KR20060022474A - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 무선 통신시스템에서 채널 추정 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다수의 송신 안테나들과, 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 수신단에서 채널 추정을 위한 송신단에서의 채널 추정 신호 송신 방법에 있어서, 상기 다수의 송신 안테나들 각각에서 제1 프레임 전송구간에서는 동일한 채널 추정 신호들을, 제2 프레임 전송구간에서는 송신 안테나들 수에 상응한 소정의 채널 추정 신호들을 구성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

다중 입력 다중 출력, 직교 주파수 분할 다중, 채널 추정, 프리앰블

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법{METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM USING MUTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}

도 1은 일반적인 IEEE 802.11a 시스템의 프레임 구조를 도시한 도면

도 2는 종래의 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 반복 프리앰블 방식을 사용한 프리앰블 구조를 도시한 도면

도 3은 종래의 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 대각 로드 방식을 사용한 프리앰블 구조를 도시한 도면

도 4는 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 하다마드 방식을 사용한 프리앰블 구조를 도시한 도면

도 5는 본 발명에 따른 4×4 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리앰블 구조를 도시한 도면

도 6은 본 발명에 따른 하이브리드 프리앰블과 기존 프리앰블간의 성능 측정을 위한 모의 실험 결과를 도시한 도면

본 발명은 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 무선 통신 시스템(이하, 'MIMO 무선 통신 시스템'라 칭하기로 한다)에 관한 것으로, 특히 MIMO 무선 통신 시스템에서 채널 추정하는 방법에 관한 것이다.

차세대 통신 시스템인 4세대(4th Generation; 이하 '4G'라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서는 약 100Mbps의 전송 속도를 가지는 다양한 서비스 품질(Quality of Service; 이하 'QoS' 칭하기로 한다)을 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위한 활발한 연구가 진행되고 있다. 특히, 현재 4G 통신 시스템에서는 무선 근거리 통신 네트워크(Local Area Network; 이하 'LAN'이라 칭하기로 한다) 시스템 및 무선 도시 지역 네트워크(Metropolitan Area Network; 이하 'MAN'이라 칭하기로 한다) 시스템과 같은 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access) 통신 시스템에 이동성(mobility)과 서비스 품질(QoS: Quality of Service)을 보장하는 형태로 고속 서비스를 지원하도록 하는 연구가 활발하게 진행되고 있다.

또한, 상기 4G 통신 시스템에서는 할당된 대역폭(band width)의 한계를 극복하기 위한, 즉 데이터 전송률(data rate)을 높이기 위한 또 다른 방식으로는 다중 안테나(multiple antennas) 방식에 대한 연구 역시 활발하게 진행되고 있다. 상기 다중 안테나 방식은 공간축(space domain)을 활용하므로 주파수축 대역폭 자원의 한계를 극복하는 방식이다.

그러면 여기서, 상기 다중 안테나 방식을 설명하기로 한다.

먼저, 이동 통신 시스템은 한 기지국을 통해 여러 사용자 단말기들이 교신하는 형태로 구성된다. 상기 기지국이 상기 다수의 사용자 단말기들로 고속 데이터 전송을 수행할 경우 무선 채널상의 특성으로 인해 페이딩(fading) 현상이 발생한다. 이런 페이딩 현상을 극복하기 위해 상기 다중 안테나 방식인 전송 안테나 다이버시티(transmit antenna diversity) 방식이 제안되었다. 여기서, 상기 전송 안테나 다이버시티 방식이라 함은 하나의 전송 안테나가 아닌 적어도 2개 이상의 전송 안테나들, 즉 다중 안테나들을 이용하여 신호를 송신함으로써 페이딩 현상에 따른 전송 데이터 손실을 최소화하여 데이터 전송률을 높이는 방식을 의미한다. 그러면 여기서 상기 전송 안테나 다이버시티 방식을 설명하기로 한다.

상기 전송 안테나 다이버시티 방식은 무선 채널 환경에서 독립적인 페이딩 현상을 겪은 다수의 전송 신호들을 수신하여 페이딩 현상에 따른 왜곡에 대처하게 된다. 상기 전송 안테나 다이버시티 방식에는 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식과, 다중 경로 다이버시티(multipath diversity) 방식 및 공간 다이버시티(space diversity) 방식 등과 같은 다양한 방식들이 존재한다. 다시 말해서, 이동 통신 시스템은 고속 데이터 전송을 수행하기 위해서 통신 성능에 가장 심각한 영향을 미치는 상기 페이딩 현상을 잘 극복해야만 한다. 이렇게 페이딩 현상을 극복해야하는 이유는 상기 페이딩 현상이 수신 신호의 진폭(amplitude)을 수 dB에서 수십 dB까지 감소시키기 때문이다

상기 시간 다이버시티 방식은 인터리빙(interleaving) 및 코딩(coding) 등과 같은 방법을 이용하여 무선 채널 환경에서 발생하는 버스트 에러(burst error)에 효과적으로 대응하며, 일반적으로 도플러 확산(doppler spread) 채널에서 사용된다. 그러나, 상기 시간 다이버시티 방식은 저속 도플러 채널에서는 그 다이버시티 효과를 갖기가 어렵다는 문제점이 있다. 상기 공간 다이버시티 방식은 일반적으로 채널의 지연 분산이 비교적 작은 채널, 일 예로 실내 채널과 저속 도플러 채널인 보행자 채널 등과 같은 지연 분산이 비교적 작은 채널에서 사용된다. 상기 공간 다이버시티 방식은 두 개 이상의 안테나들을 사용하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식으로서, 한 안테나를 통해 송신한 신호가 페이딩 현상에 의해 감쇄된 경우, 나머지 안테나를 통해 송신한 신호를 수신하여 다이버시티 이득을 획득하는 방식이다. 여기서, 상기 공간 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 MIMO 방식으로 분류된다.

여기서, 상기 MIMO 방식은 공간 다중화(spatial multiplexing) 방식과, 시공간 부호화(STC: Space-Time Coding) 방식을 적용하여 데이터 레이트를 증가시킨다. 상기 공간 다중화 방식은 정보 데이터(information data) 신호를 송신 안테나들의 개수만큼의 병렬 데이터 스트림(data stream)들로 다중화시켜 상기 송신 안테나들 각각을 통해 독립된 경로를 통해 송신하는 방식을 나타낸다. 여기서, 상기 공간 다중화 방식으로는 BLAST(Bell Labs Layered Space Time) 방식 등이 존재한다. 상기 공간 다중화 방식을 사용할 경우 송신 전력(transmission power)과 주파수 대역의 추가없이도 동일한 무선 채널 환경에서 상기 송신 안테나들의 개수에 비례하게 데이터 레이트를 증가시킬 수 있다.

한편, 상술한 바와 같이 약 100Mbps의 전송 속도를 가지는 다양한 QoS를 가지는 서비스들을 사용자들에게 제공하기 위해 차세대 무선랜 규격 제정을 목표로 하는 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11n 시스템이 있다. 상기 IEEE 802.11n 시스템은 2003년 5월 태스크 그룹(task group)을 구성하여, 기존의 무선랜 규격인 IEEE 802.11a 시스템과 호환성을 유지하면서 상기 MIMO 기술을 접목하는 방향으로 연구가 진행 중이다. 여기서, 상기 IEEE 802.11a 시스템은 최고 54Mbps까지의 데이터 전송 속도의 구현을 위해 직교 주파수 분할 변조(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple, 이하 'OFDM'라 칭하기로 한다) 방식을 사용한다. 따라서, 상기 IEEE 802.11n 시스템 역시 상기 OFDM과 MIMO 방식을 접목하는 형태가 될 수 있다. 이하에서는 상기 OFDM 방식에 기반한 MIMO 통신 시스템을 'MIMO-OFDM 시스템'이라 칭하기로 한다. 여기서, 상기 IEEE 802.11n 시스템은 상기 IEEE 802.11a 시스템에 사용되는 프리앰블(preamble)을 사용하여 채널 추정을 수행하여야 한다. 이는 상술한 바와 같이, IEEE 802.11n 및 802.11a 시스템들간의 호환성을 유지해야 하기 때문이다.

그러면, 도 1을 참조하여 일반적인 IEEE 802.11a 시스템의 프레임 구조에 대해 설명하기로 한다.

도 1은 일반적인 IEEE 802.11a 시스템의 프레임 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 프레임은 프리앰블 영역(102, 104)과, 시그널 영역(106)과, 데이터 전송 영역(108)으로 구분할 수 있다. 상기 프리앰블 영역은 다시 짧은 프리앰블(SP: short preamble) 영역(102)과, 긴 프리앰블(LP: long preamble) 영역(104)으로 구분할 수 있다. 일반적으로 상기 프리앰블은 사용자 단말기와 기지국간에 채널 추정, 동기 획득 및 오프셋 추정등의 용도로 사용된다. 보다 상세하게는, 상기 짧은 프리앰블은 시간 동기와 대략적 주파수 오프셋 추정(coarse frequency offset estimation)에 사용되고, 상기 긴 프리앰블은 미세 주파수 오프셋 추정(fine frequency offset estimation)과, 채널 추정에 사용된다. 여기서, 상기 짧은 프리앰블과 긴 프리앰블 영역간에는 보호구간(GI: Guard Interval, 이하 'GI'라 칭하기로 한다)(103)을 두어 프리앰블간 간섭을 방지할 수 있다. 상기 시그널 영역(106)에는 이후 데이터 프레임 구간(PSDU: Physical layer convergence protocol Service Data Unit)(108)의 길이와, 데이터 레이트(data rate)를 나타내는 정보를 포함하고 있다.

여기서, 상기 도 1에 도시한 IEEE 802.11a 시스템에서 사용하는 프리앰블 구조를 IEEE 802.11n 시스템에 적용하기 위해 제안된 방법들이 다수개 있으나, 이들 각각은 해결하지 못한 문제점이 존재한다. 그러면, IEEE 802.11n 시스템을 고려하여 제안된 프리앰블 설계 방법들에 대해 도 2 내지 도 4를 참조하여 설명하기로 한다.

설명에 앞서, 하기 도 2 내지 도 4에서는 특정 개수의 송신 안테나(Tx Ant, 이하 'Tx Ant'라 칭하기로 한다) 와, 상기 송신 안테나 수와 동일한 수의 수신 안테나(Rx Ant, 이하 'Rx Ant'라 칭하기로 한다)들을 가지는 MIMO-OFDM 시스템으로 설명하겠지만, 2개 이상씩의 Tx/Rx Ant들을 가지는 모든 MIMO-OFDM 시스템에 적용하여도 무방하다.

도 2는 종래의 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 반복 프리앰블 방식을 사용한 프리앰블 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 먼저 3×3 MIMO-OFDM 시스템의 Tx Ant 1에서 202 프레임 구간동안 상기 도 1의 시그널 영역(106)까지의 프리앰블 구조와 동일한 형태의 신호가 전송된다. 그러나, 상기 도 1과는 상이하게 시그널 2(204)가 202 프레임 구간후에 첨가된다. 상기 시그널 2(204)는 수신단이 현재 시스템이 MIMO 방식을 사용하는지, 단일 입력 단일 출력(SISO: Single Input Single Output) 방식을 사용하는지 구별할 수 있도록 하는 정보가 포함된다. 한편, Tx Ant 2는 206 프레임 구간동안 GI가 포함된 긴 프리앰블을 수신단으로 전송한다. 동일하게 Tx Ant 3 역시 208 프레임 구간동안 긴 프리앰블을 수신단으로 전송한다. 상기 208 프레임 구간 이후의 프레임 구간동안 상기 Tx Ant 1, 2 및 3에서 데이터가 전송된다.

상기와 같이, 반복적 긴 프리앰블 전송 구조를 가지는 MIMO-OFDM 시스템은 성능면에서는 효율적이지만, 송신 안테나 개수만큼의 긴 프리앰블 전송이 필요하고, 상기 긴 프리앰블 전송에 따른 오버헤드(overhead)를 가진다. 즉, 안테나 개수가 증가함에 따라 오버헤드도 선형적으로 증가한다.

다음으로, 도 3을 참조로 종래의 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 대각 로드(diagonal loaded) 프리앰블 방식에 대해 설명하기로 한다.

도 3은 종래의 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 대각 로드 방식을 사용한 프리앰블 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 3을 참조하면, 먼저 3×3 MIMO-OFDM 시스템의 Tx Ant 1, 2 및 3에서 동일한 프리앰블이 전송된다. 따라서, 각각의 Tx Ant별로 긴 프리앰블을 전송하는데에 추가로 소요되는 오버헤드는 없다. 그러나, 상기 긴 프리앰블을 상기 Tx Ant 3개에서 동시에 전송하므로, 각 Tx Ant별로 채널 추정 수행을 위해 송신 안테나별로 전송되는 파일럿(pilot)을 구분하여야 한다. 이렇게 되면, 파일럿 간격이 송신 안테나 개수만큼 이격되어야 한다. 예컨대, 송신 안테나 수가 4개라면, Tx Ant 1에서 전송되는 파일럿 신호는 T0, T4, T8,...시간에서 전송되고, Tx Ant 2에서는 T1, T5, T9,....시간에서 전송되고, Tx Ant 3에서는 T2, T6, T10,...시간에서 전송되고, Tx Ant 4에서는 T3, T7, T11,....시간에서 전송되어야 한다. 따라서, 수신단에서는 채널 추정을 위해 파일럿 간격만큼의 보간(interpolation)을 취해 채널 추정을 수행한다. 결국, 송신 안테나 수가 증가함에 따라 보간할 프레임 구간이 길어지게 되고, 이는 채널 추정의 성능 저하를 초래하게 된다.

다음으로, 도 4를 참조하여 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 하다마드(Hadamard) 방식을 사용한 프리앰블 구조에 대해 설명하기로 한다.

도 4는 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 하다마드 방식을 사용한 프리앰블 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 4×4 MIMO-OFDM 시스템의 Tx Ant 1은 402 프레임 구간동안 IEEE 802.11a의 데이터 영역 이전까지의 프리앰블(102 104, 106)에 상기 도 2의 Sig 2(204) 영역과 동일한 Sig 2 영역이 부가하여 프레임의 일부를 구성 한다. 이후 404 프레임 구간동안 Tx Ant 1, 2, 3 및 4들은 도시된 바와 같은 긴 프리앰블들을 직교하게 구성하고, 데이터 프레임을 부가하여 수신단으로 전송한다. 여기서, 상기 404 프레임 구간을 살펴보면, 각 송신 안테나들별로 긴 프리앰블이 4개씩 데이터 프레임 이전까지 구성된 것을 알 수 있다. 상기 긴 프리앰블이 4개씩 구성된 이유는 송신 안테나 수가 4개이기 때문이고, 이는 각 송신 안테나들별로 채널 추정을 위해서이다. 만약, 송신 안테나 수가 5개라면, 404 프레임 구간동안 각 안테나들별로 추가되는 긴 프리앰블 수는 5개가 된다. 따라서, 상기 하다마드 방식을 이용한 MIMO-OFDM 시스템은 안테나수가 증가함에 따라 추가되는 긴 프리앰블 개수도 증가하게 된다.

상술한 바와 같이, IEEE 802.11n 통신 시스템은 MIMO 방식과 OFDM 방식을 접목한 MIMO-OFDM 통신 시스템을 지향하고 있다. 또한, 상기 IEEE 802.11n 통신 시스템은 기존의 IEEE 802.11 통신 시스템들의 프리앰블을 이용한다. 동일한 프리앰블을 이용함으로써 상기 IEEE 802.11 통신 시스템들간에 호환성을 유지할 수 있다. 이에 따라 상기 IEEE 802.11n 통신 시스템을 위해 제안된 프리앰블 구조들은 기존의 IEEE 802.11a의 프리앰블 구조를 유지하면서 약간 변형한 형태의 구조를 가진다. 여기서 기존에 제안된 프리앰블 구조들은 채널 추정 성능이 좋으면 오버헤드가 증가되고, 반면에, 오버헤드가 증가되면 채널 추정 성능이 떨어지게 되는 문제점들을 가진다. 따라서, 기존 프리앰블 구조들이 가지는 문제점, 즉 채널 추정 성능도 좋으면서 오버헤드도 적은 새로운 프리앰블 구조를 제안할 필요가 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 IEEE 802.11n 무선 통신 시스템에서 채널 추정 성능을 향상시킨 프리앰블 설계 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 IEEE 802.11n 무선 통신 시스템에서 기존의 IEEE 802.11 무선 통신 시스템과 호환성을 유지할 수 있는 프리앰블 설계 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은; 다수의 송신 안테나들과, 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 수신단에서 채널 추정을 위한 송신단에서의 채널 추정 신호 송신 방법에 있어서, 상기 다수의 송신 안테나들 각각에서 제1 프레임 전송구간에서는 동일한 채널 추정 신호들을, 제2 프레임 전송구간에서는 송신 안테나들 수에 상응한 소정의 채널 추정 신호들을 구성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은; 다수의 송신 안테나들과, 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 수신단에서의 채널 추정 방법에 있어서, 상기 다수의 송신 안테나들 각각에서 제1 프레임 전송구간에서는 동일한 채널 추정 신호들을, 제2 프레임 전송구간에서는 송신 안테나들 수에 상응한 소정의 채널 추정 신호들을 구성하여 송신된 신호를 수신하는 과정과, 상기 제1 프레임 전송구간동안 수신한 채널 추정 신호들과 상기 제2 프레임 전송 구간동안 수신한 채널 추정 신호들을 각 송신 안테나별로 분류하여 기준 신호가 삽입된 서브 캐리어에 대한 채널 추정을 수행하는 과 정을 포함함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11n 무선 통신 시스템에서 효율적 채널 추정을 위한 프리앰블(preamble) 구조를 제안한다. 특히, 상기 IEEE 802.11n 무선 통신 시스템에 적용하기 위해 이미 제안된 프리앰블들보다 채널 추정 성능을 높이면서 오버헤드(overhead)는 적은 프리앰블 구조를 제안한다. 이하, 본 발명에서 제안하는 프리앰블 구조를 '하이브리드(hybrid) 프리앰블'라 칭하기로 한다.

본 발명의 설명에 앞서, 상기 IEEE 802.11n 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중(Orthogoanl Division Multiplexing, 이하 'OFDM'라 칭하기로 한다) 방식에 기반한 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식의 무선 통신 시스템을 지향하고 있다. 한편, 상기 OFDM 방식에 기반한 MIMO 무선 통신 시스템(이하,'MIMO-OFDM 무선 통신 시스템'라 칭하기로 한다)은 기존의 IEEE 802.11 무선 통신 시스템들과 호환성을 유지하기 위해 상기 IEEE 802.11 무선 통신 시스템의 프리앰블을 유지하는 형태의 프리앰블을 사용한 다.

일반적으로 상기 프리앰블은 데이터 프레임 이전까지의 프레임을 의미하며, 사용자 단말기(User Equipment)와 기지국간에 채널 추정, 동기 획득 및 오프셋 추정등의 용도로 사용된다. 보다 상세하게, 상기 프리앰블은 짧은 프리앰블과, 긴 프리앰블로 구분할 수 있으며, 상기 짧은 프리앰블은 시간 동기와 대략적 주파수 오프셋 추정(coarse frequency offset estimation)에 사용되고, 상기 긴 프리앰블은 미세 주파수 오프셋 추정(fine frequency offset estimation)과, 채널 추정에 사용된다. 상기 짧은 프리앰블과 긴 프리앰블 영역간에는 보호구간(GI: Guard Interval, 이하 'GI'라 칭하기로 한다)을 두어 프리앰블간 간섭을 방지할 수 있다. 또한, 상기 짧은 프리앰블과 긴 프리앰블 이외에 프레임 제어 정보를 포함하고 있는 시그널 영역이 존재한다.

결론적으로, 본 발명에서는 오버헤드는 적고, 채널 추정 성능을 향상시키는 긴 프리앰블 구조를 제안하고, 이에 따른 채널 추정 방법을 4×4 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템으로 설명하기로 한다.

먼저, 본 발명에서 제안하는 하이브리드 프리앰블 구조는 IEEE 802.11a의 프리앰블에 두개의 파일럿 심벌을 추가한다(송신 안테나가 4개인 경우). 시간상으로 첫 번째 파일럿 심벌의 경우에는 모든 서브 캐리어(sub-carrier)에 파일럿을 삽입하고, 시간상으로 두 번째 파일럿 심벌의 경우에는 첫 번째와 세 번째 송신 안테나의 파일럿 심벌은 홀수번째에, 두 번째와 네 번째 송신 안테나의 파일럿 심벌은 짝수번째 서브 캐리어에 파일럿을 삽입한다. 따라서, 첫 번째와 세 번째 송신 안테나 에서의 신호 전송에 따라 수신단에서는 홀수번째 서브 캐리어의 채널 추정을 수행하고, 두 번째와 네 번째 송신 안테나에서의 신호 전송에 따라 수신단에서는 짝수번째 서브 캐리어의 채널 추정을 수행한다. 상기 수신단은 상기 짝수번째 및 홀수번째 서브 캐리어의 채널 추정을 수행한 후, 보간(interpolation)을 통해 모든 서브 캐리어에서의 채널 추정을 완료한다. 이를 정리하면 다음과 같다.

1. IEEE 802.11n 무선 통신 시스템은 IEEE 802.11 무선 통신 시스템과의 호환성을 유지하기 위해 상기 IEEE 802.11a의 프리앰블 구조와 유사하게 긴 프리앰블을 설계한다.

2. 짝수번째 또는 홀수번째 서브 캐리어들의 채널 추정을 위한 긴 프리앰블을 설계한다. 즉, 송신 안테나 개수에 따라 상응하게 결정되는 파일럿 심벌들 중 일부는 짝수번째 또는 홀수번째 서브 캐리어에만 파일럿을 삽입하고, 나머지 파일럿 심벌에는 모든 서브 캐리어에 파일럿을 삽입한다.

3. IEEE 802.11a 긴 프리앰블은 두개의 동일한 파일럿 심벌들로 구성되므로, 각 심벌을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 각 채널 추정값의 평균을 취해 채널 추정의 정확도를 높인다.

그러면, 도 5를 참조하여 본 발명에 따른 4×4 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리앰블 구조와 채널 추정 방법을 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명에 따른 4×4 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리앰블 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 하이브리드 프리앰블은 502 프레임 구간에서 도 2의 202, 204 프레임 구간과 동일한 형태를 가진다. 이후 506 프레임 구간에서 상기 하이브리드 프리앰블은 두개의 파일럿 심벌(507, 508)을 가진다. 여기서, 상기 하이브리드 프리앰블은 모두 4개의 긴 프리앰블을 가지고 있다. 이를 시간상으로 해석하여 상기 긴 프리앰블의 첫 번째 심벌(503)을 첫 번째 심벌시간에, 두 번째 심벌(504)을 두 번째 심벌시간에, 세 번째 심벌(507)을 세 번째 심벌시간에, 네 번째 심벌(508)을 네 번째 심벌시간에 전송하는 것으로 가정한다.

이에 따라, 파일럿

은 m번째 송신 안테나(

)에서 i번째 시간(

)에 2k번째 서브 캐리어(

)를 의미한다. 상기 K는 전체 서브 캐리어들의 개수를 의미하며,

와

,

와

는 기존의 IEEE 802.11a의 긴 프리앰블과 동일한 파일럿이다. 따라서, 502, 506 프레임 구간에 존재하는 각각의 긴 프리앰블들(503, 504, 507 및 508), 즉 본 발명에 따른 파일럿들은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1을 살펴보면, 먼저 503 프레임 구간, 즉 첫 번째 심벌시간 동안 각 송신 안테나들에서 송신되는 파일럿 심벌들은 모두 동일한 파일럿 신호이다. 또한, 504 프레임 구간, 즉 두 번째 심벌시간 동안 각 송신 안테나들에서 송신되는 파일럿 심벌들 역시 동일한 파일럿 신호이다. 즉, 503 프레임 구간동안의 파일럿 심벌과 504 프레임 구간동안의 파일럿 심벌은 동일한 파일럿 심벌이다. 또한, 첫 번째 송신 안테나의 첫 번째 심벌시간동안 송신되는 파일럿 심벌은 첫 번째 송신 안테나 및 세 번째 송신 안테나에서 세 번째 심벌시간동안 송신되는 파일럿 심벌들과 동일하다. 그리고, 상기 첫 번째 송신 안테나의 첫 번째 심벌시간동안 송신되는 파일럿 심벌은 두 번째 송신 안테나에서 세 번째 심벌시간동안 송신되는 파일럿 심벌과, 네 번째 송신 안테나에서 세 번째 심벌시간동안 송신되는 파일럿 심벌과는 위상차가 180°인 동일한 파일럿 심벌이다.

다음으로, 각 송신 안테나들별로 짝수번째 또는 홀수번째 서브 캐리어들을 나누어 송신하는 것을 하기 수학식 2에 나타내었다.

상기 수학식 2에 나타낸 바와 같이, 첫 번째 송신 안테나와 세 번째 송신 안테나는 네 번재 심벌시간동안 짝수번째 서브 캐리어들에 파일럿을 송신하고, 두 번재 송신 안테나와 네 번째 송신 안테나는 네 번째 심벌시간동안 홀수번째 서브 캐리어들에 파일럿을 송신한다. 한편, 상기 수학식 2에서, 네 번째 심벌시간동안에 송신되는 파일럿에

를 곱하는 이유는 OFDM 심벌의 전력 정규화(normalization) 를 위해서다.

여기서, 기존의 IEEE 802.11a의 긴 프리앰블 시퀀스(sequence)는 하기 수학식 3과 같은 시퀀스를 가진다.

즉, 상기 수학식 3은 64-포인트(point) OFDM 심벌을 가정한 것으로, 503 프레임 구간동안의 모든 파일럿 심벌과, 504 프레임 구간동안의 모든 파일럿 심벌과, 507 프레임 구간동안의 첫 번째, 세 번째 안테나에서 송신하는 파일럿 심벌이 상기 수학식 3 형태의 시퀀스를 가진다.

따라서, 상기 수학식 2 및 3에서 각 파일럿 심벌의 시퀀스를 살펴보면 하기 수학식 4 내지 6과 같다.

이상과 같은 하이브리드 프리앰블들을 각 송신 안테나들에서 송신하면, 수신단에서는 이를 하기 수학식 7 내지 11과 같이 수신한다.

상기 수학식 7 내지 11에서,

는 i번째 시간에 j번째 서브 캐리어의 수신 신호를 의미하고,

은 m번째 송신 안테나에서 j번째 서브 캐리어의 채널 응답을 의미한다.

는 i번째 시간에 j번째 서브 캐리어의 잡음성분을 의미한다. 즉, 상기 잡음성분은 평균이 0이고, 분산(variance)이

인 부가 백색 가우시안 잡음(additive white Gaussian noise) 성분이다.

상기 수신단에서는 수신한 신호, 즉 상기 수학식 7 내지 11 중 수학식 7, 9 및 10을 이용해 첫 번째와 세 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 채널 추정을 수행한다. 이를 하기 수학식 12에 나타내었다.

동일한 방식으로 상기 수학식 8, 9 및 10을 이용해 첫 번째와 세 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 채널 추정을 수행한다. 채널 추정 수행 결과 추정된 채널을 각각

이라고 하면, 상기 수학식 12와

의 평균을 취해 채널 추정의 정확도를 높일 수 있다. 상기 첫 번째 송신 안테나와 세 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 최종 채널 추정식을 하기 수학식 13에 나타내었다.

즉, 상기 수학식 13을 살펴보면, 첫 번째와 세 번째 송신 안테나에서는 네 번째 심벌시간동안 짝수번째 서브 캐리어 위치에 파일럿을 삽입하여 송신하였다. 또한, 첫 번째 심벌시간에서의 긴 프리앰블과 두 번째 심벌시간에서의 긴 프리앰블은 동일한 프리앰블이므로, 동일 송신 안테나들에 대해 두 번의 채널 추정을 수행할 수 있다.

다음으로, 수신단에서 두 번째와 네 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 채널 추정 수행을 설명하기로 한다.

상기 수학식 7, 10 및 11을 이용해 두 번째와 네 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 채널 추정을 수행한다. 이에 따라 추정된 채널은 하기 수학식 14와 같다.

또한, 동일한 방식으로 상기 수학식 8, 10 및 11을 이용해 두 번째와 네 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 채널 추정을 수행한다. 채널 추정 수행 결과 추정된 채널을 각각

이라고 하면, 상기 수학식 14와

의 평균을 취해 채널 추정의 정확도를 높일 수 있다. 이에 따라 상기 두 번째 송신 안테나와 네 번째 송신 안테나에서 송신한 신호에 따른 최종 채널 추정식을 하기 수학식 15에 나타내었다.

최종적으로, 파일럿이 삽입되지 않은 서브 캐리어들의 채널 추정은 선형 보간(linear interpolation)을 이용하여 구한다. 즉,

및

는 하기 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 상기 수학식 13, 15로 채널 추정을 수행하고, 나머지 서브 캐리어들에 대해서는 상기 수학식 16과 같이 선형 보간을 통한 채널 추정을 수행하여 전체 서브 캐리어들에 대한 채널 추정을 수행할 수 있다.

한편, 2×2 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리앰블 구조는 상기 도 5의 507 프레임구간에서의 긴 프리앰블만 존재한다. 즉, 송신 안테나 수가 2개이므로 추가되는 긴 프리앰블은 1개가 된다. 또한, 제1송신 안테나에서는 상기 도 5의 503 또는 504 프레임 구간동안의 긴 프리앰블과 동일한 프리앰블이, 제2송 신 안테나에서는 위상차가 180°인 프리앰블이 송신된다.

또 다른 실시예로, 3×3 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에서 하이브리드 프리앰블 구조는 상기 도 5의 프리앰블 구조와 동일하고, 다만 네 번째 송신 안테나에 해당하는 프레임들이 송신되지 않는다는 차이점을 가진다. 상술한 바와 같이, 본 발명은 특정 송/수신 안테나 개수를 사용하는 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에만 적용되는 것이 아니라 동일한 송/수신 안테나 개수를 사용하는 모든 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에 적용 가능함은 물론이다.

그러면, 하기 표 1을 참조하여 이전에 IEEE 802.11n 시스템을 위해 제안된 프리앰블들과 본 발명에 따른 하이브리드 프리앰블간 비교 분석하기로 한다.

상기 표 1은 4×4 MIMO-OFDM 무선 통신 시스템에서 채널 추정 알고리즘으로 LS(least square) 알고리즘을 사용하였으며, 오버헤드는 IEEE 802.11a와 비교하여 추가되는 파일럿 심벌수를 의미하며, 성능 측정을 위해 MSE(mean square error) 방 식을 사용하였다. 상기 표 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명에 따른 하이브리드 프리앰블이 이전에 제안된 프리앰블들과 비교하여 상대적으로 적은 오버헤드와 좋은 성능을 나타냄을 알 수 있다.

도 6은 본 발명에 따른 하이브리드 프리앰블과 기존 프리앰블간의 성능 측정을 위한 모의 실험 결과를 도시한 도면이다.

상기 도 6을 참조하면, 모의 실험 환경으로 무선 랜 규격 중 하나인 HIPERLAN2 channel-A이며, 각 안테나들별로 독립적인 채널 환경이라고 가정한다. 상기 도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 하이브리드 프리앰블은 반복 프리앰블보다는 채널 추정 성능면에서는 조금 떨어지지만, 적은 오버헤드를 가지고, 하다마드 프리앰블과 비교해서는 채널 추정 성능이 좋음을 알 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명에서 새롭게 제안한 프리앰블 구조를 IEEE 802.11n 시스템에 적용하는 경우 기존의 IEEE 802.11 통신 시스템과 호환성을 유지할 수 있는 이점이 존재한다. 또한, 이전에 제안된 IEEE 802.11n 통신 시스템을 위 한 프리앰블 구조와 비교해서도 성능과 오버헤드 측면 모두를 적절히 만족하는 효과를 가진다.

Claims (11)

1. 다수의 송신 안테나들과, 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 수신단에서 채널 추정을 위한 송신단에서의 채널 추정 신호 송신 방법에 있어서,

   상기 다수의 송신 안테나들 각각에서 제1 프레임 전송구간에서는 동일한 채널 추정 신호들을, 제2 프레임 전송구간에서는 송신 안테나들 수에 상응한 소정의 채널 추정 신호들을 구성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 송신 안테나들 수가 2개인 경우 상기 제2 프레임 전송구간에서 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 각각에서 송신하는 채널 추정 신호들간에는 위상차가

   

   인 채널 추정 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
3. 제1항에 있어서,

   상기 송신 안테나 수가 3개 이상인 경우 상기 제2 프레임 전송구간에서 송신 되는 채널 추정 신호들은 각 송신 안테나들별로 위상이

   

   만큼씩 차이나는 채널 추정 신호들과, 각 송신 안테나들별로 기준 신호를 홀수번째 또는 짝수번째 서브 캐리어 위치에만 삽입한 채널 추정 신호들로 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.
4. 제3항에 있어서,

   상기 송신 안테나 수가 4개인 경우 상기 제2 프레임 전송구간동안 제1, 제3 송신 안테나에서는 상기 제1 프레임 전송구간에서 송신되는 채널 추정 신호와 동일한 제1 채널 추정 신호를, 제2, 제4 송신 안테나에서는 상기 제1 프레임 전송구간에서 송신되는 채널 추정 신호와 위상이

   

   만큼 차이나는 제2 채널 추정 신호를 송신하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
5. 제3항에 있어서,

   상기 송신 안테나 수가 4개인 경우 상기 제2 프레임 전송구간동안 제1, 제3 송신 안테나에서는 짝수번째 서브 캐리어 위치에 기준 신호를 삽입한 제3 채널 추정 신호를, 제2, 제4 송신 안테나에서는 홀수번째 서브 캐리어 위치에 기준 신호를 삽입한 제4 채널 추정 신호를 송신하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
6. 다수의 송신 안테나들과, 다수의 수신 안테나들을 구비하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서, 수신단에서의 채널 추정 방법에 있어서,

   상기 다수의 송신 안테나들 각각에서 제1 프레임 전송구간에서는 동일한 채널 추정 신호들을, 제2 프레임 전송구간에서는 송신 안테나들 수에 상응한 소정의 채널 추정 신호들을 구성하여 송신된 신호를 수신하는 과정과,

   상기 제1 프레임 전송구간동안 수신한 채널 추정 신호들과 상기 제2 프레임 전송 구간동안 수신한 채널 추정 신호들을 각 송신 안테나별로 분류하여 기준 신호가 삽입된 서브 캐리어에 대한 채널 추정을 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
7. 제6항에 있어서,

   상기 기준 신호가 삽입되지 않은 서브 캐리어에 대한 채널 추정은 선형 보간(linear interpolation)을 수행하여 채널 추정하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
8. 제6항에 있어서,

   상기 송신 안테나들 수가 2개인 경우 상기 수신단은 상기 제2 프레임 전송구간에서 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나 각각에서 송신하는 채널 추정 신호들간에는 위상차가

   

   인 채널 추정 신호를 수신함을 특징으로 하는 상기 방법.
9. 제6항에 있어서,

   상기 송신 안테나 수가 3개 이상인 경우 상기 제2 프레임 전송구간동안 수신한 채널 추정 신호들은 각 송신 안테나들별로 위상이

   

   만큼씩 차이나는 채널 추정 신호들과, 각 송신 안테나들별로 기준 신호를 홀수번째 또는 짝수번째 서브 캐리어 위치에만 삽입한 채널 추정 신호들로 이루어진 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
10. 제8항에 있어서,

    상기 수신단은 상기 송신 안테나 수가 4개인 경우 상기 제2 프레임 전송구간동안 제1, 제3 송신 안테나에서 상기 제1 프레임 전송구간에서 송신되는 채널 추정 신호와 동일한 제1 채널 추정 신호를, 제2, 제4 송신 안테나에서 상기 제1 프레임 전송구간에서 송신되는 채널 추정 신호와 위상이

    

    만큼 차이나는 제2 채널 추정 신호를 수신하여 채널 추정하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
11. 제8항에 있어서,

    상기 수신단은 상기 송신 안테나 수가 4개인 경우 상기 제2 프레임 전송구간동안 제1, 제3 송신 안테나에서 짝수번째 서브 캐리어 위치에 기준 신호를 삽입한 제3 채널 추정 신호를, 제2, 제4 송신 안테나에서 홀수번째 서브 캐리어 위치에 기준 신호를 삽입한 제4 채널 추정 신호를 수신하여 채널 추정하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.

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