KR20050031841A - 통신 시스템에서 채널 상태에 따른 송신 방식 제어 장치및 방법 - Google Patents

통신 시스템에서 채널 상태에 따른 송신 방식 제어 장치및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 방법에 있어서, 데이터가 입력되면 상기 송신기는 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하는 과정과, 상기 수신기는 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기가 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하여 그 정보를 상기 송신기로 피드백하는 과정과, 상기 송신기는 상기 피드백된 송신 방식 정보에 상응하게 상기 송신기의 송신 방식을 설정하는 과정을 포함한다.

Description

통신 시스템에서 채널 상태에 따른 송신 방식 제어 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING TRANSMISSION SCHEME ACCORDING TO CHANNEL STATE IN A COMMUNICATION SYSTEM}
현대 사회가 발전해나가면서 무선 이동 통신 시스템은 급속하게 발전해나가고 있으며, 사용자들의 다양한 요구들을 반영하는 형태로 발전해 나가고 있다. 특히, 무선 이동 통신 시스템은 한정된 무선 자원(radio resource)를 가지고 최대의 서비스, 즉 최대 전송률(data rate)와, 비트 에러 레이트(bit error rate) 등과 같은 최대의 서비스를 지원하기 위한 방향으로 다양한 연구들이 진행되고 있다. 이런 한정된 무선 자원을 가지고 최대 서비스를 지원하기 위한 대표적인 방식에는 시공간 프로세싱(space time procsssing) 방식이 있다. 그러면 여기서 상기 시공간 프로세싱 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 시공간 프로세싱 방식은 무선 환경의 문제점, 즉 무선 환경하에서의 신호 손실, 예측이 난이한 채널 상태 등과 같은 무선 환경의 문제점을 해결하기 위해서 개발되었다. 1960년대에는 빔 형성 알고리즘이 등장하여 현재까지도 하향 링크(downlink)/상향 링크(uplink) 모두에서 실질적인 안테나 이득(antenna gain)을 높이고, 셀 용량(cell capacity)을 증가시키기 위한 목적으로 활발하게 연구되고 있다. 또한 1997년 Tarokh등에 의해 제안된 시공간 코딩(STC: Space-Time Coding, 이하 'STC'라 칭하기로 한다) 방식 역시 송신 다이버시티(Tx diversity) 방식으로서 활발하게 연구되고 있다. 상기 STC 방식은 크게 블록 코드(clock code)를 사용하는 시공간 블록 코드(STBC: Space Time Block Code, 이하 'STBC'라 칭하기로 한다) 계열과 트렐리스 코드(trellis code)를 사용하는 시공간 트렐리스 코드(STTC: Space Time Trellis Code, 이하 'STTC'라 칭하기로 한다) 계열로 연구가 진행되고 있으며, 상기 STBC 계열에서는 직교성(orthogonality)을 만족하고 최대 전송률(full rate)을 만족하는 코드로 Alamouti 코드가 제안되었다. 이 밖에도 수신 성능을 증가시키기 위해 송신 다이버시티 방식과 채널 코딩(channel coding) 방식을 결합하는 등 다양한 연구들이 진행되고 있다.
한편, 상기의 방식들이 수신 성능을 타겟으로 하여 연구가 진행되고 있는 반면에, 수신 성능보다는 전송률 증가시키고자 하는 측면에서의 연구 역시 활발하게 진행되고 있다. 상기 전송률 증가를 위한 대표적인 방식이 공간 다중화((spatial multiplexing) 방식이다. 상기 공간 다중화 방식은 다수개의 송신 안테나(Tx antenna)들을 구비하여, 상기 다수의 송신 안테나들 각각에 서로 다른 정보 데이터를 송신하도록 하는 방식이다. Telta등의 이론에 따르면 상기 공간 다중화 방식을 적용할 경우 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식의 경우 단일 입력 단일 출력(SISO: Single Input Single Output) 방식에 비하여 송신 안테나들의 개수만큼 용량이 증가함을 알 수 있다. 이런 용량 증가는 고속 데이터 전송이 필수적인 시스템에서는 중요한 요인으로 작용하게 되며, 따라서 공간 다중화 방식과 함께 상기 MIMO 방식을 적용하는 방식이 필수적으로 사용될 것으로 판단된다.
그러나, 수신기에서는 다수개의 심벌들을 수신하여 디코딩(decoding)함에 있어서 최대 근사 검출(Maximum Likelihood Detection) 방식으로 디코딩을 수행하고, 또한 주파수 효율이 높은 경우 복잡도(complexity)가 굉장히 증가하게 된다. 따라서, 상기 최대 근사 검출 방식과 같이 최고 디코딩 성능을 가지지는 못하지만 복잡도를 줄이기 위한 방식으로서 BLAST(Belllab. LAyered Space Time) 방식이 제안되었다. 상기 BLAST 방식을 간략히 설명하면 수신되는 심볼들을 하나씩 분리하여 수신하고, 상기 분리하여 수신한 심볼을 아직 분리하지 않은 심볼들, 즉 심볼 그룹에서 제외시켜 계산량을 줄이는 방식을 나타낸다.
상기에서 설명한 바와 같이, 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의개수가 정해지면, 상기 송신 안테나들의 개수 및 수신 안테나들의 개수에 상응하는 안테나 조합(antenna combination)이 생성될 수 있으며, 상기 안테나 조합들은 그 목적면에서 상이점을 가진다. 일 예로, 송신 안테나들의 개수가 2개이고, 수신 안테나들의 개수가 2일 경우 안테나 조합들로는 STBC 방식과 2 계층 공간 다중화(2 layered SM(Spatial Multiplexing, 이하 '2 layered SM'라 칭하기로 한다) 방식이 존재한다. 상기 STBC 방식의 경우 송신기에서 송신할 수 있는 전송 데이터 양은 미리 정해져 있고 수신기의 수신 성능이 좋아지는 방식인 반면에, 상기 2 layered SM 방식의 경우 송신기에서 송신할 수 있는 전송 데이터의 양이 상기 STBC 방식에 비해서 2배로 증가하게 된다.
상기에서 설명한 바와 같이 통신 시스템의 송신 안테나들의 개수와 수신 안테나들의 개수에 따라 다양한 안테나 조합들이 존재한다. 따라서, 통신 시스템에서 상기 다양한 안테나 조합들중 어떤 안테나 조합을 사용하여 데이터를 송수신하는지는 상기 통신 시스템의 용량을 결정짓는 중요한 요소로서 작용하게 된다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 채널 상태에 따라 송신기의 송신 방식을 적응적으로 제어하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1장치는; 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 장치에 있어서, 데이터가 입력되면 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하고, 이후 상기 수신기로부터 피드백되는 송신 방식 정보에 상응하게 송신 방식을 설정하는 송신기와, 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기가 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하여 상기 송신기로 피드백하는 수신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2장치는; 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 장치에 있어서, 데이터가 입력되면 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하고, 이후 상기 수신기로부터 피드백되는 채널 상태 정보에 상응하게 송신 방식을 설정하는 송신기와, 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태 정보를 상기 송신기로 피드백하는 수신기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은; 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 방법에 있어서, 데이터가 입력되면 상기 송신기는 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하는 과정과, 상기 수신기는 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기가 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하여 그 정보를 상기 송신기로 피드백하는 과정과, 상기 송신기는 상기 피드백된 송신 방식 정보에 상응하게 상기 송신기의 송신 방식을 설정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은; 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 방법에 있어서, 데이터가 입력되면 상기 송신기는 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하는 과정과, 상기 수신기는 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태 정보를 상기 송신기로 피드백하는 과정과, 상기 송신기는 상기 피드백된 채널 상태 정보에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 다수개의 송신 안테나(Tx antenna)들을 구비하는 송신기와 다수개의 수신 안테나(Rx antenna)들을 구비하는 수신기로 구성되는 통신 시스템에서 채널 상태에 따라 송신기의 송신 방식을 제어하는 방안을 제안한다. 본 발명에서는 4세대(4G: 4th Generation) 통신 시스템에서 주요하게 적용될 것으로 판단되는 4개의 송신 안테나들을 구비한 송신기와 2개의 수신 안테나들을 구비한 수신기로 구성된 통신 시스템 및 4개의 송신 안테나들을 구비한 송신기와 4개의 수신 안테나들을 구비한 수신기로 구성된 통신 시스템을 일 예로 하여 설명하기로 한다. 또한, 본 발명에서 제안하는 방안은 주파수 분할 다중 접속(FDMA: Frequency Division Multiple Access) 방식, 혹은 시분할 다중접속(TDMA: Time Division Multiple Access) 방식, 혹은 코드 분할 다중 접속(CDMA: Code Division Multiple Access) 방식, 혹은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템에 모두 적용 가능하나 여기서는 설명의 편의상 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템을 일 예로 하여 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 송수신기 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 1을 참조하면, 먼저 송신기(100)는 제어부(control unit)(111)와, 데이터 처리부(data processing unit)(113)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency) 처리부(RF processing unit)(115)로 구성된다. 먼저, 송신할 데이터가 발생되면, 상기 데이터는 데이터 처리부(113)으로 전달된다. 상기 데이터 처리부(113)는 상기 제어부(111)의 제어에 따라 OFDM 방식으로 데이터를 처리한 후 상기 무선 주파수 처리부(115)로 출력한다. 상기 제어부(111)는 수신기(150)로부터 피드백(feedback)되는 송신 방식 제어 정보에 상응하게 상기 데이터 처리부(113)의 송신 방식을 결정하며, 이에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 또한, 상기 데이터 처리부(113)의 내부 구조 및 그 동작은 하기에서 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 무선 주파수 처리부(115)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 데이터 처리부(113)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 무선 주파수 처리한 후 송신 안테나들을 통해 에어상으로 송신한다.
이렇게, 송신기(100)에서 송신 안테나들을 통해서 송신한 신호는 상기 수신기(150)의 수신 안테나들을 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나들을 통해 수신된 신호는 무선 주파수 처리부(151)로 전달된다. 상기 무선 주파수 처리부(151)는 상기 수신 안테나들을 통해 수신된 수신 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 데이터 처리부(153)로 출력한다. 상기 데이터 처리부(153)는 상기 무선 주파수 처리부(151)에서 출력한 신호를 상기 송신기(100)가 송신한 송신 방식에 상응하게 처리하여 최종 수신 데이터로 출력한다. 한편, 상기 데이터 처리부(153)는 상기 데이터 처리 과정에서 상기 송신기(100)의 송신 방식을 결정하기 위한 송신 방식 제어 정보를 결정하고, 상기 결정된 송신 방식 제어 정보를 피드백부(feedback unit)(155)를 통해 상기 송신기(100)로 송신한다. 상기 도 1에서는 상기 수신기(150)가 상기 송신 방식 제어 정보를 상기 송신기(100)로 피드백하기 위해서 피드백부(155)를 별도로 구비하였지만 상기 송신 방식 제어 정보는 상위 시그널링(signalling) 메시지 등으로도 전달될 수 있음은 물론이다.
상기 도 1에서는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 송수신기 내부 구조를 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 도 1의 데이터 처리부(113) 및 데이터 처리부(153) 내부 구조를 설명하기로 한다.
상기 도 2는 도 1의 데이터 처리부(113) 및 데이터 처리부(153) 내부 구조를 도시한 블록도이다.
상기 도 2를 참조하면, 먼저 데이터 처리부(113)는 3개의 송신 모드부(transmission mode unit)들, 즉 제1송신 모드부(200)와, 제2송신 모드부(230)와, 제3송신 모드부(260)로 구성된다. 여기서, 상기 제1송신 모드부(200)는 제1송신 모드, 즉 STBC 방식으로 데이터를 처리하며, 상기 제2송신 모드부(230)는 제2송신 모드, 즉 2layered SM 방식으로 데이터를 처리하며, 상기 제3송신 모드부(260)는 제3 송신 모드, 즉 SM 방식으로 데이터를 처리한다. 상기 제1송신 모드 내지 제3송신 모드는 송신기의 송신 안테나들의 개수가 4개이고, 수신기의 수신 안테나들의 개수가 4개일 경우(이하 ' 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에는 모두 적용 가능하지만, 상기 송신기의 송신 안테나들의 개수는 4개이지만, 수신기의 수신 안테나들의 개수가 2개일 경우(이하 ' 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에는 상기 제3송신 모드는 적용할 수 없음에 유의하여야만 한다. 여기서, 상기 송신기의 송신 안테나들의 개수가 4개이고, 수신기의 수신 안테나들의 개수가 2개일 경우 상기 제3송신 모드를 적용할 수 없는 이유는 수신 안테나들의 개수가 송신 안테나들의 개수에 비해서 적기 때문이다.
그러면 첫번째로, 상기 제1송신 모드부(200)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 제1송신 모드부(200)는 변조기(modulator)(201)와, STBC 인코더(encoder)(203)와, 4개의 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기들(207,211,215,219)과, 4개의 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)들(209,213,217,221)로 구성된다.
먼저, 상기 제1송신 모드부(200)로 송신할 데이터가 전달되면, 상기 데이터는 상기 변조기(201)로 입력된다. 상기 변조기(201)는 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 상기 데이터를 변조한 후 상기 STBC 인코더(203)로 출력한다. 상기 STBC 인코더는 상기 변조기(201)에서 출력한 신호를 STBC 방식으로 인코딩한 후 상기 IFFT기들(207,211,215,219) 각각으로 출력한다.
상기 STBC 인코더(203)에서 인코딩된 신호들은 상기 IFFT기들(207,211,215,219) 각각에서 IFFT된 후 병렬/직렬 변환기들(209,213,217,221)로 각각 출력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기들(209,213,217,221) 각각은 상기 IFFT기들(207,211,215,219) 각각에서 출력한 신호를 직렬 변환한 후 무선 주파수 처리부(115)의 해당 송신 안테나들을 통해서 송신한다. 즉, 상기 병렬/직렬 변환기(209)에서 출력되는 신호는 제1송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(213)에서 출력되는 신호는 제2송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(217)에서 출력되는 신호는 제3송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(221)에서 출력되는 신호는 제4송신 안테나를 통해서 송신된다.
두 번째로, 상기 제2송신 모드부(230)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 제2송신 모드부(230)는 변조기(231)와, 직렬/병렬 변환기(233)와, 2개의 STBC 인코더들(235,237)과, 4개의 IFFT기들(239,243,247,251)과, 4개의 병렬/직렬 변환기들(241,245,249,253)로 구성된다.
먼저, 상기 제2송신 모드부(230)로 송신할 데이터가 전달되면, 상기 데이터는 상기 변조기(231)로 입력된다. 상기 변조기(231)는 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 상기 데이터를 변조한 후 상기 직렬/병렬 변환기(233)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(233)는 상기 변조기(231)에서 출력한 신호를 병렬 변환하여 상기 STBC 인코더들(235,237) 각각으로 출력한다. 상기 STBC 인코더들(235,237) 각각은 상기 직렬/병렬 변환기(233)에서 출력한 신호를 STBC 방식으로 인코딩한 후 상기 IFFT기들(239,243,247,251) 각각으로 출력한다.
상기 STBC 인코더들(235,237) 각각에서 인코딩된 신호들은 상기 IFFT기들(239,243,247,251) 각각에서 IFFT된 후 병렬/직렬 변환기들(241,245,249,253)로 각각 출력된다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기들(241,245,249,253) 각각은 상기 IFFT기들(239,243,247,251) 각각에서 출력한 신호를 직렬 변환한 후 무선 주파수 처리부(115)의 해당 송신 안테나들을 통해서 송신한다. 즉, 상기 병렬/직렬 변환기(241)에서 출력되는 신호는 제1송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(245)에서 출력되는 신호는 제2송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(249)에서 출력되는 신호는 제3송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(253)에서 출력되는 신호는 제4송신 안테나를 통해서 송신된다.
세 번째로, 상기 제3송신 모드부(260)에 대해서 설명하기로 한다.
상기 제3송신 모드부(230)는 변조기(231)와, 직렬/병렬 변환기(263)와, 4개의 IFFT기들(265,269,273,277)과, 4개의 병렬/직렬 변환기들(267,271,275,279)로 구성된다.
먼저, 상기 제3송신 모드부(230)로 송신할 데이터가 전달되면, 상기 데이터는 상기 변조기(261)로 입력된다. 상기 변조기(261)는 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 상기 데이터를 변조한 후 상기 직렬/병렬 변환기(263)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(263)는 상기 변조기(261)에서 출력한 신호를 병렬 변환한 후 상기 IFFT기들(265,269,273,277) 각각으로 출력한다. 상기 IFFT기들(265,269,273,277) 각각은 상기 직렬/병렬 변환기(263)에서 출력한 신호를 IFFT 수행한 후 병렬/직렬 변환기들(267,271,275,279) 각각으로 출력한다. 그러면 상기 병렬/직렬 변환기들(267,271,275,279) 각각은 상기 IFFT기들(265,269,273,277) 각각에서 출력한 신호를 직렬 변환한 후 무선 주파수 처리부(115)의 해당 송신 안테나들을 통해서 송신한다. 즉, 상기 병렬/직렬 변환기(267)에서 출력되는 신호는 제1송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(271)에서 출력되는 신호는 제2송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(275)에서 출력되는 신호는 제3송신 안테나를 통해서 송신되며, 상기 병렬/직렬 변환기(279)에서 출력되는 신호는 제4송신 안테나를 통해서 송신된다.
한편, 이렇게 4개의 송신 안테나들을 통해서 송신된 신호는 수신기(150)의 무선 주파수 처리부(151)를 통해 데이터 처리부(153)로 전달된다.
상기에서 설명한 바와 같이 수신기(150)는 수신 안테나를 2개 구비할 수도 있고 4개 구비할 수도 있으며, 다만 수신 안테나가 2개일 경우에는 송신기(100)가 제3송신 모드를 적용하여 신호를 송신할 수 없게 된다. 상기 데이터 처리부(153)는 다수의 직렬/병렬 변환기(S/P: Serial to Parallel Convertor)들(280, 282)과, 다수의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기들(281,283)과, 시공간 처리기(space time processor)(284)와, 병렬/직렬 변환기(285)와, 채널 추정기(channel estimator)(286)와, 제1송신 방식 결정기(287)와, 제2송신 방식 결정기(288)와, 송신 모드 선택기(289)로 구성된다. 상기에서 설명한 바와 같이 상기 수신기(150)는 수신 안테나들을 2개 구비할 수도 있고 4개 구비할 수도 있으므로, 상기 직렬/병렬 변환기 및 FFT기는 상기 수신 안테나들의 개수에 동일하게 구비된다.
상기 수신기(150)의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호는 각각 직렬/병렬 변환기들(280, 282)에서 병렬 변환된 후 FFT기들(213,217)로 출력되고, 상기 FFT기들(281,283)은 상기 직렬/병렬 변환기들(280, 282)에서 출력한 신호를 FFT 수행한 후 상기 시공간 처리기(284)로 출력한다. 여기서, 상기 시공간 처리기(284)는 상기 송신기(100)에서 적용한 송신 모드에 상응하게 상기 FFT기들(281,283)에서 출력한 신호를 처리한 후 병렬/직렬 변환기(285)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(285)는 상기 시공간 처리기(284)에서 출력한 신호를 직렬 변환한 후 최종 데이터로 출력하는 것이다.
또한, 상기 수신기(150)는 상기 수신 신호를 처리함과 동시에 상기 수신기(150)에 가장 적합한 송신 모드를 결정하기 위한 동작을 수행하게 된다. 즉, 상기 채널 추정기(286)는 수신 신호를 입력하여 채널 추정한 후 그 채널 추정한 결과를 제1송신 모드 결정기(287)와 제2송신 모드 결정기(288)로 출력한다. 그러면 상기 제1송신 모드 결정기(287)는 미리 설정되어 있는 제1송신 모드 결정 방식으로 송신기(100)가 적용할 송신 모드를 결정하고, 상기 제2송신 모드 결정기(288)는 미리 설정되어 있는 제2송신 모드 결정 방식으로 상기 송신기(100)가 적용할 송신 모드를 결정한다. 여기서, 상기 제1송신 모드 결정 방식 및 제1송신 모드 결정 방식은 하기에서 설명할 것이므로 그 구체적인 설명을 생략하기로한다. 또한, 송신 모드 선택기(289)는 상기 제1송신 모드 결정기(287) 혹은 상기 제2송신 모드 결정기(288)에 연결되어 상기 제1송신 모드 결정기(287) 혹은 상기 제2송신 모드 결정기(288)에서 결정한 송신 모드에 대한 정보, 즉 송신 모드 제어 정보를 상기 송신기(100)로 피드백한다.
그러면 여기서 상기 각 송신 모드에 따른 송수신 동작을 구체적으로 설명하기로 한다.
첫 번째로, 상기 제1송신 모드, 즉 STBC 방식에서의 송수신 동작 대해서 설명하기로한다.
먼저, 상기 STBC는 최소 디코딩 복잡도를 유지하면서 다중 경로 페이딩(multipath fading)의 영향을 최소화하기 위해서 사용되고 있다. 그래서, 직교성을 유지하면서 최대 전송율(full rate)을 가지는 인코더로 송신 안테나들의 개수가 2개일 경우 Alamouti 코드가 디자인 되었고, 이후 송신 안테나들의 개수가 3개 이상을 경우 직교성을 유지하면서 전송율을 감소시키는 코드들이 등장하였다. 여기서, 상기 Alamouti 코드에 대해서는 Alamouti가 1998년 제안한 IEEE 문서 'Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications'에 기재되어 있으며(Alamouti, 'Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications', IEEE JSAC, 1998), 상기 송신 안테나들의 개수가 3개 이상을 경우 직교성을 유지하면서 전송율을 감소시키는 코드들은 Vahid Tarokh 등이 1998년 제안한 IEEE 문서 'Space-time codes for high data rate wireless communications: Performance criterion and code construction'에 기재되어 있다(Tarokh, 'Space-time codes for high data rate wireless communications: Performance criterion and code construction', IEEE tr. Information Theory, 1998).
일반적으로 송신기에서의 STBC는 하기 수학식 1과 같은 행렬로 정의할 수 있다.
상기 수학식 1의 행렬에서 각 행(row)은 송신되는 심벌들을 나타내고, 각 열(column)은 2개의 송신 안테나들, 즉 제1송신 안테나와 제2송신 안테나 각각으로 송신되는 심벌들을 나타낸다. 즉, 임의의 시간 t1에서는 제1송신 안테나를 통해서 x1이라는 심벌이 송신되고, 제2송신 안테나를 통해서는 x2라는 심벌이 송신됨을 나타낸다.
상기 도 2에서 상기 송신 안테나들간의 채널이 플랫 페이딩(flat fading)을 겪는다고 가정하면, 상기 수신기(150)에서 수신하는 수신 신호는 하기 수학식 2와 같이 표현된다.
상기 수학식 2에서 wi는 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise, 이하 'AWGN'이라 칭하기로 한다)을 나타내며, hi는 i번째 채널의 채널 특성을 나타낸다.
상기 수학식 2에 나타낸 바와 같은 수신 신호는 하기 수학식 3과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 3에서 각 벡터(vector)들과 행렬을 하기 수학식 4와 같이 정의하기로 한다.
상기 수학식 4에서 를 만족하므로 상기 수신 신호로부터 송신 벡터 x를 하기 수학식 5와 같이 구할 수 있다.
상기 수학식 5에서 송신기에서 채널 특성을 모르는 경우 ML(Maximum Likelihood) 검파기이고, 상기 수학식 4에서 각 열들이 직교하기 때문에 다이버시티 차수(diversity order)는 2가 된다. 또한, 수신 안테나들의 개수가 R개로 증가하면, 다이버시티 차수는 2R이 된다.
일반적으로 T개의 송신 안테나들과 R개의 수신 안테나들을 사용하는 통신 시스템, 즉 통신 시스템의 경우 최대 다이버시티 차수는 TR이되므로 상기 제1송신 모드에서와 같이 STBC를 사용하면 송신 안테나들의 개수가 2개인 경우 최대 다이버시티 차수를 얻을 수 있음을 알 수 있다. 또한, 다이버시티 차수를 최대로 얻기 위한 연구가 진행되어 왔는데 변조된 신호가 복소수인 경우에는 송신 안테나들의 개수가 3개 이상이면 최대 다이버시티 차수를 얻을 수 있는 직교 STBC는 존재하지 않는 것이 증명된 바가 있다. 따라서, 송신 안테나들의 개수가 4개 이상인 경우에는 유사 직교(quasi-orthogonal) STBC를 생성하는 알고리즘이 제안되었다. 여기서, 상기 유사 직교 STBC를 생성하는 알고리즘은 Jafarkhani가 2001년 제안한 IEEE 문서 'A quasiorthogonal space-time block code'에 기재되어 있다(Jafarkhani, 'A quasiorthogonal space-time block code', IEEE tr.COM. 2001). 상기 Jafarkhani가 2001년 제안한 IEEE 문서 'A quasiorthogonal space-time block code'에는 송신 안테나들의 개수가 4개, 수신 안테나들의 개수가 R개인 경우 2R의 다이버시티 차수를 얻을 수 있고, Alamouti의 직교 STBC를 사용하는 경우보다 3dB 정도 우수한 성능을 나타낸다고 기재되어 있다.
한편, 송신 안테나들의 개수가 4개인 경우 유사 직교 STBC는 하기 수학식 6과 같이 직교 STBC를 확장하여 생성할 수 있다.
상기 수학식 6에서 A1-4 행렬의 열 벡터를 각각 [v1 v2 v3 v4]라고 정의하면 상기 열 벡터들 각각은 하기 수학식 7과 같은 직교성을 가진다.
따라서, 상기 A1-4 행렬에 의해 생성되는 오차 행렬은 최소 랭크(rank)가 2가 되고 수신 안테나들의 개수가 R개일 때 2R의 다이버시티 차수를 나타낸다. 이와 같은 방법으로 송신 안테나들의 개수가 8개일 경우 하기 수학식 8과 같은 유사 직교 STBC가 생성된다.
상기 수학식 8에서 A1-8 행렬에 의해 생성되는 오차 행렬 역시 상기 송신 안테나들의 개수가 4개일 경우와 마찬가지로 최소 랭크가 2가 된다. 상기 수학식 8과 같은 유사 직교 STBC를 적용하고, 위상 천이 키잉(PSK: Phase Shift Keying) 방식으로 변조한 경우 수신 신호는 하기 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
한편, 상기 수학식 9에 나타낸 수신 신호를 하기 수학식 10과 같이 벡터 행렬 형태로 정의하기로 한다.
상기 수학식 10의 양변에 HH를 곱하면 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 11은 다시 하기 수학식 12 및 수학식 13과 같은 2개의 벡터 행렬식으로 표현할 수 있다.
이때 연산을 간단하게 하기 위해 상기 수학식 12 및 수학식 13의 양변에 역행렬(inverse matrix)을 곱해서 수신 신호를 복원하는 것으로 가정하면 선형 검파기는 하기 수학식 14 및 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
두 번째로, 상기 제2송신 모드, 즉 2 layered SM 방식에서의 송수신 동작에 대해서 설명하기로한다.
상기 MIMO-OFDM의 경우 각 서브 채널(sub-channel)이 플랫 페이딩 채널을 겪으므로 각 서브 채널 별로 공간 다중화와 송신 다이버시티를 결합하는 변복조 방식을 적용할 수 있다. 일 예로, 상기 도 2에 도시한 바와 같이 송신 안테나들의 개수가 4개이고, 수신 안테나들의 개수가 2개 이상일 경우 송신 안테나들을 2개씩 분류하여 STBC 인코딩하고 각 송신 안테나 쌍으로 서로 다른 데이터 an , bn을 송신한다고 가정하면 상기 STBC 인코딩 후에 짝수 시간 및 홀수 시간에 송신 안테나를 통해 송신되는 데이터는 하기 표 1과 같이 나타낼 수 있다.
이 경우, 표현을 간단히 하기 위해 k번째 서브 채널에 대해 STBC 행렬을 적용하면 하기 수학식 16과 같이 표현할 수 있다.
임의의 시간 n에서 i번째 수신 안테나를 통해서 k번째 서브 채널을 통해 수신되는 신호를 yn(i;k)라고 정의하고, 2개의 수신 안테나들을 통해 수신되는 신호를 모아서 벡터 행렬 형태로 정리하면 하기 수학식 17과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 17에서 Hi,,j(k)는 j번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나 사이의 k번째 서브 채널의 채널 이득(channel gain)을 타나내고, w(k)는 k번째 서브 채널의 AWGN 벡터를 나타낸다. 상기 수학식 17에서 각 벡터와 행렬을 정의하여 간단하게 나타내면 하기 수학식 18과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 18에서 yn(k)에는 데이터 an , bn이 두 쌍씩 가산되어 있으므로 V-BLAST 수신기를 응용하여 한번에 두개의 값씩 검파하는 것이 자연스럽다. 상기 수학식 18에서 V-BLAST 검파 방법에 따른 탭(tap) 가중치(weight) 벡터는 다음과 같이 구할 수 있다.
(1) Zero-forcing 관점
상기 Zero-forcing 관점에서 탭 가중치 벡터는 하기 수학식 19와 같이 주어진다.
상기 수학식 19에서 우선적으로 복호할 계층(layer)은 하기 수학식 20과 같이 구할 수 있다.
(2) 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 관점
상기 MMSE 관점에서 탭 가중치 벡터는 하기 수학식 21과 같이 주어진다.
상기 수학식 21에서 은 잡음 분산을 나타내며, 상기 수학식 21에서 우선적으로 복호할 계층(layer)은 하기 수학식 22와 같이 구할 수 있다.
상기 수학식 22에서 와 를 먼저 복원하도록 결정되었다고 가정하면 하기 수학식 23과 같이 결정(decision)을 내리게 된다.
상기 수학식 23에 나타낸 바와 같이 검파된 와 을 사용하여 하기 수학식 24와 같이 간섭을 제거할 수 있다.
상기 수학식 24에서 이고, 그러면 와 가 정확하게 복원된 경우 상기 수학식 24는 하기 수학식 25와 같이 나타낼 수 있다.
한편, 상기 STBC의 특성에 의해 H(k)는 하기 수학식 26과 같은 특성을 만족한다.
따라서, 와 는 하기 수학식 27과 같은 선형 연산만으로 간단하게 복원할 수 있다.
상기 수학식 27에서 이다. 상기에서 설명한 바와 같이 수학식 21 내지 수학식 27을 사용한 데이터 복원 과정은 수신 안테나들의 개수가 2개 이상일 경우에도 확장해서 적용 가능함은 물론이다.
세 번째로, 상기 제3송신 모드, 즉 SM 방식에서의 송수신 동작에 대해서 설명하기로한다.
먼저, 일반적인 MIMO 환경에서 공간 다중화를 위해서는 상기 도 2에 도시한 바와 같이 송신기에서 다중화를 통하여 각 송신 안테나별로 상이한 데이터 스트림(data stream) 을 송신하고, 수신기에서는 수신 안테나들을 통해 수신된 신호 을 사용하여 상기 송신기에서 송신한 데이터 스트림을 복원하게 된다. 이때 데이터 전송률은 SISO 방식에 비해서 T배 빨라진다.
상기 도 2에서 각 안테나들 사이의 모든 채널들이 플랫 페이딩을 겪는다고 가정하면, i번째 송신 안테나와 j번째 수신 안테나간의 채널을 hij라고 정의할 수 있다. 그러면 송수신 신호 사이에 하기 수학식 28과 같은 신호 모델이 성립한다.
상기 수학식 28에서, 이고, w(n)은 잡음 벡터를 나타내며, 인 행렬이다.
그러면, MIMO 채널의 용량 식으로부터 채널 용량은 하기 수학식 29와 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 29에서 ρ는 수신기의 수신 안테나들 각각에서의 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)를 나타내고, IR은 항등 행렬을 나타낸다.
상기 수학식 29를 잘 살펴보면, 상기 H가 full-rank를 가지고 열 벡터들 각각이 상관성이 작아서 HHH 행렬의 고유값(eigenvalue, 이하 'eigenvalue'라 칭하기로 한다)의 확산(spread)이 작으면 MIMO 채널의 용량이 증가함을 알 수 있다. 따라서, 송신 안테나들의 개수가 T개이고, 수신 안테나의 개수가 1개일 경우의 채널 용량은 하기 수학식 30과 같이 표현할 수 있다.
또한, 송신 안테나가 1개이고, 수신 안테나들의 개수가 R개일 경우의 채널 용량은 하기 수학식 31과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 29 내지 수학식 31 각각을 비교하면, 송수신 안테나들의 개수가 모두 선형적으로 증가할 경우에는 채널 용량이 선형적으로 증가하고, 상기 수학식 30 및 수학식 31에서와 같이 송신 안테나 혹은 수신 안테나 어느 한쪽의 안테나 개수만 증가하면 채널 용량이 로그((log)에 비례해서 증가함을 알수 있다. 즉, 이론적으로는 송수신 안테나들의 개수를 동시에 증가시킬 때 채널 용량을 가장 효율적으로 증가시킬수 있음을 알수 있다. 그러나 실제 통신 시스템의 경우 기지국에 여러 개의 송신 안테나들을 설치하는 것은 비교적 용이하나, 가입자 단말기의 경우에는 가입자 단말기의 크기 제한, 전력 제한, 이동성 등에 의해 설치할 수 있는 수신 안테나들의 개수가 제한된다. 따라서 송수신 안테나들의 개수가 동시에 증가하는 경우 뿐만 아니라 송신 안테나 혹은 수신 안테나 중 어느 한쪽의 안테나 개수가 증가할 경우에 대해서도 증가된 용량을 효과적으로 활용할 수 있는 변복조 방법을 고려하여야 한다.
상기 SM 방식으로 송신된 신호를 검파(detection)하는 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 수학식 28에 나타낸 바와 같은 신호 벡터 y(n)이 수신되었을 때 상기 수신 신호 벡터 y(n)으로부터 병렬 송신 데이터 x(n)을 복원해내야만 한다. 여기서, 각 채널 특성 hi j 가 독립적이라고 하더라도 동시에 송신된 데이터에 의해 수신 신호는 심벌간 간섭(ISI: Inter-Symbol Interference)를 겪는 형태로 나타나고 여기에 AWGN w(n)이 가산된 형태로 나타난다. 이때, 상기 수신 신호 벡터 y(n)으로부터 병렬 송신 데이터 x(n)을 복원하는 방법에서는 하기와 같은 3가지 방법들이 고려된다.
(1) ML 검파 방법
병렬 송신 데이터 x(n), 즉 송신 신호 x(n)이 주어졌을 때 수신 신호 y(n)은 하기 수학식 32와 같은 PDF를 가진다.
상기 수학식 32에서 이다.
상기 수학식 32에서 계산의 편의를 위해서 log-likelihood 함수를 고려하고 상수를 무시하면 상기 수학식 32와 같이 표현되는 확률을 최대로하는 송신 신호를 찾기위한 함수는 하기 수학식 33과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 33에서와 같이 ML로 송신 신호 x(n)을 검파하는 경우 L개의 성상(consetellation)을 가지는 변조 방식을 사용한다고 가정하면, 상기 수학식 33과 같은 연산을 총 번 수행한 다음 목적값을 최소화하는 송신 신호를 검파하면 된다.
이런 ML 검파 방법은 송신기에서 채널에 대한 정보를 모르고 이 송신될 확률을 모든 i에 대해서 동일하다고 가정하면 이론적으로 최적의 성능을 나타낸다. 그러나 상기 ML 검파 방법을 실제로 수행하기 위해서는 상기 수학식 33에서와 같은 연산을 총 번 수행해야하기 때문에 데이터 전송률을 높이기 위해서 성상수 L이 큰 변조 방식을 사용하고, 또한 송신 안테나들의 개수 T가 큰 경우에는 실제로 구현하는 것이 불가능하다. 일 예로, 변조 방식이 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식이고, 4개의 송신 안테나들을 사용하는 경우 65536번의 목적값 계산 과정이 필요하게 되므로, 그 연산량으로 인한 로드가 굉장히 크다.
따라서 ML 검파 방식은 MIMO 환경에서 얻을 수 있는 성능의 하향 경계를 나타내는데 사용하고 실제 구현시에는 성능면에서는 약간의 저하가 있더라도 비교적 계산이 간단한 수신기 구조를 고려하게 된다.
(2) 선형 검파 방법()
상기 수학식 28에서 송신 신호 x(n)을 선형적으로 검파하는 방법을 고려하기로 한다. 우선 목적식을 하기 수학식 34와 같은 2차 함수로 정의한다.
상기 수학식 34와 같은 목적식을 최소화하는 은 하기 수학식 35와 같은 방법으로 찾을 수 있다.
그런데, 송신 신호 x(n)은 변조 방식으로 정해지는 성상 집합에 포함되어야 하므로 하기 수학식 36과 같이 변조 방식을 고려한 decision에 의해 최종적으로 계산된다.
상기 수학식 36과 같은 형태의 검파기에서는 잡음의 분산을 전혀 고려하지 않고 다만 MIMO 채널 H만을 고려하여 송신 신호를 찾아내며, 이런 방식을 사용하는 검파기를 zero-forcing 선형 검파기라고 한다. 상기 zero-forcing 선형 검파기는 unbiased이고 평균 제곱 에러(MSE: Mean Square Error, 이하 'MSE'라 칭하기로 한다)가 하기 수학식 37과 같이 계산된다.
상기 수학식 37에서 tr[.]은 행렬의 trace 연산을 나타낸다.
이와는 다른 선형 검파 방법으로 하기 수학식 38과 같은 선형 검파기를 고려하기로 한다.
상기 수학식 38과 같은 목적식을 최소화하는 Wf는 하기 수학식 39와 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 39와 같이 표현되는 검파기를 MMSE 선형 검파기라고 한다. 상기 MMSE 선형 검파를 위해서는 잡음 전력을 미리 알고 있거나 수신된 신호로부터 잡음 전력을 추정하여야만 한다. 잡음 전력을 정확히 알고 있는 경우 MMSE 방식의 검파기가 항상 zero-forcing 형태의 검파기보다 우수한 성능을 보인다. 그러나 MMSE 선형 검파기는 채널을 역필터링(inverse filtering)하는 형태가 되므로 행렬의 eigenvalue 확산이 큰 경우 검파 과정에서 잡음 증폭 (noise enhancement)에 의해 심각한 성능 저하가 나타나게 된다.
(3) V-BLAST (vertical BLAST) 검파 방법()
선형 검파기의 성능을 향상시키기 위해서는 다수개의 송신 안테나들로부터 수신되는 신호를 신호의 세기별로 순차적으로 복원하고, 복원된 신호를 수신된 신호에서 제거하고 난뒤 다음 신호를 복원하는 형태의 간섭 제거를 고려한 검파 방법을 고려할 수 있다. 이런 형태의 검파기에는 송신 신호의 형태에 따라 D-BLAST, V-BLAST 두 가지 검파 방법이 고려되는데 여기서는 비교적 구현이 용이한 V-BLAST 방법에 대해서만 고려하도록 한다.
상기 V-BLAST 검파 방법은 하기와 같이 요약할 수 있다.
상기 step1에서 탭 가중치 행렬은 zero forcing 관점에서는 하기 수학식 40과 같이 나타낼 수 있으며, MMSE 관점(단, 잡음 전력을 알고 있을 때)에서는 하기 수학식 41과 같이 나타낼 수 있다.
상기 V-BLAST 검파기의 경우 검파 과정에서 모든 검파가 정확하게 이루어지는 경우 데이터 전송율을 T배 높일수 있을 뿐만 아니라 평균적으로 의 다이버시티 차수가 얻어진다. 그런데 상기 V-BLAST 검파를 위해서는 행렬, 행렬, 행렬의 역행렬 계산을 크기순으로 정렬하면서 차례로 수행해야 한다. 이런 계산 과정을 간단히 하기 위한 방법으로 QR(Orthogonal Triangular) decomposition과 순차적 정렬을 혼합한 방법이 제안되었으며, T = R이라고 가정하면 근사적으로 정도의 복소수 곱셈을 요구하므로 ML 검파기에 비해서는 간단하지만 선형 검파기에 비해서는 상당히 복잡하다.
상기에서는 제1송신 모드 내지 제3송신 모드 각각에서의 송수신 동작에 대해서 설명하였으며, 다음으로 수신기에서 송신기의 송신 모드 선택을 위한 동작에 대해서 살펴보기로 한다.
먼저, 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 송신기가 적용할 송신 모드는 수신기에서 피드백하는 송신 모드 제어 정보에 상응하게 결정되며, 따라서 수신기는 상기 송신 모드 제어 정보를 피드백해주어야만 한다. 상기 송신 모드를 선택하는 방식은 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 제1송신 모드 결정 방식과 제2송신 모드 결정 방식의 2가지 방식이 존재한다.
첫 번째로, 상기 제1송신 모드 결정 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 제1송신 모드 결정 방식은 유클리디안(euclidean distance)를 기준으로 한 방식으로서, 상기 송신 모드들 각각에 대해서 유클리디안 거리를 측정하여 상기 측정한 유클리디안 거리가 가장 긴 송신 모드를 선택하는 방식이다.
먼저, 송신기에서 상기 송신 모드들 각각에 대한 유클리디안 거리는 에서 로 주어진다. 여기에 단위 에너지로 정규화를 거친 값을 사용한다. 여기서, 단위 에너지로 정규화를 거친 값을 사용한다는 의미를 설명하면 다음과 같다. 전송 방식이 4QAM 방식에서 16QAM 방식으로 올려도 에너지를 올려서 전송하면 안된다. 따라서 균일한 에너지로 4QAM 방식이든 16QAM 방식이든 사용할 수 있도록 즉, 4QAM 방식에서는 총 에너지의 1/4씩 할당되겠고, 16QAM 방식에서는 1/16씩 할당되어 전송되도록 한다.
첫 번째로, 상기 제1송신 모드 결정 방식을 제1송신 모드에 적용할 경우를 고려하면 다음과 같다.
통신 시스템에서 주파수 효율이 4bps/Hz라고 가정하며, 사용할 수 있는 모드는 16QAM mode 1과 4QAM, 즉 QPSK(Qudrature Phase Shift Keying) mode2가 존재할 수 있다. 두 방법 모두 같은 주파수 효율을 가지므로 동일한 전송율을 가진다. 통신 시스템을 고려할 경우 전송율이 동일하다면 좀 더 좋은 BER(Bit Error Rate) 성능을 갖는 방법을 사용하는 것이 유리하다. 따라서, 수신단에서 유클리디안 거리를 살펴보면 하기 수학식 42와 같으며, 상기 수학식 42를 유도하기 위한 구체적인 과정은 생략하기로 한다.
상기 수학식 42에서 는 채널 행렬 H의 Frobenius norm, 즉 채널의 singular value들 제곱의 합이 되는 것이다.
두 번째로, 상기 제1송신 모드 결정 방식을 제2송신 모드에 적용할 경우를 고려하면 다음과 같다.
먼저, 상기 제2송신 모드에서는 통신 시스템과 통신 시스템에서 상기 유클리디안 거리가 상이하게 나타나는데, 먼저 상기 통신 시스템에서는 하기 수학식 43과 같이 나타내며, 상기 통신 시스템에서는 하기 수학식 44와 같이 나타난다.
세 번째로, 상기 제1송신 모드 결정 방식을 제3송신 모드에 적용할 경우를 고려하면 다음과 같다.
상기 제1송신 모드 결정 방식을 제3송신 모드에 적용할 경우 정확한 유클리디안 거리도 구할수 있고, 복잡도를 낮추기 위해서 범위로도 표현할 수 있으며, 이는 하기 수학식 45 및 수학식 46과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 46에서 은 최소 singular value를 나타내며, 은 최대 singular value를 나타낸다. 또한, 채널의 eigen value는 그 채널의 상태를 나타내는 지표로 사용되는 값으로서, 상기 eigen value가 크면 그 채널 상태가 양호함을 나타내며, 상기 eigen value가 작으면 그 채널 상태가 열악함을 나타낸다.
따라서, 상기 수신기는 각 송신 모드에서 계산된 유클리디안 거리들중 가장 큰 거리를 가지는 유클리디안 거리에 해당하는 송신 모드를 선택하고, 상기 선택한 송신 모드에 대한 송신 모드 제어 정보를 생성하여 송신기측으로 피드백하면 된다.
두 번째로, 상기 제2송신 모드 결정 방식에 대해서 설명하기로 한다.
상기 제2송신 모드 결정 방식은 통계값을 사용하는 방식이다. 상기 제1송신 모드 결정 방식을 사용할 경우, 즉 유클리디안 거리를 사용하여 송신 모드를 결정할 경우 매 프레임(frame)마다 안테나 결합 구조를 변경시켜 사용할 수 있다. 그러나, 상기 제2송신 모드 결정 방식을 사용할 경우에는 기존의 성능 값을 바탕으로 1번 내지 2번의 모드 스위칭(mode switching)만 하면 된다. 즉, 미리 설정한 임계값 미만에서는 특정 모드가, 상기 임계값 이상에서는 또 다른 특정 모드를 사용하도록 제어하는 것이다. 채널 코딩을 적용하지 않는 시스템에서는 BER 대 SNR의 성능 곡선을 보고 임계 값을 찾을 수 있고, 채널 코딩을 적용하지 않는 시스템에서는 FER(Frame Error Rate) 대 SNR의 성능 곡선으로부터 임계값을 찾을 수 있다. 이 임계값을 결정하는데는 여러 가지 방법이 존재 가능하다. 특정 환경에서 누적된 측정 값을 기준으로 BER/FER 대 SNR 성능 분석을 통해 정할 수 있고, 시뮬레이션을 통해서도 정할 수 있다. 각각의 모드에 따른 성능 커브가 다르게 나오는데, 주된 이유는 같은 주파수 효율에서 서로 다른 변조를 사용하기 때문이다. (일 예로, 통신 시스템의 경우 mode1: 256QAM, mode2: 16QAM, mode3: 4QAM) 따라서, 시스템에서는 미리 계산된 이 임계값을 저장하고 있다가 수신 SNR을 측정하여 임계값과 비교한 후 사용하게 된다. 이 임계값은 지난 과거 통계 값을 이용한다. 즉, 과거의 각 방법에 대한 동작을 한 후 여러 모드의 성능 커브가 교차하는 지점을 임계값으로 잡는다. 이를 표현하면 다음과 같다.
if SNR<Th0
operate the Mode X
else
operate the Mode Y
다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신기 동작을 설명하기로 한다.
상기 도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신기 동작을 도시한 신호 흐름도이다.
상기 도 3을 참조하면, 먼저 송신기는 초기에 셋업(setup)되어 있는 송신 모드로 신호를 처리하여 수신기로 송신한다(311단계). 일 예로, 초기에 셋업되어 있는 송신 모드가 제1송신 모드라고 가정하기로 한다. 그러면 수신기는 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하게 되고, 상기 수신한 신호를 가지고 채널을 추정한다(313단계). 상기 수신기는 채널 추정 결과를 가지고 상기 제1송신 모드 결정 방식 혹은 제2송신 모드 결정 방식에 상응하게 상기 송신기에서 적용하기를 원하는 송신 모드를 결정한 후(313단계) 상기 결정한 송신 모드를 나타내는 송신 모드 제어 정보를 상기 송신기로 피드백한다(315단계). 일 예로, 상기 결정된 송신 모드가 제2송신 모드라고 가정하기로 한다.
상기 송신기는 상기 피드백된 송신 모드 제어 정보에 상응하게 상기 송신 모드를 제1송신 모드에서 제2송신 모드로 변경하여 선택한 후(317단계) 상기 선택된 송신 모드로 신호를 처리하여 상기 수신기로 송신한다(319단계).
다음으로 도 4를 참조하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 송수신기 동작을 설명하기로 한다.
상기 도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 송수신기 동작을 도시한 신호 흐름도이다.
상기 도 4를 참조하면, 먼저 송신기는 초기에 셋업되어 있는 송신 모드로 신호를 처리하여 수신기로 송신한다(411단계). 일 예로, 초기에 셋업되어 있는 송신 모드가 제1송신 모드라고 가정하기로 한다. 그러면 수신기는 상기 송신기에서 송신한 신호를 수신하게 되고, 상기 수신한 신호를 가지고 채널을 추정한다(413단계). 상기 수신기는 상기 채널 추정 결과에 따라 채널 정보를 상기 송신기로 피드백한다(415단계).
상기 송신기는 상기 수신기로부터 피드백되는 채널 정보를 가지고 상기 제1송신 모드 결정 방식 혹은 제2송신 모드 결정 방식에 상응하게 상기 송신기에서 적용할 송신 모드를 결정한다(417단계).일 예로, 상기 결정된 송신 모드가 제2송신 모드라고 가정하기로 한다. 상기 송신기는 결정된 송신 모드에 상응하게 상기 송신 모드를 제1송신 모드에서 제2송신 모드로 변경하여 신호를 처리하여 상기 수신기로 송신한다(419단계). 여기서, 상기 도 4에서는 상기 도 3에서 설명한 바와 달리 수신기에서 송신기의 송신 모드를 결정하는 것이 아니라 송신기에서 수신기의 채널 정보만을 피드백받아 송신기 자신의 송신 모드를 가정하는 것이다.
다음으로 도 5 및 도 6을 참조하여 본 발명에서 제안하는 방식을 사용할 경우의 BER 성능에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 상기 OFDM 통신 시스템에서의 시뮬레이션을 위해 하기 표 2와 같은 파라미터들을 가정하기로 한다.
또한, 상기 표 2에서의 가정 이외에도 레일리 플랫 페이딩(Rayleigh Flat Fading)을 가정하기로 한다.
상기 도 5는 통신 시스템에서의 BER 성능 특성을 도시한 그래프이다.
가정에서 4bps/Hz의 주파수 효율을 갖도록 하였고, 4개의 그래프는 각각 Mode1, 2의 독립 커브, 유클리디안 거리를 이용한 스위칭, 통계 값을 이용한 스위칭이다. 시뮬레이션 결과 유클리디안 거리를 이용한 스위칭의 경우 성능이 최고로 좋음을 알 수 있다. 그러나, 이 경우 매 frame마다 스위칭을 해야 하는 단점이 있다. 그러나, 통계 값을 활용한 스위칭의 경우 각 모드의 독립 시행에서 얻는 최고의 성능을 유지하며 스위칭 횟수도 적음을 알 수 있다.
상기 도 6은 통신 시스템에서의 BER 성능 특성을 도시한 그래프이다.
이 경우 3가지 모드가 모두 존재 가능하나 유클리디안 거리로 계산하는 스위칭에서는 Mode3, (ML)이 언제가 큰 값을 가지므로 스위칭에 사용할 수 없다. 역시 각각의 모드를 도시해 보면 Mode3(ML)이 언제나 좋은 성능을 보임을 알 수 있다. 특히 유클리디안 거리를 계산하는 방식은 ML의 식에서 나온 것으므로 4x4시스템에서는 사용이 어렵다. 실제로 일반 시스템에서 4x4의 경우 ML이 복잡도가 높아서 사용하지 않고 서브 최적 알고리즘인 MMSE,ZF을 사용한다. 따라서, 본 발명에서는 MMSE를 사용한 Mode3방법을 사용하여 통계 값을 이용한 스위칭에 사용하였다. 여기서 주목할 만한 사실은 mode1 256QAM의 경우 성능이 제일 안좋다는 것이다. 즉, 안테나 구조에 있어서 변조 차수가 크게 영향을 미치는 것을 알 수 있다.
상술한 바와 같은 본 발명은 통신 시스템에서 채널 상태에 따라 송신 방식을 적응적으로 제어함으로써 시스템 효율을 극대화시킨다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 채널 상태에 따라 송신 방식을 적응적으로 제어하면서도 복잡도를 최소화시켜 연산 로드로 인한 시스템 로드를 최소화시킨다는 이점을 가진다.
도 1은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 송수신기 구조를 도시한 블록도
도 2는 도 1의 데이터 처리부(113) 및 데이터 처리부(153) 내부 구조를 도시한 블록도
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 송수신기 동작을 도시한 신호 흐름도
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 송수신기 동작을 도시한 신호 흐름도
도 5는 통신 시스템에서의 BER 성능 특성을 도시한 그래프
도 6은 통신 시스템에서의 BER 성능 특성을 도시한 그래프

Claims (25)

  1. 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 방법에 있어서,
    데이터가 입력되면 상기 송신기는 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하는 과정과,
    상기 수신기는 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기가 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하여 그 정보를 상기 송신기로 피드백하는 과정과,
    상기 송신기는 상기 피드백된 송신 방식 정보에 상응하게 상기 송신기의 송신 방식을 설정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 다수의 송신 방식들은 시공간 블록 코드 방식과, 계층 공간 다중화 방식과, 공간 다중화 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신기가 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제1송신 방식 결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1송신 방식 결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 유클리디안 거리가 가장 긴 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 수신기가 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제2 송신 방식 결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제2송신 방식 결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 비트 에러 레이트대 신호대 잡음비 혹은 프레임 에러 레이트대 신호대 잡음비를 고려하여 결정된 임계값에 상응하게 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 방법에 있어서,
    데이터가 입력되면 상기 송신기는 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하는 과정과,
    상기 수신기는 상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태 정보를 상기 송신기로 피드백하는 과정과,
    상기 송신기는 상기 피드백된 채널 상태 정보에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 다수의 송신 방식들은 시공간 블록 코드 방식과, 계층 공간 다중화 방식과, 공간 다중화 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 송신기가 상기 다수의 송신 방식들중 이후의 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제1송신 방식 결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태정보에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1송신 방식 결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 유클리디안 거리가 가장 긴 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 송신기가 상기 다수의 송신 방식들중 이후의 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제2송신 방식 결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 것임을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제2송신 방식 결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 비트 에러 레이트대 신호대 잡음비 혹은 프레임 에러 레이트대 신호대 잡음비를 고려하여 결정된 임계값에 상응하게 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 장치에 있어서,
    데이터가 입력되면 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하고, 이후 상기 수신기로부터 피드백되는 송신 방식 정보에 상응하게 송신 방식을 설정하는 송신기와,
    상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기가 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하여 상기 송신기로 피드백하는 수신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 다수의 송신 방식들은 시공간 블록 코드 방식과, 계층 공간 다중화 방식과, 공간 다중화 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 수신기는 상기 수신 신호를 입력하여 채널을 추정하는 채널 추정기와,
    상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태에 상응하게 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기가 이후 입력되는 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 송신 방식 결정기와,
    상기 결정된 송신 방식에 대한 정보를 피드백하는 송신 방식 선택기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 송신 방식 결정기는 미리 설정된 제1결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 유클리디안 거리가 가장 긴 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 송신 방식 결정기는 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제2결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제2결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 비트 에러 레이트대 신호대 잡음비 혹은 프레임 에러 레이트대 신호대 잡음비를 고려하여 결정된 임계값에 상응하게 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  20. 송신기는 M개의 송신 안테나들을 구비하며, 수신기는 N개의 수신 안테나들을 구비하는 통신 시스템에서, 채널 상태에 적응적으로 상기 송신기의 송신 방식을 제어하는 장치에 있어서,
    데이터가 입력되면 다수의 송신 방식들중 미리 설정되어 있는 초기 송신 방식을 사용하여 상기 데이터를 처리한 후 상기 수신기로 송신하고, 이후 상기 수신기로부터 피드백되는 채널 상태 정보에 상응하게 송신 방식을 설정하는 송신기와,
    상기 송신기로부터 신호를 수신하여 채널을 추정하고, 상기 채널 추정 결과에 따른 채널 상태 정보를 상기 송신기로 피드백하는 수신기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 다수의 송신 방식들은 시공간 블록 코드 방식과, 계층 공간 다중화 방식과, 공간 다중화 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 송신기는 상기 다수의 송신 방식들중 이후의 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제1결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태정보에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 제1결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 유클리디안 거리가 가장 긴 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
  24. 제20항에 있어서,
    상기 송신기는 상기 다수의 송신 방식들중 이후의 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정하는 과정은 미리 설정된 제2결정 방식을 사용하여 상기 채널 상태에 상응하여 상기 다수의 송신 방식들중 상기 송신기의 이후 입력 데이터를 처리할 송신 방식을 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 제2결정 방식은 상기 다수의 송신 방식들중 상기 채널 상태를 적용하였을 때 비트 에러 레이트대 신호대 잡음비 혹은 프레임 에러 레이트대 신호대 잡음비를 고려하여 결정된 임계값에 상응하게 어느 한 송신 방식을 결정하는 방식임을 특징으로 하는 상기 장치.
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