KR20050083812A - 최소의 전도 손실을 갖는 ｚｖｓ 단일 스위칭 공진 ｄｃ링크 - Google Patents

최소의 전도 손실을 갖는 ｚｖｓ 단일 스위칭 공진 ｄｃ링크 Download PDF

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Abstract

본 발명의 SRDCL(Single-switched Resonant DC Link) 컨버터는 단일 또는 폴리-페이즈 인버터 및 컨버터 용도에서, 낮은 전도 손실을 위하여 단일 보조 파워 디바이스를 구비한 병렬 공진 네트워크로 제시된다. 보조 파워 디바이스를 구비한 공진 네트워크는 DC 링크에 연결된 파워 디바이스의 상태가 변할 때 활성화된다. 상기 공진 네트워크는 상기 DC 링크에 연결된 파워 디바이스가 턴 온되기 전에 상기 DC 링크 전압이 제로로 떨어지도록 한다. 상기 보조 스위치는 또한 ZVS(Zero-Voltage Switching) 조건에서 또한 턴 온된다. 따라서, 모든 파워 디바이스에서 야기된 스위칭 손실은 효과적으로 제거될 수 있다. 만일 상기 DC 링크에 연결된 파워 디바이스에서 아무런 상태 변화가 없을 경우, 상기 공진 회로는 활성화되지 않기 때문에 보조 파워 디바이스에서는 아무런 심각한 전도 손실도 없다.

Description

최소의 전도 손실을 갖는 ＺＶＳ 단일 스위칭 공진 ＤＣ 링크{ZERO-VOLTAGE-SWITCHING SINGLE-SWITCHED RESONANT DC LINK WITH MINIMIZED CONDUCTION LOSS}
본 출원은 2002년 10월 23일 출원된 오 인환씨의 미국 임시 출원 60/420,839 "Zero-voltage-switching SRDCL(single-switched resonant DC link) inverter with minimized conduction loss"로부터 우선권을 주장한다.
본 발명은 DC-to-DC 또는 DC-to-AC 폴리-페이즈 컨버터(poly-phase converters)에 관한 것으로, 특히 파워 디바이스를 이용하여 제로 전압 스위칭 조건으로써 스위칭하는 SRDCL 컨버터에 관한 것이다.
파워 디바이스는 스위칭 손실 동안 상당한 손실을 겪는다. 이러한 손실의 원인은 스위칭 과정에서 상기 디바이스의 전류 및 전압이 동시에 넌-제로(non-zero)가 될 수 있다는 것이다. 이러한 문제는 RDCL(Resonant DC Link) 컨버터를 설명하고 1988년 5월 8일 공고된 미국 특허 제 4,730,242에서 다루어졌다. 비교적 능동적으로 클램핑된(clamped) RDCL 컨버터는 미국 특허 제 4,864,483 및 5,038,267에 주어져 있다. 제로 전압 조건을 검출하는 상응하는 방법은 1992년 11월 24일 공고된 미국 특허 제 5,166,549에 설명되어 있다.
그러나, 능동적으로 클램핑된 RDCL 컨버터의 한 태양은 주 컨버터 스위치에 높은 전압의 스트레스가 되는데, 그 이유는 자연적인 공진에 의한 전압 스트레스가 입력 DC 소스 전압보다 2-3배 높기 때문이며, 이는 In-Hwan et al "Simple Soft-Switched PWM Inverter Using Source Voltage Clamped Resonant Circuit", IEEE Tran. on Industrial Electronics Vol.46, pp.468-471, April 1999에 설명되어 있다. 이러한 고전압 스트레스 문제를 완화하기 위하여, 대안적인 병렬 공진 회로 및 DC 레일 소프트-스위칭된 공진 회로는 1992년 5월 5일 공고된 미국 특허 제 5,111,374, 1992년 12월 15일 공고된 제 5,172,309, 1995년 5월 2일 공고된 제5,412,557, 및 1996년 9월 24일 공고된 제 5,559,685에 설명되어 있다. 그러나, 이러한 방식은 둘 혹은 셋 이상의 스위치를 필요로 하며 따라서 매우 비싸고 복잡한 접근 방식이다. 미국 특허 제 5,617,308에 설명된 상기 클램핑된 RDCL 컨버터는 소프트-스위칭을 달성하기 위해 단지 하나의 스위치만을 사용한다. 그러나, 이 특허에서 공진 링크 전압은 상당히 증가될 수 있는데, 그 이유는 클램핑 커패시터가 유도성 로드(load)의 반응 에너지에 의해 충전되기 때문이다.
상기 링크 전압은 단순한 구현 및 제어를 이용한 소프트-스위칭된 PWM에 있어서 동기화된 공진 DC 링크 컨버터에 의하여 클램핑될 수 있으며, 이는 D.M.Divan 등의 "Design Methodologies for Soft Switched Inverters" IEEE Trans. on Ind. Appl., Vol.29, No1,pp.126-135, Jan/Feb, 1993에 설명되어 있다. 이러한 SDCL 방식은 최대 전압 스트레스를 클램핑할 수 있지만, 상기 SRDCL 컨버터의 최대 전압은 Vdc 보다 여전히 높다. 또한, 상기 로드 전류가 상기 클램핑 커패시터를 변화시키기 때문에 상기 로드 전류가 변할 때 상기 DC 링크 전압은 매우 증가될 수 있다. 더욱이, 상기 로드 전류가 상기 공진 전류와 중첩하기 때문에 도 6A 및 6B의 실험적 결과로부터 알 수 있듯이, 상기 공진 스위치 상의 전류 스트레스는 클 수가 있으며, 이는 오 인환씨 등의 "A Source Voltage Clamped Resonant Link Inverter for a PMSM using a Predictive Current Control Technique" IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.14, No.6, pp.1122-1132, November 1999에 논의되어 있다.
앞서 설명된 컨버터의 특징은 DC 링크의 공진의 보조 파워 디바이스가 파워 라인으로 놓여진다는 것이다. 이러한 토폴로지(topologies)는 상기 로드 전류에 의해 파워 손실을 야기시키며, 상기 DC 링크 전압은 공칭(nominal) 전압 레벨에 있다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 컨버터 토폴로지를 도시하고 있다.
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 컨버터 토폴로지의 등가 회로이다.
도 3A-H는 본 발명의 한 실시예에 따른 컨버터 회로의 동작 방법의 단계를 도시하고 있다.
도 4는 본 발명의 한 실시예에 따른 도 3A-H 방법의 서로 다른 단계 동안 다양한 전류 및 전압을 도시하고 있다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 도 3A-H 방법의 서로 다른 단계 동안 다양한 전류 및 전압을 도시하고 있다.
간결하고도 일반적으로 설명하면, 본 발명의 실시예는 AC-to-DC 컨버터, 공진 DC 링크, 보조 파워 디바이스, DC-to-AC 컨버터, 및 DC 링크 라인을 포함하며, 이때 상기 AC-to-DC 컨버터는 단순한 브릿지 정류기가 될 수 있거나 또는 제 1 파워 디바이스를 포함할 수 있고, 그리고 이때 상기 DC-to-AC 컨버터는 제 2 파워 디바이스를 포함하며, 그리고 이때 상기 DC 링크 라인은 AC-to-DC 컨버터, 공진 DC 링크, 및 상기 DC-to-AC 컨버터를 연결하고, 그리고 이때 상기 보조 파워 디바이스는 상기 DC 링크 라인 사이에 연결된다.
추가 실시예에서는 AC-to-DC 컨버터, 공진 DC 링크, DC-to-AC 컨버터, 및 DC 링크 라인을 포함하는 컨버터가 주어진다. 상기 DC-to-AC 컨버터는 공진 커패시터, 등가 파워 다이오드, 및 등가 스위치를 포함하며, 이때 상기 공진 커패시터, 등가 파워 다이오드, 및 등가 스위치는 상기 DC 링크 라인 사이에서 연결되고 서로 병렬이다. 상기 공진 DC 링크는 보조 파워 디바이스를 포함한다. 상기 DC 링크 라인은 상기 AC-to-DC 컨버터, 공진 DC 링크, 및 DC-to-AC 컨버터를 연결한다. 상기 보조 파워 디바이스는 상기 DC 링크 라인 사이에서 연결된다.
본 발명의 실시예들은 제로 전압 스위칭 조건에서 동작할 수 있다.
도 1은 본 발명의 한 실시예를 도시하고 있다. 컨버터 회로(100)는 AC-to-DC 컨버터(110)를 포함한다. 상기 AC-to-DC 컨버터(110)는 파워 디바이스 112-1, ...112-n을 포함한다. 컨버터(100)는 또한 공진 DC 링크(120)를 포함하며, 이 DC 링크는 적어도 하나의 보조 파워 디바이스(122)를 포함한다. 컨버터(100)는 제 2 파워 디바이스 132-1,...132-n'을 포함하는 DC-to-AC 컨버터(130) 및 DC 링크 라인(150)을 추가로 포함한다. DC 링크 라인(150)은 AC-to-DC 컨버터(110), 공진 DC 링크(120), 및 DC-to-AC 컨버터(130)를 연결한다. 보조 파워 디바이스(122)는 DC 링크 라인(150) 사이에서 연결된다.
AC-to-DC 컨버터(110)에서, 파워 디바이스(122)의 수(n)는 출력 페이즈에 따라서 둘 이상이 될 수 있다. 예를 들어, n은 3-페이즈 AC 파워를 수용하는 실시예에서 6이 될 수 있다. 파워 디바이스(112)는 MOS-FET 방식 또는 NPN 바이폴러 트랜지스터의 파워 트랜지스터(113-1,...113-n)를 포함할 수 있다. 일부 실시예에서, 파워 다이오드(114-1,...114-n)는 파워 트랜지스터(112)를 가로질러 연결된다. 일부 실시예에서, 파워 다이오드(114)는 분명히 형성되어 있지는 않으며, 파워 트랜지스터(113)를 형성하는 부산물로서 기생(parasitic) 다이오드이다. 파워 디바이스(112)가 MOS-FET인 실시예에서, 파워 다이오드(114)는 상응하는 파워 MOS-FET의 소스와 드레인 사이에서 연결된다.
AC-to-DC 컨버터(110)에서, 파워 디바이스(112)는 직렬 쌍으로(pair wise) 연결되는데, 112-1 및 112-2는 제 1 아암(117-1)을 형성하고, 112-3 및 112-4는 제 2 아암(117-2)을 형성하고, 그리고 112-5 및 112-6은 제 3 아암(117-3)을 형성한다. 다른 실시예에서, 상기 아암의 수는 대략 1과 6 사이가 될 수 있다.
일부 실시예에서, 터미널(115-1,...115-3)은 상응하는 아암의 파워 트랜지스터 사이의 아암(117-1,...117-3)에 연결된다. 터미널(115)은 AC 전류를 수신하기 위해 외부 AC 파워 소스에 연결될 수 있다.
DC-to-AC 컨버터(130)에서, 파워 디바이스(132)의 수(n')는 AC 출력 페이즈에 따라 둘 이상이 될 수 있으며, 가령, 3-페이즈 시스템에 있어서는 6이 된다. 파워 디바이스(132)는 파워 트랜지스터(133-1,...133-n')를 포함할 수 있다. 파워 트랜지스터(133)는 가령, MOS-FET 디바이스가 될 수 있다. 일부 실시예에서, 파워 다이오드(134-1,...134-n')는 파워 트랜지스터(133-1,...133-n)를 가로질러 연결된다. 다른 실시예에서, 파워 다이오드(134)는 파워 트랜지스터(133)를 형성하는 부산물로 형성될 수 있다. 파워 디바이스(132)가 MOS-FET인 실시예에서, 파워 다이오드(134)는 상응하는 파워 MOS-FET의 소스와 드레인 사이에 연결된다.
AC-to-DC 컨버터(130)에서, 파워 디바이스(132)는 직렬 쌍으로 연결되는데, 132-1 및 132는 제 1 아암(137-1)을 형성하고, 132-3 및 132-4는 제 2 아암(137-2)을 형성하고, 그리고 132-5 및 132-6은 제 3 아암(137-3)을 형성한다. 다른 실시예에서, 상기 아암의 수는 대략 1과 6 사이가 될 수 있다.
일부 실시예에서, 터미널(135-1,...135-3)은 상응하는 아암의 파워 트랜지스터 사이의 아암(137-1,...137-3)에 연결된다. 터미널(135)은 AC 전류를 전달하기 위해 외부 로드(144)에 연결될 수 있다. 외부 로드(144)는 가령 M으로 표시된 모터가 될 수 있다.
공진 DC 링크(120)의 보조 파워 디바이스(122)는 보조 파워 트랜지스터(123)을 포함하며, 이 보조 파워 트랜지스터(123)는 MOS-FET 또는 npn 바이폴러 파워 트랜지스터가 될 수 있다. 보조 파워 다이오드(124)는 보조 파워 트랜지스터(123)를 가로질러 연결된다. 보조 파워 트랜지스터(123)가 MOS-FET가 되는 실시예에서, 보조 파워 다이오드(124)는 상기 MOS-FET의 소스와 드레인 사이에 연결될 수 있다. 다른 실시예에서, 보조 파워 다이오드(124)는 보조 파워 트랜지스터(123)를 형성하는 부산물로서 형성될 수 있다.
공진 DC-링크의 추가 구성요소는 제 1 커패시터(C1)(보조 파워 디바이스(122)와 직렬로 연결됨) 및 인덕턴스(Lr)(상기 보조 파워 디바이스(122) 및 커패시터(C1)와 병렬로 연결됨)를 포함한다. 일부 실시예에서, 커패시터(C1 및 C2)는 가령, 상기 컨버터(100)의 나머지의 기생 커패시턴스와 비교하여 큰 커패시턴스를 갖는다. 이러한 실시예에서, 커패시터(C1 및 C2)와 연계된 특성 시간은 컨버터(100)의 다른 특성 시간보다 훨씬 길다. 따라서, 상기 커패시터(C1 및 C2)의 전압이 상기 회로의 나머지에서의 전압보다 훨씬 느리게 변하기 때문에, 상기 커패시터(C1 및 C2)는 전압원으로 생각될 수 있다.
도 2는 본 발명의 또 다른 실시예를 도시한다. 이러한 실시예는 도 1의 컨버터에 상당한다. AC-to-DC 컨버터(110)의 기능은 인덕터(Li)와 직렬로 연결된 전압원(Vdc)를 포함하는 단순화된 입력 회로에 의해 실행될 수 있다.
DC-to-AC 컨버터(130)에서, 등가 스위치(Qx)는 파워 디바이스(132)를 대체할 수 있다. 역-평행(anti-parallel) 다이오드(Dx)는 모든 파워 다이오드(114 및 134)를 나타낸다. 로드(144)에 의한 전류는 회로의 나머지에 대하여 전류원(I0)으로 생각될 수 있는데, 그 이유는 일부 실시예에서 상기 로드 인덕턴스가 상기 공진 인덕턴스(Lr)보다 크거나 10배까지 될 수 있기 때문이다. DC-to-AC 컨버터(130)에서 커패시터(Cr)는 파워 디바이스(112 및 132)의 모든 병렬- 및 직렬- 연결된 출력 커패시터와 공진 DC 링크(120) 사이의 모든 기생 커패시터를 나타낸다. 등가 스위치(Qx)의 닫힌/전도/턴 온(closed/conducting/turned on) 상태는 주어진 아암의 파워 트랜지스터가 닫힌/전도/턴 온 상태에 있는 상황에 상응한다.
컨버터(100)의 동작시, 인덕터(Lr) 및 커패시터(Cr)는 상기 회로의 가장 빠른 특성 시간(T2 ≡ 2π√(LrCr))을 갖는 공진 회로를 형성한다. T2는 또한 공진 사이클 또는 공진 시간으로 일컬어질 것이다.
공진 DC 링크(120)에서, 공진 스위치(Qr) 및 파워 다이오드(Dr)는 보조 파워 디바이스(122)를 나타낸다. 전압(Vc1 및 Vc2)은 커패시터(C1 및 C2)의 일정 전압을 나타낸다.
직접적인 회로 분석으로 인해 도 2의 실시예는 도 1의 컨버터(100)에 유사하게 실행됨을 알 수 있다. 다음으로, 컨버터(100)의 동작이 설명될 것이다.
일부 실시예에서, 상기 동작은 파워 디바이스 및 공진 사이클의 스위칭 시간을 바탕으로 다섯 개의 단계나 페이즈로 나누어질 수 있다. 상기 단계 또는 페이즈의 수는 상기 회로의 다양한 특성 시간 상수에 의존한다. 상기 시간 상수에는 파워 디바이스의 스위칭 시간 그리고 Lr 및 Cr의 상기 공진 사이클의 주기가 포함된다. 상기 분석에서 인덕턴스 Lr의 코어 포화(core saturation) 그리고 스위치 Qx 및 Qr의 비이상적인 태양은 무시될 것이다.
도 3A-H는 도 1 및 2의 컨버터(100)의 동작 단계들을 도시한다. 이러한 도면에서, 굵은 선은 전류의 주된 부분이 흐르는 전기적 결합을 표시한다.
컨버터(100)는 도 3A 및 3B에 도시된 바와 같이, t < t0에서 적어도 두 개의 초기 상태(State0 및 State1)를 가질 수 있다.
도 3A는 State0에서 스위치(Qx 및 Qr)가 개방되고 전류의 주요 부분이 DC 링크 라인(150) 및 로드(144) 내에서 흐르는 것을 나타낸다.
도 3B는 State1에서 스위치(Qx 및 Qr)가 또한 개방됨을 나타낸다. 전류의 주요 부분은 DC 링크 라인(150) 및 로드(144)를 통해 흐른다. 게다가, 전류는 Lr 및 Cr 그리고 파워 다이오드(Dx)를 통해 흐른다.
등가 스위치(Qx)가 개방/턴 오프되는 State0으로 시작하는 방법의 단계를 고려한다.
도 3C는 단계 1을 도시한다. 단계 1(t0≤t<t1)에서, 공진 스위치(Qr)는 t=t0에서 턴 온된다. 인덕터 전류(iL(t))는 C1, Qr, 및 Lr을 통해 흐른다. 인덕터(Lr)를통해 흐르는 상기 전류(iL(t)) 는 아래와 같이 주어진다:
상기 전류(iL(t))는 t1에서 최대값에 도달한다:
등가 스위치(Qx)를 가로지른 전압은 또한 DC 링크 전압으로 일컬어질 것이다:vQx(t) = vdc(t). 상기 DC 링크 전압의 값은 아래와 같이 주어진다:
도 3D는 단계 2를 도시한다. 단계 2(t1≤t<t2)에서, 공전 스위치(Qr)는 턴 오프된다. 이 경우 전류의 주요 부분은 Lr 및 Cr을 포함하는 회로를 통해 흐른다. C2를 가로지르는 전압은 상기 설명된 바와 같이 전압원(Vc2)으로 생각될 수 있다. 등가 스위치(Qx)를 가로지르는 전압은 아래와 같이 주어진다:
단계 2의 세팅에 상응하는 공진 시간(T2)은 아래와 같이 계산될 수 있다:
단계 2의 세팅은 시간 주기(t2-t1)에 대하여 유지되고, 상기 시간 주기의 길이는 t2-t1 = T2로 선택됨으로써 단계 2의 끝에서 전압 vdc(t)는 t = t2에서 0으로 떨어진다.
도 3E는 단계 3의 제 1 주기를 도시한다. 단계 3(t2≤t<t3)의 제 1 주기에서, 역-평행 다이오드(Dx)는 전도성/폐쇄될 것인데, 그 이유는 상기 인덕터 전류(iL(t))가 양(positive)이기 때문이다(상기 전류가 커패시터(C2)를 향해 흐르므로). 본 발명의 실시예의 특성은 ZVS(Zero-Voltage-Switching) 조건으로 일컬어지는 파워 손실을 예방한다.
도 3F는 단계 3의 제 2 주기를 도시한다. 단계 3(t3≤t<t4)의 제 2 주기에서, 등가 스위치(Qx)는 여전히 턴 온된다. 그러나, 인덕터 전류(iL(t))의 극성은 음으로 바뀐다. 이 주기에서, 상기 인덕터 전류(iL(t))는 제 2 커패시터(C2)의 전압(Vc2)에 선형으로 감소한다. t=t4에서 단계 3의 제 2 주기의 끝에서, 등가 스위치(Qx)는 턴 오프된다. 등가 스위치(Qx)를 가로지르는 전류는 아래와 같이 적을 수 있다:
t4에서 최대값에 도달한다:
도 3G는 단계 4를 도시한다. 단계 4(t4≤t<t5)에서, 인덕터 전류(iL(t))의 극성은 음이고 그리고 Qx는 턴 오프된다. 따라서, 단계 4에서 DC 링크 전압(vQx(t))은 Lr과 Cr 사이의 공진에 따라 증가한다.
도 3H는 단계 5를 도시한다. 단계 5(t5≤t<t6)에서, DC 링크 전압 VQx(t)는 t=t5에서 값(Vc1 + Vc2)에 도달하고, 추가 공진 인덕터 전류는 Lr, Dr, 및 C1을 통해 흐를 수 있다. 상기 DC 링크 전압 VQx(t)는 아래와 같이 적을 수 있다:
도 4, 5A, 및 5B는 도 3A-H의 단계에 상응하는 전류 및 전압을 도시한다.
도 4, 5A, 및 5B는 컨버터(100)의 ZVS(zero voltage switching) 특성을 도시한다. Qx의 턴-온 신호는 상기 전압 VQx(t)= Vdc(t)이 제로에 도달한 이후에 인가된다. 또한, 공진 스위치 Qr의 턴-온 신호는 (t5≤t<t6 ) 사이에 인가될 수 있고, 이 시간 주기에서 전압 VQr(t)는 제로가 된다. 따라서, 두 스위치 Qx 및 Qr은 ZVS(zero-voltage switching) 조건에서 턴 온됨으로써, 스위칭 손실을 막는다. 이러한 실시예에서, 스위칭 사이클은 State1에서 컨버터(100)로써 시작됨으로써, State0 조건을 막는다.
상기 방법의 일부 실시예에서, 스위칭 시간은 확장된다. 이러한 실시예들은 로드 요건에 따라서, PWM(펄스폭 변조)을 제공할 수 있다. 이러한 실시예에서, Qr은 이후 t=t7에서 턴 온된다. 상기 지연 시간 주기(t7-t6)는 때때로 시간 슬롯 T7= t7-t6으로 일컬어진다. t=t7에서, 전압 VQr(t)는 일반적으로 제로보다 큰 Vc1이다. 따라서, Qr은 t=t7에서 제로 전압 조건에서 턴 온 되지 않을 것이다. 그러나, Vc1의 통상적인 전압 레벨은 Vc2에 비하여 매우 낮으며, Qr 내부로 흐르는 전류는 제로로부터 시작하고, 전압 및 전류 크로싱에 의해 야기된 스위칭 손실은 거의 제로이다. 이러한 실시예에서, 상기 스위칭 사이클은 State0에서 컨버터(100)와 함께 시작한다.

Claims (20)

  1. 컨버터 회로에 있어서, 상기 컨버터 회로는
    - 다수의 제 1 파워 디바이스를 포함하는 AC-to-DC 컨버터,
    - 하나이상의 보조 파워 디바이스를 포함하는 공진 DC 링크,
    - 다수의 제 2 파워 디바이스를 포함하는 DC-to-AC 컨버터, 및
    - 상기 AC-to-DC 컨버터, 공진 링크, 및 DC-to-AC 컨버터를 연결하는 DC 링크 라인
    을 포함하고, 이때 상기 보조 파워 디바이스는 상기 DC 링크 라인 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 이때 상기 다수의 제 1 파워 디바이스는 MOS-FET 및 non 바이폴러 트랜지스터로부터 선택된 제 1 파워 디바이스를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  3. 제 2 항에 있어서, 이때 상기 다수의 제 1 파워 디바이스는 상응하는 제 1 파워 트랜지스터를 가로질러 연결된 제 1 파워 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  4. 제 3 항에 있어서, 이때 상기 제 1 파워 트랜지스터를 가로질러 연결되는 제 1 파워 다이오드는 제 1 MOS-FET 파워 트랜지스터의 소스와 드레인 사이에 연결되는 제 1 파워 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  5. 제 3 항에 있어서, 이때 상기 다수의 제 1 파워 디바이스는 다수의 제 1 아암을 형성하도록 직렬 쌍으로 연결되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  6. 제 5 항에 있어서, 이때 상기 AC-to-DC 컨버터는 세 개의 제 1 아암 및 DC W전압을 생성하는 단순 정류기 중 하나이상을 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  7. 제 5 항에 있어서, 컨버터는 상응하는 제 1 아암에 연결된 제 1 터미널을 추가로 포함하고, 이때 상기 제 1 터미널은 AC 전원으로부터 AC 전력을 수용하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  8. 제 1 항에 있어서, 이때 상기 다수의 제 2 파워 디바이스는 MOS-FET 및 non 바이폴러 트랜지스터로부터 선택된 제 2 파워 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  9. 제 8 항에 있어서, 이때 상기 다수의 제 1 파워 디바이스는 상응하는 제 2 파워 트랜지스터를 가로질러 연결된 제 2 파워 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  10. 제 9 항에 있어서, 이때 상기 제 2 파워 트랜지스터를 가로질러 연결되는 제 2 파워 다이오드는 제 2 MOS-FET 파워 트랜지스터의 소스와 드레인 사이에 연결되는 제 2 파워 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  11. 제 9 항에 있어서, 이때 상기 제 2 파워 트랜지스터는 다수의 제 2 아암을 형성하도록 직렬 쌍으로 연결되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  12. 제 11 항에 있어서, 이때 상기 DC-to-AC 컨버터는 세 개의 제 2 아암을 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 컨버터는 상응하는 제 2 아암에 연결된 제 2 터미널을 포함하고, 이때 상기 제 2 터미널은 로드에 AC 전력을 제공하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  14. 제 1 항에 있어서, 이때 상기 DC-to-AC 컨버터는
    - 공진 커패시터,
    - 등가 파워 다이오드, 및
    - 등가 스위치
    를 포함하고, 이때 상기 공진 커패시터, 등가 파워 다이오드, 및 등가 스위치는 DC 링크 라인 사이에 연결되고 그리고 서로 병렬인 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  15. 제 1 항에 있어서, 이때 상기 공진 DC 링크의 보조 파워 디바이스는 MOS-FET 및 non 바이폴러 트랜지스터로부터 선택된 보조 파워 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  16. 제 15 항에 있어서, 이때 상기 공진 DC 링크의 보조 파워 디바이스는 상기 보조 파워 트랜지스터를 가로질러 연결된 보조 파워 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  17. 제 1 항에 있어서, 이때 상기 보조 파워 디바이스는 상기 DC 링크 라인으로 연결되지 않는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  18. 제 16 항에 있어서, 이때 상기 공진 DC 링크는
    - 상기 보조 파워 디바이스와 직렬로 연결된 제 1 커패시터,
    - 상기 파워 디바이스의 기생 커패시터를 포함하는 공진 커패시터,
    - 상기 보조 파워 디바이스 및 상기 제 1 커패시터와 병렬로 연결된 인덕턴스로서, 이때 상기 인덕턴스는 상기 공진 커패시터와 공진 회로를 형성하는 상기 인덕턴스, 및
    - 스위칭 LC 공진기와 직렬로 연결된 제 2 커패시터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  19. 제 18 항에 있어서, 이때 상기 DC 링크 라인 사이의 출력 전압을 출력하고, 이때 상기 출력 전압은 상기 제 1 커패시터를 가로지르는 전압과 상기 제 2 커패시터를 가로지르는 전압의 합에 클램핑되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로.
  20. 컨버터 회로를 동작시키는 방법에 있어서, 상기 컨버터 회로는 AC-to-DC 컨버터, 하나이상의 보조 파워 디바이스를 포함하는 공진 DC 링크, DC-to-AC 컨버터, 및 상기 AC-to-DC 컨버터, 공진 링크, 및 DC-to-AC 컨버터를 연결하는 DC 링크 라인을 포함하고, 이때 상기 보조 파워 디바이스는 상기 DC 링크 라인 사이에 연결되고, 상기 방법은
    - 제로 전압 스위칭 조건으로써 상기 보조 파워 디바이스를 스위칭하는
    단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로 동작 방법.
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