JPH11331301A - 個別的な変換機により供給されるｖｓｂ及びｑａｍ最終中間周波数信号を同期化するｑａｍ／ｖｓｂディジタルテレビジョン受信機 - Google Patents
個別的な変換機により供給されるｖｓｂ及びｑａｍ最終中間周波数信号を同期化するｑａｍ／ｖｓｂディジタルテレビジョン受信機Info
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- JPH11331301A JPH11331301A JP11039266A JP3926699A JPH11331301A JP H11331301 A JPH11331301 A JP H11331301A JP 11039266 A JP11039266 A JP 11039266A JP 3926699 A JP3926699 A JP 3926699A JP H11331301 A JPH11331301 A JP H11331301A
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- H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade
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- H04N7/015—High-definition television systems
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- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
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- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
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- H04N5/455—Demodulation-circuits
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタルテレビジョン信号が直交振幅変調
（ＱＡＭ）を用いるか、或いは、残留側波帯振幅変調
（ＶＳＢ）を用いるかにかかわらず、前記ディジタルテ
レビジョン信号を受信するために副中間周波数増幅器ま
で同一回路を使用するように構成される多重変換型のＱ
ＡＭ／ＶＳＢディジタルテレビジョン受信機を提供す
る。 【解決手段】 ＱＡＭ信号の受信時に最終中間周波数信
号を発生させるために用いられる変換機とＶＳＢ信号の
受信時に最終中間周波数信号を発生させるために用いら
れる変換機はそれぞれ別途の自動周波数及び位相制御機
能を有する専用の混合器と専用の局部発振器を備えてい
る。このような個別的な変換機の使用に応じてＶＳＢ変
調型のディジタルテレビジョン信号の受信中に発生する
ＶＳＢ受信モードからのロックアウト（lock-out）を防
止することができる。
（ＱＡＭ）を用いるか、或いは、残留側波帯振幅変調
（ＶＳＢ）を用いるかにかかわらず、前記ディジタルテ
レビジョン信号を受信するために副中間周波数増幅器ま
で同一回路を使用するように構成される多重変換型のＱ
ＡＭ／ＶＳＢディジタルテレビジョン受信機を提供す
る。 【解決手段】 ＱＡＭ信号の受信時に最終中間周波数信
号を発生させるために用いられる変換機とＶＳＢ信号の
受信時に最終中間周波数信号を発生させるために用いら
れる変換機はそれぞれ別途の自動周波数及び位相制御機
能を有する専用の混合器と専用の局部発振器を備えてい
る。このような個別的な変換機の使用に応じてＶＳＢ変
調型のディジタルテレビジョン信号の受信中に発生する
ＶＳＢ受信モードからのロックアウト（lock-out）を防
止することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）信号が主搬送波の直角振幅変調（quad
rature amplitude modulation：ＱＡＭ）を用いて伝送
されるか、或いは、主搬送波の残留側波帯（vestigial
sideband：ＶＳＢ）振幅変調を用いて伝送されるかにか
かわらず、前記ＤＴＶ信号に対する受信機能を有する無
線受信機に関する。
ジョン（ＤＴＶ）信号が主搬送波の直角振幅変調（quad
rature amplitude modulation：ＱＡＭ）を用いて伝送
されるか、或いは、主搬送波の残留側波帯（vestigial
sideband：ＶＳＢ）振幅変調を用いて伝送されるかにか
かわらず、前記ＤＴＶ信号に対する受信機能を有する無
線受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】１９９５年９月１６日、ＡＴＳＣ（Adva
nced Television Systems Committee）が発表したディ
ジタルテレビジョン基準には、米国内のＮＴＳＣ（Nati
onal Television System Committee）方式のアナログテ
レビジョン信号の無線放送に現在使用される６ＭＨｚ帯
域幅のテレビジョンチャネルでディジタルテレビジョン
（ＤＴＶ）信号の伝送のために用いられる残留側波帯
（ＶＳＢ）信号が開示されている。ＶＳＢ ＤＴＶ信号
は、そのスペクトルが同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナ
ログＴＶ信号のスペクトルとインタリービング（Interl
eaving）しやすく設計されているが、このような設計
は、パイロット搬送波及びＤＴＶ信号の主振幅変調側波
帯周波数をＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度
の１／４の偶数倍の間に存在するＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍に位置させるよ
うになっている。
nced Television Systems Committee）が発表したディ
ジタルテレビジョン基準には、米国内のＮＴＳＣ（Nati
onal Television System Committee）方式のアナログテ
レビジョン信号の無線放送に現在使用される６ＭＨｚ帯
域幅のテレビジョンチャネルでディジタルテレビジョン
（ＤＴＶ）信号の伝送のために用いられる残留側波帯
（ＶＳＢ）信号が開示されている。ＶＳＢ ＤＴＶ信号
は、そのスペクトルが同一チャネル干渉のＮＴＳＣアナ
ログＴＶ信号のスペクトルとインタリービング（Interl
eaving）しやすく設計されているが、このような設計
は、パイロット搬送波及びＤＴＶ信号の主振幅変調側波
帯周波数をＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線速度
の１／４の偶数倍の間に存在するＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の水平走査線速度の１／４の奇数倍に位置させるよ
うになっている。
【０００３】すなわち、同一チャネル干渉のＮＴＳＣア
ナログＴＶ信号の輝度及び色度成分のエネルギーの大部
分は前記偶数倍に存在する。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号
の映像搬送波はテレビジョンチャネルの下限周波数から
１．２５ＭＨｚだけオフセットされている。かつ、ＤＴ
Ｖ信号の搬送波は上述したようなＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の映像搬送波からそのＮＴＳＣアナログＴＶ信号の
水平走査線速度の５９．７５倍だけオフセットされて、
テレビジョンチャネルの下限周波数から約３０９，８７
７．６ＫＨｚだけ離隔される。したがって、ＤＴＶ信号
の搬送波はテレビジョンチャネルの中間周波数から約
２，６９０，１２２．４Ｈｚだけ離隔される。
ナログＴＶ信号の輝度及び色度成分のエネルギーの大部
分は前記偶数倍に存在する。ＮＴＳＣアナログＴＶ信号
の映像搬送波はテレビジョンチャネルの下限周波数から
１．２５ＭＨｚだけオフセットされている。かつ、ＤＴ
Ｖ信号の搬送波は上述したようなＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の映像搬送波からそのＮＴＳＣアナログＴＶ信号の
水平走査線速度の５９．７５倍だけオフセットされて、
テレビジョンチャネルの下限周波数から約３０９，８７
７．６ＫＨｚだけ離隔される。したがって、ＤＴＶ信号
の搬送波はテレビジョンチャネルの中間周波数から約
２，６９０，１２２．４Ｈｚだけ離隔される。
【０００４】ディジタルテレビジョン基準による正確な
シンボル速度は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送
波から４．５ＭＨｚだけオフセットされている音声搬送
波の（６８４／２８６）倍に該当する。ここで、“６８
４”はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線当たりの
シンボル数を示し、“２８６”はＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の映像搬送波から４．５ＭＨｚだけオフセットされ
ている音声搬送波を得るようにＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線速度に乗算される因数を示す。前記シン
ボル速度は秒当たり１０．７６２２３８×１０6個のシ
ンボルに該当するシンボル速度であって、このシンボル
速度はＤＴＶ信号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだ
け延長するＶＳＢ信号に含まれることができる。すなわ
ち、ＶＳＢ信号はテレビジョンチャネルの下限周波数か
ら５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長する帯域に制限され
うる。
シンボル速度は、ＮＴＳＣアナログＴＶ信号の映像搬送
波から４．５ＭＨｚだけオフセットされている音声搬送
波の（６８４／２８６）倍に該当する。ここで、“６８
４”はＮＴＳＣアナログＴＶ信号の水平走査線当たりの
シンボル数を示し、“２８６”はＮＴＳＣアナログＴＶ
信号の映像搬送波から４．５ＭＨｚだけオフセットされ
ている音声搬送波を得るようにＮＴＳＣアナログＴＶ信
号の水平走査線速度に乗算される因数を示す。前記シン
ボル速度は秒当たり１０．７６２２３８×１０6個のシ
ンボルに該当するシンボル速度であって、このシンボル
速度はＤＴＶ信号搬送波から５．３８１１１９ＭＨｚだ
け延長するＶＳＢ信号に含まれることができる。すなわ
ち、ＶＳＢ信号はテレビジョンチャネルの下限周波数か
ら５．６９０９９７ＭＨｚだけ延長する帯域に制限され
うる。
【０００５】米国内のディジタルＨＤＴＶ信号の地上放
送のためのＡＴＳＣ規格によれば、１６：９の画面比を
有する二つの高解像度テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォー
マットのうち、いずれか一つも送信が可能である。一つ
のＨＤＴＶフォーマットとしては２：１フィールド飛び
越し走査方式があり、走査線当たり１，９２０個のサン
プル及び３０Ｈｚフレーム当たり１，０８０個の有効水
平走査線を使用する。もう一つのＨＤＴＶフォーマット
としては順次走査方式があり、走査線当たり１，２８０
個の輝度サンプル及び６０Ｈｚフレーム当たりテレビジ
ョン映像の７２０個の順次走査線を使用する。かつ、Ａ
ＴＳＣ規格によれば、ＮＴＳＣアナログテレビジョン信
号と比較して正常的な解像度を有する四つのテレビジョ
ン信号の並列伝送のような、ＨＤＴＶフォーマット以外
のＤＴＶフォーマットの伝送も可能である。
送のためのＡＴＳＣ規格によれば、１６：９の画面比を
有する二つの高解像度テレビジョン（ＨＤＴＶ）フォー
マットのうち、いずれか一つも送信が可能である。一つ
のＨＤＴＶフォーマットとしては２：１フィールド飛び
越し走査方式があり、走査線当たり１，９２０個のサン
プル及び３０Ｈｚフレーム当たり１，０８０個の有効水
平走査線を使用する。もう一つのＨＤＴＶフォーマット
としては順次走査方式があり、走査線当たり１，２８０
個の輝度サンプル及び６０Ｈｚフレーム当たりテレビジ
ョン映像の７２０個の順次走査線を使用する。かつ、Ａ
ＴＳＣ規格によれば、ＮＴＳＣアナログテレビジョン信
号と比較して正常的な解像度を有する四つのテレビジョ
ン信号の並列伝送のような、ＨＤＴＶフォーマット以外
のＤＴＶフォーマットの伝送も可能である。
【０００６】米国内における地上放送のための残留側波
帯（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ
信号は、それぞれ時間的に連続性を有する３１３個のデ
ータセグメントを含めて時間的に連続性を有する一連の
データフィールドを備える。各データセグメントには８
３２個のシンボルが存在する。したがって、シンボル速
度が１０．７６ＭＨｚであれば、各データセグメントは
７７．３ｍｓ（マイクロ秒）の持続期間を有する。各デ
ータセグメントは＋Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，＋Ｓ値を連続的に
有する四つのシンボルからなるライン同期コードグルー
プから始まる。値＋Ｓは最大正（＋）データ回帰点（ex
cursion）より１レベルが低く、値−Ｓは最大負（−）
データ回帰点より１レベルが高い。
帯（ＶＳＢ）振幅変調（ＡＭ）により伝送されるＤＴＶ
信号は、それぞれ時間的に連続性を有する３１３個のデ
ータセグメントを含めて時間的に連続性を有する一連の
データフィールドを備える。各データセグメントには８
３２個のシンボルが存在する。したがって、シンボル速
度が１０．７６ＭＨｚであれば、各データセグメントは
７７．３ｍｓ（マイクロ秒）の持続期間を有する。各デ
ータセグメントは＋Ｓ，−Ｓ，−Ｓ，＋Ｓ値を連続的に
有する四つのシンボルからなるライン同期コードグルー
プから始まる。値＋Ｓは最大正（＋）データ回帰点（ex
cursion）より１レベルが低く、値−Ｓは最大負（−）
データ回帰点より１レベルが高い。
【０００７】各データフィールドの初期ラインは、チャ
ネル等化及び多重経路抑制過程に使用するトレーニング
信号をコード化するフィールド同期コードグループを含
む。前記トレーニング信号は、三つの６３−サンプルＰ
Ｎシーケンスを随伴する一つの５１１−サンプル擬似雑
音シーケンス（“ＰＮ（Pseudo−Noise）シーケン
ス”）からなる。６３−サンプルＰＮシーケンスのう
ち、その中間のものは各奇数番目データフィールドの第
１ラインでは第１論理規定に応じて、かつ各偶数番目デ
ータフィールドの第１ラインでは第１論理規定に対して
１の補数関係を有する第２論理規定に応じて伝送され
る。前記トレーニング信号の残余シーケンスは全てのデ
ータフィールドで同一の論理規定に応じて伝送される。
ネル等化及び多重経路抑制過程に使用するトレーニング
信号をコード化するフィールド同期コードグループを含
む。前記トレーニング信号は、三つの６３−サンプルＰ
Ｎシーケンスを随伴する一つの５１１−サンプル擬似雑
音シーケンス（“ＰＮ（Pseudo−Noise）シーケン
ス”）からなる。６３−サンプルＰＮシーケンスのう
ち、その中間のものは各奇数番目データフィールドの第
１ラインでは第１論理規定に応じて、かつ各偶数番目デ
ータフィールドの第１ラインでは第１論理規定に対して
１の補数関係を有する第２論理規定に応じて伝送され
る。前記トレーニング信号の残余シーケンスは全てのデ
ータフィールドで同一の論理規定に応じて伝送される。
【０００８】各データフィールドの後続ラインはリード
−ソロモン順方向エラー訂正コード化データを含む。無
線放送の場合、リード−ソロモンコード化データはそれ
ぞれ一つの非コード化ビットを有する２／３速度のトレ
リスコードである１２個のインタリーブトレリスコード
を用いてトレリスコード化する。トレリスコード化の結
果は８−レベルの１次元構造のシンボルコードとして無
線伝送されるように３ビットグループに分解され、この
際の前記伝送はトレリスコーディング過程とは別途にシ
ンボルの事前コーディング無しに行われる。トレリスコ
ード化は有線放送では使用しない。エラー訂正コード化
データは１６−レベルの１次元構造のシンボルコードと
して伝送されるように４−ビットグループに分解され、
この場合にも伝送は事前コーディング無しに行われる。
−ソロモン順方向エラー訂正コード化データを含む。無
線放送の場合、リード−ソロモンコード化データはそれ
ぞれ一つの非コード化ビットを有する２／３速度のトレ
リスコードである１２個のインタリーブトレリスコード
を用いてトレリスコード化する。トレリスコード化の結
果は８−レベルの１次元構造のシンボルコードとして無
線伝送されるように３ビットグループに分解され、この
際の前記伝送はトレリスコーディング過程とは別途にシ
ンボルの事前コーディング無しに行われる。トレリスコ
ード化は有線放送では使用しない。エラー訂正コード化
データは１６−レベルの１次元構造のシンボルコードと
して伝送されるように４−ビットグループに分解され、
この場合にも伝送は事前コーディング無しに行われる。
【０００９】ＶＳＢ信号は抑制変調比率に応じて振幅の
変わる固有搬送波を有する。前記固有搬送波は所定の変
調比率に対応する一定振幅のパイロット搬送波に取り替
えられる。この一定振幅のパイロット搬送波は、振幅変
調側波帯信号を発生させる平衡変調機に印加される変調
電圧の直流成分をシフト、即ち、移動させることにより
発生する。前記振幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答
信号として供給するフィルターに提供される。４ビット
シンボルコードの８個のレベルが搬送波変調信号で−
７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５及び＋７の正
規化値を有すると、パイロット搬送波は１．２５の正規
化値を有する。この場合、＋Ｓの正規化値は＋５であ
り、−Ｓの正規化値は−５である。
変わる固有搬送波を有する。前記固有搬送波は所定の変
調比率に対応する一定振幅のパイロット搬送波に取り替
えられる。この一定振幅のパイロット搬送波は、振幅変
調側波帯信号を発生させる平衡変調機に印加される変調
電圧の直流成分をシフト、即ち、移動させることにより
発生する。前記振幅変調側波帯信号はＶＳＢ信号を応答
信号として供給するフィルターに提供される。４ビット
シンボルコードの８個のレベルが搬送波変調信号で−
７，−５，−３，−１，＋１，＋３，＋５及び＋７の正
規化値を有すると、パイロット搬送波は１．２５の正規
化値を有する。この場合、＋Ｓの正規化値は＋５であ
り、−Ｓの正規化値は−５である。
【００１０】８−レベルシンボルコーディングを用いる
ＶＳＢ信号は米国内の無線放送システムに使用可能であ
り、１６−レベルシンボルコーディングを用いるＶＳＢ
信号は無線狭域放送システム又は有線放送システムにお
ける使用のためにＡＴＳＣ規格で提案されている。しか
しながら、このようなシステムの実際規格はＶＳＢ信号
を使用する代わりに、抑制搬送波ＱＡＭ信号を用いる。
したがって、テレビジョン受信機の設計者は全ての形態
の伝送信号を受信可能であり、現在受信される伝送形態
に好適な受信装置を自動に選択する受信機を設計すべき
課題を有している。かかる受信機は本明細書で“ＱＡＭ
／ＶＳＢディジタルテレビジョン受信機”と呼ばれる
が、度々“ＶＳＢ／ＱＡＭディジタルテレビジョン受信
機”とも呼ばれる。
ＶＳＢ信号は米国内の無線放送システムに使用可能であ
り、１６−レベルシンボルコーディングを用いるＶＳＢ
信号は無線狭域放送システム又は有線放送システムにお
ける使用のためにＡＴＳＣ規格で提案されている。しか
しながら、このようなシステムの実際規格はＶＳＢ信号
を使用する代わりに、抑制搬送波ＱＡＭ信号を用いる。
したがって、テレビジョン受信機の設計者は全ての形態
の伝送信号を受信可能であり、現在受信される伝送形態
に好適な受信装置を自動に選択する受信機を設計すべき
課題を有している。かかる受信機は本明細書で“ＱＡＭ
／ＶＳＢディジタルテレビジョン受信機”と呼ばれる
が、度々“ＶＳＢ／ＱＡＭディジタルテレビジョン受信
機”とも呼ばれる。
【００１１】ＱＡＭ信号及びＶＳＢ信号の両方に対して
共通使用する中間周波数（ＩＦ）増幅器を備えているＱ
ＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機に対する設計に対しては、
１９９６年４月９日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明
者による米国特許第５，６０６，６３６号（発明の名
称：“HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE-P
RESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTION”）に
開示されている。このような形態のＱＡＭ／ＶＳＢ Ｄ
ＴＶ受信機は、１９９４年６月２８日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａ
ｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出願第０８／２６
６，７５３号（発明の名称：“RADIO RECEIVER FOR REC
EIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS）、１
９９８年２月３日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者
による米国特許第５，７１５，０１２号（発明の名称：
“RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM D
IGITAL HDTV SIGNALS”）及び１９９６年１２月２６日
付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出
願第０８／７７３，９４９号（発明の名称：“RADIO RE
CEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDT
V SIGNALS”）に開示されている。
共通使用する中間周波数（ＩＦ）増幅器を備えているＱ
ＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機に対する設計に対しては、
１９９６年４月９日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明
者による米国特許第５，６０６，６３６号（発明の名
称：“HDTV SIGNAL RECEIVER WITH IMAGINARY-SAMPLE-P
RESENCE DETECTOR FOR QAM/VSB MODE SELECTION”）に
開示されている。このような形態のＱＡＭ／ＶＳＢ Ｄ
ＴＶ受信機は、１９９４年６月２８日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａ
ｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出願第０８／２６
６，７５３号（発明の名称：“RADIO RECEIVER FOR REC
EIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDTV SIGNALS）、１
９９８年２月３日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者
による米国特許第５，７１５，０１２号（発明の名称：
“RADIO RECEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM D
IGITAL HDTV SIGNALS”）及び１９９６年１２月２６日
付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許出
願第０８／７７３，９４９号（発明の名称：“RADIO RE
CEIVERS FOR RECEIVING BOTH VSB AND QAM DIGITAL HDT
V SIGNALS”）に開示されている。
【００１２】前記米国特許第５，５０６，６３６号、第
５，７１５，０１２号及び米国特許出願第０８／２６
６，７５３号は、ＡＴＳＣの小委員会で提案したように
ＶＳＢＤＴＶ信号の搬送波周波数が最低チャネル周波数
より６２５ｋＨｚだけ高いという仮定下で説明してい
る。この明細書では１９９５年９月１６日付発刊のディ
ジタルテレビジョン基準の付録Ａに記載のように、ＶＳ
Ｂ ＤＴＶ信号の搬送波周波数が最低チャネル周波数よ
り３１０ｋＨｚだけ高いと仮定している。
５，７１５，０１２号及び米国特許出願第０８／２６
６，７５３号は、ＡＴＳＣの小委員会で提案したように
ＶＳＢＤＴＶ信号の搬送波周波数が最低チャネル周波数
より６２５ｋＨｚだけ高いという仮定下で説明してい
る。この明細書では１９９５年９月１６日付発刊のディ
ジタルテレビジョン基準の付録Ａに記載のように、ＶＳ
Ｂ ＤＴＶ信号の搬送波周波数が最低チャネル周波数よ
り３１０ｋＨｚだけ高いと仮定している。
【００１３】米国特許第５，５０６，６３６号に記載の
ＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機は、ＱＡＭ信号でないＶ
ＳＢ信号の受信中に度々ＶＳＢ受信ロックアウト（lock
out）の問題点が発生する。本発明者は、かかる問題点
の発生原因が現在受信中のＤＴＶ信号がＱＡＭである
か、ＶＳＢであるかに応じて前記多重変換受信機の後続
局部発振器中の一つが二つのソース中の一つから選択さ
れる自動周波数及び位相制御（automatic-frequency-an
d-phase-control：ＡＦＰＣ）信号を受信するからであ
ると見出した。米国特許第５，５０６，６３６号に記載
のＱＡＭ／ＶＳＢＤＴＶ受信機の場合、ＡＦＰＣ信号の
選択は可能なＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインする
のに使用する回路に応答する虚数サンプル存在検出器に
より制御されるようになっている。
ＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機は、ＱＡＭ信号でないＶ
ＳＢ信号の受信中に度々ＶＳＢ受信ロックアウト（lock
out）の問題点が発生する。本発明者は、かかる問題点
の発生原因が現在受信中のＤＴＶ信号がＱＡＭである
か、ＶＳＢであるかに応じて前記多重変換受信機の後続
局部発振器中の一つが二つのソース中の一つから選択さ
れる自動周波数及び位相制御（automatic-frequency-an
d-phase-control：ＡＦＰＣ）信号を受信するからであ
ると見出した。米国特許第５，５０６，６３６号に記載
のＱＡＭ／ＶＳＢＤＴＶ受信機の場合、ＡＦＰＣ信号の
選択は可能なＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインする
のに使用する回路に応答する虚数サンプル存在検出器に
より制御されるようになっている。
【００１４】しかしながら、虚数サンプル存在検出器を
良好に動作させるためには、可能なＶＳＢ信号を基底帯
にシンクロダインするのに使用する前記回路がＶＳＢパ
イロット搬送波に対して適宜に同期化すべきである。こ
のような適宜な同期化状態が存在しない限りは虚数サン
プルが発生する。前記虚数サンプルの発生に応答して虚
数サンプル存在検出器はＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機
をＱＡＭ受信可能に制御する。可能なＱＡＭ信号を基底
帯にシンクロダインするのに使用する前記回路は、可能
なＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするのに使用す
る回路よりは制御後続局部発振器用のＡＦＰＣ信号を提
供する回路と呼ばれる。
良好に動作させるためには、可能なＶＳＢ信号を基底帯
にシンクロダインするのに使用する前記回路がＶＳＢパ
イロット搬送波に対して適宜に同期化すべきである。こ
のような適宜な同期化状態が存在しない限りは虚数サン
プルが発生する。前記虚数サンプルの発生に応答して虚
数サンプル存在検出器はＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機
をＱＡＭ受信可能に制御する。可能なＱＡＭ信号を基底
帯にシンクロダインするのに使用する前記回路は、可能
なＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするのに使用す
る回路よりは制御後続局部発振器用のＡＦＰＣ信号を提
供する回路と呼ばれる。
【００１５】その結果、ＶＳＢパイロット搬送波に関す
る適宜な同期化は強いられない。適宜な同期化が偶然に
発生することもあるが、この場合には虚数サンプル存在
検出器がＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機をＶＳＢ受信可
能に制御する。このような事故はＶＳＢ信号を基底帯に
シンクロダインするために発生する搬送波とＶＳＢパイ
ロット搬送波との位相ずれにより発生する可能性が大き
い。しかしながら、度々ＶＳＢ信号を基底帯にシンクロ
ダインするために発生する搬送波とＶＳＢパイロット搬
送波との位相ずれは実質的には存在せず、位相は不正確
な状態となる。このような条件下ではＶＳＢ受信モード
からのロックアウトが発生する。
る適宜な同期化は強いられない。適宜な同期化が偶然に
発生することもあるが、この場合には虚数サンプル存在
検出器がＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機をＶＳＢ受信可
能に制御する。このような事故はＶＳＢ信号を基底帯に
シンクロダインするために発生する搬送波とＶＳＢパイ
ロット搬送波との位相ずれにより発生する可能性が大き
い。しかしながら、度々ＶＳＢ信号を基底帯にシンクロ
ダインするために発生する搬送波とＶＳＢパイロット搬
送波との位相ずれは実質的には存在せず、位相は不正確
な状態となる。このような条件下ではＶＳＢ受信モード
からのロックアウトが発生する。
【００１６】米国特許第５，７１５，０１２号と米国特
許出願第０８／２６６，７５３号及び第０８／７７３，
９４９号に記載のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機とし
て、可能なＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするの
に使用する回路に応答する虚数サンプル存在検出器によ
りＡＦＰＣ信号の選択が制御されるように構成されるＱ
ＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の場合にも同様にＱＡＭ信
号でないＶＳＢ信号の受信中に度々ＶＳＢ受信のロック
アウト問題が発生する。ＶＳＢ信号を基底帯にシンクロ
ダインするために発生する搬送波とＶＳＢパイロット搬
送波との位相差に対する強度は、その重要度が虚数サン
プル存在検出器が虚数サンプルの非発生を示す場合より
はＶＳＢパイロット搬送波存在検出器がＶＳＢパイロッ
ト搬送波の検出を示す場合に低い。しかしながら、それ
にもかかわらず、ＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダイン
するために発生する搬送波とＶＳＢパイロット搬送波と
の間には実質的な位相ずれはなく、その位相が正確な同
期化から９０゜だけオフセットされている場合にはＶＳ
Ｂ受信モードからのロックアウトが発生する。
許出願第０８／２６６，７５３号及び第０８／７７３，
９４９号に記載のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機とし
て、可能なＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするの
に使用する回路に応答する虚数サンプル存在検出器によ
りＡＦＰＣ信号の選択が制御されるように構成されるＱ
ＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の場合にも同様にＱＡＭ信
号でないＶＳＢ信号の受信中に度々ＶＳＢ受信のロック
アウト問題が発生する。ＶＳＢ信号を基底帯にシンクロ
ダインするために発生する搬送波とＶＳＢパイロット搬
送波との位相差に対する強度は、その重要度が虚数サン
プル存在検出器が虚数サンプルの非発生を示す場合より
はＶＳＢパイロット搬送波存在検出器がＶＳＢパイロッ
ト搬送波の検出を示す場合に低い。しかしながら、それ
にもかかわらず、ＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダイン
するために発生する搬送波とＶＳＢパイロット搬送波と
の間には実質的な位相ずれはなく、その位相が正確な同
期化から９０゜だけオフセットされている場合にはＶＳ
Ｂ受信モードからのロックアウトが発生する。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ＱＡ
Ｍ受信用及びＶＳＢ受信用の帯域通過トラッカー（trac
ker）を用いてＱＡＭ／ＶＳＢディジタルテレビジョン
受信機におけるＶＳＢ受信モードからのロックアウトを
防止することにある。
Ｍ受信用及びＶＳＢ受信用の帯域通過トラッカー（trac
ker）を用いてＱＡＭ／ＶＳＢディジタルテレビジョン
受信機におけるＶＳＢ受信モードからのロックアウトを
防止することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、選択されたデ
ィジタルテレビジョン信号がＱＡＭディジタルテレビジ
ョン信号であるか又はＶＳＢディジタルテレビジョン信
号であるかにかかわらず、前記選択されたディジタルテ
レビジョン信号を受信するための無線受信機で具現され
る。前記無線受信機は、前記選択されたディジタルテレ
ビジョン信号を選択して、そのテレビジョン信号を最小
限第１の増幅副（penultimate）中間周波数信号に増
幅、変換させる前端側回路と、前記第１の増幅副中間周
波数信号を第１最終中間周波数信号に変換し、第１自動
周波数及び位相制御信号により発振周波数と発振位相が
制御されるように構成される第１制御型の発振器を含む
第１周波数変換機と、前記第１最終中間周波数信号をデ
ィジタル化し、ディジタル化済みの第１最終中間周波数
信号を発生させる第１アナログ／ディジタル変換機と、
前記ディジタル化済みの第１最終中間周波数信号内の全
てのＱＡＭディジタルテレビジョン信号を基底帯にシン
クロダインさせて第１同位相基底帯信号と第１直交位相
基底帯信号を発生させるシンクロダイン回路と、ディジ
タル化済みの第２最終中間周波数信号内の全てのＶＳＢ
ディジタルテレビジョン信号を基底帯にシンクロダイン
させて第２同位相基底帯信号と第２直交位相基底帯信号
を発生させるシンクロダイン回路とを含む。本発明の前
記無線受信機は、前記前端側回路から供給される第２の
増幅副中間周波数信号を前記第２最終中間周波数信号に
変換し、発振周波数及び発振位相が第２自動周波数及び
位相制御信号により制御されるように構成される第２制
御型の発振器を含む第２周波数変換機と、前記第２最終
中間周波数信号をディジタル化し、ディジタル化済みの
第２最終中間周波数信号を発生させる第２アナログ／デ
ィジタル変換機とを特徴とする。かつ、前記無線受信機
は、前記第１同位相基底帯信号と前記第１直交位相基底
帯信号に応答して前記第１自動周波数及び位相制御信号
を発生させる第１自動周波数及び位相制御回路と、前記
第２同位相基底帯信号と前記第２直交位相基底帯信号に
応答して前記第２自動周波数及び位相制御信号を発生さ
せる第２自動周波数及び位相制御回路とを含む。
ィジタルテレビジョン信号がＱＡＭディジタルテレビジ
ョン信号であるか又はＶＳＢディジタルテレビジョン信
号であるかにかかわらず、前記選択されたディジタルテ
レビジョン信号を受信するための無線受信機で具現され
る。前記無線受信機は、前記選択されたディジタルテレ
ビジョン信号を選択して、そのテレビジョン信号を最小
限第１の増幅副（penultimate）中間周波数信号に増
幅、変換させる前端側回路と、前記第１の増幅副中間周
波数信号を第１最終中間周波数信号に変換し、第１自動
周波数及び位相制御信号により発振周波数と発振位相が
制御されるように構成される第１制御型の発振器を含む
第１周波数変換機と、前記第１最終中間周波数信号をデ
ィジタル化し、ディジタル化済みの第１最終中間周波数
信号を発生させる第１アナログ／ディジタル変換機と、
前記ディジタル化済みの第１最終中間周波数信号内の全
てのＱＡＭディジタルテレビジョン信号を基底帯にシン
クロダインさせて第１同位相基底帯信号と第１直交位相
基底帯信号を発生させるシンクロダイン回路と、ディジ
タル化済みの第２最終中間周波数信号内の全てのＶＳＢ
ディジタルテレビジョン信号を基底帯にシンクロダイン
させて第２同位相基底帯信号と第２直交位相基底帯信号
を発生させるシンクロダイン回路とを含む。本発明の前
記無線受信機は、前記前端側回路から供給される第２の
増幅副中間周波数信号を前記第２最終中間周波数信号に
変換し、発振周波数及び発振位相が第２自動周波数及び
位相制御信号により制御されるように構成される第２制
御型の発振器を含む第２周波数変換機と、前記第２最終
中間周波数信号をディジタル化し、ディジタル化済みの
第２最終中間周波数信号を発生させる第２アナログ／デ
ィジタル変換機とを特徴とする。かつ、前記無線受信機
は、前記第１同位相基底帯信号と前記第１直交位相基底
帯信号に応答して前記第１自動周波数及び位相制御信号
を発生させる第１自動周波数及び位相制御回路と、前記
第２同位相基底帯信号と前記第２直交位相基底帯信号に
応答して前記第２自動周波数及び位相制御信号を発生さ
せる第２自動周波数及び位相制御回路とを含む。
【００１９】上述した従来の技術によるＱＡＭ／ＶＳＢ
ＤＴＶ受信機とは異なり、全てのＱＡＭ信号を基底帯
にシンクロダインするための前記回路と全てのＶＳＢ信
号を基底帯にシンクロダインするための前記回路にそれ
ぞれ印加されるようにディジタル化済みの前記第１及び
第２最終中間周波数信号は同一周波数変換機から供給さ
れず、それぞれ第１制御型の発振器と第２制御型の発振
器を含む個別的な第１及び第２周波数変換機によりそれ
ぞれ供給される。かつ、第１制御型の発振器に印加され
る第１のＡＦＰＣ信号は第２同位相基底帯信号や第２直
交位相基底帯信号には応答しない反面、第２制御型の発
振器に印加される第２のＡＦＰＣ信号は第１同位相基底
帯信号や第１直交位相基底帯信号には応答しない。第１
及び第２制御型の発振器専用のこのような個別的なＡＦ
ＰＣループにより上述したロックアウト問題点は防止さ
れる。さらに、前記第１及び第２制御型の発振器の公称
発振周波数が同一になる必要がないため、全てのＱＡＭ
信号を基底帯にシンクロダインするための前記回路と全
てのＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするための前
記回路に関する追加設計の融通性が得られる。
ＤＴＶ受信機とは異なり、全てのＱＡＭ信号を基底帯
にシンクロダインするための前記回路と全てのＶＳＢ信
号を基底帯にシンクロダインするための前記回路にそれ
ぞれ印加されるようにディジタル化済みの前記第１及び
第２最終中間周波数信号は同一周波数変換機から供給さ
れず、それぞれ第１制御型の発振器と第２制御型の発振
器を含む個別的な第１及び第２周波数変換機によりそれ
ぞれ供給される。かつ、第１制御型の発振器に印加され
る第１のＡＦＰＣ信号は第２同位相基底帯信号や第２直
交位相基底帯信号には応答しない反面、第２制御型の発
振器に印加される第２のＡＦＰＣ信号は第１同位相基底
帯信号や第１直交位相基底帯信号には応答しない。第１
及び第２制御型の発振器専用のこのような個別的なＡＦ
ＰＣループにより上述したロックアウト問題点は防止さ
れる。さらに、前記第１及び第２制御型の発振器の公称
発振周波数が同一になる必要がないため、全てのＱＡＭ
信号を基底帯にシンクロダインするための前記回路と全
てのＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするための前
記回路に関する追加設計の融通性が得られる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の望ましい実施形態
を添付の図面に参照して詳しく説明する。図１には本発
明に応じて構成されてＱＡＭとＶＳＢディジタルテレビ
ジョン（以下、“ＴＶ信号”と称する）の両方を受信す
るＤＴＶ受信機の無線受信部が示されている。図１にお
いて、アンテナ１は極超短波（ultra high frequency：
ＵＨＦ）帯域又は超短波（very high frequency：ＶＨ
Ｆ）帯域のＴＶ信号に対する代表的なソースであって、
アンテナ１からのＴＶ信号は高周波（radio-frequenc
y：ＲＦ）増幅器２に印加される。前記ＲＦ増幅器２に
は受信のために選択された前記ＴＶ信号に関連するテレ
ビジョン放送周波数帯の一部を選択するためのトラッキ
ング（tracking）事前選択フィルターが備えられてい
る。前記ＲＦ増幅器２は自動利得制御（automatic-gain
-control：ＡＧＣ）遅延回路３を通して印加されるＡＧ
Ｃ信号に対して遅延応答する方式で逆自動利得制御され
る。前記ＲＦ増幅器２は受信のために選択されたＴＶ信
号に対する増幅応答信号を供給する。
を添付の図面に参照して詳しく説明する。図１には本発
明に応じて構成されてＱＡＭとＶＳＢディジタルテレビ
ジョン（以下、“ＴＶ信号”と称する）の両方を受信す
るＤＴＶ受信機の無線受信部が示されている。図１にお
いて、アンテナ１は極超短波（ultra high frequency：
ＵＨＦ）帯域又は超短波（very high frequency：ＶＨ
Ｆ）帯域のＴＶ信号に対する代表的なソースであって、
アンテナ１からのＴＶ信号は高周波（radio-frequenc
y：ＲＦ）増幅器２に印加される。前記ＲＦ増幅器２に
は受信のために選択された前記ＴＶ信号に関連するテレ
ビジョン放送周波数帯の一部を選択するためのトラッキ
ング（tracking）事前選択フィルターが備えられてい
る。前記ＲＦ増幅器２は自動利得制御（automatic-gain
-control：ＡＧＣ）遅延回路３を通して印加されるＡＧ
Ｃ信号に対して遅延応答する方式で逆自動利得制御され
る。前記ＲＦ増幅器２は受信のために選択されたＴＶ信
号に対する増幅応答信号を供給する。
【００２１】前記増幅応答信号は極超短波（ＵＨＦ）ス
ペクトルで最も高い周波数のテレビジョンチャネルより
も高い周波数帯域（以下、高帯域）の中間周波数にアッ
プ変換されるように第１局部発振器１０から出力される
スーパーヘテロダイン信号と混合される。現在の実際の
ＴＶ構成によれば、前記局部発振器１０は一般に周波数
がＡＦＴ信号により制御される素子制御型発振器の周波
数に対して選択された周波数比を有する周波数のスーパ
ーヘテロダイン信号を発生させる周波数合成器である。
このように選択された実際構成によれば、ＡＦＴ信号に
対する前記スーパーヘテロダイン信号の感度は受信され
た全てのＴＶチャネルと関連して大体に同一になる。
ペクトルで最も高い周波数のテレビジョンチャネルより
も高い周波数帯域（以下、高帯域）の中間周波数にアッ
プ変換されるように第１局部発振器１０から出力される
スーパーヘテロダイン信号と混合される。現在の実際の
ＴＶ構成によれば、前記局部発振器１０は一般に周波数
がＡＦＴ信号により制御される素子制御型発振器の周波
数に対して選択された周波数比を有する周波数のスーパ
ーヘテロダイン信号を発生させる周波数合成器である。
このように選択された実際構成によれば、ＡＦＴ信号に
対する前記スーパーヘテロダイン信号の感度は受信され
た全てのＴＶチャネルと関連して大体に同一になる。
【００２２】ＲＦ増幅器２により供給される６ＭＨｚ帯
域幅の選択された高周波信号は第１混合器１１で高帯域
の中間周波数（ＩＦ）信号にアップ変換されるが、前記
第１混合器１１は望ましくは二重平衡線形乗算型で構成
される。前記高帯域のＩＦ信号はテレビジョン放送用に
割り当てられたチャネルを含むＵＨＦ帯域のうち、１Ｇ
Ｈｚ以上の映像周波数と関連する部分より高い極超短波
周波数に中心周波数をおき、これにより、前記高帯域の
ＩＦ信号は第１混合器１１の出力端で帯域通過結合ネッ
トワークにより容易に取り除かれる。
域幅の選択された高周波信号は第１混合器１１で高帯域
の中間周波数（ＩＦ）信号にアップ変換されるが、前記
第１混合器１１は望ましくは二重平衡線形乗算型で構成
される。前記高帯域のＩＦ信号はテレビジョン放送用に
割り当てられたチャネルを含むＵＨＦ帯域のうち、１Ｇ
Ｈｚ以上の映像周波数と関連する部分より高い極超短波
周波数に中心周波数をおき、これにより、前記高帯域の
ＩＦ信号は第１混合器１１の出力端で帯域通過結合ネッ
トワークにより容易に取り除かれる。
【００２３】前記高帯域のＩＦ信号は、高中間周波数帯
域バッファ増幅器１２（以下、“高ＩＦ帯域バッファ増
幅器１２”と称する）を通してＳＡＷ（surface-acoust
ic-wave）フィルター１３に印加される。前記高ＩＦ帯
域バッファ増幅器１２は前記ＳＡＷフィルター１３の挿
入損失が１０〜１２ｄＢとなるように固定利得を提供
し、望ましくない反射を防止するように選択された固定
ソースインピーダンスにより前記ＳＡＷフィルター１３
を駆動させる。前記ＳＡＷフィルター１３は大体に線形
位相を備えており、一定振幅の出力信号を発生させる。
前記ＳＡＷフィルター１３の前記出力信号は約６ＭＨｚ
の帯域幅を備えており、中心帯域周波数に対して対称を
なす−１〜１ｄＢの通過帯域の信号である。
域バッファ増幅器１２（以下、“高ＩＦ帯域バッファ増
幅器１２”と称する）を通してＳＡＷ（surface-acoust
ic-wave）フィルター１３に印加される。前記高ＩＦ帯
域バッファ増幅器１２は前記ＳＡＷフィルター１３の挿
入損失が１０〜１２ｄＢとなるように固定利得を提供
し、望ましくない反射を防止するように選択された固定
ソースインピーダンスにより前記ＳＡＷフィルター１３
を駆動させる。前記ＳＡＷフィルター１３は大体に線形
位相を備えており、一定振幅の出力信号を発生させる。
前記ＳＡＷフィルター１３の前記出力信号は約６ＭＨｚ
の帯域幅を備えており、中心帯域周波数に対して対称を
なす−１〜１ｄＢの通過帯域の信号である。
【００２４】例えば、前記ＵＨＦ帯域のＩＦ信号は９１
６ＭＨｚに中心周波数をおくことができる。ＳＡＷフィ
ルター１３として砒素化ガリウムのＳＡＷフィルターを
使用する場合、前記周波数範囲でＳＡＷフィルター１３
は満足に動作する。前記ＳＡＷフィルター１３の出力信
号は第２混合器１４に印加されてＶＨＦ帯域のうち、テ
レビジョン放送用に割り当てられたチャネルを含む部分
より低い超短波周波数に中心周波数をおく低い周波数帯
域（以下、低帯域）のＩＦ信号にダウン変換される。前
記低帯域のＩＦ信号はアナログＴＶ規定のように約４４
ＭＨｚに中心周波数をおくことができる。第２混合器１
４におけるダウン変換を行うために、前記第２混合器１
４に望ましくは水晶制御型の局部発振器２０により安定
した固定周波数のヘテロダイン信号が印加される。前記
第２混合器１４は望ましくは二重平衡線形乗算型で構成
される。
６ＭＨｚに中心周波数をおくことができる。ＳＡＷフィ
ルター１３として砒素化ガリウムのＳＡＷフィルターを
使用する場合、前記周波数範囲でＳＡＷフィルター１３
は満足に動作する。前記ＳＡＷフィルター１３の出力信
号は第２混合器１４に印加されてＶＨＦ帯域のうち、テ
レビジョン放送用に割り当てられたチャネルを含む部分
より低い超短波周波数に中心周波数をおく低い周波数帯
域（以下、低帯域）のＩＦ信号にダウン変換される。前
記低帯域のＩＦ信号はアナログＴＶ規定のように約４４
ＭＨｚに中心周波数をおくことができる。第２混合器１
４におけるダウン変換を行うために、前記第２混合器１
４に望ましくは水晶制御型の局部発振器２０により安定
した固定周波数のヘテロダイン信号が印加される。前記
第２混合器１４は望ましくは二重平衡線形乗算型で構成
される。
【００２５】低中間周波数帯域バッファ増幅器１５（以
下、“低ＩＦ帯域バッファ増幅器１５”と称する）によ
り低帯域ＩＦ信号がＳＡＷフィルター１６に印加される
が、前記ＳＡＷフィルター１６は最小限６ＭＨｚの帯域
幅を備える一定出力信号を発生させるように設計されて
いる。前記低ＩＦ帯域バッファ増幅器１５は前記ＳＡＷ
フィルター１６の挿入損失が１０〜１２ｄＢとなるよう
に固定利得を提供し、望ましくない反射を防止するよう
に選択された固定ソースインピーダンスにより前記ＳＡ
Ｗフィルター１６を駆動させる。前記ＳＡＷフィルター
１６は大体に線形位相を備えており、６ＭＨｚを超過す
る帯域幅を有する信号を出力する。これにより、以前の
ＳＡＷフィルター１３は第１中間周波数増幅器チェーン
のチャネル特性を決める。
下、“低ＩＦ帯域バッファ増幅器１５”と称する）によ
り低帯域ＩＦ信号がＳＡＷフィルター１６に印加される
が、前記ＳＡＷフィルター１６は最小限６ＭＨｚの帯域
幅を備える一定出力信号を発生させるように設計されて
いる。前記低ＩＦ帯域バッファ増幅器１５は前記ＳＡＷ
フィルター１６の挿入損失が１０〜１２ｄＢとなるよう
に固定利得を提供し、望ましくない反射を防止するよう
に選択された固定ソースインピーダンスにより前記ＳＡ
Ｗフィルター１６を駆動させる。前記ＳＡＷフィルター
１６は大体に線形位相を備えており、６ＭＨｚを超過す
る帯域幅を有する信号を出力する。これにより、以前の
ＳＡＷフィルター１３は第１中間周波数増幅器チェーン
のチャネル特性を決める。
【００２６】ＳＡＷフィルター１６としてニオブ酸リチ
ウムのＳＡＷフィルターを使用する場合、約４４ＭＨｚ
に中心周波数をおく周波数範囲でＳＡＷフィルター１６
は満足に動作する。前記ＳＡＷフィルター１６の出力信
号は自動利得制御型の低中間周波数（ＶＨＦ）帯域増幅
器（以下、“逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器”と称す
る）１７，２７に入力信号として印加される。前記逆Ａ
ＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７の出力信号は最終ＩＦ信
号を供給するための第３混合器１８に入力信号として印
加され、前記第３混合器１８からの前記最終ＩＦ信号は
アナログ／ディジタル変換機１９（以下、“ＡＤＣ １
９”と称する）に印加されて同位相（Ｉ）ＱＡＭ搬送波
変調の同期検出と直交位相（Ｑ）ＱＡＭ搬送波変調の同
期検出を行うディジタルシンクロダイン回路４（以下、
“ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４”と称する）に
印加されるようにディジタル化する。
ウムのＳＡＷフィルターを使用する場合、約４４ＭＨｚ
に中心周波数をおく周波数範囲でＳＡＷフィルター１６
は満足に動作する。前記ＳＡＷフィルター１６の出力信
号は自動利得制御型の低中間周波数（ＶＨＦ）帯域増幅
器（以下、“逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器”と称す
る）１７，２７に入力信号として印加される。前記逆Ａ
ＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７の出力信号は最終ＩＦ信
号を供給するための第３混合器１８に入力信号として印
加され、前記第３混合器１８からの前記最終ＩＦ信号は
アナログ／ディジタル変換機１９（以下、“ＡＤＣ １
９”と称する）に印加されて同位相（Ｉ）ＱＡＭ搬送波
変調の同期検出と直交位相（Ｑ）ＱＡＭ搬送波変調の同
期検出を行うディジタルシンクロダイン回路４（以下、
“ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４”と称する）に
印加されるようにディジタル化する。
【００２７】前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７の
出力信号は最終ＩＦ信号を供給するための第３混合器２
８に入力信号として印加され、前記第３混合器２８から
の前記最終ＩＦ信号はアナログ／ディジタル変換機２９
（以下、“ＡＤＣ ２９”と称する）に印加されて同位
相（Ｉ）ＱＡＭ搬送波変調の同期検出と直交位相（Ｑ）
ＱＡＭ搬送波変調の同期検出を行うディジタルシンクロ
ダイン回路５（以下、“ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５”と称する）に印加されるようにディジタル化す
る。
出力信号は最終ＩＦ信号を供給するための第３混合器２
８に入力信号として印加され、前記第３混合器２８から
の前記最終ＩＦ信号はアナログ／ディジタル変換機２９
（以下、“ＡＤＣ ２９”と称する）に印加されて同位
相（Ｉ）ＱＡＭ搬送波変調の同期検出と直交位相（Ｑ）
ＱＡＭ搬送波変調の同期検出を行うディジタルシンクロ
ダイン回路５（以下、“ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５”と称する）に印加されるようにディジタル化す
る。
【００２８】本発明が関連する限り、図１の素子２，１
０−１７，２０，２７は前記第３混合器１８，２８に副
（penultimate）ＩＦ信号を供給するための前端側回路
を構成する。図１に示した三重変換型の無線受信機の場
合、前記副ＩＦ信号はＶＨＦ帯域の２次 ＩＦ信号であ
る。前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７の出力信号
と電圧制御型（voltage-controlled：ＶＣＯ、以下、
“ＶＣＯ型”と称する）の第３局部発振器３０からのＶ
ＨＦ局部発振信号は、第３混合器１８にそれぞれ第１及
び第２入力信号として印加される。前記第３混合器１８
はＡＤＣ１９によりディジタル化するために基底帯から
数メガヘルツだけオフセットされた第１の最終ＩＦ信号
を発生させるように逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７
からの増幅された第１のＶＨＦ ＩＦ信号をダウン変換
させるように動作する。
０−１７，２０，２７は前記第３混合器１８，２８に副
（penultimate）ＩＦ信号を供給するための前端側回路
を構成する。図１に示した三重変換型の無線受信機の場
合、前記副ＩＦ信号はＶＨＦ帯域の２次 ＩＦ信号であ
る。前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７の出力信号
と電圧制御型（voltage-controlled：ＶＣＯ、以下、
“ＶＣＯ型”と称する）の第３局部発振器３０からのＶ
ＨＦ局部発振信号は、第３混合器１８にそれぞれ第１及
び第２入力信号として印加される。前記第３混合器１８
はＡＤＣ１９によりディジタル化するために基底帯から
数メガヘルツだけオフセットされた第１の最終ＩＦ信号
を発生させるように逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７
からの増幅された第１のＶＨＦ ＩＦ信号をダウン変換
させるように動作する。
【００２９】ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４は前
記第１の最終ＩＦ信号に含まれるＱＡＭ ＤＴＶ信号に
応答してＱＡＭシンボルを示す同位相（Ｉ）及び直交位
相（Ｑ）基底帯信号をそれぞれ復元させるように設計さ
れている。前記Ｉ及びＱ基底帯信号は迅速な動作を保障
するように望ましくはＲＯＭで具現されるディジタル乗
算機３１によりともに乗算される。低周波数ビート（be
at）項とシンボル速度項を示すサンプルを含む結果積は
ディジタル／アナログ変換機３２（以下、“ＤＡＣ３
２”と称する）によりアナログ形態に変換される。
記第１の最終ＩＦ信号に含まれるＱＡＭ ＤＴＶ信号に
応答してＱＡＭシンボルを示す同位相（Ｉ）及び直交位
相（Ｑ）基底帯信号をそれぞれ復元させるように設計さ
れている。前記Ｉ及びＱ基底帯信号は迅速な動作を保障
するように望ましくはＲＯＭで具現されるディジタル乗
算機３１によりともに乗算される。低周波数ビート（be
at）項とシンボル速度項を示すサンプルを含む結果積は
ディジタル／アナログ変換機３２（以下、“ＤＡＣ３
２”と称する）によりアナログ形態に変換される。
【００３０】ＤＡＣ３２の出力信号に含まれるシンボル
速度項は自動周波数及び位相制御（automatic-frequenc
y-and-phase-control：ＡＦＰＣ）検出器３３（以下、
“ＡＦＰＣ検出器３３”と称する）に供給され、前記Ａ
ＦＰＣ検出器３３の出力信号はＶＣＯ型の第３局部発振
器３０に印加されて前記ＤＡＣ３２の出力信号に含まれ
る低周波数ビート項をゼロ周波数まで減少させるように
前記ＶＣＯ型の第３局部発振器３０の周波数及び位相を
調整する。前記ＶＣＯ型の第３局部発振器３０のこのよ
うなフィードバック制御機は一種のコスタスループ（Co
stas loop）である。
速度項は自動周波数及び位相制御（automatic-frequenc
y-and-phase-control：ＡＦＰＣ）検出器３３（以下、
“ＡＦＰＣ検出器３３”と称する）に供給され、前記Ａ
ＦＰＣ検出器３３の出力信号はＶＣＯ型の第３局部発振
器３０に印加されて前記ＤＡＣ３２の出力信号に含まれ
る低周波数ビート項をゼロ周波数まで減少させるように
前記ＶＣＯ型の第３局部発振器３０の周波数及び位相を
調整する。前記ＶＣＯ型の第３局部発振器３０のこのよ
うなフィードバック制御機は一種のコスタスループ（Co
stas loop）である。
【００３１】前記ＤＡＣ３２の出力信号はＱＡＭ自動利
得制御検出器３４（以下、“ＱＡＭＡＧＣ検出器３４”
と称する）に印加されるが、前記ＱＡＭ ＡＧＣ検出器
３４はそれに印加される前記ＤＡＣ３２の出力信号に応
答してＡＧＣ信号結合器２５用の第１入力信号を発生さ
せる。前記ＡＧＣ信号結合器２５は逆ＡＧＣ型の低ＩＦ
帯域増幅器１７にＡＧＣ信号を印加する。逆ＡＧＣ機能
を有する前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７を使用
することは、その出力信号でＱＡＭディジタル変調の線
形成に対する保存をより良好にするためである。
得制御検出器３４（以下、“ＱＡＭＡＧＣ検出器３４”
と称する）に印加されるが、前記ＱＡＭ ＡＧＣ検出器
３４はそれに印加される前記ＤＡＣ３２の出力信号に応
答してＡＧＣ信号結合器２５用の第１入力信号を発生さ
せる。前記ＡＧＣ信号結合器２５は逆ＡＧＣ型の低ＩＦ
帯域増幅器１７にＡＧＣ信号を印加する。逆ＡＧＣ機能
を有する前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７を使用
することは、その出力信号でＱＡＭディジタル変調の線
形成に対する保存をより良好にするためである。
【００３２】前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７の
出力信号とＶＣＯ型の第３局部発振器３５からのＶＨＦ
局部発振信号は第３混合器２８にそれぞれ第１及び第２
入力信号として印加される。前記第３混合器２８はＡＤ
Ｃ２９によりディジタル化するために基底帯から数メガ
ヘルツだけオフセットされた第２の最終ＩＦ信号を発生
させるように逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅器２７からの増幅さ
れた第２のＶＨＦ ＩＦ信号をダウン変換するように動
作する。
出力信号とＶＣＯ型の第３局部発振器３５からのＶＨＦ
局部発振信号は第３混合器２８にそれぞれ第１及び第２
入力信号として印加される。前記第３混合器２８はＡＤ
Ｃ２９によりディジタル化するために基底帯から数メガ
ヘルツだけオフセットされた第２の最終ＩＦ信号を発生
させるように逆ＡＧＣ型のＩＦ増幅器２７からの増幅さ
れた第２のＶＨＦ ＩＦ信号をダウン変換するように動
作する。
【００３３】ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路４は前
記第２の最終ＩＦ信号に含まれるＶＳＢ ＤＴＶ信号に
応答して同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）基底帯信号を
それぞれ復元させるように設計されている。前記Ｉ及び
Ｑ基底帯信号のうち、少なくともＩ基底帯信号はＶＳＢ
ＡＭシンボルを示す。ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５からのＱ基底帯信号はディジタル／アナログ変換
機３６（以下、“ＤＡＣ ３６”と称する）によりアナ
ログ形態に変換され、前記ＤＡＣ３６の出力信号に含ま
れる低周波数ビート項は低域通過フィルター３７により
前記ＤＡＣ３６の出力信号から抽出された後、前記ＶＣ
Ｏ型の第３局部発振器３５にＡＦＰＣ信号として印加さ
れる。
記第２の最終ＩＦ信号に含まれるＶＳＢ ＤＴＶ信号に
応答して同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）基底帯信号を
それぞれ復元させるように設計されている。前記Ｉ及び
Ｑ基底帯信号のうち、少なくともＩ基底帯信号はＶＳＢ
ＡＭシンボルを示す。ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５からのＱ基底帯信号はディジタル／アナログ変換
機３６（以下、“ＤＡＣ ３６”と称する）によりアナ
ログ形態に変換され、前記ＤＡＣ３６の出力信号に含ま
れる低周波数ビート項は低域通過フィルター３７により
前記ＤＡＣ３６の出力信号から抽出された後、前記ＶＣ
Ｏ型の第３局部発振器３５にＡＦＰＣ信号として印加さ
れる。
【００３４】ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５から
のＩ基底帯信号はディジタル／アナログ変換機３８（以
下、“ＤＡＣ ３８”と称する）によりアナログ形態に
変換され、前記ＤＡＣ３８の出力信号はＶＳＢ自動利得
制御検出器３９（以下、“ＶＳＢ ＡＧＣ検出器３９”
と称する）に印加されるが、前記ＶＳＢ ＡＧＣ検出器
３９はそれに印加される前記ＤＡＣ３８の出力信号に応
答してＡＧＣ信号結合器２５用の第２入力信号を発生さ
せる。前記ＡＧＣ信号結合器２５は逆ＡＧＣ型の低ＩＦ
帯域増幅器２７にＡＧＣ信号を印加する。逆ＡＧＣ機能
を有する前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７を使用
することは、その出力信号でＱＡＭディジタル変調の線
形成に対する保存をより良好にするためである。
のＩ基底帯信号はディジタル／アナログ変換機３８（以
下、“ＤＡＣ ３８”と称する）によりアナログ形態に
変換され、前記ＤＡＣ３８の出力信号はＶＳＢ自動利得
制御検出器３９（以下、“ＶＳＢ ＡＧＣ検出器３９”
と称する）に印加されるが、前記ＶＳＢ ＡＧＣ検出器
３９はそれに印加される前記ＤＡＣ３８の出力信号に応
答してＡＧＣ信号結合器２５用の第２入力信号を発生さ
せる。前記ＡＧＣ信号結合器２５は逆ＡＧＣ型の低ＩＦ
帯域増幅器２７にＡＧＣ信号を印加する。逆ＡＧＣ機能
を有する前記逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２７を使用
することは、その出力信号でＱＡＭディジタル変調の線
形成に対する保存をより良好にするためである。
【００３５】ＱＡＭ ＡＧＣ検出器３４とＶＳＢ ＡＧＣ
検出器３９の各出力信号のうち、いずれか一つは無線受
信機の利得減少の必要性を示し、これにより、ＡＧＣ信
号結合器２５は前記出力信号に対するアナログＯＲ回路
として動作して前記ＱＡＭＡＧＣ検出器３４とＶＳＢ
ＡＧＣ検出器３９の出力信号のうち、無線受信機の利得
減少の必要性を示す前記出力信号のみに応答するＡＧＣ
信号を発生させるように構成される。前記ＡＧＣ信号結
合器２５は二つの逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７，
２７の両方にＡＧＣ信号を供給する。前記ＡＧＣ結合信
号結合器２５は非常に強い信号の受信時、ＲＦ増幅器２
の利得を減少させるように前記ＡＧＣ遅延回路３にＡＧ
Ｃ信号を印加する。
検出器３９の各出力信号のうち、いずれか一つは無線受
信機の利得減少の必要性を示し、これにより、ＡＧＣ信
号結合器２５は前記出力信号に対するアナログＯＲ回路
として動作して前記ＱＡＭＡＧＣ検出器３４とＶＳＢ
ＡＧＣ検出器３９の出力信号のうち、無線受信機の利得
減少の必要性を示す前記出力信号のみに応答するＡＧＣ
信号を発生させるように構成される。前記ＡＧＣ信号結
合器２５は二つの逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７，
２７の両方にＡＧＣ信号を供給する。前記ＡＧＣ結合信
号結合器２５は非常に強い信号の受信時、ＲＦ増幅器２
の利得を減少させるように前記ＡＧＣ遅延回路３にＡＧ
Ｃ信号を印加する。
【００３６】ＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の同期検出
による直流項がＤＡＣ３６の出力信号に存在するか否か
はＶＳＢパイロット搬送波存在検出器として動作する臨
界値検出器２１（以下、“ＶＳＢパイロット搬送波存在
検出器２１”と称する）により感知される。前記ＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器２１によるＡＴＳＣ信号パ
イロット搬送波の存在及び非存在を示す信号はシンクロ
ダイン結果選択器６の制御信号として用いられる。この
信号は振幅及び群遅延等化器７に印加されて前記振幅及
び群遅延等化器７内のディジタルフィルターの構成を現
在受信中のＤＴＶ信号がＱＡＭ ＡＭ信号であるか、或
いはＶＳＢ ＡＭ信号であるかに応じて前記ＤＴＶ信号
に好適に選択可能にする。
による直流項がＤＡＣ３６の出力信号に存在するか否か
はＶＳＢパイロット搬送波存在検出器として動作する臨
界値検出器２１（以下、“ＶＳＢパイロット搬送波存在
検出器２１”と称する）により感知される。前記ＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器２１によるＡＴＳＣ信号パ
イロット搬送波の存在及び非存在を示す信号はシンクロ
ダイン結果選択器６の制御信号として用いられる。この
信号は振幅及び群遅延等化器７に印加されて前記振幅及
び群遅延等化器７内のディジタルフィルターの構成を現
在受信中のＤＴＶ信号がＱＡＭ ＡＭ信号であるか、或
いはＶＳＢ ＡＭ信号であるかに応じて前記ＤＴＶ信号
に好適に選択可能にする。
【００３７】シンクロダイン結果選択器６はＡＴＳＣ信
号パイロット搬送波の非存在を示すＶＳＢパイロット搬
送波存在検出器２１からの出力信号に応答して前記ＱＡ
ＭＤＴＶシンクロダイン回路４からのＩ基底帯信号を選
択して振幅及び群遅延等化器７に実数サンプルストリー
ムとして印加されるようにし、前記ＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４からのＱ基底帯信号を選択して前記振
幅及び群遅延等化器７に虚数サンプルストリームとして
印加されるようにする。このような二つの選択過程は位
相をスタガ（stagger）させる方式で行われるのでな
く、同期的に行われる。
号パイロット搬送波の非存在を示すＶＳＢパイロット搬
送波存在検出器２１からの出力信号に応答して前記ＱＡ
ＭＤＴＶシンクロダイン回路４からのＩ基底帯信号を選
択して振幅及び群遅延等化器７に実数サンプルストリー
ムとして印加されるようにし、前記ＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４からのＱ基底帯信号を選択して前記振
幅及び群遅延等化器７に虚数サンプルストリームとして
印加されるようにする。このような二つの選択過程は位
相をスタガ（stagger）させる方式で行われるのでな
く、同期的に行われる。
【００３８】サンプル速度が秒当たり２１．５２×１０
6個のサンプルに該当する速度であると仮定するとき、
振幅及び群遅延等化器７は内部のディジタルフィルター
回路がＱＡＭシンボルのボーレート（baud rate）の４
倍に該当する秒当たり２１．５２×１０6個のサンプル
のサンプル速度でクロックされるように分数等化器とし
て動作することができる。適宜な設計としては、ＱＡＭ
のために振幅及び群遅延等化器７がＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４から受信する実数及び虚数サンプルス
トリームに対する速度減少フィルタリングを使用するこ
とがある。
6個のサンプルに該当する速度であると仮定するとき、
振幅及び群遅延等化器７は内部のディジタルフィルター
回路がＱＡＭシンボルのボーレート（baud rate）の４
倍に該当する秒当たり２１．５２×１０6個のサンプル
のサンプル速度でクロックされるように分数等化器とし
て動作することができる。適宜な設計としては、ＱＡＭ
のために振幅及び群遅延等化器７がＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４から受信する実数及び虚数サンプルス
トリームに対する速度減少フィルタリングを使用するこ
とがある。
【００３９】かつ、復調されたＶＳＢ Ｍシンボルの実
数サンプルのストリームに対する等化のために使用する
ハードウェアの利用観点からみると、復調されたＱＡＭ
シンボルの実数及び虚数サンプルストリームを交番サン
プル方式（alternate samplebasis）で時分割多重化し
た後、前記ディジタル等化フィルタリングの残余過程を
二重位相方式で行い、ＱＡＭ受信中に複素数等化を提供
することが便利である。復調されたＱＡＭに対する振幅
及び群遅延等化器７の入力端における速度減少フィルタ
リングは前記振幅及び群遅延等化器７を復調されたＱＡ
Ｍに対する同期等化器として又は復調されたＱＡＭに対
する同期等化器として動作させうる。前記振幅及び群遅
延等化器７は復調されたＱＡＭに対する分数等化器とし
て動作する場合、ＱＡＭ信号に対するトレリスデコーダ
ー９１（図８）側の出力端に速度減少フィルターが備え
られる。
数サンプルのストリームに対する等化のために使用する
ハードウェアの利用観点からみると、復調されたＱＡＭ
シンボルの実数及び虚数サンプルストリームを交番サン
プル方式（alternate samplebasis）で時分割多重化し
た後、前記ディジタル等化フィルタリングの残余過程を
二重位相方式で行い、ＱＡＭ受信中に複素数等化を提供
することが便利である。復調されたＱＡＭに対する振幅
及び群遅延等化器７の入力端における速度減少フィルタ
リングは前記振幅及び群遅延等化器７を復調されたＱＡ
Ｍに対する同期等化器として又は復調されたＱＡＭに対
する同期等化器として動作させうる。前記振幅及び群遅
延等化器７は復調されたＱＡＭに対する分数等化器とし
て動作する場合、ＱＡＭ信号に対するトレリスデコーダ
ー９１（図８）側の出力端に速度減少フィルターが備え
られる。
【００４０】図１において、シンクロダイン結果選択器
６はＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の存在を示すＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器２１からの出力信号に応答
して前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５からのＩ
基底帯信号を選択して振幅及び群遅延等化器７に実数サ
ンプルストリームとして印加されるようにし、算術０の
ストリームを選択して前記振幅及び群遅延等化器７に虚
数サンプルストリームとして印加されるようにする。各
ストリームにおけるサンプル速度が秒当たり２１．５２
×１０6個のサンプルに該当する速度であると仮定する
とき、振幅及び群遅延等化器７は内部のディジタルフィ
ルター回路がＶＳＢ ＡＭシンボルのボーレートの２倍
に該当する秒当たり２１．５２×１０6個のサンプルの
サンプル速度でクロックされるようにＶＳＢ ＡＭ受信
中に分数等化器として動作するように制御される。
６はＡＴＳＣ信号パイロット搬送波の存在を示すＶＳＢ
パイロット搬送波存在検出器２１からの出力信号に応答
して前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５からのＩ
基底帯信号を選択して振幅及び群遅延等化器７に実数サ
ンプルストリームとして印加されるようにし、算術０の
ストリームを選択して前記振幅及び群遅延等化器７に虚
数サンプルストリームとして印加されるようにする。各
ストリームにおけるサンプル速度が秒当たり２１．５２
×１０6個のサンプルに該当する速度であると仮定する
とき、振幅及び群遅延等化器７は内部のディジタルフィ
ルター回路がＶＳＢ ＡＭシンボルのボーレートの２倍
に該当する秒当たり２１．５２×１０6個のサンプルの
サンプル速度でクロックされるようにＶＳＢ ＡＭ受信
中に分数等化器として動作するように制御される。
【００４１】他の実施形態として、前記振幅及び群遅延
等化器７はその入力端に速度減少フィルターを備えるこ
ともできる。各ストリームにおけるサンプル速度が依然
として秒当たり２１．５２×１０6個のサンプルに該当
する速度であると仮定するとき、前記速度減少フィルタ
ーは振幅及び群遅延等化器７を同期等化器として動作す
るようにＶＳＢ ＡＭに対して秒当たり１０．７６×１
０6個のサンプルのサンプル速度に該当するボーレート
まで再度サンプリングを行うか、振幅及び群遅延等化器
７をより少ない数のタップを有する分数等化器として動
作するように４／３ボーレートのようにより小さいレー
トまで再度サンプリングを行うことができる。前記振幅
及び群遅延等化器７は復調されたＶＳＢ ＡＭに対する
分数等化器として動作する場合、ＶＳＢ ＡＭ信号に対
するトレリスデコーダー９２（図８）側の出力端に速度
減少フィルターが備えられる。
等化器７はその入力端に速度減少フィルターを備えるこ
ともできる。各ストリームにおけるサンプル速度が依然
として秒当たり２１．５２×１０6個のサンプルに該当
する速度であると仮定するとき、前記速度減少フィルタ
ーは振幅及び群遅延等化器７を同期等化器として動作す
るようにＶＳＢ ＡＭに対して秒当たり１０．７６×１
０6個のサンプルのサンプル速度に該当するボーレート
まで再度サンプリングを行うか、振幅及び群遅延等化器
７をより少ない数のタップを有する分数等化器として動
作するように４／３ボーレートのようにより小さいレー
トまで再度サンプリングを行うことができる。前記振幅
及び群遅延等化器７は復調されたＶＳＢ ＡＭに対する
分数等化器として動作する場合、ＶＳＢ ＡＭ信号に対
するトレリスデコーダー９２（図８）側の出力端に速度
減少フィルターが備えられる。
【００４２】図２にはＳＡＷフィルター１６の出力信号
を増幅させるのに逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７，
２７の代わりに単一の逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２
６を使用するという側面で図１のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴ
Ｖ受信機とは異なるＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の無
線受信部が示されている。第３混合器１８，２８は逆Ａ
ＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７，２７の各出力信号の代
わりに、前記単一の逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２６
の出力信号をその各低ＩＦ帯域のＤＴＶ入力信号として
受信する。前記低ＩＦ帯域増幅器２６には逆ＡＧＣ信号
としてＡＧＣ信号結合器２５の出力信号が印加される。
本発明が関連する限り、図２の素子２，１０−１６，２
６は前記第３混合器１８，２８に副ＩＦ信号を供給する
ための前端側回路を構成する。
を増幅させるのに逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７，
２７の代わりに単一の逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２
６を使用するという側面で図１のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴ
Ｖ受信機とは異なるＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の無
線受信部が示されている。第３混合器１８，２８は逆Ａ
ＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器１７，２７の各出力信号の代
わりに、前記単一の逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器２６
の出力信号をその各低ＩＦ帯域のＤＴＶ入力信号として
受信する。前記低ＩＦ帯域増幅器２６には逆ＡＧＣ信号
としてＡＧＣ信号結合器２５の出力信号が印加される。
本発明が関連する限り、図２の素子２，１０−１６，２
６は前記第３混合器１８，２８に副ＩＦ信号を供給する
ための前端側回路を構成する。
【００４３】図３及び図４にはシンクロダイン結果選択
器６に対する制御信号であるＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号が
ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器２１により発生しな
いという側面で図１及び図２のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ
受信機とは異なるＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の無線
受信部が示されている。図３及び図４に示したＱＡＭ／
ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の無線受信部の場合、ＱＡＭ／Ｖ
ＳＢ制御信号はＶＳＢＤＴＶシンクロダイン回路５から
の低周波直交位相出力信号に応答するように接続される
虚数サンプル存在検出器２２により発生するようになっ
ている。前記虚数サンプル存在検出器２２はＱＡＭ信号
が受信中状態に対する表示を提供するように前記低周波
直交位相出力信号のエネルギーに実質的な変化があると
きを検出する。
器６に対する制御信号であるＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号が
ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器２１により発生しな
いという側面で図１及び図２のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ
受信機とは異なるＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の無線
受信部が示されている。図３及び図４に示したＱＡＭ／
ＶＳＢ ＤＴＶ受信機の無線受信部の場合、ＱＡＭ／Ｖ
ＳＢ制御信号はＶＳＢＤＴＶシンクロダイン回路５から
の低周波直交位相出力信号に応答するように接続される
虚数サンプル存在検出器２２により発生するようになっ
ている。前記虚数サンプル存在検出器２２はＱＡＭ信号
が受信中状態に対する表示を提供するように前記低周波
直交位相出力信号のエネルギーに実質的な変化があると
きを検出する。
【００４４】本発明のさらに他の実施形態の場合、前記
ＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号は単安定回路又はその等価回路
からの出力信号として次のような方式で発生する。整合
フィルターにＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の同
位相出力信号を前記整合フィルターの入力信号として印
加して前記整合フィルターにより前記同位相出力信号に
含まれるデータセグメント同期化コード群、データフィ
ールド同期化コード群又はデータフィールド同期化コー
ド群の一部に応答して出力パルスを発生させる。
ＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号は単安定回路又はその等価回路
からの出力信号として次のような方式で発生する。整合
フィルターにＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の同
位相出力信号を前記整合フィルターの入力信号として印
加して前記整合フィルターにより前記同位相出力信号に
含まれるデータセグメント同期化コード群、データフィ
ールド同期化コード群又はデータフィールド同期化コー
ド群の一部に応答して出力パルスを発生させる。
【００４５】前記出力パルスはノイズとの区分のために
臨界値検出器により臨界値が検出され、前記臨界値検出
器からの結果パルスは単安定回路に印加されて単安定回
路を非安定状態に切り換える。前記単安定回路が非安定
状態にあるとき、前記ＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号はＶＳＢ
ＡＭ受信状態を示す。ＶＳＢ ＤＴＶ信号を同伴する
データ同期化信号が検出されない場合、前記単安定回路
は安定状態となり、したがって、この場合のＱＡＭ／Ｖ
ＳＢ制御信号はＱＡＭ受信を意味するＶＳＢＤＴＶ信号
の非受信を示す。
臨界値検出器により臨界値が検出され、前記臨界値検出
器からの結果パルスは単安定回路に印加されて単安定回
路を非安定状態に切り換える。前記単安定回路が非安定
状態にあるとき、前記ＱＡＭ／ＶＳＢ制御信号はＶＳＢ
ＡＭ受信状態を示す。ＶＳＢ ＤＴＶ信号を同伴する
データ同期化信号が検出されない場合、前記単安定回路
は安定状態となり、したがって、この場合のＱＡＭ／Ｖ
ＳＢ制御信号はＱＡＭ受信を意味するＶＳＢＤＴＶ信号
の非受信を示す。
【００４６】図５にはＱＡＭ ＤＴＶ信号を基底帯にシ
ンクロダインするためのＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン
回路４の具体的な構成が示されている。前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４は、そのＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４の出力信号の実数部を発生させるため
のＱＡＭ同位相同期検出器４０と、前記ＱＡＭ ＤＴＶ
シンクロダイン回路４の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＱＡＭ直交位相同期検出器４５とを含む。本質的
に、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４はＡＤＣ
１９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換機４８の出力信号にＲＯＭ４９
（以下、“ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ ４９”と称する）
から判読されたＱＡＭ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。
ンクロダインするためのＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン
回路４の具体的な構成が示されている。前記ＱＡＭ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路４は、そのＱＡＭ ＤＴＶシン
クロダイン回路４の出力信号の実数部を発生させるため
のＱＡＭ同位相同期検出器４０と、前記ＱＡＭ ＤＴＶ
シンクロダイン回路４の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＱＡＭ直交位相同期検出器４５とを含む。本質的
に、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４はＡＤＣ
１９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換機４８の出力信号にＲＯＭ４９
（以下、“ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ ４９”と称する）
から判読されたＱＡＭ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。
【００４７】具体的には、前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロ
ダイン回路４はディジタル加算機４６、ディジタル減算
機４７及び第１、第２、第３、第４ディジタル乗算機４
１〜４４を含めている。前記ＱＡＭ同位相同期検出器４
０は前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４の出力信
号の実数部を発生させるために前記第１ディジタル乗算
機４１、前記第２ディジタル乗算機４２、前記第１及び
第２ディジタル乗算機４１，４２の積出力信号を加算す
るための前記ディジタル加算機４６を含めている。
ダイン回路４はディジタル加算機４６、ディジタル減算
機４７及び第１、第２、第３、第４ディジタル乗算機４
１〜４４を含めている。前記ＱＡＭ同位相同期検出器４
０は前記ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４の出力信
号の実数部を発生させるために前記第１ディジタル乗算
機４１、前記第２ディジタル乗算機４２、前記第１及び
第２ディジタル乗算機４１，４２の積出力信号を加算す
るための前記ディジタル加算機４６を含めている。
【００４８】前記第１ディジタル乗算機４１は前記実数
／複素数サンプル変換機４８から供給される最終ＩＦ信
号の実数ディジタルサンプルに前記ＱＡＭ複素搬送波Ｒ
ＯＭ４９内のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテ
ーブル４９１から判読されたＱＡＭ搬送波のコサイン値
を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第２ディジタ
ル乗算機４２は前記実数／複素数サンプル変換機４８か
ら供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルに
前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のサインＱＡＭ複素
搬送波ルックアップテーブル４９２から判読されたＱＡ
Ｍ搬送波のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算す
る。
／複素数サンプル変換機４８から供給される最終ＩＦ信
号の実数ディジタルサンプルに前記ＱＡＭ複素搬送波Ｒ
ＯＭ４９内のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップテ
ーブル４９１から判読されたＱＡＭ搬送波のコサイン値
を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第２ディジタ
ル乗算機４２は前記実数／複素数サンプル変換機４８か
ら供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルに
前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のサインＱＡＭ複素
搬送波ルックアップテーブル４９２から判読されたＱＡ
Ｍ搬送波のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算す
る。
【００４９】前記ＱＡＭ直交位相同期検出器４５は前記
ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４の出力信号の虚数
部を発生させるために前記第３ディジタル乗算機４３、
前記第４ディジタル乗算機４４、前記第４ディジタル乗
算機４４の積出力信号から前記第３ディジタル乗算機４
３の積出力信号を減算するための前記ディジタル減算機
４７を含めている。前記第３ディジタル乗算機４３は前
記実数／複素数サンプル変換機４８から供給される最終
ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＱＡＭ複素搬
送波ＲＯＭ４９内のサインＱＡＭ複素搬送波ルックアッ
プテーブル４９２から判読されたＱＡＭ搬送波のサイン
値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第４ディジ
タル乗算機４４は前記実数／複素数サンプル変換機４８
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
に前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のコサインＱＡＭ
複素搬送波ルックアップテーブル４９１から判読された
ＱＡＭ搬送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを
乗算する。
ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４の出力信号の虚数
部を発生させるために前記第３ディジタル乗算機４３、
前記第４ディジタル乗算機４４、前記第４ディジタル乗
算機４４の積出力信号から前記第３ディジタル乗算機４
３の積出力信号を減算するための前記ディジタル減算機
４７を含めている。前記第３ディジタル乗算機４３は前
記実数／複素数サンプル変換機４８から供給される最終
ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＱＡＭ複素搬
送波ＲＯＭ４９内のサインＱＡＭ複素搬送波ルックアッ
プテーブル４９２から判読されたＱＡＭ搬送波のサイン
値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第４ディジ
タル乗算機４４は前記実数／複素数サンプル変換機４８
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
に前記ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９内のコサインＱＡＭ
複素搬送波ルックアップテーブル４９１から判読された
ＱＡＭ搬送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを
乗算する。
【００５０】図６にはＶＳＢ ＤＴＶ信号を基底帯にシ
ンクロダインするためのＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５の具体的な構成が示されている。前記ＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５は、そのＶＳＢ ＤＴＶシン
クロダイン回路５の出力信号の実数部を発生させるため
のＶＳＢ同位相同期検出器５０と、前記ＶＳＢ ＤＴＶ
シンクロダイン回路５の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＶＳＢ直交位相同期検出器５５とを含む。本質的
に、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５はＡＤＣ
２９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換機５８の出力信号にＲＯＭ５９
（以下、“ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ ５９”と称する）
から判読されたＶＳＢ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。
ンクロダインするためのＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン
回路５の具体的な構成が示されている。前記ＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５は、そのＶＳＢ ＤＴＶシン
クロダイン回路５の出力信号の実数部を発生させるため
のＶＳＢ同位相同期検出器５０と、前記ＶＳＢ ＤＴＶ
シンクロダイン回路５の出力信号の虚数部を発生させる
ためのＶＳＢ直交位相同期検出器５５とを含む。本質的
に、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５はＡＤＣ
２９からのディジタルサンプルに応答して出力される実
数／複素数サンプル変換機５８の出力信号にＲＯＭ５９
（以下、“ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ ５９”と称する）
から判読されたＶＳＢ搬送波の複素数ディジタルサンプ
ルを乗算させる複素数ディジタル乗算機である。
【００５１】具体的には、前記ＶＳＢ ＤＴＶシンクロ
ダイン回路５はディジタル加算機５６、ディジタル減算
機５７及び第１、第２、第３、第４ディジタル乗算機５
１〜５４を含めている。前記ＶＳＢ同位相同期検出器５
０は前記ＶＳＢ ＴＶシンクロダイン回路５の出力信号
の実数部を発生させるために前記第１ディジタル乗算機
５１、前記第２ディジタル乗算機５２、前記第１及び第
２ディジタル乗算機５１，５２の積出力信号を加算する
ための前記ディジタル加算機５６を含めている。
ダイン回路５はディジタル加算機５６、ディジタル減算
機５７及び第１、第２、第３、第４ディジタル乗算機５
１〜５４を含めている。前記ＶＳＢ同位相同期検出器５
０は前記ＶＳＢ ＴＶシンクロダイン回路５の出力信号
の実数部を発生させるために前記第１ディジタル乗算機
５１、前記第２ディジタル乗算機５２、前記第１及び第
２ディジタル乗算機５１，５２の積出力信号を加算する
ための前記ディジタル加算機５６を含めている。
【００５２】前記第１ディジタル乗算機５１は前記実数
／複素数サンプル変換機５８から供給される最終ＩＦ信
号の実数ディジタルサンプルに前記ＶＳＢ複素搬送波Ｒ
ＯＭ５９内のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテ
ーブル５９１から判読されたＶＳＢ搬送波のコサイン値
を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第２ディジタ
ル乗算機５２は前記実数／複素数サンプル変換機５８か
ら供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルに
前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のサインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル５９２から判読されたＶＳ
Ｂ搬送波のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算す
る。
／複素数サンプル変換機５８から供給される最終ＩＦ信
号の実数ディジタルサンプルに前記ＶＳＢ複素搬送波Ｒ
ＯＭ５９内のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアップテ
ーブル５９１から判読されたＶＳＢ搬送波のコサイン値
を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第２ディジタ
ル乗算機５２は前記実数／複素数サンプル変換機５８か
ら供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプルに
前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のサインＶＳＢ複素
搬送波ルックアップテーブル５９２から判読されたＶＳ
Ｂ搬送波のサイン値を示すディジタルサンプルを乗算す
る。
【００５３】前記ＶＳＢ直交位相同期検出器５５は前記
ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の出力信号の虚数
部を発生させるために前記第３ディジタル乗算機５３、
前記第４ディジタル乗算機５４、前記第４ディジタル乗
算機５４の積出力信号から前記第３ディジタル乗算機５
３の積出力信号を減算するための前記ディジタル減算機
５７を含めている。前記第３ディジタル乗算機５３は前
記実数／複素数サンプル変換機５８から供給される最終
ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ５９内のサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル５９２から判読されたＶＳＢ搬送波のサイン
値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第４ディジ
タル乗算機５４は前記実数／複素数サンプル変換機５８
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
に前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のコサインＶＳＢ
複素搬送波ルックアップテーブル５９１から判読された
ＶＳＢ搬送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを
乗算する。
ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路５の出力信号の虚数
部を発生させるために前記第３ディジタル乗算機５３、
前記第４ディジタル乗算機５４、前記第４ディジタル乗
算機５４の積出力信号から前記第３ディジタル乗算機５
３の積出力信号を減算するための前記ディジタル減算機
５７を含めている。前記第３ディジタル乗算機５３は前
記実数／複素数サンプル変換機５８から供給される最終
ＩＦ信号の実数ディジタルサンプルに前記ＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ５９内のサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル５９２から判読されたＶＳＢ搬送波のサイン
値を示すディジタルサンプルを乗算し、前記第４ディジ
タル乗算機５４は前記実数／複素数サンプル変換機５８
から供給される最終ＩＦ信号の虚数ディジタルサンプル
に前記ＶＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９内のコサインＶＳＢ
複素搬送波ルックアップテーブル５９１から判読された
ＶＳＢ搬送波のコサイン値を示すディジタルサンプルを
乗算する。
【００５４】図７にはサンプルクロック発生器８の代表
的な構成が詳しく示されている。この構成は公称的に２
１．５２ＭＨｚ周波数のシソイド的（cissoidal）な発
振信号を発生させ、望ましくは固有発振周波数と発振位
相の安定化のために水晶を使用する形態からなる電圧制
御型の発振器８０（以下、“２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣ
Ｏ ８０”と称する）を含む。前記２１．５ＭＨｚの水
晶ＶＣＯ８０は自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）信
号電圧により発振周波数及び位相が制御されるように構
成される制御型の発振器である。
的な構成が詳しく示されている。この構成は公称的に２
１．５２ＭＨｚ周波数のシソイド的（cissoidal）な発
振信号を発生させ、望ましくは固有発振周波数と発振位
相の安定化のために水晶を使用する形態からなる電圧制
御型の発振器８０（以下、“２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣ
Ｏ ８０”と称する）を含む。前記２１．５ＭＨｚの水
晶ＶＣＯ８０は自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）信
号電圧により発振周波数及び位相が制御されるように構
成される制御型の発振器である。
【００５５】前記ＡＦＰＣ信号電圧は、前記２１．５Ｍ
Ｈｚの水晶ＶＣＯ８０の発振信号に対する分周応答信号
を１０．７６ＭＨｚのアナログ帯域通過フィルター８２
（以下、“１０．７６ＭＨｚのアナログＢＰＦ ８２”
と称する）を通して供給される１０．７６ＭＨｚの基準
搬送波と比較する自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）
検出器８１（以下、“ＡＦＰＣ検出器８１”と称する）
により発生する。
Ｈｚの水晶ＶＣＯ８０の発振信号に対する分周応答信号
を１０．７６ＭＨｚのアナログ帯域通過フィルター８２
（以下、“１０．７６ＭＨｚのアナログＢＰＦ ８２”
と称する）を通して供給される１０．７６ＭＨｚの基準
搬送波と比較する自動周波数及び位相制御（ＡＦＰＣ）
検出器８１（以下、“ＡＦＰＣ検出器８１”と称する）
により発生する。
【００５６】前記シソイド的な発振信号に応答して対称
クリッパ（clipper）又はリミッタ８３が本質的に矩形
波の出力信号を発生させるが、前記矩形波出力信号はＡ
ＤＣ２２内で最終ＩＦ信号のサンプリングをタイミング
させるための第１クロック信号として用いられる。前記
対称クリッパ８３の出力信号は分周器フリップフロップ
８４（以下、“（ｆ／２）Ｔフリップフロップ８４と称
する）に印加されるが、前記（ｆ／２）Ｔフリップフロ
ップ８４は所定の方式で前記第１クロック信号の遷移に
応答して前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発振周
波数の１／２に該当する１０．７６ＭＨｚの基本周波数
を有する他の矩形波を発生させる。
クリッパ（clipper）又はリミッタ８３が本質的に矩形
波の出力信号を発生させるが、前記矩形波出力信号はＡ
ＤＣ２２内で最終ＩＦ信号のサンプリングをタイミング
させるための第１クロック信号として用いられる。前記
対称クリッパ８３の出力信号は分周器フリップフロップ
８４（以下、“（ｆ／２）Ｔフリップフロップ８４と称
する）に印加されるが、前記（ｆ／２）Ｔフリップフロ
ップ８４は所定の方式で前記第１クロック信号の遷移に
応答して前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発振周
波数の１／２に該当する１０．７６ＭＨｚの基本周波数
を有する他の矩形波を発生させる。
【００５７】前記２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０の発
振信号に対するこのような分周応答信号は前記ＡＦＰＣ
検出器８１に印加されて、前記１０．７６ＭＨｚのアナ
ログＢＰＦ８２を通して供給される１０．７６ＭＨｚの
基準搬送波と比較される。前記（ｆ／２）Ｔフリップフ
ロップ８４は１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有する矩
形波の出力信号をＡＮＤ回路８５に供給して前記第１ク
ロック信号とＡＮＤ演算させることにより、振幅及び群
遅延等化器７における速度減少フィルタリングに用いら
れる第２クロック信号を発生させる。
振信号に対するこのような分周応答信号は前記ＡＦＰＣ
検出器８１に印加されて、前記１０．７６ＭＨｚのアナ
ログＢＰＦ８２を通して供給される１０．７６ＭＨｚの
基準搬送波と比較される。前記（ｆ／２）Ｔフリップフ
ロップ８４は１０．７６ＭＨｚの基本周波数を有する矩
形波の出力信号をＡＮＤ回路８５に供給して前記第１ク
ロック信号とＡＮＤ演算させることにより、振幅及び群
遅延等化器７における速度減少フィルタリングに用いら
れる第２クロック信号を発生させる。
【００５８】２１．５ＭＨｚの水晶ＶＣＯ８０から供給
される２１．５２ＭＨｚの基準搬送波は基底帯にシンク
ロダインする受信ＤＴＶ信号からシンボル周波数（又は
ボー周波数）の低調波に該当する周波数を有する成分を
抽出し、周波数増倍器回路で前記シンボル周波数の低調
波に適宜な因数を乗算することにより発生する。以下、
その過程を具体的に説明するが、この説明は先ず前記受
信ＤＴＶ信号が１０．７６ＭＨｚのシンボル周波数又は
ボーレートを有するＶＳＢ信号であると仮定する状態
で、その次には受信ＤＴＶ信号が５．３８ＭＨｚのシン
ボル周波数又はボーレートを有するＱＡＭ信号であると
仮定する状態で行われる。
される２１．５２ＭＨｚの基準搬送波は基底帯にシンク
ロダインする受信ＤＴＶ信号からシンボル周波数（又は
ボー周波数）の低調波に該当する周波数を有する成分を
抽出し、周波数増倍器回路で前記シンボル周波数の低調
波に適宜な因数を乗算することにより発生する。以下、
その過程を具体的に説明するが、この説明は先ず前記受
信ＤＴＶ信号が１０．７６ＭＨｚのシンボル周波数又は
ボーレートを有するＶＳＢ信号であると仮定する状態
で、その次には受信ＤＴＶ信号が５．３８ＭＨｚのシン
ボル周波数又はボーレートを有するＱＡＭ信号であると
仮定する状態で行われる。
【００５９】前記ＶＳＢパイロット搬送波検出器２１に
はディジタルマルチプレクサ８６（以下、“５．３８Ｍ
Ｈｚの基準選択器８６”と称する）が接続されている
が、この５．３８ＭＨｚの基準選択器８６は前記受信Ｄ
ＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を検出して前記受
信ＤＴＶ信号がＶＳＢ信号であると示す前記ＶＳＢパイ
ロット搬送波検出器２１からの出力信号に応答してＶＳ
Ｂ同位相同期検出器５０から供給される前記受信ＤＴＶ
信号の実数サンプルを選択することにより、その実数サ
ンプルを５．３８ＭＨｚに中心周波数をおく選択応答信
号を提供する帯域通過ＦＩＲディジタルフィルター８７
（以下、“５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８７”
と称する）に印加させるように動作し、これにより、前
記５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７は前記ＶＳＢ
信号からシンボル周波数の１次低調波を選択する。
はディジタルマルチプレクサ８６（以下、“５．３８Ｍ
Ｈｚの基準選択器８６”と称する）が接続されている
が、この５．３８ＭＨｚの基準選択器８６は前記受信Ｄ
ＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を検出して前記受
信ＤＴＶ信号がＶＳＢ信号であると示す前記ＶＳＢパイ
ロット搬送波検出器２１からの出力信号に応答してＶＳ
Ｂ同位相同期検出器５０から供給される前記受信ＤＴＶ
信号の実数サンプルを選択することにより、その実数サ
ンプルを５．３８ＭＨｚに中心周波数をおく選択応答信
号を提供する帯域通過ＦＩＲディジタルフィルター８７
（以下、“５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８７”
と称する）に印加させるように動作し、これにより、前
記５．３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７は前記ＶＳＢ
信号からシンボル周波数の１次低調波を選択する。
【００６０】ディジタル方式で後続周波数増倍を行うと
きに発生するアンダーサンプリング問題を防止するため
に、５．３８ＭＨｚにおける後続周波数増倍はアナログ
方式で行われる。すなわち、５．３８ＭＨｚのディジタ
ルＢＰＦ８７の出力信号はディジタル／アナログ変換機
８８（以下、“ＤＡＣ ８８”と称する）によりアナロ
グ形態に変換され、結果信号は伝播整流回路８９に印加
される。前記伝播整流回路８９は５．３８ＭＨｚの２次
高調波として強い１０．７６ＭＨｚ成分を含む前記５．
３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７の出力信号の高調波
を発生させる。前記１０．７６ＭＨｚのアナログＢＰＦ
８２は前記５．３８ＭＨｚの２次高調波に応答して前記
ＡＦＰＣ検出器８１に１０．７６ＭＨｚの基準搬送波入
力信号を供給する。
きに発生するアンダーサンプリング問題を防止するため
に、５．３８ＭＨｚにおける後続周波数増倍はアナログ
方式で行われる。すなわち、５．３８ＭＨｚのディジタ
ルＢＰＦ８７の出力信号はディジタル／アナログ変換機
８８（以下、“ＤＡＣ ８８”と称する）によりアナロ
グ形態に変換され、結果信号は伝播整流回路８９に印加
される。前記伝播整流回路８９は５．３８ＭＨｚの２次
高調波として強い１０．７６ＭＨｚ成分を含む前記５．
３８ＭＨｚのディジタルＢＰＦ８７の出力信号の高調波
を発生させる。前記１０．７６ＭＨｚのアナログＢＰＦ
８２は前記５．３８ＭＨｚの２次高調波に応答して前記
ＡＦＰＣ検出器８１に１０．７６ＭＨｚの基準搬送波入
力信号を供給する。
【００６１】かつ、前記５．３８ＭＨｚの基準選択器８
６は前記受信ＤＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を
検出しなくて前記受信ＤＴＶ信号がＱＡＭ信号であると
示す前記ＶＳＢパイロット搬送波検出器２１からの出力
信号に応答して自乗回路８Ａの出力信号を選択すること
により、その選択信号を５．３８ＭＨｚに中心周波数を
おく選択応答信号を提供する前記５．３８ＭＨｚのディ
ジタルＢＰＦ８７に印加させるように動作する。
６は前記受信ＤＴＶ信号を同伴するパイロット搬送波を
検出しなくて前記受信ＤＴＶ信号がＱＡＭ信号であると
示す前記ＶＳＢパイロット搬送波検出器２１からの出力
信号に応答して自乗回路８Ａの出力信号を選択すること
により、その選択信号を５．３８ＭＨｚに中心周波数を
おく選択応答信号を提供する前記５．３８ＭＨｚのディ
ジタルＢＰＦ８７に印加させるように動作する。
【００６２】基底帯ＱＡＭ信号のシンボル周波数の２．
６９ＭＨｚの１次低調波を選択するために２．６９ＭＨ
ｚに中心周波数をおく選択出力信号を提供する帯域通過
ＦＩＲディジタルフィルター８Ｂ（以下、“２．６９Ｍ
ＨｚのディジタルＢＰＦ ８Ｂ”と称する）により前記
自乗回路８Ａに対する入力信号が供給され、これにより
前記自乗回路８Ａは強い５．３８ＭＨｚの成分を含む前
記２．６９ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号
の高調波を発生させる。前記基底帯ＱＡＭ信号は、図７
に示したようにＱＡＭ同位相同期検出器４０から又はＱ
ＡＭ直交位相同期検出器４５から供給されうる。
６９ＭＨｚの１次低調波を選択するために２．６９ＭＨ
ｚに中心周波数をおく選択出力信号を提供する帯域通過
ＦＩＲディジタルフィルター８Ｂ（以下、“２．６９Ｍ
ＨｚのディジタルＢＰＦ ８Ｂ”と称する）により前記
自乗回路８Ａに対する入力信号が供給され、これにより
前記自乗回路８Ａは強い５．３８ＭＨｚの成分を含む前
記２．６９ＭＨｚのディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号
の高調波を発生させる。前記基底帯ＱＡＭ信号は、図７
に示したようにＱＡＭ同位相同期検出器４０から又はＱ
ＡＭ直交位相同期検出器４５から供給されうる。
【００６３】図７の前記自乗回路８Ａは２．６９ＭＨｚ
のディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号を乗数及び被乗数
として受信するディジタル乗算機として示されている。
前記自乗回路８Ａは論理ゲートを使用してディジタル乗
算機で構成されうるが、より迅速な動作のために自乗値
に対するルックアップテーブルを貯蔵しているＲＯＭで
構成される。以前フィルターの出力信号の高調波を発生
させるのに前記自乗回路の代わりに絶対値回路を使用す
ることもできるが、この場合には弱い２次高調波が発生
するので望ましくない。
のディジタルＢＰＦ ８Ｂの出力信号を乗数及び被乗数
として受信するディジタル乗算機として示されている。
前記自乗回路８Ａは論理ゲートを使用してディジタル乗
算機で構成されうるが、より迅速な動作のために自乗値
に対するルックアップテーブルを貯蔵しているＲＯＭで
構成される。以前フィルターの出力信号の高調波を発生
させるのに前記自乗回路の代わりに絶対値回路を使用す
ることもできるが、この場合には弱い２次高調波が発生
するので望ましくない。
【００６４】図７には最終中間周波数に変換され、相互
直交位相関係を有するＱＡＭ搬送波の二つの位相に対す
る複素数ディジタル表現信号を提供するＱＡＭ複素搬送
波ＲＯＭ４９のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９１とサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９２にアドレス信号を供給する第１アドレス
発生器６０の代表的な構成が示されている。前記第１ア
ドレス発生器６０には第１アドレスカウンタ６１が備え
られて前記第１クロック信号の遷移を計数し、これによ
り基本第１アドレス信号を発生させる。この基本第１ア
ドレス信号はディジタル加算機６２に第１被加数として
印加される。
直交位相関係を有するＱＡＭ搬送波の二つの位相に対す
る複素数ディジタル表現信号を提供するＱＡＭ複素搬送
波ＲＯＭ４９のコサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９１とサインＱＡＭ複素搬送波ルックアップ
テーブル４９２にアドレス信号を供給する第１アドレス
発生器６０の代表的な構成が示されている。前記第１ア
ドレス発生器６０には第１アドレスカウンタ６１が備え
られて前記第１クロック信号の遷移を計数し、これによ
り基本第１アドレス信号を発生させる。この基本第１ア
ドレス信号はディジタル加算機６２に第１被加数として
印加される。
【００６５】前記ディジタル加算機６２内で前記基本第
１アドレス信号には前記ディジタル加算機６２に第２被
加数として印加される第１アドレス訂正信号が加算さ
れ、これによりＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９のコサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９１とサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９２の両方を
アドレスさせるための訂正された第１アドレス信号が和
出力信号として発生する。前記第１アドレス発生器６０
にはシンボルクロック回転検出器６３が備えられている
が、このシンボルクロック回転検出器６３はＱＡＭ同位
相同期検出器４０により基底帯にシンクロダインするＱ
ＡＭ信号の実数サンプルのシーケンス及びＱＡＭ直交位
相同期検出器４５により基底帯にシンクロダインするＱ
ＡＭ信号の虚数サンプルのシーケンスに応答する。
１アドレス信号には前記ディジタル加算機６２に第２被
加数として印加される第１アドレス訂正信号が加算さ
れ、これによりＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９のコサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９１とサイン
ＱＡＭ複素搬送波ルックアップテーブル４９２の両方を
アドレスさせるための訂正された第１アドレス信号が和
出力信号として発生する。前記第１アドレス発生器６０
にはシンボルクロック回転検出器６３が備えられている
が、このシンボルクロック回転検出器６３はＱＡＭ同位
相同期検出器４０により基底帯にシンクロダインするＱ
ＡＭ信号の実数サンプルのシーケンス及びＱＡＭ直交位
相同期検出器４５により基底帯にシンクロダインするＱ
ＡＭ信号の虚数サンプルのシーケンスに応答する。
【００６６】前記シンボルクロック回転検出器６３は、
シンボル周波数の約数である最終中間周波数にヘテロダ
インされた受信ＱＡＭ信号からわかるように、前記第１
クロック信号に応じて受信機で行われるシンボルクロッ
キングと送信機で行われるシンボルクロッキングとの位
相ずれを検出する。１９９２年５月１９日付、Ａ．Ｄ．
Ｋｕｃａｒ氏による米国特許第５，１１５，４５４号
（発明の名称：“METHODAND APPARATUS FOR CARRIER SY
NCHRONIZATION AND DATA DETENTION”）には前記シンボ
ルクロック回転検出器６３の構成に関連する各種の形態
及びその一部を説明する背景文献が記載されている。
シンボル周波数の約数である最終中間周波数にヘテロダ
インされた受信ＱＡＭ信号からわかるように、前記第１
クロック信号に応じて受信機で行われるシンボルクロッ
キングと送信機で行われるシンボルクロッキングとの位
相ずれを検出する。１９９２年５月１９日付、Ａ．Ｄ．
Ｋｕｃａｒ氏による米国特許第５，１１５，４５４号
（発明の名称：“METHODAND APPARATUS FOR CARRIER SY
NCHRONIZATION AND DATA DETENTION”）には前記シンボ
ルクロック回転検出器６３の構成に関連する各種の形態
及びその一部を説明する背景文献が記載されている。
【００６７】前記第１アドレス発生器６０にはディジタ
ル低域通過フィルター６４（以下、“サンプル平均化デ
ィジタルＬＰＦ６４”と称する）が備えられているが、
このサンプル平均化ディジタルＬＰＦ６４は前記シンボ
ルクロック回転検出器６３により検出される、受信機で
行われるシンボルクロッキングの位相ずれを多数のサン
プル（例えば、数百万個のサンプル）に対して平均化し
て、前記基本第１アドレス信号を訂正するように前記デ
ィジタル加算機６２に供給される前記第１アドレス訂正
信号を発生させる。このように多数のサンプルに対して
行われる平均化より少ない個数のサンプルを累積した
後、その累積サンプルを後続累積のために減少したサン
プル速度で順方向にダンプ（dump）させ、このような累
積とサブサンプリングをサブサンプリングの速度を次第
に減少させながら数回繰り返す過程により行うことがで
きる。
ル低域通過フィルター６４（以下、“サンプル平均化デ
ィジタルＬＰＦ６４”と称する）が備えられているが、
このサンプル平均化ディジタルＬＰＦ６４は前記シンボ
ルクロック回転検出器６３により検出される、受信機で
行われるシンボルクロッキングの位相ずれを多数のサン
プル（例えば、数百万個のサンプル）に対して平均化し
て、前記基本第１アドレス信号を訂正するように前記デ
ィジタル加算機６２に供給される前記第１アドレス訂正
信号を発生させる。このように多数のサンプルに対して
行われる平均化より少ない個数のサンプルを累積した
後、その累積サンプルを後続累積のために減少したサン
プル速度で順方向にダンプ（dump）させ、このような累
積とサブサンプリングをサブサンプリングの速度を次第
に減少させながら数回繰り返す過程により行うことがで
きる。
【００６８】かつ、図７には最終中間周波数に変換さ
れ、相互直交位相関係を有するＶＳＢ搬送波の二つの同
期位相に対する複素数ディジタル表現信号を提供するＶ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９２にアドレス信号を供給する
第２アドレス発生器７０の代表的な構成が示されてい
る。前記第２アドレス発生器７０には第２アドレスカウ
ンター７１が備えられて前記第１クロック信号の遷移を
計数し、これにより基本第２アドレス信号を発生させ
る。
れ、相互直交位相関係を有するＶＳＢ搬送波の二つの同
期位相に対する複素数ディジタル表現信号を提供するＶ
ＳＢ複素搬送波ＲＯＭ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波
ルックアップテーブル５９２にアドレス信号を供給する
第２アドレス発生器７０の代表的な構成が示されてい
る。前記第２アドレス発生器７０には第２アドレスカウ
ンター７１が備えられて前記第１クロック信号の遷移を
計数し、これにより基本第２アドレス信号を発生させ
る。
【００６９】この基本第２アドレス信号はディジタル加
算機７２に第１被加数として印加される。前記ディジタ
ル加算機７２内で前記基本第２アドレス信号には前記デ
ィジタル加算機７２に第２被加数として印加される第２
アドレス訂正信号が加算され、これによりＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル５９２の両方をアドレスさせるための訂正さ
れた第２アドレス信号が和出力信号として発生する。
算機７２に第１被加数として印加される。前記ディジタ
ル加算機７２内で前記基本第２アドレス信号には前記デ
ィジタル加算機７２に第２被加数として印加される第２
アドレス訂正信号が加算され、これによりＶＳＢ複素搬
送波ＲＯＭ５９のコサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル５９１とサインＶＳＢ複素搬送波ルックアッ
プテーブル５９２の両方をアドレスさせるための訂正さ
れた第２アドレス信号が和出力信号として発生する。
【００７０】さらに、図７には前記ＶＳＢ同位相同期検
出器５０からのサンプルを量子化器７４に入力信号とし
て印加するまえに所定個数のサンプル周期だけ遅延させ
るクロック型のディジタル遅延ライン７３が示されてい
る。前記量子化器７４はそれに入力信号として現在受信
されるサンプルにより最も近似した量子化レベルを供給
する。このような量子化レベルはＶＳＢ信号を同伴する
パイロット搬送波のエネルギーから推定又は前記ＶＳＢ
信号の包絡線検出結果から推定することができる。
出器５０からのサンプルを量子化器７４に入力信号とし
て印加するまえに所定個数のサンプル周期だけ遅延させ
るクロック型のディジタル遅延ライン７３が示されてい
る。前記量子化器７４はそれに入力信号として現在受信
されるサンプルにより最も近似した量子化レベルを供給
する。このような量子化レベルはＶＳＢ信号を同伴する
パイロット搬送波のエネルギーから推定又は前記ＶＳＢ
信号の包絡線検出結果から推定することができる。
【００７１】量子化器７４により出力信号として選択さ
れる最も近似した量子化レベルは出力端にクロック型の
ラッチを含めてクロック型の素子として動作するディジ
タル加算機／減算機７５で前記量子化器７４の入力信号
により減算される。前記ディジタル加算機／減算機７５
からの結果差出力信号は復元されるべきシンボルレベル
から実際復元されたシンボルレベルの退去を示すが、そ
の退去の極性が先行シンボル位相ずれ又は遅延シンボル
位相ずれのうち、いずれか一つによるか否かは解決すべ
きである。
れる最も近似した量子化レベルは出力端にクロック型の
ラッチを含めてクロック型の素子として動作するディジ
タル加算機／減算機７５で前記量子化器７４の入力信号
により減算される。前記ディジタル加算機／減算機７５
からの結果差出力信号は復元されるべきシンボルレベル
から実際復元されたシンボルレベルの退去を示すが、そ
の退去の極性が先行シンボル位相ずれ又は遅延シンボル
位相ずれのうち、いずれか一つによるか否かは解決すべ
きである。
【００７２】前記クロック型のディジタル遅延ライン７
３に入力信号として印加される前記ＶＳＢ同位相同期検
出器５０からのサンプルは、遅延無しに平均自乗誤差
（Mean-Square-Error：ＭＳＥ）こう配検出フィルター
７６（以下、“ＭＳＥこう配検出フィルター７６”と称
する）に入力信号として印加される。前記ＭＳＥこう配
検出フィルター７６は（−１／２），１，０，（−
１），（＋１／２）カーネル（kernel）を有する有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）型のディジタルフィルターであ
って、このフィルターの動作は前記第１サンプリングク
ロックによりクロックされるようになっている。
３に入力信号として印加される前記ＶＳＢ同位相同期検
出器５０からのサンプルは、遅延無しに平均自乗誤差
（Mean-Square-Error：ＭＳＥ）こう配検出フィルター
７６（以下、“ＭＳＥこう配検出フィルター７６”と称
する）に入力信号として印加される。前記ＭＳＥこう配
検出フィルター７６は（−１／２），１，０，（−
１），（＋１／２）カーネル（kernel）を有する有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）型のディジタルフィルターであ
って、このフィルターの動作は前記第１サンプリングク
ロックによりクロックされるようになっている。
【００７３】前記クロック型のディジタル遅延回路７３
により提供される前記遅延サンプル期間の個数は、ＭＳ
Ｅこう配検出フィルター７６の出力信号がディジタル加
算機／減算機７５からの差信号と一時的に整列状態をな
すように決められる。このため、ディジタル加算機／減
算機７５からの差信号はディジタル乗算機７７によりＭ
ＳＥこう配検出フィルター７６の出力信号と乗算され
る。２の補数フィルターである前記ＭＳＥこう配検出フ
ィルター７６の出力信号のうち、符号ビット及び次の最
上位ビットのみでも乗算が可能であり、これにより、デ
ィジタル乗算機７７の構成を単純化することができる。
により提供される前記遅延サンプル期間の個数は、ＭＳ
Ｅこう配検出フィルター７６の出力信号がディジタル加
算機／減算機７５からの差信号と一時的に整列状態をな
すように決められる。このため、ディジタル加算機／減
算機７５からの差信号はディジタル乗算機７７によりＭ
ＳＥこう配検出フィルター７６の出力信号と乗算され
る。２の補数フィルターである前記ＭＳＥこう配検出フ
ィルター７６の出力信号のうち、符号ビット及び次の最
上位ビットのみでも乗算が可能であり、これにより、デ
ィジタル乗算機７７の構成を単純化することができる。
【００７４】前記ディジタル乗算機７７から出力される
積信号のサンプルは受信機で行われるシンボルクロッキ
ングの位相ずれを示すものであって、ディジタル低域通
過フィルター７８（以下、“サンプル平均化ディジタル
ＬＰＦ７８”と称する）により平均化する。前記サンプ
ル平均化ディジタルＬＰＦ７８により行われる平均化は
多数のサンプル（例えば、数百万個のサンプル）に対し
て行われ、その結果、前記サンプル平均化ディジタルＬ
ＰＦ７８は前記基本第２アドレスを訂正するように前記
ディジタル加算機７２に印加される前記第２アドレス訂
正信号を発生させる。
積信号のサンプルは受信機で行われるシンボルクロッキ
ングの位相ずれを示すものであって、ディジタル低域通
過フィルター７８（以下、“サンプル平均化ディジタル
ＬＰＦ７８”と称する）により平均化する。前記サンプ
ル平均化ディジタルＬＰＦ７８により行われる平均化は
多数のサンプル（例えば、数百万個のサンプル）に対し
て行われ、その結果、前記サンプル平均化ディジタルＬ
ＰＦ７８は前記基本第２アドレスを訂正するように前記
ディジタル加算機７２に印加される前記第２アドレス訂
正信号を発生させる。
【００７５】図６に示した前記第２アドレス発生器７０
に用いられるシンボル同期技術は、１９７６年１２月発
刊のＩＥＥＥ Transactions on Communications のペー
ジ１３２６−１３３０に記載のＳ．Ｕ．Ｈ．Ｑｕｒｅｓ
ｈｉの論文“Timing Recovery for Equalized Partial-
Response Systems”でパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号の
使用と関連する一般的な技術と同一である。ＶＳＢ信号
のシンボル同期と関連して使用するこのようなシンボル
同期技術は本明細書で引用しているＣ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ
と本発明者の先出願に記載されている。
に用いられるシンボル同期技術は、１９７６年１２月発
刊のＩＥＥＥ Transactions on Communications のペー
ジ１３２６−１３３０に記載のＳ．Ｕ．Ｈ．Ｑｕｒｅｓ
ｈｉの論文“Timing Recovery for Equalized Partial-
Response Systems”でパルス振幅変調（ＰＡＭ）信号の
使用と関連する一般的な技術と同一である。ＶＳＢ信号
のシンボル同期と関連して使用するこのようなシンボル
同期技術は本明細書で引用しているＣ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ
と本発明者の先出願に記載されている。
【００７６】図７に示した一般的な形態の第２アドレス
発生器７０の場合、クロック型のディジタル遅延ライン
７３は別途の素子としては存在せず、その代わりにＭＳ
Ｅこう配検出フィルター７６と一時的に整列されるディ
ジタル加算機／減算機７５からの差信号に対して所定の
サンプル周期個数だけ遅延する状態で量子化器７４に入
力される入力信号は、ＭＳＥこう配検出フィルター７６
に内蔵されているタップ型のディジタル遅延ラインから
発生する。前記タップ型のディジタル遅延ラインはＭＳ
Ｅこう配検出フィルター７６の出力信号を発生させるよ
うに合算以前に前記（−１／２），１，０，（−１），
（＋１／２）カーネルにより加重処理される差動遅延サ
ンプルを供給する。
発生器７０の場合、クロック型のディジタル遅延ライン
７３は別途の素子としては存在せず、その代わりにＭＳ
Ｅこう配検出フィルター７６と一時的に整列されるディ
ジタル加算機／減算機７５からの差信号に対して所定の
サンプル周期個数だけ遅延する状態で量子化器７４に入
力される入力信号は、ＭＳＥこう配検出フィルター７６
に内蔵されているタップ型のディジタル遅延ラインから
発生する。前記タップ型のディジタル遅延ラインはＭＳ
Ｅこう配検出フィルター７６の出力信号を発生させるよ
うに合算以前に前記（−１／２），１，０，（−１），
（＋１／２）カーネルにより加重処理される差動遅延サ
ンプルを供給する。
【００７７】図８には前記振幅及び群遅延等化器７が示
されているが、前記振幅及び群遅延等化器７はシンボル
間のエラーを発生しやすい振幅対周波数特性を有する基
底帯応答信号をシンボル間のエラーを発生させる傾向を
最小化する最適の振幅対周波数特性を有する信号に変換
させる。図１乃至図４に示した前記振幅及び群遅延等化
器７には等化器に使用するための“ｏｆｆ−ｔｈｅ−ｓ
ｈｅｌｆ”として入手可能なモノリシック（monolithi
c）集積回路のうち、適宜のものを使用することができ
る。
されているが、前記振幅及び群遅延等化器７はシンボル
間のエラーを発生しやすい振幅対周波数特性を有する基
底帯応答信号をシンボル間のエラーを発生させる傾向を
最小化する最適の振幅対周波数特性を有する信号に変換
させる。図１乃至図４に示した前記振幅及び群遅延等化
器７には等化器に使用するための“ｏｆｆ−ｔｈｅ−ｓ
ｈｅｌｆ”として入手可能なモノリシック（monolithi
c）集積回路のうち、適宜のものを使用することができ
る。
【００７８】このような集積回路は、振幅及び群遅延等
化のために使用され、タップ加重値がプログラム可能な
多重タップディジタルフィルターと、トレーニング信号
を選択的に累積し、その累積結果を一時的に貯蔵する回
路と、一時貯蔵累積結果を“ｐｒｉｏｒｉ”として知ら
れている理想的なトレーニング信号と比較し、振幅及び
群遅延等化のために使用する多重タップディジタルフィ
ルターの更新タップ加重値を計算するためのマイクロコ
ンピュータとを含む。
化のために使用され、タップ加重値がプログラム可能な
多重タップディジタルフィルターと、トレーニング信号
を選択的に累積し、その累積結果を一時的に貯蔵する回
路と、一時貯蔵累積結果を“ｐｒｉｏｒｉ”として知ら
れている理想的なトレーニング信号と比較し、振幅及び
群遅延等化のために使用する多重タップディジタルフィ
ルターの更新タップ加重値を計算するためのマイクロコ
ンピュータとを含む。
【００７９】ＶＳＢ ＡＭ受信中に振幅及び群遅延等化
器７の実数出力信号はＶＳＢ元の信号からのシンボルデ
コーディングされたディジタルデータストリームを復元
させるシンボルデコーディングを行う１次元シンボルデ
コーディング回路９１（以下、“ＶＳＢ １次元トレリ
スデコーディング回路９１”と称する）に入力信号とし
て印加される。ＡＴＳＣ規格によるＶＳＢ信号の場合に
は、トレリスコーディング処理されないフィールド同期
コード群を含む各データフィールドの初期データセグメ
ントを除く全てのデータセグメント内のデータに対して
トレリスコーディングが用いられる。
器７の実数出力信号はＶＳＢ元の信号からのシンボルデ
コーディングされたディジタルデータストリームを復元
させるシンボルデコーディングを行う１次元シンボルデ
コーディング回路９１（以下、“ＶＳＢ １次元トレリ
スデコーディング回路９１”と称する）に入力信号とし
て印加される。ＡＴＳＣ規格によるＶＳＢ信号の場合に
は、トレリスコーディング処理されないフィールド同期
コード群を含む各データフィールドの初期データセグメ
ントを除く全てのデータセグメント内のデータに対して
トレリスコーディングが用いられる。
【００８０】従来の技術のように、ＶＳＢ １次元トレ
リスデコーディング回路９１が供給するシンボルデコー
ディングされたディジタルデータストリームのうち一つ
として後続のデータ処理のために使用するディジタルデ
ータストリームはデータスライス過程の結果をトレリス
デコーディングすることにより発生し、通常は最適のビ
タビ（Viterbi）デコーディング技術が使用される。従
来の技術のように、ＶＳＢ １次元トレリスデコーディ
ング回路９１が供給するシンボルデコーディングされた
ディジタルデータストリームのうちもう一つとして受信
されたＱＡＭ元の信号に含まれている同期情報に応答す
る受信機によるデータ処理を制御するために使用するデ
ィジタルデータストリームは、後続のトレリスデコーデ
ィング無しにデータスライス過程を用いて発生する。
リスデコーディング回路９１が供給するシンボルデコー
ディングされたディジタルデータストリームのうち一つ
として後続のデータ処理のために使用するディジタルデ
ータストリームはデータスライス過程の結果をトレリス
デコーディングすることにより発生し、通常は最適のビ
タビ（Viterbi）デコーディング技術が使用される。従
来の技術のように、ＶＳＢ １次元トレリスデコーディ
ング回路９１が供給するシンボルデコーディングされた
ディジタルデータストリームのうちもう一つとして受信
されたＱＡＭ元の信号に含まれている同期情報に応答す
る受信機によるデータ処理を制御するために使用するデ
ィジタルデータストリームは、後続のトレリスデコーデ
ィング無しにデータスライス過程を用いて発生する。
【００８１】前記ＶＳＢ １次元トレリスデコーディン
グ回路９１は望ましくは本明細書で引用され、１９９８
年５月５日付、米国特許第５，７４８，２２６号（発明
の名称：“DIGITAL TELEVISION RECEIVER WITH ADAPTIV
E FILTER CIRCUITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL
INTERFERENCE”）に記載のものと類似したデータスラ
イス技術を利用するという側面で通常の従来の方式とは
異なる。
グ回路９１は望ましくは本明細書で引用され、１９９８
年５月５日付、米国特許第５，７４８，２２６号（発明
の名称：“DIGITAL TELEVISION RECEIVER WITH ADAPTIV
E FILTER CIRCUITRY FOR SUPPRESSING NTSC CO-CHANNEL
INTERFERENCE”）に記載のものと類似したデータスラ
イス技術を利用するという側面で通常の従来の方式とは
異なる。
【００８２】ＱＡＭ受信中に前記振幅及び群遅延等化器
７の実数及び虚数応答信号の両方はＱＡＭ元の信号から
のシンボルデコーディングされたディジタルデータスト
リームを復元させるシンボルデコーディングを行う２次
元シンボルデコーディング回路９２（以下、“ＱＡＭ
２次元トレリスデコーディング回路９２”と称する）に
入力信号として印加される。前記ＱＡＭ元の信号がその
ＶＳＢ元の信号内のデータ同期情報に対応するデータ同
期情報を含むと仮定すれば、シンボルデコーディングさ
れたディジタルデータストリームのうち一つは後続のデ
ータ処理のために供給されるトレリスデコーディングさ
れたディジタルデータストリームとなり、シンボルデコ
ーディングされたディジタルデータストリームのうちも
う一つは後続のトレリスデコーディング無しにデータス
ライス過程により発生する。後者のシンボルデコーディ
ングされたディジタルデータストリームは、前記受信さ
れたＶＳＢ元の信号に含まれている同期情報に応答する
受信機によるデータ処理を制御するのに用いられる。
７の実数及び虚数応答信号の両方はＱＡＭ元の信号から
のシンボルデコーディングされたディジタルデータスト
リームを復元させるシンボルデコーディングを行う２次
元シンボルデコーディング回路９２（以下、“ＱＡＭ
２次元トレリスデコーディング回路９２”と称する）に
入力信号として印加される。前記ＱＡＭ元の信号がその
ＶＳＢ元の信号内のデータ同期情報に対応するデータ同
期情報を含むと仮定すれば、シンボルデコーディングさ
れたディジタルデータストリームのうち一つは後続のデ
ータ処理のために供給されるトレリスデコーディングさ
れたディジタルデータストリームとなり、シンボルデコ
ーディングされたディジタルデータストリームのうちも
う一つは後続のトレリスデコーディング無しにデータス
ライス過程により発生する。後者のシンボルデコーディ
ングされたディジタルデータストリームは、前記受信さ
れたＶＳＢ元の信号に含まれている同期情報に応答する
受信機によるデータ処理を制御するのに用いられる。
【００８３】ＶＳＢ １次元トレリスデコーディング回
路９１とＱＡＭ ２次元トレリスデコーディング回路９
２にはディジタル信号マルチプレクサ９３が接続されて
いるが、そのディジタル信号マルチプレクサ９３は印加
される二つのディジタル入力信号のうち一つを出力信号
として選択するデータソース選択器９３（以下、“デー
タソース選択器９３”と称する）として作用する。前記
データソース選択器９３はＶＳＢシンクロダイン回路５
からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するためのＶ
ＳＢパイロット搬送波存在検出器２１により制御される
ように構成される。
路９１とＱＡＭ ２次元トレリスデコーディング回路９
２にはディジタル信号マルチプレクサ９３が接続されて
いるが、そのディジタル信号マルチプレクサ９３は印加
される二つのディジタル入力信号のうち一つを出力信号
として選択するデータソース選択器９３（以下、“デー
タソース選択器９３”と称する）として作用する。前記
データソース選択器９３はＶＳＢシンクロダイン回路５
からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するためのＶ
ＳＢパイロット搬送波存在検出器２１により制御される
ように構成される。
【００８４】前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴する
パイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼロのエ
ネルギーを有する場合、データソース選択器９３はその
第１ディジタル入力信号に選択的に応答してそのディジ
タルデータ出力源としてＱＡＭ信号に含まれるシンボル
をデコーディングするＱＡＭ ２次元トレリスデコーデ
ィング回路９２を選択する。しかしながら、前記ゼロ周
波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロット搬送波信号の
存在を示す実質的なエネルギーを有する場合、データソ
ース選択器９３はその第２ディジタル入力信号に選択的
に応答してそのディジタルデータ出力源としてＶＳＢ信
号に含まれるシンボルをデコーディングするＶＳＢ １
次元トレリスデコーディング回路９１を選択する。
パイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼロのエ
ネルギーを有する場合、データソース選択器９３はその
第１ディジタル入力信号に選択的に応答してそのディジ
タルデータ出力源としてＱＡＭ信号に含まれるシンボル
をデコーディングするＱＡＭ ２次元トレリスデコーデ
ィング回路９２を選択する。しかしながら、前記ゼロ周
波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロット搬送波信号の
存在を示す実質的なエネルギーを有する場合、データソ
ース選択器９３はその第２ディジタル入力信号に選択的
に応答してそのディジタルデータ出力源としてＶＳＢ信
号に含まれるシンボルをデコーディングするＶＳＢ １
次元トレリスデコーディング回路９１を選択する。
【００８５】前記データソース選択器９３により選択さ
れたデータはデータディインタリーバー９４に入力信号
として印加され、そのデータディインタリーバー９４か
ら供給されるディインタリーブされたデータはリード−
ソロモンデコーダー９５に印加される。前記データディ
インタリーバー９４は度々その専用モノリシック集積回
路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形
態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応じてＤＴＶ
信号に好適なディインタリービングアルゴリズムを選択
するように、ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器２１か
らの出力表示信号に応答可能になっているが、このよう
な事項は単純設計事項に過ぎない。
れたデータはデータディインタリーバー９４に入力信号
として印加され、そのデータディインタリーバー９４か
ら供給されるディインタリーブされたデータはリード−
ソロモンデコーダー９５に印加される。前記データディ
インタリーバー９４は度々その専用モノリシック集積回
路内に構成され、現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形
態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応じてＤＴＶ
信号に好適なディインタリービングアルゴリズムを選択
するように、ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器２１か
らの出力表示信号に応答可能になっているが、このよう
な事項は単純設計事項に過ぎない。
【００８６】かつ、前記リード−ソロモンデコーダー９
５も度々その専用モノリシック集積回路内に構成され、
現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形態であるか、或い
はＶＳＢ形態であるかに応じてＤＴＶ信号に好適なリー
ド−ソロモンアルゴリズムを選択するようにＶＳＢパイ
ロット搬送波存在検出器２１からの出力表示信号に応答
可能になっているが、このような事項も単純設計事項に
過ぎない。リード−ソロモンデコーダー９５はデータデ
ィランダム化器９６にエラー検出データを供給するが、
前記エラー検出データに応答してデータディランダム化
器９６はＤＴＶ受信機に伝送するまえにランダム化信号
を再生させる。前記再生された信号はパケットソーター
（packet sorter）９７用のデータパケットを含む。デ
ータディランダム化器９６は現在受信されるＤＴＶ信号
がＱＡＭ形態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応
じてＤＴＶ信号に好適なデータディランダム化アルゴリ
ズムを選択するように、ＶＳＢパイロット搬送波存在検
出器２１からの出力表示信号に応答可能に構成されてい
るが、このような事項も単純設計事項に過ぎない。
５も度々その専用モノリシック集積回路内に構成され、
現在受信されるＤＴＶ信号がＱＡＭ形態であるか、或い
はＶＳＢ形態であるかに応じてＤＴＶ信号に好適なリー
ド−ソロモンアルゴリズムを選択するようにＶＳＢパイ
ロット搬送波存在検出器２１からの出力表示信号に応答
可能になっているが、このような事項も単純設計事項に
過ぎない。リード−ソロモンデコーダー９５はデータデ
ィランダム化器９６にエラー検出データを供給するが、
前記エラー検出データに応答してデータディランダム化
器９６はＤＴＶ受信機に伝送するまえにランダム化信号
を再生させる。前記再生された信号はパケットソーター
（packet sorter）９７用のデータパケットを含む。デ
ータディランダム化器９６は現在受信されるＤＴＶ信号
がＱＡＭ形態であるか、或いはＶＳＢ形態であるかに応
じてＤＴＶ信号に好適なデータディランダム化アルゴリ
ズムを選択するように、ＶＳＢパイロット搬送波存在検
出器２１からの出力表示信号に応答可能に構成されてい
るが、このような事項も単純設計事項に過ぎない。
【００８７】ＱＡＭ ２次元トレリスデコーディング回
路９２のデータ出力に含まれているデータ同期情報は第
１データ同期復元回路９８により復元され、ＶＳＢ １
次元トレリスデコーディング回路９１のデータ出力に含
まれているデータ同期情報は第２データ同期復元回路９
９により復元される。前記データ同期復元回路９８，９
９にはデータ同期選択器１００が接続されているが、前
記データ同期選択器１００はＶＳＢシンクロダイン回路
５からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するための
ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器２１の制御に応じ
て、第１、第２データ同期復元回路９８，９９によりそ
れぞれ提供されるデータ同期情報のうち一つを選択する
ようになっている。
路９２のデータ出力に含まれているデータ同期情報は第
１データ同期復元回路９８により復元され、ＶＳＢ １
次元トレリスデコーディング回路９１のデータ出力に含
まれているデータ同期情報は第２データ同期復元回路９
９により復元される。前記データ同期復元回路９８，９
９にはデータ同期選択器１００が接続されているが、前
記データ同期選択器１００はＶＳＢシンクロダイン回路
５からの実数サンプルのゼロ周波数項を検出するための
ＶＳＢパイロット搬送波存在検出器２１の制御に応じ
て、第１、第２データ同期復元回路９８，９９によりそ
れぞれ提供されるデータ同期情報のうち一つを選択する
ようになっている。
【００８８】前記ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴する
パイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼロのエ
ネルギーを有する場合、データ同期選択器１００はその
出力信号として第１データ同期復元回路９８により提供
されるデータ同期情報を選択する。しかしながら、前記
ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロット搬送波
信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する場合、デ
ータ同期選択器１００はその出力信号として第２データ
同期復元回路９９により提供されるデータ同期情報を選
択する。
パイロット搬送波信号の不在を示す、本質的にゼロのエ
ネルギーを有する場合、データ同期選択器１００はその
出力信号として第１データ同期復元回路９８により提供
されるデータ同期情報を選択する。しかしながら、前記
ゼロ周波数項がＶＳＢ信号を同伴するパイロット搬送波
信号の存在を示す実質的なエネルギーを有する場合、デ
ータ同期選択器１００はその出力信号として第２データ
同期復元回路９９により提供されるデータ同期情報を選
択する。
【００８９】データ同期選択器１００がその出力信号と
して第２データ同期復元回路９９により提供されるデー
タ同期情報を選択する場合、各データフィールドの初期
データラインがトレーニング信号として振幅及び群遅延
等化器７に印加されるように選択する。データ同期選択
器１００にデータフィールドインデックス情報を提供す
るように第２データ同期復元回路９９内で二つの連続す
る６３−サンプルＰＮシーケンスの発生が検出される。
して第２データ同期復元回路９９により提供されるデー
タ同期情報を選択する場合、各データフィールドの初期
データラインがトレーニング信号として振幅及び群遅延
等化器７に印加されるように選択する。データ同期選択
器１００にデータフィールドインデックス情報を提供す
るように第２データ同期復元回路９９内で二つの連続す
る６３−サンプルＰＮシーケンスの発生が検出される。
【００９０】ＱＡＭ ＤＴＶ信号に対する規格は現在Ｖ
ＳＢ ＤＴＶ信号に対する規格のようにあまりよく定義
されていない。３２−状態のＱＡＭ信号はＭＰＥＧ基準
と無関係の圧縮技術を使用する必要なく、単一のＨＤＴ
Ｖ信号に対する十分な容量を提供するが、一般にＭＰＥ
Ｇ規格と無関係の圧縮技術のうち一部は単一のＨＤＴＶ
信号を１６−状態のＱＡＭ信号としてコーディングさせ
るように用いられる。典型的に、第２データ同期復元回
路９９はデータ同期選択器１００に印加するためのデー
タフィールドインデックス情報を発生させるように所定
の２４−ビットワードの発生を検出する。
ＳＢ ＤＴＶ信号に対する規格のようにあまりよく定義
されていない。３２−状態のＱＡＭ信号はＭＰＥＧ基準
と無関係の圧縮技術を使用する必要なく、単一のＨＤＴ
Ｖ信号に対する十分な容量を提供するが、一般にＭＰＥ
Ｇ規格と無関係の圧縮技術のうち一部は単一のＨＤＴＶ
信号を１６−状態のＱＡＭ信号としてコーディングさせ
るように用いられる。典型的に、第２データ同期復元回
路９９はデータ同期選択器１００に印加するためのデー
タフィールドインデックス情報を発生させるように所定
の２４−ビットワードの発生を検出する。
【００９１】データ同期選択器１００に内蔵されている
マルチプレクサは第１、第２データ同期復元回路９８，
９９によりそれぞれ供給されるデータフィールドインデ
ックス情報のうちいずれか一つを選択するが、このよう
に選択されたデータフィールドインデックス情報はデー
タディインタリーバー９４、リード−ソロモン検出器９
５及びデータディランダム化器９６に供給される。この
場合、ＱＡＭ ＤＴＶ信号にトレーニング信号が含まれ
ていないという内容が記録される。したがって、振幅及
び群遅延等化器７はパイロット搬送波の不在を示すＶＳ
Ｂパイロット搬送波存在検出器２１に応答してトレーニ
ング信号に依存しない決定方向性等化技術を使用するよ
うに制御され、第２データ同期復元回路９９により選択
されたＶＳＢトレーニング信号はマルチプレクサの必要
なくデータ同期選択器１００を通して伝送される。
マルチプレクサは第１、第２データ同期復元回路９８，
９９によりそれぞれ供給されるデータフィールドインデ
ックス情報のうちいずれか一つを選択するが、このよう
に選択されたデータフィールドインデックス情報はデー
タディインタリーバー９４、リード−ソロモン検出器９
５及びデータディランダム化器９６に供給される。この
場合、ＱＡＭ ＤＴＶ信号にトレーニング信号が含まれ
ていないという内容が記録される。したがって、振幅及
び群遅延等化器７はパイロット搬送波の不在を示すＶＳ
Ｂパイロット搬送波存在検出器２１に応答してトレーニ
ング信号に依存しない決定方向性等化技術を使用するよ
うに制御され、第２データ同期復元回路９９により選択
されたＶＳＢトレーニング信号はマルチプレクサの必要
なくデータ同期選択器１００を通して伝送される。
【００９２】かつ、ＱＡＭ ＤＴＶ伝送のためのデータ
ライン同期信号として、最小限の基準として選択された
データライン同期信号でないデータライン同期信号は存
在しない。第１データ同期復元回路９８はデータフィー
ルド内の同期情報を発生させるように各データフィール
ド内のサンプルを計数する計数回路を含む。このデータ
フィールド内の同期情報及び第２データ同期復元回路９
９により発生するデータフィールド内の同期情報（例え
ば、データライン計数値）は必要に応じてデータディイ
ンタリーバー９４、リード−ソロモンデコーダー９５及
びデータディランダム化器９６に印加されるようにデー
タ同期選択器１００内の適宜なマルチプレクサにより選
択される。
ライン同期信号として、最小限の基準として選択された
データライン同期信号でないデータライン同期信号は存
在しない。第１データ同期復元回路９８はデータフィー
ルド内の同期情報を発生させるように各データフィール
ド内のサンプルを計数する計数回路を含む。このデータ
フィールド内の同期情報及び第２データ同期復元回路９
９により発生するデータフィールド内の同期情報（例え
ば、データライン計数値）は必要に応じてデータディイ
ンタリーバー９４、リード−ソロモンデコーダー９５及
びデータディランダム化器９６に印加されるようにデー
タ同期選択器１００内の適宜なマルチプレクサにより選
択される。
【００９３】他の実施形態として、ＶＳＢ信号受信中に
行うデータ同期をシンクロダイン結果選択器６の出力信
号又は振幅及び群遅延等化器７の出力信号内の同期コー
ドシーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる整
合フィルターを用いてシンボルデコーディング以前に行
うことができる。同期コードシーケンスに対するスパイ
ク応答信号を発生させる前記整合フィルターは、望まし
くはその各々のカーネル内のサンプル個数を減少させる
ようにＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４とＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５のオーバーサンプリングされ
た応答信号を入力信号として供給されず、その代わりに
入力信号をＡＴＳＣ信号のボーレート又はシンボル速度
まで減少したサンプル速度で供給される。同期コードシ
ーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる前記整
合フィルターは、望ましくは多重経路受信がオンデータ
（on data）同期を有する効果を減少させるように振幅
及び群遅延等化器７の応答信号を受信するように接続さ
れている。
行うデータ同期をシンクロダイン結果選択器６の出力信
号又は振幅及び群遅延等化器７の出力信号内の同期コー
ドシーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる整
合フィルターを用いてシンボルデコーディング以前に行
うことができる。同期コードシーケンスに対するスパイ
ク応答信号を発生させる前記整合フィルターは、望まし
くはその各々のカーネル内のサンプル個数を減少させる
ようにＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路４とＶＳＢ Ｄ
ＴＶシンクロダイン回路５のオーバーサンプリングされ
た応答信号を入力信号として供給されず、その代わりに
入力信号をＡＴＳＣ信号のボーレート又はシンボル速度
まで減少したサンプル速度で供給される。同期コードシ
ーケンスに対するスパイク応答信号を発生させる前記整
合フィルターは、望ましくは多重経路受信がオンデータ
（on data）同期を有する効果を減少させるように振幅
及び群遅延等化器７の応答信号を受信するように接続さ
れている。
【００９４】パケットソーター９７は連続するデータパ
ケット内のヘッダーコードに応答して相異なる用途のデ
ータパケットを分類する。ＤＴＶプログラムのオーディ
オ部分を示すデータパケットは、前記パケットソーター
９７によりディジタルサウンドデコーダー１０１に印加
される。前記ディジタルサウンドデコーダー１０１は多
数のスピーカー１０３，１０４を駆動させる多重チャネ
ルオーディオ増幅器１０２に左側チャネル及び右側チャ
ネルのステレオサウンド信号を供給する。ＤＴＶプログ
ラムのビデオ部分を示すデータパケットはパケットソー
ター９７により、例えば、ＭＰＥＧ−２型のＭＰＥＧビ
デオデコーダー１０５（以下、“ＭＰＥＧ−２ ビデオ
デコーダー１０５”と称する）に印加される。
ケット内のヘッダーコードに応答して相異なる用途のデ
ータパケットを分類する。ＤＴＶプログラムのオーディ
オ部分を示すデータパケットは、前記パケットソーター
９７によりディジタルサウンドデコーダー１０１に印加
される。前記ディジタルサウンドデコーダー１０１は多
数のスピーカー１０３，１０４を駆動させる多重チャネ
ルオーディオ増幅器１０２に左側チャネル及び右側チャ
ネルのステレオサウンド信号を供給する。ＤＴＶプログ
ラムのビデオ部分を示すデータパケットはパケットソー
ター９７により、例えば、ＭＰＥＧ−２型のＭＰＥＧビ
デオデコーダー１０５（以下、“ＭＰＥＧ−２ ビデオ
デコーダー１０５”と称する）に印加される。
【００９５】前記ＭＰＥＧ−２ ビデオデコーダー１０
５はキネスコープ偏向回路１０６に水平（Ｈ）及び垂直
（Ｖ）同期信号を供給し、前記キネスコープ偏向回路１
０６はキネスコープ１０７の表示スクリーンのラスタ走
査を提供する。前記ＭＰＥＧ−２ ビデオデコーダー１
０５は、キネスコープ１０７に増幅された赤色（Ｒ）、
緑色（Ｇ）、青色（Ｂ）駆動信号を印加するキネスコー
プ駆動機増幅器１０８に信号を供給する。図１、図２、
図３、図４及び図８に示したＤＴＶ受信機の変形例とし
て、キネスコープ１０７の代わりに又はそれに追加して
他の形態のディスプレイ装置を使用することができ、サ
ウンド復元システムの場合も他の形態のもの、しかしな
がら単一のオーディオチャネルで構成されるものを使用
するか、単純なステレオ再生システムの場合より複雑な
ものを使用することもできる。
５はキネスコープ偏向回路１０６に水平（Ｈ）及び垂直
（Ｖ）同期信号を供給し、前記キネスコープ偏向回路１
０６はキネスコープ１０７の表示スクリーンのラスタ走
査を提供する。前記ＭＰＥＧ−２ ビデオデコーダー１
０５は、キネスコープ１０７に増幅された赤色（Ｒ）、
緑色（Ｇ）、青色（Ｂ）駆動信号を印加するキネスコー
プ駆動機増幅器１０８に信号を供給する。図１、図２、
図３、図４及び図８に示したＤＴＶ受信機の変形例とし
て、キネスコープ１０７の代わりに又はそれに追加して
他の形態のディスプレイ装置を使用することができ、サ
ウンド復元システムの場合も他の形態のもの、しかしな
がら単一のオーディオチャネルで構成されるものを使用
するか、単純なステレオ再生システムの場合より複雑な
ものを使用することもできる。
【００９６】実数／複素数サンプル変換機４８，５８は
本明細書で引用され、１９９５年１２月２６日付、Ｃ．
Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許第５，４７
９，４４９号（発明の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR W
ITH BANDPASS PHASE TRACKER，AS FOR INCLUSION IN AN
HDTV RECEIVER”）に記載のヒルバート（Hilbert）変
換発生フィルター及び遅延補償回路を使用することがで
きる。他の実施形態として、前記実数／複素数サンプル
変換機４８，５８は本明細書で引用され、１９９６年１
０月２０日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による
米国特許第５，５４８，６１７号（発明の名称：“DIGI
TAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASETRACKER USING
RADER FILTERS，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”）
に記載のようなレイダー（Rader）フィルターも使用す
ることができる。さらに他の実施形態として、前記実数
／複素数サンプル変換機４８，５８は本明細書で引用さ
れ、１９９８年３月２４日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と
本発明者による米国特許第５，７３１，８４８号（発明
の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE
TRACKER USING NG FILTERS，AS FOR USE IN AN HDTV R
ECEIVER”）に記載のようなＮｇフィルターを使用する
ことができる。
本明細書で引用され、１９９５年１２月２６日付、Ｃ．
Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許第５，４７
９，４４９号（発明の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR W
ITH BANDPASS PHASE TRACKER，AS FOR INCLUSION IN AN
HDTV RECEIVER”）に記載のヒルバート（Hilbert）変
換発生フィルター及び遅延補償回路を使用することがで
きる。他の実施形態として、前記実数／複素数サンプル
変換機４８，５８は本明細書で引用され、１９９６年１
０月２０日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による
米国特許第５，５４８，６１７号（発明の名称：“DIGI
TAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASETRACKER USING
RADER FILTERS，AS FOR USE IN AN HDTV RECEIVER”）
に記載のようなレイダー（Rader）フィルターも使用す
ることができる。さらに他の実施形態として、前記実数
／複素数サンプル変換機４８，５８は本明細書で引用さ
れ、１９９８年３月２４日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と
本発明者による米国特許第５，７３１，８４８号（発明
の名称：“DIGITAL VSB DETECTOR WITH BANDPASS PHASE
TRACKER USING NG FILTERS，AS FOR USE IN AN HDTV R
ECEIVER”）に記載のようなＮｇフィルターを使用する
ことができる。
【００９７】最終ＩＦ信号の最低周波数に対する最高周
波数の比を約８：１未満に維持させて実数／複素数サン
プル変換機４８，５８に対するフィルタリング要件を緩
和させるように、前記最終ＩＦ信号の最低周波数は１Ｍ
Ｈｚ以上となるのが望ましい。ＱＡＭ信号単独に対する
このような選択を満たすための、最終ＩＦ信号のＱＡＭ
搬送波に対する最低搬送波周波数は３．６９ＭＨｚであ
る。かつ、ＶＳＢ信号単独に対する前記選択を満たすた
めの、最終ＩＦ信号のＶＳＢ搬送波に対する最低搬送波
周波数は、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯
の周波数より高いと仮定する場合には１．３１ＭＨｚで
あり、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯の周
波数より低いと仮定する場合には６．３８ＭＨｚであ
る。
波数の比を約８：１未満に維持させて実数／複素数サン
プル変換機４８，５８に対するフィルタリング要件を緩
和させるように、前記最終ＩＦ信号の最低周波数は１Ｍ
Ｈｚ以上となるのが望ましい。ＱＡＭ信号単独に対する
このような選択を満たすための、最終ＩＦ信号のＱＡＭ
搬送波に対する最低搬送波周波数は３．６９ＭＨｚであ
る。かつ、ＶＳＢ信号単独に対する前記選択を満たすた
めの、最終ＩＦ信号のＶＳＢ搬送波に対する最低搬送波
周波数は、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯
の周波数より高いと仮定する場合には１．３１ＭＨｚで
あり、ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数が残留側波帯の周
波数より低いと仮定する場合には６．３８ＭＨｚであ
る。
【００９８】本明細書で引用され、１９９７年２月２５
日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許
第５，６０６，５７９号（発明の名称：“DIGITAL VSB
DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIPLE OF
SYMBOL RATE,AS FOR USE HDTV RECEIVER”）に記載のよ
うに、ディジタル方式で基底帯にシンクロダインする信
号の搬送波はシンボル速度の倍数の約数となる周波数を
備えるべき条件が強く求められる。これによれば、アナ
ログ搬送波信号を連続方式でディジタル化する代わり
に、ＲＯＭへのディジタル搬送波信号の貯蔵を実現する
ことができる。
日付、Ｃ．Ｂ．Ｐａｔｅｌ氏と本発明者による米国特許
第５，６０６，５７９号（発明の名称：“DIGITAL VSB
DETECTOR WITH FINAL I-F CARRIER AT SUBMULTIPLE OF
SYMBOL RATE,AS FOR USE HDTV RECEIVER”）に記載のよ
うに、ディジタル方式で基底帯にシンクロダインする信
号の搬送波はシンボル速度の倍数の約数となる周波数を
備えるべき条件が強く求められる。これによれば、アナ
ログ搬送波信号を連続方式でディジタル化する代わり
に、ＲＯＭへのディジタル搬送波信号の貯蔵を実現する
ことができる。
【００９９】ＡＤＣ１９におけるサンプル速度が、サン
プルクロック発生器８からの第１クロック信号により秒
当たり５．３８×１０6個のシンボルに該当するシンボ
ル速度でＱＡＭ信号を適宜に復調するのに必要な秒当た
り最小限２１．５２×１０6個のサンプルに該当するサ
ンプル速度に設定されると、ＱＡＭ ＤＴＶ信号の搬送
波に対する最終変換中間周波数は５．３８ＭＨｚより高
くないものが望ましく、この場合の前記中間周波数はサ
イクル当たり最小限４回のサンプリングが可能である。
最終ＩＦ信号のＱＡＭ搬送波が３．６９ＭＨｚと５．３
８ＭＨｚとの間の帯域（二つの限界周波数を含む）にあ
る場合、前記ＱＡＭ搬送波は、例えば、４３．０５ＭＨ
ｚの７次、８次、９次又は１０次低調波に該当する周波
数を有する。
プルクロック発生器８からの第１クロック信号により秒
当たり５．３８×１０6個のシンボルに該当するシンボ
ル速度でＱＡＭ信号を適宜に復調するのに必要な秒当た
り最小限２１．５２×１０6個のサンプルに該当するサ
ンプル速度に設定されると、ＱＡＭ ＤＴＶ信号の搬送
波に対する最終変換中間周波数は５．３８ＭＨｚより高
くないものが望ましく、この場合の前記中間周波数はサ
イクル当たり最小限４回のサンプリングが可能である。
最終ＩＦ信号のＱＡＭ搬送波が３．６９ＭＨｚと５．３
８ＭＨｚとの間の帯域（二つの限界周波数を含む）にあ
る場合、前記ＱＡＭ搬送波は、例えば、４３．０５ＭＨ
ｚの７次、８次、９次又は１０次低調波に該当する周波
数を有する。
【０１００】ＱＡＭ搬送波に対する最終変換中間周波数
としては、４３．０５ＭＨｚの７次低調波及び２１．５
２ＭＨｚの３次低調波、即ち、５．３８ＭＨｚが望まし
い。この場合に求められる実際貯蔵領域の個数を減少さ
せるように、ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９のアドレスを
対称化することができる。ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９
で求められる実際貯蔵領域の個数を減少させる観点から
みると、４３．０５ＭＨｚの１１次低調波及び２１．５
２ＭＨｚの５次低調波、即ち、３．５８７ＭＨｚがＱＡ
Ｍ搬送波に対する適宜な最終変換中間周波数となり得
る。しかしながら、この場合には実数／複素数サンプル
変換機４８を９００ＭＨｚへの実数／複素数サンプルダ
ウン変換をなすように設計すべきである。
としては、４３．０５ＭＨｚの７次低調波及び２１．５
２ＭＨｚの３次低調波、即ち、５．３８ＭＨｚが望まし
い。この場合に求められる実際貯蔵領域の個数を減少さ
せるように、ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９のアドレスを
対称化することができる。ＱＡＭ複素搬送波ＲＯＭ４９
で求められる実際貯蔵領域の個数を減少させる観点から
みると、４３．０５ＭＨｚの１１次低調波及び２１．５
２ＭＨｚの５次低調波、即ち、３．５８７ＭＨｚがＱＡ
Ｍ搬送波に対する適宜な最終変換中間周波数となり得
る。しかしながら、この場合には実数／複素数サンプル
変換機４８を９００ＭＨｚへの実数／複素数サンプルダ
ウン変換をなすように設計すべきである。
【０１０１】ＡＤＣ２９におけるサンプル速度が、サン
プルクロック発生器８からの第１クロック信号により秒
当たり１０．７６×１０6個のシンボルに該当するシン
ボル速度でＱＡＭ信号を適宜に復調するのに必要な秒当
たり最小限２１．５２×１０6個のサンプルに該当する
サンプル速度に設定されると、ＶＳＢ ＤＴＶ信号の搬
送波に対する最終変換中間周波数は５．３８ＭＨｚより
高くならないか、或いは“Ｑｕｒｅｓｈｉ”の技術から
採択可能なシンボル同期技術を成功的に使用することが
できない。
プルクロック発生器８からの第１クロック信号により秒
当たり１０．７６×１０6個のシンボルに該当するシン
ボル速度でＱＡＭ信号を適宜に復調するのに必要な秒当
たり最小限２１．５２×１０6個のサンプルに該当する
サンプル速度に設定されると、ＶＳＢ ＤＴＶ信号の搬
送波に対する最終変換中間周波数は５．３８ＭＨｚより
高くならないか、或いは“Ｑｕｒｅｓｈｉ”の技術から
採択可能なシンボル同期技術を成功的に使用することが
できない。
【０１０２】ＶＳＢ信号の全側波帯の周波数がその残留
側波帯の周波数より高くなるべき場合、ＡＤＣ２９にお
けるサンプル速度は搬送波の周波数が最小限６．３８Ｍ
Ｈｚの周波数を有するように秒当たり２１．５２×１０
6個のサンプルに該当するサンプル速度より高くなるべ
きである（例えば、秒当たり４３．０５×１０6個のサ
ンプルに該当する速度）。ＡＤＣ２９におけるサンプル
速度がより高くなることを防止するためには、前記ＶＳ
Ｂ信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の周波数よ
り高くなるべきである。これは、ＡＤＣ２９のサンプル
速度が秒当たり２１．５２×１０6個のサンプルに該当
するサンプル速度を有する場合、実数／複素数サンプル
変換機４８，５８がＮｇフィルターを実際には使用でき
ないことを意味する。
側波帯の周波数より高くなるべき場合、ＡＤＣ２９にお
けるサンプル速度は搬送波の周波数が最小限６．３８Ｍ
Ｈｚの周波数を有するように秒当たり２１．５２×１０
6個のサンプルに該当するサンプル速度より高くなるべ
きである（例えば、秒当たり４３．０５×１０6個のサ
ンプルに該当する速度）。ＡＤＣ２９におけるサンプル
速度がより高くなることを防止するためには、前記ＶＳ
Ｂ信号の全側波帯の周波数がその残留側波帯の周波数よ
り高くなるべきである。これは、ＡＤＣ２９のサンプル
速度が秒当たり２１．５２×１０6個のサンプルに該当
するサンプル速度を有する場合、実数／複素数サンプル
変換機４８，５８がＮｇフィルターを実際には使用でき
ないことを意味する。
【０１０３】基底帯へのシンクロダインのために使用す
る最終中間周波数に変換されるＶＳＢ信号の搬送波は、
その最終ＩＦ信号が１〜９ＭＨｚの周波数範囲に制限さ
れる場合、１．３１ＭＨｚと３．６２ＭＨｚとの間の周
波数帯域（その二つの限界周波数を含む）にあるべきで
ある。例えば、前記ＶＳＢ搬送波は４３．０５ＭＨｚの
５次、６次、７次、８次、９次、１０次、１１次、１２
次、１３次、１４次又は１５次の低調波に該当する周波
数を有する。アドレス対称構成を用いてＲＯＭ内の搬送
波ルックアップテーブルのサイズを減少させる観点から
みると、ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数とし
ては１５次低調波、即ち、２．６９０ＭＨｚが望まし
い。
る最終中間周波数に変換されるＶＳＢ信号の搬送波は、
その最終ＩＦ信号が１〜９ＭＨｚの周波数範囲に制限さ
れる場合、１．３１ＭＨｚと３．６２ＭＨｚとの間の周
波数帯域（その二つの限界周波数を含む）にあるべきで
ある。例えば、前記ＶＳＢ搬送波は４３．０５ＭＨｚの
５次、６次、７次、８次、９次、１０次、１１次、１２
次、１３次、１４次又は１５次の低調波に該当する周波
数を有する。アドレス対称構成を用いてＲＯＭ内の搬送
波ルックアップテーブルのサイズを減少させる観点から
みると、ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数とし
ては１５次低調波、即ち、２．６９０ＭＨｚが望まし
い。
【０１０４】しかしながら、２．６９０ＭＨｚはＱＡＭ
ＤＴＶシンクロダイン回路４に供給される最終ＩＦ信
号内のＱＡＭ搬送波が５．３８１ＭＨｚの周波数を有す
る場合には最適の選択周波数と言えないが、それはこの
場合に前記第３局部発振器３０，３５の公称周波数が同
一になるからである。殆ど同一の周波数を有する状態で
相互隣接配置する発振器の場合は同一に発振する傾向が
あり、その結果、その各周波数を個別的に制御する能力
には悪い影響を及ぼす。
ＤＴＶシンクロダイン回路４に供給される最終ＩＦ信
号内のＱＡＭ搬送波が５．３８１ＭＨｚの周波数を有す
る場合には最適の選択周波数と言えないが、それはこの
場合に前記第３局部発振器３０，３５の公称周波数が同
一になるからである。殆ど同一の周波数を有する状態で
相互隣接配置する発振器の場合は同一に発振する傾向が
あり、その結果、その各周波数を個別的に制御する能力
には悪い影響を及ぼす。
【０１０５】アドレス対称構成を用いてＲＯＭ内の搬送
波ルックアップテーブルのサイズを減少させる観点から
みると、ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数とし
ては２１．５２ＭＨｚの１５次低調波に該当する４３．
０５ＭＨｚの３１次低調波、即ち、１．３４５ＭＨｚも
良好な選択周波数と言える。しかしながら、実数／複素
数サンプル変換機５８に対する設計要件を緩和させるた
めには、その代わりに２１．５２ＭＨｚの１１次低調波
に該当する４３．０５ＭＨｚの２３次低調波、即ち、
１．７９３ＭＨｚを選択することができる。但し、この
場合には低い周波数における実数／複素数変換が行われ
るべきである。
波ルックアップテーブルのサイズを減少させる観点から
みると、ＶＳＢ搬送波に対する最終変換中間周波数とし
ては２１．５２ＭＨｚの１５次低調波に該当する４３．
０５ＭＨｚの３１次低調波、即ち、１．３４５ＭＨｚも
良好な選択周波数と言える。しかしながら、実数／複素
数サンプル変換機５８に対する設計要件を緩和させるた
めには、その代わりに２１．５２ＭＨｚの１１次低調波
に該当する４３．０５ＭＨｚの２３次低調波、即ち、
１．７９３ＭＨｚを選択することができる。但し、この
場合には低い周波数における実数／複素数変換が行われ
るべきである。
【０１０６】図９は４４ＭＨｚに中心周波数をおく副中
間周波数帯域をＱＡＭ信号用の各種の最終中間周波数帯
域にダウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の
供給に用いられる局部発振器に対する設計周波数の表で
ある。第３局部発振器３０の発振信号は、その発振信号
の２次高調波が近接周波数変調無線放送受信機と干渉す
る可能性を減少させるように前記副中間周波数帯域より
低くなることが望ましい。
間周波数帯域をＱＡＭ信号用の各種の最終中間周波数帯
域にダウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の
供給に用いられる局部発振器に対する設計周波数の表で
ある。第３局部発振器３０の発振信号は、その発振信号
の２次高調波が近接周波数変調無線放送受信機と干渉す
る可能性を減少させるように前記副中間周波数帯域より
低くなることが望ましい。
【０１０７】図１０は４４ＭＨｚに中心周波数をおく副
中間周波数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数
帯域にダウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号
の供給に用いられる局部発振器に対する設計周波数の表
である。この設計周波数は前記副中間周波数帯域と前記
最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の
周波数より高く設定されるいると仮定下で決められる。
中間周波数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数
帯域にダウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号
の供給に用いられる局部発振器に対する設計周波数の表
である。この設計周波数は前記副中間周波数帯域と前記
最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の
周波数より高く設定されるいると仮定下で決められる。
【０１０８】このような形態の動作は、前記ＡＤＣ１
９，２９のサンプリングが秒当たり２１．５２×１０6
個のサンプルに該当するサンプル速度でない秒当たり４
３．０５×１０6個のサンプルに該当するサンプル速度
で行われる場合と関連付けられ、この場合の振幅及び群
遅延等化器７が同期等化器であれば、４：１の速度減少
フィルターを使用することができる。第１局部発振器１
０は第１混合器１１に１次中間周波数帯域より高い周波
数の発振信号を提供し、その結果、受信ＤＴＶチャネル
で周波数が全側波帯より低い残留側波帯が前記１次中間
周波数帯域で全側波帯より周波数が高くなるように変換
される。
９，２９のサンプリングが秒当たり２１．５２×１０6
個のサンプルに該当するサンプル速度でない秒当たり４
３．０５×１０6個のサンプルに該当するサンプル速度
で行われる場合と関連付けられ、この場合の振幅及び群
遅延等化器７が同期等化器であれば、４：１の速度減少
フィルターを使用することができる。第１局部発振器１
０は第１混合器１１に１次中間周波数帯域より高い周波
数の発振信号を提供し、その結果、受信ＤＴＶチャネル
で周波数が全側波帯より低い残留側波帯が前記１次中間
周波数帯域で全側波帯より周波数が高くなるように変換
される。
【０１０９】２次又は副中間周波数帯域で残留側波帯の
周波数が全側波帯の周波数より低くするためには、第２
局部発振器２０は第２混合器１４に前記１次中間周波数
より高い周波数の発振信号を提供すべきである。例え
ば、前記１次中間周波数帯域の中心周波数が９４０ＭＨ
ｚの場合、前記第２局部発振器２０は８９６ＭＨｚの発
振信号を供給して副中間周波数帯域の中間周波数を４４
ＭＨｚとする。前記８９６ＭＨｚは現在のＵＨＦチャネ
ル８３より高く、したがって、前記第２発振信号がＤＴ
Ｖ受信機の範囲を超えて放出される場合には近接ＮＴＳ
Ｃ受信機はこのような第１発振信号に同調しない。前記
２次又は副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側
波帯の周波数より高い場合、第３局部発振器３５は最終
中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波
数より高くなるように、前記副中間周波数帯域でより低
い周波数の発振信号を第３混合器２８に供給すべきであ
る。
周波数が全側波帯の周波数より低くするためには、第２
局部発振器２０は第２混合器１４に前記１次中間周波数
より高い周波数の発振信号を提供すべきである。例え
ば、前記１次中間周波数帯域の中心周波数が９４０ＭＨ
ｚの場合、前記第２局部発振器２０は８９６ＭＨｚの発
振信号を供給して副中間周波数帯域の中間周波数を４４
ＭＨｚとする。前記８９６ＭＨｚは現在のＵＨＦチャネ
ル８３より高く、したがって、前記第２発振信号がＤＴ
Ｖ受信機の範囲を超えて放出される場合には近接ＮＴＳ
Ｃ受信機はこのような第１発振信号に同調しない。前記
２次又は副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側
波帯の周波数より高い場合、第３局部発振器３５は最終
中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波
数より高くなるように、前記副中間周波数帯域でより低
い周波数の発振信号を第３混合器２８に供給すべきであ
る。
【０１１０】図１１は４４ＭＨｚに中心周波数をおく副
中間周波数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数
帯域にダウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号
の供給に用いられる局部発振器に対する設計周波数の表
である。この設計周波数は前記副中間周波数帯域と前記
最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の
周波数より低く設定されていると仮定下で決められる。
第１局部発振器１０は第１混合器１１に１次中間周波数
帯域より高い周波数の発振信号を提供し、その結果、受
信ＤＴＶチャネルで周波数が全側波帯より低い残留側波
帯が前記１次中間周波数帯域で全側波帯より周波数が高
くなるように変換される。
中間周波数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数
帯域にダウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号
の供給に用いられる局部発振器に対する設計周波数の表
である。この設計周波数は前記副中間周波数帯域と前記
最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の
周波数より低く設定されていると仮定下で決められる。
第１局部発振器１０は第１混合器１１に１次中間周波数
帯域より高い周波数の発振信号を提供し、その結果、受
信ＤＴＶチャネルで周波数が全側波帯より低い残留側波
帯が前記１次中間周波数帯域で全側波帯より周波数が高
くなるように変換される。
【０１１１】２次又は副中間周波数帯域で残留側波帯の
周波数が全側波帯の周波数より低くするためには、第２
局部発振器２０は第２混合器１４に前記１次中間周波数
より高い周波数の発振信号を供給すべきである。例え
ば、前記１次中間周波数帯域の中心周波数が９１６ＭＨ
ｚの場合、前記第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚの発
振信号を供給して副中間周波数帯域の中間周波数を４４
ＭＨｚとする。航行帯域との干渉可能性を最少化するた
めに、第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚより高くない
周波数の発振信号を供給することが望ましい。前記２次
又は副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より低い場合、第３局部発振器３５は最終中間
周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数よ
り低くなるように前記副中間周波数帯域でより低い周波
数の発振信号を第３混合器２８に供給すべきである。
周波数が全側波帯の周波数より低くするためには、第２
局部発振器２０は第２混合器１４に前記１次中間周波数
より高い周波数の発振信号を供給すべきである。例え
ば、前記１次中間周波数帯域の中心周波数が９１６ＭＨ
ｚの場合、前記第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚの発
振信号を供給して副中間周波数帯域の中間周波数を４４
ＭＨｚとする。航行帯域との干渉可能性を最少化するた
めに、第２局部発振器２０は９６０ＭＨｚより高くない
周波数の発振信号を供給することが望ましい。前記２次
又は副中間周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯
の周波数より低い場合、第３局部発振器３５は最終中間
周波数帯域で残留側波帯の周波数が全側波帯の周波数よ
り低くなるように前記副中間周波数帯域でより低い周波
数の発振信号を第３混合器２８に供給すべきである。
【０１１２】前記２次又は副中間周波数帯域をより低め
ることにより、前記第３局部発振器３５を前記中間周波
数帯域より高い周波数で発振させることを図ることがで
きる。このような構成によれば、副中間周波数帯域で残
留側波帯の周波数を全側波帯の周波数より高める反面、
最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯の
周波数より低めることができる。他の実施形態として、
前記構成によれば、副中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数を全側波帯の周波数より低める反面、最終中間周波
数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯の周波数より高
めることもできる。第２局部発振器２０の発振周波数は
１次中間周波数帯域から殆ど取り除く必要はないが、こ
の場合にはＤＴＶ信号受信機の無線受信機部のＵＨＦ部
分に対する設計要件を緩和させうる。しかしながら、副
中間周波数帯域が低くなるほど、ＳＡＷフィルター１６
の満足設計を提供することは難しくなる。
ることにより、前記第３局部発振器３５を前記中間周波
数帯域より高い周波数で発振させることを図ることがで
きる。このような構成によれば、副中間周波数帯域で残
留側波帯の周波数を全側波帯の周波数より高める反面、
最終中間周波数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯の
周波数より低めることができる。他の実施形態として、
前記構成によれば、副中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数を全側波帯の周波数より低める反面、最終中間周波
数帯域で残留側波帯の周波数を全側波帯の周波数より高
めることもできる。第２局部発振器２０の発振周波数は
１次中間周波数帯域から殆ど取り除く必要はないが、こ
の場合にはＤＴＶ信号受信機の無線受信機部のＵＨＦ部
分に対する設計要件を緩和させうる。しかしながら、副
中間周波数帯域が低くなるほど、ＳＡＷフィルター１６
の満足設計を提供することは難しくなる。
【０１１３】以上の説明において、“混合器”と“局部
発振器”のまえに形容詞として使用した序数は無線受信
機における前記素子の配置を示すために通常の工学用語
記載方法に応じるものであり、このような序数は特許請
求の範囲では引用記号として表示した場合を除いては使
用しない。特許請求の範囲で引用記号として表示しない
序数は一連の請求項で序数として引用されて記載された
要素の一連の順序を示す。
発振器”のまえに形容詞として使用した序数は無線受信
機における前記素子の配置を示すために通常の工学用語
記載方法に応じるものであり、このような序数は特許請
求の範囲では引用記号として表示した場合を除いては使
用しない。特許請求の範囲で引用記号として表示しない
序数は一連の請求項で序数として引用されて記載された
要素の一連の順序を示す。
【０１１４】
【発明の効果】上述したように、本発明によれば、従来
のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機とは異なり、全てのＱ
ＡＭ信号を基底帯にシンクロダインするための前記回路
と全てのＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするため
の前記回路にそれぞれ印加されるように、ディジタル化
済みの前記第１及び第２最終ＩＦ信号は同一周波数変換
機から供給されず、それぞれ第１制御型の発振器と第２
制御型の発振器を含む個別的な第１及び第２周波数変換
機によりそれぞれ供給される。かつ、第１制御型の発振
器に印加される第１のＡＦＰＣ信号は第２同位相基底帯
信号や第２直交位相基底帯信号には応答しない反面、第
２制御型の発振器に印加される第２のＡＦＰＣ信号は第
１同位相基底帯信号や第１直交位相基底帯信号には応答
しない。第１制御型の発振器と第２制御型の発振器専用
のこのような個別的なＡＦＰＣループにより上述したロ
ックアウトの問題点が防止される。かつ、前記第１及び
第２制御型の発振器の公称周波数が同一になる必要がな
いため、全てのＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダインす
るための前記回路と全てのＶＳＢ信号を基底帯にシンク
ロダインするための前記回路に関連して追加設計の融通
性が得られる。
のＱＡＭ／ＶＳＢ ＤＴＶ受信機とは異なり、全てのＱ
ＡＭ信号を基底帯にシンクロダインするための前記回路
と全てのＶＳＢ信号を基底帯にシンクロダインするため
の前記回路にそれぞれ印加されるように、ディジタル化
済みの前記第１及び第２最終ＩＦ信号は同一周波数変換
機から供給されず、それぞれ第１制御型の発振器と第２
制御型の発振器を含む個別的な第１及び第２周波数変換
機によりそれぞれ供給される。かつ、第１制御型の発振
器に印加される第１のＡＦＰＣ信号は第２同位相基底帯
信号や第２直交位相基底帯信号には応答しない反面、第
２制御型の発振器に印加される第２のＡＦＰＣ信号は第
１同位相基底帯信号や第１直交位相基底帯信号には応答
しない。第１制御型の発振器と第２制御型の発振器専用
のこのような個別的なＡＦＰＣループにより上述したロ
ックアウトの問題点が防止される。かつ、前記第１及び
第２制御型の発振器の公称周波数が同一になる必要がな
いため、全てのＱＡＭ信号を基底帯にシンクロダインす
るための前記回路と全てのＶＳＢ信号を基底帯にシンク
ロダインするための前記回路に関連して追加設計の融通
性が得られる。
【図１】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図２】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図３】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図４】 本発明に応じて構成されるディジタルテレビ
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
ジョン（ＤＴＶ）受信機の無線受信部を示した概略ブロ
ック図である。
【図５】 ＱＡＭ ＤＴＶ信号をディジタル方式で基底
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
【図６】 ＶＳＢ ＤＴＶ信号をディジタル方式で基底
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
帯にシンクロダインさせるために、図１乃至図４の各場
合に用いられる回路の詳細構成を示した概略ブロック図
である。
【図７】 サンプルクロック発生器と、ディジタルＱＡ
Ｍ信号とディジタルＶＳＢ信号をそれぞれ最終中間周波
数信号で基底帯にシンクロダインするのに用いられる複
素搬送波のディジタル表現信号を供給するルックアップ
テーブルＲＯＭと、前記ＲＯＭ用のアドレス発生器とを
提供する回路として図１乃至図４に示した形態の所定の
ＤＴＶ信号無線受信機に含まれている回路の詳細構成を
示した概略ブロック図である。
Ｍ信号とディジタルＶＳＢ信号をそれぞれ最終中間周波
数信号で基底帯にシンクロダインするのに用いられる複
素搬送波のディジタル表現信号を供給するルックアップ
テーブルＲＯＭと、前記ＲＯＭ用のアドレス発生器とを
提供する回路として図１乃至図４に示した形態の所定の
ＤＴＶ信号無線受信機に含まれている回路の詳細構成を
示した概略ブロック図である。
【図８】 図１乃至図４に示した無線受信部を含む前記
ＤＴＶ受信機の残余部分を示した概略ブロック図であ
る。
ＤＴＶ受信機の残余部分を示した概略ブロック図であ
る。
【図９】 ４４ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波数
帯域をＱＡＭ信号用の各種の最終中間周波数帯域にダウ
ンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の供給に用
いられる局部発振器に対する設計周波数を示した表であ
る。
帯域をＱＡＭ信号用の各種の最終中間周波数帯域にダウ
ンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の供給に用
いられる局部発振器に対する設計周波数を示した表であ
る。
【図１０】 ４４ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波
数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数帯域にダ
ウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の供給に
用いられる局部発振器に対する設計周波数を前記副中間
周波数帯域と前記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数が全側波帯の周波数より高く設定されていると仮定
下で決められる表である。
数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数帯域にダ
ウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の供給に
用いられる局部発振器に対する設計周波数を前記副中間
周波数帯域と前記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数が全側波帯の周波数より高く設定されていると仮定
下で決められる表である。
【図１１】 ４４ＭＨｚに中心周波数をおく副中間周波
数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数帯域にダ
ウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の供給に
用いられる局部発振器に対する設計周波数を前記副中間
周波数帯域と前記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数が全側波帯の周波数より低く設定されていると仮定
下で決められる表である。
数帯域をＶＳＢ信号用の各種の最終中間周波数帯域にダ
ウンヘテロダインさせるのに使用する発振信号の供給に
用いられる局部発振器に対する設計周波数を前記副中間
周波数帯域と前記最終中間周波数帯域で残留側波帯の周
波数が全側波帯の周波数より低く設定されていると仮定
下で決められる表である。
１…アンテナ ２…ＲＦ増幅器 ３…ＡＧＣ遅延回路 ４…ＱＡＭ ＤＴＶシンクロダイン回路 ５…ＶＳＢ ＤＴＶシンクロダイン回路 １０…第１局部発信器 １１…第１混合器 １２…高中間周波数帯域バッファ増幅器 １３、１６…ＳＡＷフィルター １４…第２混合器 １５…低中間周波数帯域バッファ増幅器 １７、２７…逆ＡＧＣ型の低ＩＦ帯域増幅器 １８…第３混合器 １９…アナログ／ディジタル変換器 ２５…ＡＧＣ信号結合器 ３６…ディジタル／アナログ変換器 ３７…低域通過フィルター ３９…ＶＳＧ ＡＧＣ検出器
Claims (34)
- 【請求項１】 選択されたディジタルテレビジョン信号
がＱＡＭディジタルテレビジョン信号であるか、或い
は、ＶＳＢディジタルテレビジョン信号であるかにかか
わらず、前記選択されたディジタルテレビジョン信号を
受信するための無線受信機において、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号を選択し
て、そのテレビジョン信号を最小限第１の増幅副中間周
波数信号に増幅、変換させる前端側回路と、 前記第１の増幅副中間周波数信号を第１最終中間周波数
信号に変換し、第１自動周波数及び位相制御信号により
発振周波数と発振位相が制御されるように構成される第
１制御型の発振器を含む第１周波数変換機と、 前記第１最終中間周波数信号をディジタル化し、ディジ
タル化済みの第１最終中間周波数信号を発生させる第１
アナログ／ディジタル変換機と、 前記ディジタル化済みの第１最終中間周波数信号内の全
てのＱＡＭディジタルテレビジョン信号を基底帯にシン
クロダインさせて第１同位相基底帯信号と第１直交位相
基底帯信号を発生させるシンクロダイン回路と、 ディジタル化済みの第２最終中間周波数信号内の全ての
ＶＳＢディジタルテレビジョン信号を基底帯にシンクロ
ダインさせて第２同位相基底帯信号と第２直交位相基底
帯信号を発生させるシンクロダイン回路と、 前記第１同位相基底帯信号と前記第１直交位相基底帯信
号に応答する反面、前記第２同位相基底帯信号と前記第
２直交位相基底帯信号には応答しない前記第１自動周波
数及び位相制御信号を発生させる第１自動周波数及び位
相制御回路と、 前記前端側回路から供給される第２の増幅副中間周波数
信号を前記第２最終中間周波数信号に変換し、発振周波
数及び発振位相が第２自動周波数及び位相制御信号によ
り制御されるように構成される第２制御型の発振器を含
む第２周波数変換機と、 前記第２最終中間周波数信号をディジタル化し、ディジ
タル化済みの第２最終中間周波数信号を発生させる第２
アナログ／ディジタル変換機と、 前記第２同位相基底帯信号と前記第２直交位相基底帯信
号に応答する反面、前記第１同位相基底帯信号と前記第
１直交位相基底帯信号には応答しない前記第２自動周波
数及び位相制御信号を発生させる第２自動周波数及び位
相制御回路とを含むことを特徴とする無線受信機。 - 【請求項２】 前記前端側回路は、それぞれ制御利得を
備えており、前記第１及び第２の増幅副中間周波数信号
を共有副中間周波数入力信号に対する各々の応答信号と
して供給する第１及び第２中間周波数増幅器を含むこと
を特徴とする請求項１に記載の無線受信機。 - 【請求項３】 前記前端側回路は、前記選択されたディ
ジタルテレビジョン信号に応答して前記共有副中間周波
数入力信号を供給する二重変換受信機回路をさらに含む
ことを特徴とする請求項２に記載の無線受信機。 - 【請求項４】 前記二重変換受信機回路は、制御利得を
有する高周波増幅器を含むことを特徴とする請求項３に
記載の無線受信機。 - 【請求項５】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第１
直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号を
供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記第１
及び第２中間周波数増幅器に印加される第３自動利得制
御信号を発生させる自動利得制御信号結合器と、 設定周波数範囲の所定の部分にかけて前記第３自動利得
制御信号に応答して前記高周波増幅器に印加される第４
自動利得制御信号を発生させる自動利得制御遅延回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の無線受
信機。 - 【請求項６】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第１
直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号を
供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記第１
及び第２中間周波数増幅器に印加される第３自動利得制
御信号を発生させる自動利得制御信号結合器とをさらに
含むことを特徴とする請求項２に記載の無線受信機。 - 【請求項７】 前記前端側回路は、制御利得を備えてお
り、前記第１及び第２の増幅副中間周波数信号を副中間
周波数入力信号に対する応答信号として供給する中間周
波数増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記載の無
線受信機。 - 【請求項８】 前記前端側回路は、前記選択されたディ
ジタルテレビジョン信号に応答して前記中間周波数増幅
器に前記副中間周波数入力信号を供給する二重変換受信
機回路をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の
無線受信機。 - 【請求項９】 前記二重変換受信機回路は、制御利得を
有する高周波増幅器を含むことを特徴とする請求項８に
記載の無線受信機。 - 【請求項１０】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記中間
周波数増幅器に印加される第３自動利得制御信号を発生
させる自動利得制御信号結合器と、 設定周波数範囲の所定の部分にかけて前記第３自動利得
制御信号に応答して前記高周波増幅器に印加される第４
自動利得制御信号を発生させる自動利得制御遅延回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項９に記載の無線受
信機。 - 【請求項１１】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記中間
周波数増幅器に印加される第３自動利得制御信号を発生
させる自動利得制御信号結合器とをさらに含むことを特
徴とする請求項７に記載の無線受信機。 - 【請求項１２】 選択されたディジタルテレビジョン信
号がＱＡＭディジタルテレビジョン信号であるか、或い
は、ＶＳＢディジタルテレビジョン信号であるかにかか
わらず、前記選択されたディジタルテレビジョン信号を
受信するための無線受信機において、 前記選択されたディジタルテレビジョン信号を選択し
て、そのテレビジョン信号を第１及び第２の増幅副中間
周波数信号に増幅、変換させる前端側回路と、 第１自動周波数及び位相制御信号により周波数及び位相
が制御される第１発振信号を供給する第１制御型の発振
器と、 第２自動周波数及び位相制御信号により周波数及び位相
が制御される第２発振信号を供給する第２制御型の発振
器と、 前記第１局部発振信号とヘテロダインされた状態の前記
第１の増幅副中間周波数信号に応答して第１最終中間周
波数信号を供給する第１混合器と、 前記第２局部発振信号とヘテロダインされた状態の前記
第２の増幅副中間周波数信号に応答して第２最終中間周
波数信号を供給する第２混合器と、 前記第１最終中間周波数信号をディジタル化する第１ア
ナログ／ディジタル変換機と、 前記第２最終中間周波数信号をディジタル化する第２ア
ナログ／ディジタル変換機と、 前記ディジタル化済みの第１最終中間周波数信号内の全
てのＱＡＭディジタルテレビジョン信号を基底帯にシン
クロダインさせて第１同位相基底帯信号と第１直交位相
基底帯信号を発生させるシンクロダイン回路と、 前記第１同位相基底帯信号と前記第１直交位相基底帯信
号に応答して前記第１自動周波数及び位相制御信号を発
生させる第１自動周波数及び位相制御回路と、 前記ディジタル化済みの第２最終中間周波数信号内の全
てのＶＳＢディジタルテレビジョン信号を基底帯にシン
クロダインさせて第２同位相基底帯信号と第２直交位相
基底帯信号を発生させるシンクロダイン回路と、 前記第２同位相基底帯信号と前記第２直交位相基底帯信
号に応答して前記第２自動周波数及び位相制御信号を発
生させる第２自動周波数及び位相制御回路と、 後続処理のために前記第１同位相基底帯信号と前記第１
直交位相基底帯信号の両方を選択するか、前記第２同位
相基底帯信号を選択するシンクロダイン結果選択器とを
含むことを特徴とする無線受信機。 - 【請求項１３】 後続処理のために前記第２同位相基底
帯信号を選択するために前記シンクロダイン結果選択器
を制御するように前記第２同位相基底帯信号内の実質的
な直流成分の存在を検出するＶＳＢパイロット存在検出
器をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載の無
線受信機。 - 【請求項１４】 前記前端側回路は、それぞれ制御利得
を備えており、前記第１及び第２の増幅副中間周波数信
号を共有副中間周波数入力信号に対する各々の応答信号
として供給する第１及び第２中間周波数増幅器を含むこ
とを特徴とする請求項１３に記載の無線受信機。 - 【請求項１５】 前記前端側回路は、前記選択されたデ
ィジタルテレビジョン信号に応答して前記共有副中間周
波数入力信号を供給する二重変換受信機回路をさらに含
むことを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。 - 【請求項１６】 前記二重変換受信機回路は、制御利得
を有する高周波増幅器を含むことを特徴とする請求項１
５に記載の無線受信機。 - 【請求項１７】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記第１
及び第２中間周波数増幅器に印加される第３自動利得制
御信号を発生させる自動利得制御信号結合器と、 設定周波数範囲の所定の部分にかけて前記第３自動利得
制御信号に応答して前記高周波増幅器に印加される第４
自動利得制御信号を発生させる自動利得制御遅延回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項１６に記載の無線
受信機。 - 【請求項１８】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記第１
及び第２中間周波数増幅器に印加される第３自動利得制
御信号を発生させる自動利得制御信号結合器とをさらに
含むことを特徴とする請求項１４に記載の無線受信機。 - 【請求項１９】 前記前端側回路は、制御利得を備えて
おり、前記第１及び第２の増幅副中間周波数信号を副中
間周波数入力信号に対する応答信号として供給する中間
周波数増幅器を含むことを特徴とする請求項１３に記載
の無線受信機。 - 【請求項２０】 前記前端側回路は、前記選択されたデ
ィジタルテレビジョン信号に応答して前記中間周波数増
幅器に前記副中間周波数入力信号を供給する二重変換受
信機回路をさらに含むことを特徴とする請求項１９に記
載の無線受信機。 - 【請求項２１】 前記二重変換受信機回路は、制御利得
を有する高周波増幅器を含むことを特徴とする請求項２
０に記載の無線受信機。 - 【請求項２２】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記中間
周波数増幅器に印加される第３自動利得制御信号を発生
させる自動利得制御信号結合器と、 設定周波数範囲の所定の部分にかけて前記第３自動利得
制御信号に応答して前記高周波増幅器に印加される第４
自動利得制御信号を発生させる自動利得制御遅延回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項２１に記載の無線
受信機。 - 【請求項２３】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記中間
周波数増幅器に印加される第３自動利得制御信号を発生
させる自動利得制御信号結合器とをさらに含むことを特
徴とする請求項１９に記載の無線受信機。 - 【請求項２４】 後続処理のために前記第１同位相基底
帯信号及び前記第１直交位相基底帯信号を選択するため
に前記シンクロダイン結果選択器を制御するように前記
第２同位相基底帯信号内の虚数サンプルの存在を検出す
る虚数サンプル存在検出器をさらに含むことを特徴とす
る請求項１２に記載の無線受信機。 - 【請求項２５】 前記前端側回路は、それぞれ制御利得
を備えており、前記第１及び第２の増幅副中間周波数信
号を共有副中間周波数入力信号に対する各々の応答信号
として供給する第１及び第２中間周波数増幅器を含むこ
とを特徴とする請求項２４に記載の無線受信機。 - 【請求項２６】 前記前端側回路は、前記選択されたデ
ィジタルテレビジョン信号に応答して前記共有副中間周
波数入力信号を供給する二重変換受信機回路をさらに含
むことを特徴とする請求項２５に記載の無線受信機。 - 【請求項２７】 前記二重変換受信機回路は、制御利得
を有する高周波増幅器を含むことを特徴とする請求項２
６に記載の無線受信機。 - 【請求項２８】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記第１
及び第２中間周波数増幅器に印加される第３自動利得制
御信号を発生させる自動利得制御信号結合器と、 設定周波数範囲の所定の部分にかけて前記第３自動利得
制御信号に応答して前記高周波増幅器に印加される第４
自動利得制御信号を発生させる自動利得制御遅延回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項２７に記載の無線
受信機。 - 【請求項２９】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記第１
及び第２中間周波数増幅器に印加される第３自動利得制
御信号を発生させる自動利得制御信号結合器とをさらに
含むことを特徴とする請求項２５に記載の無線受信機。 - 【請求項３０】 前記前端側回路は、制御利得を備えて
おり、前記第１及び第２の増幅副中間周波数信号を副中
間周波数入力信号に対する応答信号として供給する中間
周波数増幅器を含むことを特徴とする請求項に２４記載
の無線受信機。 - 【請求項３１】 前記前端側回路は、前記選択されたデ
ィジタルテレビジョン信号に応答して前記中間周波数増
幅器に前記副中間周波数入力信号を供給する二重変換受
信機回路をさらに含むことを特徴とする請求項３０に記
載の無線受信機。 - 【請求項３２】 前記二重変換受信機回路は、制御利得
を有する高周波増幅器を含むことを特徴とする請求項３
１に記載の無線受信機。 - 【請求項３３】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記中間
周波数増幅器に印加される第３自動利得制御信号を発生
させる自動利得制御信号結合器と、 設定周波数範囲の所定の部分にかけて前記第３自動利得
制御信号に応答して前記高周波増幅器に印加される第４
自動利得制御信号を発生させる自動利得制御遅延回路と
をさらに含むことを特徴とする請求項３２に記載の無線
受信機。 - 【請求項３４】 前記第１同位相基底帯信号及び前記第
１直交位相基底帯信号に応答して第１自動利得制御信号
を供給するＱＡＭ自動利得制御検出器と、 前記第２同位相基底帯信号に応答して第２自動利得制御
信号を供給するＶＳＢ自動利得制御検出器と、 前記第１及び第２自動利得制御信号を結合して前記中間
周波数増幅器に印加される第３自動利得制御信号を発生
させる自動利得制御信号結合器とをさらに含むことを特
徴とする請求項３０に記載の無線受信機。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US7542398P | 1998-02-20 | 1998-02-20 | |
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-
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