JP3877042B2

JP3877042B2 - 補助共振回路

Info

Publication number: JP3877042B2
Application number: JP2000179936A
Authority: JP
Inventors: 芸峰陳; 淳藤川; 弘和小林
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2000-06-15
Filing date: 2000-06-15
Publication date: 2007-02-07
Anticipated expiration: 2020-06-15
Also published as: JP2002010651A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体電力変換装置に係わるもので、特に共振現象を利用して、ゼロ電圧でスイッチング動作を行う共振形電力変換装置の回路方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の、産業上最も一般的に使われている三相電力変換装置の主回路図を図２に示す。
図２において、１１は直流電源、８は直流電圧を平滑するための直流コンデンサ、１０は例えば交流電動機などの三相交流負荷、９は電力変換の役割を果たす主変換ブリッジであり、１２は変換ブリッジを構成する半導体スイッチング素子である。
【０００３】
半導体スイッチング素子は、同図に示すように一般的に、ゲート信号によってオンオフする半導体スイッチ部（トランジスタ部）と、この半導体スイッチ部と逆並列に接続された還流ダイオード部とで構成されている。
現実の半導体スイッチには、蓄積容量などの寄生容量が必ず存在しており、図中にはこれらも併記している。この寄生容量は、一般にはスイッチのデメリットとしてとらえられることもあるが、共振形コンバータを構成する場合には、この寄生容量をＬＣ共振回路の一部として逆に利用できる。
【０００４】
電力の変換は半導体スイッチ素子のオンオフスイッチング動作により行われ、従来の、このオンオフスイッチング動作はいわゆるハードスイッチング方式で行われている。
ハードスイッチングの場合、スイッチング動作期間（転流期間）中、スイッチング素子にかかる端子電圧と素子に流れる電流には重なり（電圧、電流両方ともゼロでない）期間があり、この電圧と電流の積はスイッチング素子で消耗するスイッチングロスとなる。
このスイッチングロスはスイッチング周波数に比例し、スイッチング周波数を高く設定するほど、過大なスイッチングロスを発生させ、変換装置の効率を低下させてしまう。
さらに、スイッチング動作期間中、相電流の方向で電流がスイッチング素子のダイオード部を通している時、同じポールの反対側のスイッチ素子にオン信号が出されると、寄生容量により、ポールに一瞬短絡するような現象が起こるため、短絡による過大な電流サージにより電磁ノイズを発生し、電磁環境に悪影響を与えてしまう。
【０００５】
近年、高効率また電磁環境性に優れた変換装置を目指して、共振現象を利用したソフトスイッチング方式の研究が進められており、その原理は、主変換器の回路に補助共振回路を設け、主変換器のスイッチング動作を、補助共振回路でスイッチング素子の端子電圧または電流をなめらかにゼロに落としてから行うものである。
この場合、主変換器のスイッチング転流期間中、電圧と電流のいずれか一方または両方がゼロであるので、スイッチングロスが発生しなくなり、また、転流がなめらかに行われるので、電磁ノイズの発生も著しく削減できる。
以下、記述の簡便性のため、ゼロ電圧でスイッチングすることをＺＶＳ、ゼロ電流でスイッチングすることをＺＣＳと略記する。
【０００６】
共振形変換器の補助共振回路において、いろいろな回路方式が提案されているが、大きく分けて２通りに分類できる。１つは、各ポールごとに、補助スイッチング用の共振回路を付加する補助共振ポール形であり、もう１つは、主変換器の全ポールに対して、１セットの共振回路により一括処理する直流リンク共振形である。
これらの各回路方式においては、採用する部品の点数と寿命、スイッチングシーケンスの容易さと確実性、また、共振回路動作用のセンサ追加の必要性などの点でそれぞれ一長一短がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記した問題に対してなされたものであって、直流リンク共振形変換方式において、少部品点数で、追加センサを必要とせず、確実にソフトスイッチング動作を実現できる回路方式を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
単独または複数の多相交流から直流へ、または、直流から単独または複数の多相交流へ電力変換する半導体電力変換装置の直流リンクにおいて、
直流リンクと、直流電源またはこれと等価機能を有する直流コンデンサとを電気的に遮断する第１の半導体スイッチング素子と、互いに直列接続され、かつ前記直流電源または直流コンデンサと並列に接続される第２、第３の半導体スイッチング素子と、この両半導体スイッチング素子の相互接続点および前記第１の半導体スイッチング素子の直流リンク接続点との間に挿入される共振用リアクトルとで構成する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明における補助共振回路を、コンバータ・インバータ電力変換システムに適用した場合の主回路構成例を図１に示す。
同図において、１は多相交流電源、２は交流電力を直流へ変換するコンバータ、３は本発明における補助共振回路、８は直流リンク電圧を平滑するための直流コンデンサ、９は直流電力を多相交流へ変換する多相インバータ装置、１０は例えば交流モータなどの多相交流負荷である。
本発明の補助共振回路３において、４は直流リンクを直流コンデンサから切り離すための半導体スイッチング素子Ｑ_０、５，６は補助共振回路を制御するための半導体スイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_２、７は共振用のリアクトルＬｒである。
本実施例では、共通直流リンクに各１台のコンバータ、インバータを接続しているが、複数台数のコンバータ、インバータの接続も可能である。
【００１０】
本発明の補助共振回路は、使用部品として半導体スイッチング素子と共振用リアクトルの二種類で済み、また、それらが半永久的な寿命を持つものであるので、信頼性に優れている。
また、部品点数も少なく、しかも複数の主変換器と共通使用できるので、補助回路の追加によるコストの上昇を最小限に抑えられる。
さらに、後述のＺＶＳ動作と合わせて、スナバ回路が省略できたり、または主変換器と共通に使用できるため、変換装置のコストを低く抑えることができる。
【００１１】
本発明の補助共振回路の作用は、主変換回路のスイッチング素子が転流動作を行う直前に、共振動作を起動させ、直流リンク電圧を一旦ゼロに落としてから、ゼロ電圧の状態で主変換回路のスイッチング動作を行わせる（ＺＶＳ）ことにある。
これによって、スイッチング動作時に発生するスイッチング損失をゼロにしてシステムの変換効率を大幅に向上させるとともに、電磁ノイズの発生も大幅に抑制するものである。
【００１２】
補助共振回路の動作原理の理解を容易にするために、まず、主回路をモデル化し、その等価回路を用いて詳述する。
モデル化した主回路の等価回路を図３に示す。同図において、１３は図１の２と９に相当する部分であり、主変換器の等価回路である。８’は図１の８と同様、平滑用の直流コンデンサであり、その電圧値Ｖｄｃは転流動作中ほとんど一定であるので、直流電圧源と見なせる。３’は本発明の補助共振回路である。
【００１３】
１３の主変換器等価回路において、１４は等価共振コンデンサＣ_ｒであり、その容量値は付加スナバコンデンサ容量と主変換器スイッチング素子の寄生コンデンサ容量との和となる。
主変換器の各ポールにおいて、上下スイッチング素子のいずれか一方が電流の導通により、そのコンデンサが短絡するので、このポールの等価容量はスイッチング素子一個の寄生容量（Ｃｓ）と等しい。主変換器を構成するポール数がｎ個であれば、全寄生容量の相当容量値はｎ×Ｃｓと概算できる。なお、等価共振コンデンサの電圧Ｖｒは直流リンク電圧と等しいことが明らかである。
【００１４】
１５は主変換器のスイッチング素子に逆並列に接続されるダイオードの代表であり、共振動作においては。クランプダイオードＤの役割も果たしている。
１６は主変換器から直流リンクに流れ込む負荷電流であり、その値Ｉ_Ｓが多相負荷電流値と主変換器の各スイッチング素子のオンオフ状態に依存するが、転流期間中、交流負荷電流はほぼ一定値なので、主スイッチング素子のオンオフ状態に依存する電流源と見なせる。
【００１５】
以下、上述の等価モデルを用いて、本発明の補助共振回路を利用した場合の主変換器の転流動作原理について詳述する。
主スイッチング素子の切り換え動作において、直流リンクで出入りする電流が直流リンクに流し込む状態から引き出し状態になる時の転流動作を代表して説明する。
【００１６】
転流動作は、全部で１０のモードからなる。各モードでの、各スイッチング素子に与えるスイッチング信号と直流リンク電圧Ｖｒ、共振用リアクトルＬｒに流れる電流Ｉｒ波形を図４に示す。また、モード１からモード１０までの動作遷移を図５に示す。
以下、図５の動作遷移図に従って動作原理を説明する。
【００１７】
モード１：
このモードは転流動作前の定常状態である。補助スイッチＱ_１，Ｑ_２はオフ、Ｑ_０はオンであり、共振リアクトルには電流が流れず、すなわち、補助共振回路は休止状態である。負荷電流はＱ_０のダイオード部を通して直流電源に流れ込み、リンク電圧は直流電源とほぼ同じＶｄｃである。
【００１８】
モード２：
このモードは転流開始モードである。Ｑ_０にオフ、Ｑ_１にオン信号を与えることによって、転流動作が開始し、このモードに遷移する。この場合、共振リアクトルＬｒの初期電流がゼロであり、電流の変化もＬｒに抑制されるため、Ｑ_１のオンはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）である。また、Ｑ_０にオフ信号を与えても、リンク電流が還流ダイオードを流れるので、ＺＣＳ、ＺＶＳである。
Ｑ_１がオンになったら、共振リアクトルに直流リンク電圧がかかり、Ｉｒ電流は直線的に増加する。同時に、Ｑ_０のダイオード部に流れる電流はＩｒ分だけ直線的に減少する。
【００１９】
モード３：
このモードは直流リンク共振モードである。モード２において、共振リアクトル電流Ｉｒが増加し、負荷電流Ｉ_Ｓ１と等しくなった時、Ｑ_０は自然オフとなり、このモードに遷移する。この場合、直流リンクは直流電源から切り離されているので、共振リアクトルＬｒとコンデンサＣｒと共振作用を起こし、直流リンク電圧Ｖｒが共振によりゼロまで落ちる。これと同時に、Ｌｒ電流は共振により最大値まで上昇する。
【００２０】
モード４：
このモードは直流リンクのゼロ電圧クランプモードである。共振コンデンサＣｒの電圧が減少し、ゼロに達したら、このモードに遷移する。直流リンク電圧がさらに下がろうとするが、クランプダイオードＤが導通し、リンク電圧はゼロにクランプされる。この場合、Ｌｒ両端電圧がゼロなので、Ｌｒ電流Ｉｒは最大値で一定値に維持し、クランプダイオードＤは導通し続け、なにもしなければ、直流リンク電圧は永遠にゼロにクランプされ続ける。この期間中で、主変換器のスイッチング素子にスイッチング信号を与えれば、スイッチングがＺＶＳであることは明らかである。
【００２１】
モード５：
このモードはＬｒ電流であるＩｒが減少するモードである。主変換器がスイッチングを行った後、Ｑ_１にオフ信号を与えることにより、このモードに遷移する。Ｑ_１のオフ動作はその寄生容量のためＺＶＳである。Ｑ_１がオフになったら、Ｑ_１のトランジスタに流れる電流はＱ_２の還流ダイオードに移り、直流電源に流れ込む。Ｌｒ電流が完全にＱ_２に転流したら、Ｑ_２にオン信号を与える。この場合、Ｑ_２の還流ダイオードは既に導通しているので、Ｑ_２のオン動作はＺＣＳ、ＺＶＳである。
Ｑ_２が導通したら、共振リアクトルＬｒの端子電圧は−Ｖｄｃとなるので、Ｌｒ電流Ｉｒが直線的に減少する。この電流がゼロに減少するまで、Ｑ_２の還流ダイオードは導通し続ける。
【００２２】
モード６：
このモードはＬｒ電流であるＩｒが逆方向で増加するモードである。前モードにおいて、Ｉｒが減少し、ゼロに達したらこのモードに遷移する。この場合、Ｑ_２の還流ダイオードがオフとなり、電流Ｉｒがさらに減少するが、極性を変え、Ｑ_２のトランジスタ部を通して、反対方向で直線的に増加する。それと同時にクランプダイオードＤに流れる電流は直線的に減少する。
【００２３】
モード７：
このモードはＬｒ、Ｃｒ共振モードである。前モードにおいて、Ｌｒ逆電流の増加で、クランプダイオードＤの電流が減少し、ゼロに達したらこのモードに遷移する。この場合、クランプダイオードＤがオフ状態となるので、増加し続けるＬｒ逆電流は共振コンデンサＣｒに流れ始め、Ｌｒ、Ｃｒ共振状態になり、直流リンク電圧が直流電源電圧Ｖｄｃに達するまで共振により上昇する。
【００２４】
モード８：
このモードは直流リンク電圧ＶｒがＶｄｃにクランプされるモードである。直流リンク電圧が共振により上昇し、直流電源電圧Ｖｄｃに達したら、Ｑ_０の還流ダイオードでクランプされ、このモードに遷移する。この場合、Ｑ_０の還流ダイオードの導通で、Ｌｒ両端電圧がゼロであり、Ｌｒ電流が維持するので、なにもしなければ、直流リンク電圧Ｖｒは直流電源電圧Ｖｄｃでクランプされ続ける。この間、Ｑ_０にオン信号を与えれば、Ｑ_０の還流ダイオードの導通状態で、オン動作はＺＶＳ、ＺＣＳである。
【００２５】
モード９：
このモードはＬｒ電流減少モードである。前モードの直流リンク電圧クランプ状態で、Ｑ_２にオフ信号を与えることにより、このモードに遷移する。この場合、Ｑ_２のオフ動作は寄生コンデンサでＺＶＳとなる。Ｑ_２がオフしたら、Ｑ_２に流れる電流はＱ_１の還流ダイオードに移り、Ｌｒはその電流方向と逆方向の直流電源電圧Ｖｄｃが印加されるので、Ｌｒ電流Ｉｒはゼロ方向に向かって直線的に減少する。それと同時に、Ｑ_０の還流ダイオード部に流れる電流は直線的に減少する。
【００２６】
モード１０：
このモードはＬｒ電流であるＩｒが減少するモードである。前のモードにおいて、Ｉｒが減少し、ゼロに達した時、このモードに遷移する。この場合、Ｑ_０のダイオード部がオフ状態になり、トランジスタ部に電流が流れはじめ、直線的に増加する。この状態はＬｒ電流がゼロとなり、Ｑ_０電流が負荷電流と一致するまで続く。つまり、転流動作が完結し、次の定常状態に達するまで続く。
【００２７】
以上は本発明の補助共振回路を利用した場合の転流動作原理であり、主変換器および補助回路のスイッチング動作は、すべてＺＶＳまたはＺＣＳになっていることが分かる。主変換器のスイッチング動作からの要求が来るたびに、上記の補助スイッチング操作を繰り返すことによって、スイッチングロスと電磁ノイズの発生を最大限に抑制することができる。
【００２８】
ＺＶＳ回路の性能を評価する上で、スイッチング動作時、スイッチング素子の端子電圧がゼロであるかどうかは重要であることは当たり前であるが、これは、具体的に端子電圧がゼロに到達できるかどうか、また、ゼロに停留する期間が十分かどうかによって評価できる。
本発明の場合においては、このことは、直流リンク電圧の下降モードで主スイッチング素子の切り換え時にゼロになるか、または回復モードで補助スイッチング素子Ｑ０のオン動作時、直流電源電圧Ｖｄｃに到達できるかどうか、またどれだけ停留できるかに当たる。
転流動作遷移について前述したように、直流リンクの下降モードでは、動作モード３、４で補助スイッチング素子Ｑ１にオン信号を与え続けば、リンク電圧が確実にゼロに到達でき、また半永久的にゼロに維持することができる。
また、直流リンク電圧の回復モードでは、動作モード７、８で補助スイッチング素子Ｑ２にオン信号を与え続けば、同様な結果が得られる。
すなわち、本発明の共振形変換装置では、ゼロ電圧モードは安定モードであり、ＺＶＳ動作は確実に、しかも余裕をもって行えることは明らかである。
【００２９】
以下は、転流動作期間中におけるスイッチング信号の出力タイミングの決定について詳述する。
前述の転流原理で説明したように、本発明ではＺＶＳのためのゼロ電圧保持期間が自由に調整できるため、補助回路のスイッチング素子のスイッチング信号の出力にゆとりを与え、出力タイミングの決定が容易である。
主スイッチング素子（Ｑ_ｓ）の切り換えタイミングは、システム制御プロセスから決められるものとして、これを基準点にして、以後の各補助素子のスイッチングタイミングを決める必要がある。
【００３０】
図４の動作波形図から、Ｑ_１のオフ（直流リンク電圧回復モード開始）タイミングは主スイッチング素子Ｑ_ｓの切り換えタイミングの以後ならよく、Ｑ_２のオンはＱ_１が確実にオフした後の適当なタイミングでよく、また、Ｑ_２のオフがＱ_０のオンの以後ならよいことは明らかである。
従って、Ｑ_ｓ切り換えタイミング前のＱ_１オンＱ_０オフ（転流開始）タイミング（ｔ_１）と直流リンク電圧回復モード開始タイミングからのＱ_０オンタイミング（ｔ_２）を決定すればよい。
【００３１】
モード４とモード８の期間（ゼロ電圧クランプ期間）の任意性から、
ｔ_１＞モード２＋モード３の時間
ｔ_２＞モード５＋モード６＋モード７の時間
を満たせばよいことが分かる。
Ｑ_ｓ切り換えスイッチング前の負荷電流をＩ_ｓ１、スイッチング後の負荷電流を
Ｉ_ｓ２とすると、上記各モードの時間は次のように求められる。
【００３２】

よって、ｔ_１、ｔ_２は次のような条件を満たせばよい。

【００３３】
ここで、Ｉ_ｓ１、Ｉ_ｓ２、Ｖ_ｄｃは主変換器についているセンサ信号から求められるので、補助スイッチング回路の動作タイミングを決められることが分かる。
また、ｔ_１、ｔ_２タイミングを上記右辺計算値より大きめにとれば、ＺＶＳ動作の確実性を一段と上げることができる。
【００３４】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の補助共振回路を利用すれば、少ない部品点数、かつ、ローコストで信頼性の高いソフトスイッチング変換装置を構成することができる。
また、補助スイッチングタイミングの決定についても、共振回路動作用の追加センサを必要とせず、マージンも大きくとれ、さらに、共振形変換器本来の低スイッチング損失、低電磁ノイズ特性と合わせて、環境に優しい電力変換システムを実現でき、実用上きわめて有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の補助共振回路を用いた共振形電力変換器の主回路構成を示す図である。
【図２】従来技術を説明するための三相電力変換器の主回路図例である。
【図３】本発明の原理を説明するための主回路等価モデルである。
【図４】本発明の共振回路の転流時における信号波形と動作波形である。
【図５】本発明の共振変換器における転流時の動作遷移図である。
【符号の説明】
１多相交流電源
２多相コンバータ装置
３本発明の補助共振回路
４、５，６、１２半導体スイッチング素子
７共振用リアクトル
８電圧平滑用直流コンデンサ
９多相インバータ装置
１０多相交流負荷
１１直流電圧源
１３主変換器の等価モデル
１４共振用等価コンデンサ
１５等価クランプダイオード
１６等価電流源
Ｑ_０、Ｑ_１、Ｑ_２本発明の補助共振回路のスイッチング素子
Ｑｓ主変換器の主スイッチング素子
Ｄ等価クランプダイオード
Ｖ_ｄｃ直流電圧源の電圧値
Ｉ_s1,Ｉ_s2 主変換器のスイッチング前と後の等価負荷電流
Ｌ_ｒ共振用リアクトルのリアクタンス値
Ｃ_ｒ共振用等価コンデンサの容量値
Ｖ_ｒ直流リンク電圧値
Ｉ_ｒ共振用リアクトル電流
ｔ_１転流開始時間
ｔ_２直流リンク電圧回復開始からＱ_０オンまでの時間

Claims

単独または複数の多相交流から直流へ、または、直流から単独または複数の多相交流へ電力変換する半導体電力変換装置の直流リンクにおいて、
直流リンクと、直流電源またはこれと等価機能を有する直流コンデンサとを電気的に遮断する第１の半導体スイッチング素子と、互いに直列接続され、かつ前記直流電源または直流コンデンサと並列に接続される第２、第３の半導体スイッチング素子と、この両半導体スイッチング素子の相互接続点および前記第１の半導体スイッチング素子の直流リンク接続点との間に挿入される共振用リアクトルとで構成したことを特徴とする補助共振回路。