｓで動作させている。このため、折り返しの周波数は６４Ｆｓとなる。そのような高い周波数ではスライス処理に伴う歪の高調波成分も十分減衰している。したがって、可聴帯域中に発生する折り返しノイズを十分抑圧することができる。

図３に周波数１２８Ｆｓでスライス処理を実行した場合に発生する歪の周波数成分を示す。図２と比較すると明らかなように、周波数Ｆｓ／２での折り返しノイズは存在しない。但し、低周波数領域に点線で示すノイズ成分が若干発生する。このノイズ成分は、ＰＷＭ回路６０においてパルス幅変調を行う際に、キャリア周波数との混変調歪に起因する。即ち、キャリア周波数の近傍における歪の周波数とキャリア周波数との和と差の成分が混変調歪として発生するが、そのうち差の成分が低周波数領域に発生するのである。実際には差の成分が周波数「０」で折り返すなど、ノイズ成分の周波数は複雑である。
仮に、キャリア周波数が８Ｆｓであるとすれば、図３において点線で囲んだ周波数８Ｆｓの近傍のノイズ成分に起因して低周波領域において点線で示すノイズ成分が現れるのである。

＜２．第２実施形態＞
次に、第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る信号処理装置２００は、スライス回路４０とノイズシェーパ５０との間にローパスフィルタ４５を設けた点を除いて、第１実施形態の信号処理装置１００と同様に構成されている。

図４に第２実施形態に係る信号処理装置２００のブロック図を示す。このローパスフィルタ４５はＰＷＭ回路６０のキャリア周波数にける混変調を低減するために用いられる。図５に、ＰＷＭ回路６０から出力されるスライス処理で発生する歪の周波数成分を示す。混変調歪に起因するノイズが発生するのは、キャリア周波数付近にスライス処理に起因するノイズ成分がＰＷＭ回路５０の入力信号に重畳しているからである。

図５に、ＰＷＭ回路６０から出力されるスライス処理で発生する歪の周波数成分を示す。ローパスフィルタ４５は、図５に示すように、ゲインが周波数Ｆｓ／２から落ち始める減衰特性を有する（一点鎖線で図示）。このため、キャリア周波数を８Ｆｓとしたとき、キャリア周波数の近傍では、スライス処理で発生する歪が十分減衰している。このため、混変調歪に起因するノイズが低周波領域に発生しない。
よって、第２実施形態によれば、より一層、可聴帯域のノイズ成分を抑圧して、品質を向上させることができる。

＜３．変形例＞
本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下の変形が可能である。
（１）上述した実施形態では、信号処理によって高周波数に歪成分を発生させる要素として、スライス回路４０を想定したが、本発明はこれに限定されるものではなく、高周波数に歪成分を発生させる処理であれば、どのような処理であっても適用できる。すなわち、非線形処理を施す手段を有する場合に適用可能である。そのような非線形処理には、クリップ処理が含まれる。

（２）上述した第２実施形態においては、ローパスフィルタ４５を採用したが、本発明はこれに限定されるものではなく、要はパルス幅変調のキャリア周波数の近傍において可聴帯域よりも減衰率が大きな周波数特性を有するフィルタであればよい。ここで、キャリア周波数の近傍とは、混変調による可聴帯域へのノイズ成分の混入を考慮すると、キャリア周波数を中心として土２０ＫＨｚの範囲と考えることができる。このようなフィルタには、バンドパスフィルタの逆特性をした、いわゆるトラップフィルタが含まれる。

（３）上述した第２実施形態においては、ローパスフィルタ４５をスライス回路４０とノイズシェーパ５０との間に設けたが、本発明はこれに限定されるものではなく、歪の発生源であるスライス回路５０からＰＷＭ回路６０の間に設ければよい。このため、ノイズシェーパ５０とＰＷＭ回路６０の間にローパスフィルタ４５を設ければよい。

（４）上述した実施形態及び変形例において、においては、ローパスフィルタ４５をスライス回路４０とノイズシェーパ５０との間に設けたが、本発明はこれに限定されるものではなく、歪の発生源であるスライス回路５０からＰＷＭ回路６０の間に設ければよい。このため、ノイズシェーパ５０とＰＷＭ回路６０の間にローパスフィルタ４５を設ければよい。

１０……オーディオインターフェース回路、２０……オーバーサンプリング回路、３０……補間回路、４０……スライス回路、５０……ノイズシェーパ、４５……ローパスフィルタ、６０……ＰＷＭ回路、１００,２００……信号処理装置。

Claims (6)

1. 第１デジタル信号のサンプリング周波数を前記第１の周波数から前記第１の周波数よりも高い第２の周波数に変換して第２デジタル信号を出力する周波数変換手段と、
   前記第２デジタル信号に非線形処理を施して第３デジタル信号を出力する非線形処理手段と、
   前記第３デジタル信号に基づいてパルス幅変調を施して出力信号を生成するパルス幅変調手段と、
   を備えたことを特徴とする信号処理装置。
2. 前記周波数変換手段は、前記第１デジタル信号をオーバーサンプリングして前記第２デジタル信号を生成するオーバーサンプリング部を備えることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記周波数変換手段は、前記第１デジタル信号をオーバーサンプリングするオーバーサンプリング部と、前記オーバーサンプリング部の出力信号に補間処理を施して前記第２デジタル信号を出力する補間部とを備えることを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
4. 前記パルス幅変調手段は、
   前記第２デジタル信号にノイズシェーピング処理を施すノイズシェーピング部と、
   前記ノイズシェーピング部の出力信号にパルス幅変調を施してパルス幅変調信号を生成するデジタルパルス幅変調部とを備える、
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載の信号処理装置。
5. 前記パルス幅変調手段は、
   可聴帯域と比較してパルス幅変調のキャリア周波数におけるゲインが小さくなる周波数特性を有するフィルタ部と、
   ノイズシェーピング処理を施すノイズシェーピング部と
   デジタル的にパルス幅変調を施してパルス幅変調信号を生成するデジタルパルス幅変調部とを備え、
   前記第２デジタル信号を前記フィルタ部に供給し、前記フィルタ部の出力信号を前記ノーズシェーピング部に供給し、前記ノーズシェーピング部の出力信号を前記デジタルパルス幅変調部に供給するか、
   又は、前記第２デジタル信号を前記ノーズシェーピング部に供給し、前記ノーズシェーピング部の出力信号を前記フィルタ部に供給し、前記フィルタ部の出力信号を前記デジタルパルス幅変調部に供給する、
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載の信号処理装置。
6. 前記デジタルパルス幅変調部の替わりに、
   デジタル信号からアナログ信号に変換するＤＡ変換部と、
   前記ＤＡ変換部の出力信号にアナログ的にパルス幅変調を施してパルス幅変調信号を生成するアナログパルス幅変調部とを備える、
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載の信号処理装置。
   

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