KR20050063156A - Ｄｔｖ 수신기에서의 반송파 복구 장치 - Google Patents

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Abstract

VSB 방식의 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치에 관한 것으로서, I 신호의 부호를 검출하는 부호 추출기의 부호 판단 기준이 되는 부호 판단 레벨을 가변시키므로써, 채널 고스트로 인해 약한 파일롯 신호가 수신되었을 경우에 신호의 제로 크로싱에 의한 불필요한 부호 검출을 피할 수 있으므로 보다 빠른 주파수 포착 성능을 발휘할 수 있다. 특히, 지연 시간이 긴 고스트 신호가 존재하여 저역 통과 신호에 큰 패턴 지터(pattern jitter)가 존재할 경우 포착 성능을 향상시키는데 효과적이다.

Description

ＤＴＶ 수신기에서의 반송파 복구 장치{Apparatus for recovering carrier in digital TV receiver}
본 발명은 디지털 TV(DTV) 수신기에 관한 것으로 특히, VSB 방식의 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치에 관한 것이다.
일반적으로 미국 및 국내에서 디지털 TV(예, HDTV) 전송 방식의 표준으로 채택된 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance)의 VSB 방식은 신호를 진폭 변조했을 때, 반송파를 중심으로 위아래가 생기는 두 개의 측대역 중 한쪽 측대역 신호를 크게 감쇄시켰을 때의 나머지 부분만을 변조하는 방식이다.
즉, 기저대역의 한쪽 측파대역 스펙트럼만을 취해 통과대역으로 옮겨서 전송하는 방식으로 밴드 영역을 효율적으로 사용하는 방식 중의 하나이다.
VSB 변조시 기저 대역(base band)의 DC 스펙트럼이 통과대역(pass band)으로 옮겨가면 톤 스펙트럼으로 바뀌게 되고, 이 신호를 흔히 파이롯(pilot) 신호라 부른다. 즉, 방송국에서 VSB 변조를 할 때 수신기에서 신호를 정확히 복조하게 하기 위해서 파이롯 신호를 실어서 공중으로 날려보내게 된다.
도 1은 ATSC 방식에 채용된 VSB 변조 방식을 이용한 송신부의 일반적이 블록 구성도로, 랜더마이저(101), RS-인코더(Reed-solomon Encoder)(102), 데이터 인터리버(data Interleaver)(103), 트렐리스 인코더(104), 멀티플랙서(105), 파일롯 삽입부(106), VSB 변조부(107) 및 RF 업-컨버터(108)로 구성된다.
랜더마이저(Randomizer)(101)는 백색 심볼 생성을 위해 입력 데이터를 랜덤하게 하여 RS-인코더(Reed--solomon Encoder)(102)로 출력하고, RS-인코더(102)는 내측 및 외측 채널 코딩을 위해 랜덤하게 입력되는 데이터를 R-S 부호화하여 20 바이트(byte)의 패리티(parity) 부호를 부가한 후 데이터 인터리버(103)로 출력한다.
데이터 인터리버(103)는 R-S 부호화된 데이터를 정해진 규칙에 의해 인터리빙하여 트렐리스 인코더(104)로 출력하고, 트렐리스 인코더(104)는 인터리빙된 데이터를 바이트(byte)에서 심볼(symbol)로 변환하여 트렐리스 부호화한 후 멀티플렉서(105)로 출력한다. 상기 멀티플렉서(105)는 트렐리스 부호화된 심볼열에 세그먼트(segment) 동기 신호, 필드(field) 동기 신호를 매 세그먼트 및 매 프레임마다 먹싱하여 프레임으로 만든 후, 파일롯 삽입부(106)로 출력한다. 파일롯 삽입부(106)는 프레임화된 송신 심볼에 DC값인 파일롯 신호를 삽입하여 VSB 변조부(107)로 출력한다.
위에서 언급한 랜더마이저(101), RS-인코더(102), 인터리버(103), 트렐리스 인코더(104), 멀티플렉서(105), 파일롯 삽입부(106)까지의 구성이 채널 인코더(channel encoder)이다.
상기 채널 엔코더에서 출력되는 인코딩된 디지털 신호는 VSB 변조부(107)를 통해 대역폭이 6MHz인 VSB의 중간 주파수 신호로 변조되고, R-S 업 컨버터(108)를 거쳐 RF 통과 대역 신호로 변환 된 후 송신 안테나(109)를 통해 전송되게 된다.
도 2는 상기 VSB 변조부의 구성을 도시한 도면으로, 복소 필터(201), 중간 주파수 변조부(202)와, 뺄셈기(203)로 구성된다.
상기 채널 엔코더에서 출력되는 인코딩된 디지털 신호는 VSB 변조를 위하여 복소 필터(201)로 입력된다. 인코딩된 디지털 신호가 복소 필터(201)를 통과하면 I, Q 신호의 주파수 모양은 VSB 변조를 할 수 있는 모양으로 변한다.
상기 중간 주파수 변조부(202)는 복소 필터(201)에서 출력되는 I, Q 신호 각각에 대하여 중간 주파수 신호(fc)로 변조를 한 후에 이를 뺄셈기(203)로 출력한다. 상기 뺄셈기(203)에서는 중간 주파수의 I 신호로부터 중간 주파수의 Q 신호를 감산하므로써, 대역폭이 65MHz인 VSB 중간 주파수 신호가 얻어지게 된다.
그리고, VBS 변조부(107)의 출력 신호는 상기 R-S 업 컨버터(108)를 거쳐 RF 통과 대역 신호로 변환 된 후 송신 안테나(109)를 통해 전송되게 된다.
상기 송신부에서 발생된 신호는 전송 채널을 통과하여 DTV 수신기에 입력되게 된다.
도 3은 미국향 DTV 수신기를 나타낸 블록 구성도이다.
VSB 방식으로 변조된 RF(Radio Frequency) 신호가 안테나(301)를 통해 수신되면 튜너(tuner)(302)는 사용자가 원하는 특정 채널의 주파수만을 선택한 후 상기 채널 주파수에 실려진 RF 대역의 VSB 신호를 중간 주파수 대역으로 내리고 타채널 신호를 적절히 걸러낸다.
그리고, 임의의 채널의 스펙트럼을 IF의 통과 대역 신호로 변환하는 튜너(302)의 출력 신호는 인접 채널 신호의 제거, 잡은 신호 제거의 기능으로 채용된 소우(Surface Acoustic Wave : SAW) 필터(303)를 통과하게 된다.
이때, 디지털 방송 신호는 일 예로, 44MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역내에 모든 정보가 존재하므로 SAW 필터(303)에서는 튜너(302)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한 후 중간 주파수 처리부(304)로 출력한다.
중간 주파수 처리부(304)는 후단의 A/D 변환기(305)로 출력되는 신호의 크기를 항상 같게 하기 위하여 상기 SAW 필터(303)에서 출력되는 신호에 이미 계산된 이득(gain)값을 곱해준다. 따라서, A/D 변환기(305)는 항상 같은 크기의 신호를 상기 중간 주파수 처리부(304)로부터 입력받아 디지털화한다.
상기 A/D 변환기(305)에서 디지털화된 통과대역 신호는 반송파 복구부(306)에서 기저 대역 신호로 변형된다. 기저 대역 신호로 변형된 신호에는 송신단에서 반송파 복조를 위해 삽입한 파일롯 신호의 주파수가 0Hz인 DC 성분으로 변한다. 여기서, 발생한 DC 성분은 반송파 복구부(306)에서 그 역할을 모두 수행하였으므로 DC 제거기(307)를 통해 제거한다.
동기화부(308)에서는 상기 DC 제거기(307)의 출력으로부터 전송신호에 존재하는 동기 신호를 추출하고, 심볼 타이밍을 복구하여 동기 신호 구간의 정보를 추출한다. 이렇게 구해진 동기 신호의 구간에 대한 정보는 후단의 채널 등화기(309), 위상 추적기(310) 및 FEC부(311)에서 사용하게 된다.
한편, 상기 DC 제거기(307)를 통해 DC 성분이 제거된 신호는 전송 채널 및 수신기내의 아날로그부에 존재하는 선형 잡음을 제거하기 위하여 채널 등화기(309)를 통과한다. 그리고, 위상 추적기(310)에서는 상기 튜너(302)에서 야기된 잔류 위상 잡음을 제거하여 FEC부(311)로 출력한다. 상기 FEC부(311)는 동기 신호들을 이용하여 위상 잡음이 제거된 신호로부터 송신 심볼을 복구하여 트랜스포트 스트림(TransPort Stream : TP Stream) 형태로 출력한다.
이 작업이 끝나면 DTV내에서의 수신단 역할은 모두 완료되게 되며, 송신단에서 수신단으로 입력된 신호와 같은 트랜스포트 스트림(TP Stream)이 비디오 및 오디오 처리부로 전달되게 된다.
도 4는 현재 한국과 미국의 DTV 규격에 정의된 공중파 신호의 주파수 특성을 보여준다.
각 채널마다 중심 주파수(fc) 및 파이롯(pilot) 주파수(fp)는 다르지만, 여기서는 중심 주파수를 fc, 파일롯 주파수를 fp로 표기하기로 한다.
일 예로, 각 지상파 채널의 대역폭(width)은 6MHz의 가장 중간의 주파수가 중심 주파수(fc)이고, 전송 신호 상 반송파 신호가 존재하는 주파수를 파일롯 주파수(fp)라 한다. 이때, 반송파 대신 파일롯이라는 용어를 사용하는 것은 기존의 방송중인 아날로그 TV 신호에 DTV 신호가 영향을 주지 않도록 하기 위하여 반송파 신호의 크기를 아주 작도록 줄여(약 13dB) 전송하기 때문이다.
따라서, DTV 수신기내의 반송파 복구부(109)에서는 전송 신호의 주파수상에 존재하는 파일롯 주파수(fp)의 위치를 정확하게 복원하여 이를 기저대역 신호로 변환한다.
현재 반송파 복구부(306)의 가장 일반적인 알고리즘으로는 도 5와 같이 DFPLL(Digital Frequency Phase Loop Lock)이라는 것을 사용하는데, 그 회로의 구현이 간단하며 성능이 우수하여 많이 사용하고 있다. 즉, DFPLL로 구성된 반송파 복구부(306)는 A/D 변환부(305)에서 출력되는 통과 대역의 I, Q 신호를 기저 대역의 I, Q 신호로 복조하여 주파수와 위상을 록킹(locking)한다.
상기 DFPLL은 수신 신호의 반송파 성분과 수신기 자체의 기준 반송파 성분의 주파수 차이를 제거하는 FLL(Frequency Locked Loop) 과정을 수행한 다음에, 주파수 차이가 제거된 상기 두 개의 반송파 신호 사이의 위상 오차를 제거하는 PLL(Phase Locked Loop) 과정을 수행하도록 구성되어 있다.
도 5는 종래 기술에 따른 반송파 복구 장치의 블록 구성도이다.
도 5를 보면, 상기 A/D 변환부(305)에서 디지털화 신호는 위상 분할부(501)로 입력되어 I, Q 신호와 곱하여 I, Q 성분으로 분리된 후 복소 곱셈기(502)로 출력되게 된다. 상기 복소 곱셈기(502)는 반송파 복구가 이루어진 복소 반송파 즉, 정현파(SIN)와 여현파(COS)를 복소 발진기(Numerically Controlled Oscillator : NCO)(505)를 통해 입력받은 후 상기 위상 분할부(501)를 통해 출력되는 통과대역의 I, Q 신호와 각각 곱하여 통과 대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q신호로 천이시킨다.
기저대역의 I, Q 신호는 후단의 DC 제거기(307)로 출력됨과 동시에 반송파 복구를 위하여 반송파 복구부(306)의 주파수 위상 오차 감지부(Frequency Phase Error Detector : FPED)(503)로 출력된다.
상기 FPED(503)는 제 1, 제 2 저역 통과 필터(503a)(503b), 지연기(503c), 부호 추출기(503d), 곱셈기(503e)로 구성된다.
상기 복소 곱셈기(502)에서 출력되는 I 신호는 FPED(503)의 제 1 저역 통과 필터(503a)로 출력되고, 기저대역의 Q 신호는 제 2 저역 통과 필터(503b)로 출력된다.
이때, 반송파를 복구하는 반송파 복구부(306)에서는 6MHz의 대역폭 중 파일롯 주파수(fp)가 존재하는 주파수 주변의 신호만을 필요로 한다. 따라서, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(503a)(503b)는 데이터 성분들이 존재하는 나머지 주파수 성분을 I, Q 신호로부터 제거하여 데이터에 의하여 반송파 복구부의 성능이 저하되는 것을 방지한다.
즉, 기저대역의 I, Q 신호에서 파일롯 신호는 DC 성분으로 변하게 된다. 엄밀하게, DC 성분 주변의 주파수 성분으로 변한다. 이는 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 NCO(505)에서 생성된 반송파 주파수 성분의 차이에 의하여 발생된다. 따라서, DC 주변의 성분만 있으면 반송파 복구는 가능하므로, DC 성분 주변의 신호를 제외한 나머지 데이터 성분을 제 1, 제 2 저역 통과 필터(503a)(503b)를 통해 제거한다.
상기 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력은 지연기(503c)로 입력된다. 상기 지연기(503c)는 데이터 성분이 제거된 I 신호를 일정 시간 지연시켜 부호 추출기(503d)로 출력한다. 이때, 제 1 저역 통과 필터(503a)에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호가 지연기(503c)를 통과하면서 정확히 DC 성분으로 파이롯이 변하지 않으면 그 만큼에 해당하는 위상 오차가 발생할 것이다. 따라서, 상기 지연기(503c)는 입력되는 통과대역 신호의 파일롯 주파수 성분과 NCO(505)의 반송파 주파수 성분의 차이를 위상 오차 형태로 변환시켜 부호 추출기(503d)로 출력한다.
상기 부호 추출기(503d)는 상기 지연기(503c)에서 출력되는 신호의 부호를 추출하여 1 또는 -1의 형태로 상기 곱셈기(503e)로 출력한다. 상기 곱셈기(503e)는 상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호와 곱한 후 위상 오차로서 루프 필터(504)로 출력한다.
이에, 루프 필터(504)는 입력되는 위상 오차를 여과하고 적산하여 NCO(505)로 출력하고, 상기 NCO(505)는 상기 루프 필터(504)의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS, SIN)를 생성해 내어 상기 복소 곱셈기(502)로 출력한다.
이러한 과정을 거치게 되면, 상기 복소 반송파는 이전에 비해 좀 더 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분에 가까운 신호가 된다. 이러한 과정을 반복하면 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 거의 비슷한 반송파 주파수 신호가 NCO(505)에서 발생되어 복소 곱셈기(502)로 출력되고, 복소 곱셈기(502)는 통과대역의 신호를 원하는 기저대역의 신호로 천이시킨다.
즉, 입력되는 통과대역에 존재하는 반송파 신호 성분의 파일롯의 주파수와 NCO(505)에서 발생되는 반송파 신호의 주파수 성분이 정확히 일치한다면 FLL 과정은 끝난 것이다.
그러나, 실제 상황에서는 NCO(505)의 자연적인 특성과 전송 선로의 특성의 영향으로 서로 비슷한 주파수 성분을 가지고 있을 뿐 두 개의 반송파 신호의 주파수가 정확하게 일치되지는 않는다. 따라서, 반송파 복구부에서는 서로 불일치되는 주파수 성분을 보정하여 NCO(505)의 주파수를 바꾸어 두 개의 반송파 신호의 주파수가 일치가 되도록 해준다.
FLL이 완료되기 전에는 상기 부호 추출기(503d)는 1과 -1을 번갈아 가면서 출력하나, 일단 FLL이 완료되고 나면 1 또는 -1 중 어느 하나의 신호를 계속 출력한다.
이처럼, 부호 추출기(506)에서 일정한 신호가 출력되면 상기 제 1 저역 통과 필터(503a), 지연기(503c), 부호 추출기(503d)는 동작하지 않고 오직 제 2 저역 통과 필터(503c)만 동작하게 된다. 즉, FLL 과정이 완료되면 자동적으로 두 개의 반송파 신호 사이의 위상 오차를 제거하는 PLL(Phase Locked Loop) 과정이 수행되게 된다.
이러한 DFPLL 알고리즘은 간단한 구성에 비하여 포착 성능이 뛰어나고 시스템의 안정성이 높은 장점을 갖는다.
도 6a 내지 도 6c는 종래 기술에 따른 반송파 복구부의 FLL 동작 원리를 설명하기 위한 신호 파형도이다.
도 6a 내지 도 6c에서의 A(t), B(t), B'(t), B''(t), C(t)는 각각 도 5의 제 2 저역 통과 필터(503b), 제 1 저역 통과 필터(503a), 지연기(503c), 부호 추출기(503d), 곱셈기(503e)의 출력 신호를 나타낸다.
도 6a는 반송파 복구부(306)의 입력 주파수(fc)가 NCO(505)의 출력 주파수(fc')와 같을 때(fc'=fc)로, 제 2 저역 통과 필터(503b)의 출력 신호가 코사인(cosine) 신호 형태이고, 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호가 사인(sine) 신호 형태로 입력되는 경우이다.
반송파 복구부(306)의 입력 주파수(fc)가 NCO(505)의 출력 주파수(fc')와 동일하므로, 지연기(503c)는 지연 시간없이 상기 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호를 그대로 출력한다. 즉, 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호, B(t)와 지연기(503c)의 출력 신호 B'(t)는 동상이다.
그리고, 상기 지연기(503c)의 출력 신호, B'(t)는 부호 추출기(503d)를 통해 신호의 부호가 판별되어, 0에서 180도까지는 1의 신호로, 180도에서 360까지는 -1의 신호로 출력되게 된다.
따라서, 곱셈기(503e)를 통해 부호 추출기(503d)와 제 2 저역 통과 필터(503b)를 승산한 신호, C(t)는 양수와 음수가 번갈아가면서 출력되어 FPED(503)에서는 0의 DC값을 갖는 신호가 출력되게 된다.
그리고, 도 6b는 반송파 복구부(306)의 입력 주파수(fc)가 NCO(509)의 출력 주파수(fc')보다 작을 때(fc < fc')로, 제 2 저역 통과 필터(503b)의 출력 신호가 코사인(cosine) 신호 형태이고, 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호가 사인(sine) 신호 형태로 입력되는 경우이다.
이때, 반송파 복구부(306)의 입력 주파수(fc)가 NCO(509)의 출력 주파수(fc')보다 작으므로, 지연기(503c)는 fc와 fc'의 차이를 위상 오차 형태로 변환시켜 출력한다. 도 6b의 예에서는 상기 지연기(503c)는 상기 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호, B(t)를 -90도 지연시켜 B'(t) 신호를 출력하고 있다.
그리고, 상기 지연기(503c)의 출력 신호, B'(t)는 부호 추출기(503d)를 통해 신호의 부호가 판별되어, 0에서 90도 까지는 -1, 90도에서 270도 까지는 1, 270도에서 360도까지는 -1의 신호로 출력되게 된다.
따라서, 곱셈기(503e)를 통해 부호 추출기(503d)와 제 2 저역 통과 필터(503b)를 승산한 신호, C(t)는 항상 음의 값이 되므로 FPED(503)에서는 음(-)의 DC값을 갖는 신호가 출력되게 된다.
그리고, 도 6c는 반송파 복구부(306)의 입력 주파수(fc)가 NCO(505)의 출력 주파수(fc')보다 작을 때(fc > fc')로, 제 2 저역 통과 필터(503b)의 출력 신호가 코사인(cosine) 신호 형태이고, 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호가 사인(sine) 신호 형태로 입력되는 경우이다.
이때, 반송파 복구부(306)의 입력 주파수(fc)가 NCO(505)의 출력 주파수(fc')보다 작으므로, 지연기(503c)는 fc와 fc'의 차이를 위상 오차 형태로 변환시켜 출력한다. 도 6c의 예에서는 상기 지연기(503c)는 상기 제 1 저역 통과 필터(503a)의 출력 신호, B(t)를 +90도 지연시킨 B'(t) 신호를 출력하고 있다.
그리고, 상기 지연기(503c)의 출력 신호, B'(t)는 부호 추출기(503d)를 통해 신호의 부호가 판별되어, 0에서 90도 까지는 1, 90도에서 270도 까지는 -1, 270도에서 360도까지는 1의 신호로 출력되게 된다.
따라서, 곱셈기(503e)를 통해 부호 추출기(503d)와 제 2 저역 통과 필터(503b)를 승산한 신호, C(t)는 항상 양의 값이 되므로 FPED(503)에서는 양(+)의 DC값을 갖는 신호가 출력되게 된다.
위와 같이 부호 추출기(503d)에서 출력되는 부호에 따라서 FLL이 동작하여 주파수가 포착되면 파일롯 성분이 DC에 위치하게 된다. 이때, 제 1 저역 통과 필터(503a)에서는 주파수가 '0'에 가까운 일정한 DC값이 출력되며 따라서 부호 추출기(503d)에서는 입력 신호의 극성에 따라서 +1 혹은 -1의 신호를 계속 내보낸다.
이로써, FLL 모드의 동작은 완성되며 PLL 모드로 전환되게 된다.
현 시스템에서는 부호 추출기(503d)의 출력값을 계속 누적하여 반송파 복구부의 주파수 포착 상태를 나타내고 있다.
즉, 주파수가 포착 상태에 이르기 전까지의 부호 추출기(503d)의 부호는 '+'와 '-'의 값을 번갈아 나타내며, 포착 상태에 이르면 부호 추출기(503d)의 출력은 일정한 부호의 값을 연속적으로 출력한다. 이에, 누적기(도시하지 않음)에서는 부호 추출기(503d)의 출력 부호값을 누적하여 일정한 임계값 이상이 되면 주파수가 포착되었음을 알 수 있었다.
도 7은 종래 기술에 따른 반송파 복구부의 주파수 포착 방법을 설명하기 위한 도면으로, 도면에서 '부호 판단 레벨'은 상기 부호 추출기(503d)가 신호의 극성을 판단하는 기준이 되는 위치로, 제로(0)에 위치한다.
그리고, '+임계값'과 '-임계값'은 반송파 복구부의 주파수 록킹(locking) 여부를 판단하는 기준이 되는 위치로, 누적기에 의해 누적된 부호 추출기(503d) 출력 누적값이 '+임계값' 이상이면 +극성으로 반송파 복구부의 주파수 포착이 이루어졌음을 의미하고, '- 임계값' 이하이면 -극성으로 반송파 복구부의 주파수 포착이 이루어졌음을 의미한다.
도 8a 및 도 8b는 고스트가 존재하지 않는 깨끗한 채널에서 종래 기술에 따른 제 1, 제 2 저역 통과 필터에서 출력되는 I, Q 신호를 나타낸 파형도이고, 도 9a 및 9b는 고스트가 존재하지 않는 채널에서 종래 기술에 따른 부호 추출기의 출력 신호를 나타낸 파형도이다.
도 8a에 나타난 바와 같이, 입력되는 I 신호의 극성이 '+'인 경우에는 제 1 저역 통과 필터(503)는 처음 포착에 이르기까지 '+'와 '-' 부호를 갖는 신호를 연속적으로 출력하다가 포착 상태에 도달한 이후에는 계속해서 부호 판단 레벨인 제로값보다 큰 DC 파일롯 신호(I 신호)를 출력하고, 제 2 저역 통과 필터(504)는 제로값 근방에 위치하는 Q 신호를 출력한다.
따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(503)의 출력 신호의 부호를 판단하는 부호 추출기(506)는 도 9a와 같이 초기에는 1과 -1을 반복하여 출력하다가 어느 시점 이후가 되면 1의 값을 계속해서 출력한다.
반대로, 도 8b에 나타난 바와 같이, 입력되는 I 신호의 극성이 '-'일 경우에는 상기 제 1 저역 통과 필터(503)는 처음 포착에 이르기까지 '+'와 '-' 부호를 갖는 신호를 연속적으로 출력하다가 포착 상태에 도달한 이후에는 계속해서 제로값(0)보다 작은 DC 파일롯 신호(I 신호)를 출력하고, 제 2 저역 통과 필터(504)는 제로값(0) 근방에 위치하는 Q 신호를 출력한다.
따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(503)의 출력 신호의 부호를 판별하는 부호 추출기(506)는 도 9b와 같이 구동 초기에는 1과 -1을 반복하여 출력하다가 어느 시점 이후가 되면 -1의 값을 계속해서 출력한다.
이처럼, 채널에 고스트가 존재하지 않는 경우에 부호 추출기(506)는 입력 신호의 극성에 따라 +1 혹은 -1 신호를 계속해서 내보낸다.
따라서, FLL 모드 동작이 완성되고 자동적으로 PLL 모드로 전환되게 된다.
그러나, 신호가 채널을 거치면서 파일롯 신호의 크기가 미약해졌을 경우 I 신호에 대한 제 1 저역 통과 필터(503)의 출력 신호가 미약하여 부호 추출기(506)에서의 부호 검출이 어려워지는데, 이러한 현상을 도 10a 내지 도 10c를 이용하여 설명하면 다음과 같다.
도 10a 및 도 10b는 고스트가 존재하는 채널에서 종래 기술에 따른 제 1 저역 통과 필터의 출력 신호를 나타낸 파형도이고, 도 10c는 고스트가 존재하는 채널에서 종래 기술에 따른 부호 추출기의 출력 신호를 나타낸 파형도이다.
도 10a는 입력되는 I 신호의 극성이 +인 경우로, 제 1 저역 통과 필터(503) 출력 신호는 '+'의 평균값을 유지하나, 고스트에 의한 영향으로 파일롯 신호가 약해짐에 따라서 계속 제로 크로싱(zero-crossing)이 일어나고 있다.
반대로, 도 10b는 입력되는 I 신호의 극성이 -인 경우로, 제 1 저역 통과 필터(503) 출력 신호는 '-'의 평균값을 유지하나, 고스트에 의한 영향으로 파일롯 신호가 약해짐에 따라서, 계속 제로 크로싱이 일어나고 있다.
따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(503)의 출력 신호의 부호를 판별하는 부호 추출기(506)는 도 10c와 같이 계속해서 1과 -1을 반복하여 출력하여 주파수 포착이 어려워짐을 알 수 있다.
따라서, 시스템은 PLL 모드로 전환되지 못하고 계속 FLL 모드에만 머무르게 될 가능성이 높다.
또한, PLL 모드로 전환되었더라도 갑작스런 채널의 변화에 대해서 부호 추출기(506)의 출력값이 불연속적인 부호를 가질 경우 즉, '+'에서 '-'로 혹은, '-'에서 '+'로 전환될 경우 PLL 모드에서 다시 FLL 모드로 전환되어 반송파 복구 포착 성능이 떨어지게 된다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로 저역 통과 필터 출력 신호의 제로 크로싱에 의한 불필요한 부호 검출을 피하므로써, 보다 빠른 포착 성능을 발휘할 수 있는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치는 디지털화된 통과대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 변환하는 복소 곱셈기로부터 기저대역 I 신호를 수신하여 파일롯 성분을 제외한 데이터 성분을 제거하는 제 1 저역 통과 필터와, 상기 기저대역 Q 신호에서 데이터 성분을 제거하는 제 2 저역 통과 필터와, 상기 제 1 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 DC 성분으로 변환하는 지연기와, 제로(zero), 음(-), 양(+)의 값으로 이루어진 부호 판단 레벨들 중 어느 하나를 선택하고 선택한 부호 판단 레벨을 기준으로 상기 지연기에서 출력되는 I 신호의 부호를 판단하는 부호 추출기와, 상기 부호 추출기의 출력 신호를 누산하고 이 누산한 값에 따라서 상기 부호 추출기가 부호 판별 레벨들 중 어느 하나를 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기에 제어 신호를 출력하는 누적기와, 상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 승산하여 위상 오차를 생성하는 곱셈기로 구성됨을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 누적기는 상기 부호 추출기의 출력 신호를 누산한 값이 '+ 임계치' 이상이면 상기 부호 추출기가 음(-)의 부호 판단 레벨을 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기에 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 누적기는 상기 부호 추출기 출력 신호를 누산한 값이 '- 임계치' 이하이면 상기 부호 추출기가 양(+)의 부호 판단 레벨을 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기에 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 곱셈기에서 생성된 위상 오차를 여과 적산하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력에 비례하는 복소 반송파를 생성하여 상기 복소 곱셈기로 궤환시키는 복소 발진기를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 파일롯 성분의 I 신호가 정확히 DC 성분으로 변환될 수 있도록 파일롯 성분의 I 신호를 일정 시간 지연시키도록 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 이점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
도 11은 본 발명에 따른 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치의 블록 구성도로, VSB 복조 장치의 A/D 변환기를 통해 디지털화된 통과 대역 신호를 I, Q 신호로 분리하는 위상 분할부(601)와, 상기 위상 분할부(601)를 통해 출력되는 통과대역의 I, Q 신호에 반송파 복구가 이루어진 복소 반송파(OCS, SIN)를 곱하여 기저대역의 I, Q 신호로 천이시키는 복소 곱셈기(602)와, 상기 복소 곱셈기(602)로부터 출력되는 기저대역의 I 신호에서 파일롯 성분의 I 신호만을 통과시키는 제 1 저역 통과 필터(603a)와, 상기 복소 곱셈기(602)로부터 출력되는 기저대역의 Q 신호에서 데이터 성분을 제거하는 제 2 저역 통과 필터(603b)와, 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 일정시간 지연시키는 지연기(503c)와, 제로(0), 양(+), 음(-)의 값을 갖는 부호 판단 레벨을 가지며 이 부호 판단 레벨들 어느 하나를 선택하여 선택된 부호 판단 레벨을 기준으로 상기 지연기(503c)로부터 출력되는 I 신호의 부호를 판단하는 부호 추출기(603d)와, 상기 부호 추출기(603d)의 출력 신호를 누산하여 이 누산치에 따라서 상기 부호 추출기(603d)가 부호 판단 레벨들 중 어느 하나를 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기(603d)에 부호 판단 레벨 제어 신호를 출력하는 누적기(603e)와, 상기 부호 추출기(603d)에서 출력되는 I 신호의 부호와 상기 제 2 저역 통과 필터(603b)에서 출력되는 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 곱하여 위상 오차로 출력하는 곱셈기(603f)와, 상기 곱셈기(603f)에서 출력되는 위상 오차를 여과하고 적산하는 루프 필터(604)와, 상기 루프 필터(604)의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS, SIN)를 상기 복소 곱셈기(602)로 출력하는 NCO(605)로 구성된다.
여기서, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(603a)(603b), 지연기(603c), 부호 추출기(603d), 누적기(603e), 곱셈기(603f)를 주파수 위상 오차 감지부(FPED)(603)이라 칭한다.
이와 같이 구성된 본 발명에서 위상 분할부(601)는 A/D 변환기를 통해 디지털화된 통과대역의 신호를 I, Q 신호로 분할한다. 상기 복소 곱셈기는 반송파 복구가 이루어진 정현파(SIN)와 여현파(COS) 형태의 복소 반송파를 NCO(605)를 통해 입력받아 상기 위상 분할부(601)를 통해 출력되는 통과대역의 I, Q 신호와 각각 곱하여 통과대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 천이시킨다.
상기 기저대역의 I, Q 신호는 반송파 복구부 후단의 DC 제거기로 출력됨과 동시에 반송파 복구를 위해 기저대역 I 신호는 FPED(603)의 제 1 저역 통과 필터(603a)로 출력되고, 기저대역의 Q 신호는 FPED(603)의 제 2 저역 통과 필터(603b)로 출력된다.
이때, 반송파를 복구에는 6MHz의 대역폭 중 파일롯 주파수(fp)가 존재하는 주파수 주변의 신호만을 필요로 하므로, 상기 제 1, 2 저역 통과 필터(603a)(603b)는 수신되는 기저대역의 I, Q 신호로부터 파일롯 성분이 존재하는 주파수 성분을 통과시키고 데이터 성분들이 존재하는 나머지 주파수 성분을 제거한다. 즉, DC 성분 예컨대, 파일롯 주변의 신호를 제외한 나머지 데이터 성분을 제 1, 제 2 저역 통과 필터(603a)(603b)에서 제거한다.
상기 지연기(603c)는 주파수 오차를 위상 오차로 변환하기 위하여 데이터 성분이 제거된 I 신호를 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)로부터 입력받아 일정시간 지연시킨 후 부호 추출기(603d)로 출력한다.
상기 부호 추출기(603d)는 부호 판단 레벨을 기준으로 상기 지연기(503c)로부터 출력되는 I 신호의 부호를 판단한다.
채널에 고스트가 존재하여 파일롯 신호가 미약해 진 경우에 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호는 계속해서 제로 크로싱(zero-crossing)하게 된다.
그러나, 이럴 경우에도 제 1 저역 통과 필터(603a) 출력 신호의 평균값은 '+' 혹은 '-'의 값을 가지고 있다. 이는 NCO(605)의 출력 주파수가 반송파 복구부 입력 신호의 주파수에 비해 빠르다거나 혹은 느리다는 것을 이미 판별했다는 것을 의미한다.
이에 본 발명에서는 제 1 저역 통과 필터(603a) 출력 신호의 평균값이 '+' 혹은 '-'값인지에 따라 부호 추출기(603d)의 부호 판단 기준이 되는 부호 판단 레벨을 가변시킴으로써 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호가 부호 판단 레벨을 크로싱하지 않도록 하여, 주파수 포착이 이루어진 이후에 부호 추출기(603d)가 '+1' 혹은 '-1' 중 어느 하나만을 출력할 수 있도록 하고자 한다.
즉, 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호가 계속해서 제로 크로싱되고 있으나 그 평균값이 '+'인 경우에는 부호 판단의 기준이 되는 부호 판단 레벨을 '-'로 낮추어 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호가 부호 판단 레벨을 크로싱하지 않도록 하고, 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호가 계속해서 제로 크로싱하고 있으나 그 평균값이 '-'인 경우에는 부호 판단 레벨을 '+'로 올려서 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호가 부호 판단 레벨을 크로싱하지 않도록 한다.
이때, 부호 판단 레벨은 상기 누적기(603e)로부터의 부호 판단 레벨 제어 신호에 따라서 '-'로 내리거나 '+'로 올려지게 된다.
상기 부호 추출기(603d)의 출력 신호는 누적기(603e)와 곱셈기(603f)에 입력된다.
상기 누적기(603d)는 상기 부호 추출기(603d)에서 출력되는 신호를 누적한다. 상기 부호 추출기(603d) 출력 신호가 제로 크로싱되더라도 그 평균값이 '+'라면 상기 누적기(603d)에서 누적된 값은 '+'값이 될 것이다. 반대로, 부호 추출기(603d) 출력 신호가 제로 크로싱되더라도 그 평균값이 '-'라면 상기 누적기(603d)에서 누적된 값은 '-'값이 될 것이다.
이에, 상기 누적기(603e)에서는 상기 부호 추출기(603d)의 출력 신호를 누적하여 일정한 임계값 이상이 되면 주파수가 포착된 것으로 판단하고, 상기 부호 추출기(603d)가 부호 판단 레벨을 '-'로 내리게끔 상기 부호 추출기(603d)에 부호 판단 레벨 제어 신호를 출력한다. 한편, 상기 누적기(603e)에서 누적한 값이 일정한 임계값 이하가 되면 주파수가 포착된 것으로 판단하고, 상기 부호 추출기(603d)가 부호 판단 레벨을 '+'로 올리게끔 상기 부호 추출기(603d)에 부호 판단 레벨 제어 신호를 출력한다.
상기 누적기(603e)로부터 부호 판단 레벨 제어 신호가 수신되면 상기 부호 추출기(603d)는 부호 판단 레벨을 '+'로 올리거나 '-'로 내리고, 이후부터는 새로운 부호 판단 레벨을 기준으로 입력 신호의 부호를 판단한다.
그리고, 상기 곱셈기(503f)는 상기 부호 추출기(603d)로부터 출력되는 I 신호의 부호와 상기 제 2 저역 통과 필터(603b)로부터 출력되는 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 곱해서 루프 필터(604)로 출력한다.
상기 루프 필터(604)는 입력되는 위상 오차를 여과하고 적산하여 NCO(605)로 출력하고, 상기 NCO(605)는 상기 루프 필터(604)의 출력에 비례하는 복소 반송파를 생성한 후 여현파(COS)와 정현파(SIN)를 복소 곱셈기(602)로 출력한다.
이와 같은 과정으로 입력되는 통과대역에 존재하는 반송파 신호 성분의 파일롯의 주파수와 NCO(112)에서 발생되는 반송파 신호의 주파수 성분이 일치되게 되면 FLL 과정이 종료되고 자동적으로 PLL 과정으로 넘어가게 된다.
도 12는 본 발명에 따른 반송파 복구부의 주파수 포착을 설명하기 위한 도면으로, 극성의 판단은 누적기(603e)에 의해 누적된 값에 따라 정해지는데, 누적기(603e)는 누적된 값이 '+' 극성 판단 임계값 이상이 되면 '+' 극성으로 판단하여 부호 판단 레벨을 '-'로 내리라는 부호 판단 레벨 제어 신호를 부호 추출기(603d)에 출력하고, 반대로 누적된 값이 '-' 극성 판단 임계값 이하가 되면 '-'극성으로 판단하여 부호 판단 레벨을 '+'로 올리라는 부호 판단 레벨 제어 신호를 부호 추출기(603d)에 출력한다.
'부호 검출 레벨'은 상기 부호 추출기(603d)가 입력 신호의 극성을 판단하는 기준이 되는 위치로, 극성 판단이 이루어지기 전에는 제로(0)의 값을 가지나, 상기 지연기(603e)가 '+' 극성 판단시에는 '-'로 내려지고, '-' 극성 판단시에는 '+'로 올려지게 된다.
도 13a 및 도 13b는 채널에 고스트가 있는 경우 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 파형도이고, 도 14a 및 도 14d는 도 13a 및 도 13b의 신호가 수신되는 경우 본 발명의 부호 추출기의 출력 파형도이다.
도 13a 및 도 13b를 보면, 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호는 계속해서 제로 크로싱을 하고 있다.
도 13a의 경우 I 신호의 평균값이 '+'이므로 부호 판단 레벨을 '-'로 내렸다. 따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)는 처음 포착에 이르기까지 '+'와 '-' 부호를 갖는 신호를 연속적으로 출력하다가 포착 상태에 도달한 이후에는 계속해서 부호 판단 레벨보다 큰 DC 파일롯 신호(I 신호)를 출력한다.
따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호의 부호를 판별하는 부호 추출기(605)는 도 14a와 같이 구동 초기에는 1과 -1을 반복하여 출력하다가 어느 시점 이후가 되면 +1의 값을 계속해서 출력한다.
반대로, 도 13b의 경우를 보면 평균값이 '-'이므로 부호 판단 레벨을 '+'로 내렸다. 따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)는 처음 포착에 이르기까지 '+'와 '-' 부호를 갖는 신호를 연속적으로 출력하다가 포착 상태에 도달한 이후에는 계속해서 부호 판단 레벨보다 작은 DC 파일롯 신호(I 신호)를 출력한다.
따라서, 상기 제 1 저역 통과 필터(603a)의 출력 신호의 부호를 판별하는 부호 추출기(605)는 도 14b와 같이 구동 초기에는 1과 -1을 반복하여 출력하다가 어느 시점 이후가 되면 -1의 값을 계속해서 출력한다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 반송파 복구 장치에 의하면, 부호 추출기의 부호 판단 레벨을 가변시킴으로써 채널 고스트로 인해 약한 파일롯 신호가 수신되었을 경우 신호의 제로 크로싱에 의한 불필요한 부호 검출을 피할 수 있으므로 보다 빠른 포착 성능을 가져올 수 있다. 특히, 이러한 시스템은 지연 시간이 긴 고스트 신호가 존재하여 저역 통과 신호에 큰 패턴 지터(pattern jitter)가 존재할 경우 포착 성능을 향상시키는데 효과적이다.
또한, FLL 모드를 안정화시켜 줌으로써 갑작스런 채널 변화에 따라 부호 추출기의 값이 변할 경우에도 PLL 모드에서 FLL 모드로 즉시 전환되지 않으므로 시스템의 추적 성능이 향상되게 된다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 이탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정하는 것이 아니라 특허 청구범위에 의해서 정해져야 한다.
도 1은 ATSC 방식에 채용된 VSB 변조 방식을 이용한 송신부의 일반적이 블록 구성도
도 2는 상기 VSB 변조부의 구성을 나타낸 도면
도 3은 미국향 DTV 수신기를 나타낸 블록 구성도
도 4는 현재 한국과 미국의 DTV 규격에 정의된 공중파 신호의 주파수 특성을 나타낸 도면
도 5는 종래 기술에 따른 반송파 복구 장치의 블록 구성도
도 6a 내지 도 6c는 종래 기술에 따른 반송파 복구부의 FLL 동작 원리를 설명하기 위한 신호 파형도
도 7은 종래 기술에 따른 반송파 복구부의 주파수 포착을 설명하기 위한 도면
도 8a 및 도 8b는 고스트가 존재하지 않는 깨끗한 채널에서 종래 기술에 따른 제 1, 제 2 저역 통과 필터에서 출력되는 I, Q 신호를 나타낸 파형도
도 9a 및 9b는 고스트가 존재하지 않는 채널에서 종래 기술에 따른 부호 추출기의 출력 신호를 나타낸 파형도
도 10a 및 도 10b는 고스트가 존재하는 채널에서 종래 기술에 따른 제 1 저역 통과 필터의 출력 신호를 나타낸 파형도
도 10c는 고스트가 존재하는 채널에서 종래 기술에 따른 부호 추출기의 출력 신호를 나타낸 파형도
도 11은 본 발명에 따른 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치의 블록 구성도
도 12는 본 발명에 따른 반송파 복구부의 주파수 포착을 설명하기 위한 도면
도 13a 및 도 13b는 채널에 고스트가 있는 경우 본 발명에 따른 제 1 저역 통과 필터의 출력 파형도
도 14a 및 도 14d는 도 13a 및 도 13b의 신호가 수신되는 경우 본 발명에 따른 부호 추출기의 출력 파형도
**도면의 주요 부분에 대한 부호 설명**
601 : 위상 분할부 602 : 복소 곱셈기
603 : 주파수 위상 오차 감지부 603a : 제 1 저역 통과 필터
603b : 제 2 저역 통과 필터 603c : 지연기
603d : 부호 추출기 603e : 누적기
603f : 곱셈기 604 : 루프 필터
605 : 복소 발진기(NCO)

Claims (5)

  1. 디지털화된 통과대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 변환하는 복소 곱셈기로부터 기저대역 I 신호를 수신하여 파일롯 성분을 제외한 데이터 성분을 제거하는 제 1 저역 통과 필터;
    상기 기저대역 Q 신호에서 데이터 성분을 제거하는 제 2 저역 통과 필터;
    상기 제 1 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 DC 성분으로 변환하는 지연기;
    제로(zero), 음(-), 양(+)의 값으로 이루어진 부호 판단 레벨들 중 어느 하나를 선택하고 선택한 부호 판단 레벨을 기준으로 상기 지연기에서 출력되는 I 신호의 부호를 판단하는 부호 추출기;
    상기 부호 추출기의 출력 신호를 누산하고 이 누산한 값에 따라서 상기 부호 추출기가 부호 판별 레벨들 중 어느 하나를 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기에 제어 신호를 출력하는 누적기; 그리고,
    상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 승산하여 위상 오차를 생성하는 곱셈기로 구성됨을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 누적기는
    상기 부호 추출기의 출력 신호를 누적한 값이 '+ 임계치' 이상이면 상기 부호 추출기가 음(-)의 부호 판단 레벨을 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기에 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 누산기는
    상기 부호 추출기 출력 신호를 누산한 값이 '- 임계치' 이하이면 상기 부호 추출기가 양(+)의 부호 판단 레벨을 선택할 수 있도록 상기 부호 추출기에 제어 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 곱셈기에서 생성된 위상 오차를 여과 적산하는 루프 필터; 그리고,
    상기 루프 필터의 출력에 비례하는 복소 반송파를 생성하여 상기 복소 곱셈기로 궤환시키는 복소 발진기를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 지연기는
    상기 파일롯 성분의 I 신호가 정확히 DC 성분으로 변환될 수 있도록 파일롯 성분의 I 신호를 일정 시간 지연시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에의 반송파 복구 장치.
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