KR20120045670A

KR20120045670A - 이동 통신 시스템에서 채널 상태 지시자 결정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20120045670A
Application number: KR1020100107350A
Authority: KR
Inventors: 정영석; 임종한; 김상효; 강진환; 박원석
Original assignee: 삼성전자주식회사; 성균관대학교산학협력단
Priority date: 2010-10-29
Filing date: 2010-10-29
Publication date: 2012-05-09

Abstract

본 발명은 폐루프 MIMO (multiple input multiple output)-OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 시스템에서 효율적인 피드백 정보의 생성을 위한 채널 지시자를 결정하는 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 다중경로 페이딩 채널에서 1개의 부호어가 맵핑된 프레임(frame)이 다양한 채널이득 값을 가질 때, 해당 부호어가 겪은 채널상태를 나타내는 채널 대표값(혹은 채널상태 표시자)을 결정하는 방법을 제안한다. 결정된 채널 대표값은 폐루프 MIMO-OFDM 시스템에서 피드백 정보를 생성하는 기준이 된다.

Description

이동 통신 시스템에서 채널 상태 지시자 결정 방법 및 장치{APPARATUS AND METHOD FOR DETERMINING CHANNEL STATE INDICATOR IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 MIMO(Multiple Input Multiple Output)-OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서 채널 상태 지시자를 결정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

LTE(Long Term Evolution) 표준은 고속 멀티미디어 데이터 서비스를 지원하는 차세대 광대역 이동통신 표준이다. 현재 급성장하고 있는 무선 이동통신 시장이 무선 환경에서 다양한 멀티미디어 서비스를 요구하고 있는 가운데 LTE 표준은 차세대 이동통신시장의 높은 요구사항을 만족시키기 위하여 다양한 송수신 기술들을 개발 및 채택하였다. MIMO(Multiple Input Multiple Output), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 등은 LTE 표준에 채택된 대표적인 기술로써, 이들은 한정된 주파수를 효율적으로 사용하면서 전송 데이터의 대용량화 및 데이터 전송의 고속화를 가능하게 한다. 이동통신 시스템에서 상기 MIMO 기술은 송신기와 수신기에서 다수의 안테나를 사용함으로써 독립적인 페이딩 채널을 다수 개 형성하여 다이버시티 이득과 부호 이득을 동시에 얻을 수 있는 장점을 갖는다. 뿐만 아니라, MIMO 기술은 각 송신 안테나에 서로 다른 데이터를 전송하는 공간다중화(spatial multiplexing) 방식을 이용하여 데이터 전송률을 향상시키거나 공간 다이버시티(e.g., Alamouti) 방식을 이용하여 데이터의 복호 성공률을 향상시킬 수 있다.

한편, OFDM 기술은 고속의 송신 신호를 다수의 직교(orthogonal)하는 협대역 부반송파로 다중화시키는 변조 방식으로 다중경로 페이딩 채널에서 강인한 특성을 가지고, 주파수대역을 효율적으로 활용할 수 있는 장점을 갖는다. OFDM 기술도 근대 무선통신 표준인 LTE, LTE advanced, IEEE 802.11e 등에 채택되었다.

LTE 표준에는 개루프 방식과 폐루프 방식의 MIMO 시스템을 제안하고 있다.

폐루프 방식은 채널상태 정보에 기반하여 전송모드, 데이터 전송률, 송신 신호에 대한 가중치 벡터 등을 선택, 조절한다. 반면, 개루프 방식은 채널상태에 대한 부분적인 정보를 기반으로 전송모드와 데이터 전송률을 조절한다. 폐루프 방식은 개루프 방식보다 높은 데이터 전송률을 달성할 수 있다.

다중경로 페이딩 채널 환경의 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 상태 지시자(예컨대, 채널 대표값, 채널 품질 표시자(Channel Quality Indicator) 등. 이하에서는 채널 대표값을 일 예로 설명하기로 함.)를 결정할 경우, 평균 채널행렬을 이용하면 적은 연산량으로 채널 대표값을 결정할 수 있지만, 실제 채널 상태를 제대로 반영하지 못하는 문제점이 있다.

평균 채널 행렬을 이용하는 대신에, MMSE 수신기로 수신신호를 검출한 후, 검출후(post-detection) SNR을 평균화하는 방법을 적용하면 실제 채널 상태를 제대로 반영하지 못하는 문제점을 해결할 수 있다. 그러나 실제적인 MIMO-OFDM 시스템에서 사용되는 기준심볼의 개수는 48개 보다 많을 수 있으며, 각 기준심볼에 해당하는 MMSE 검출후 SNR을 모두 계산하여 평균화하는 과정은 많은 연산량을 요구한다. 따라서, 실제 채널 상태를 정확하게 반영할 수 있고, 연산량을 줄일 수 있는 방안이 요구된다.

본 발명은 이동 통신 시스템에서 다중경로 페이딩 채널상태를 정확히 반영할 수 있는 채널 상태 지시자를 결정하는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 이동 통신 시스템에서 간단한 연산을 통해 채널 상태 지시자를 계산하는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 이동 통신 시스템에서 다중경로 페이딩 채널과 OFDM 변조의 특성상 주파수 영역과 시간 영역에서 모두 변화하는 다양한 채널행렬의 상태를 반영할 수 있는 채널 상태 지시자 결정 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 실시 예에 따른 방법은, 이동 통신 시스템에서 채널 지시자 결정 방법에 있어서, 채널 추정된 채널 행렬에 대해 허미시안 연산을 수행하는 과정; 상기 허미시안 연산된 값을 채널 행렬 평균화하여 평균제곱행렬을 계산하는 과정; 상기 채널 행렬 평균화값을 근거로 하여 SNR을 계산하는 과정; 및 상기 SNR을 근거로 하여 채널 지시자를 결정하는 과정을 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 장치는, 이동 통신 시스템에서 채널 지시자 결정 장치에 있어서, 채널 추정된 채널 행렬에 대해 허미시안 연산을 수행하여 출력하는 허미시안 연산부; 상기 허미시안 연산부에서 출력한 값을 채널 행렬 평균화하여 평균제곱행렬을 계산하는 채널 행렬 평균화 처리부; 상기 채널 행렬 평균화 처리부의 출력값을 근거로 하여 SNR을 계산하는 SNR 계산부; 및 상기 SNR을 근거로 하여 채널 상태 지시자를 결정하는 채널 지시자 결정부를 포함한다.

본 발명은 이동 통신 시스템에서 다중경로 페이딩 채널상태를 정확히 반영할 수 있는 채널 상태 지시자를 결정할 수 있다.

또한 본 발명은 이동 통신 시스템에서 간단한 연산을 통해 채널 상태 지시자를 계산할 수 있다.

또한 본 발명은 이동 통신 시스템에서 다중경로 페이딩 채널과 OFDM 변조의 특성상 주파수 영역과 시간 영역에서 모두 변화하는 다양한 채널행렬의 상태를 반영할 수 있다.

또한 본 발명은 평균 제곱 채널행렬 방법을 이용하여 간단한 추가적인 연산과정을 통해 채널상태에 부합하는 효율적인 AMC 스케쥴링이 가능하도록 CQI 정보를 생성할 수 있다.

도 1은 일반적인 2 x 2 MIMO-OFDM 시스템의 블록 구성도,
도 2는 채널 대역폭이 1.4 MHz인 2 x 2 MIMO-OFDM 시스템에서 하나의 서브프레임에 해당하는 리소스 격자판을 도시한 도,
도 3은 평균 채널행렬을 이용하여 채널 대표값을 결정하는 동작을 도시한 흐름도,
도 4는 선형 수신기의 평균 검출 후 SNR을 이용하여 채널 대표값을 결정하는 동작을 도시한 흐름도,
도 5 및 도 6은 임의의 서브프레임에서 첫 번째 OFDM 심볼에 해당하는 채널계수 크기의 주파수 영역에서의 변화 양상을 도시한 그래프,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 대표값을 결정하는 동작을 도시한 흐름도,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 채널 대표값 결정 장치 블록 구성도,
도 9 및 도 10은 도플러 주파수가 20Hz인 다중경로 페이딩 채널(Pedestrian A)에서 채널 대표값 결정방법에 따른 MIMO-OFDM (MMSE) 시스템의 성능도,
도 11 및 도 12는 도플러 주파수가 60Hz인 다중경로 페이딩 채널(Vehicular A)에서 채널 대표값 결정방법에 따른 MIMO-OFDM (MMSE) 시스템의 성능도,
도 13 및 도 14는 도플러 주파수가 110Hz인 다중경로 페이딩 채널(Vehicular A)에서 채널 대표값 결정방법에 따른 MIMO-OFDM (MMSE) 시스템의 성능도,
도 15는 도플러 주파수가 110Hz인 다중경로 페이딩 채널(Vehicular A)에서 채널 대표값 결정방법에 따른 MIMO-OFDM (MMSE)-HARQ 시스템의 전송량(throughput) 성능도.

이하, 본 발명의 바람직한 실시 예들의 상세한 설명이 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 도면들 중 동일한 구성들은 가능한 한 어느 곳에서든지 동일한 부호들을 나타내고 있음을 유의하여야 한다.

또한, 하기 설명에서는 구체적인 특정 사항들이 나타내고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 상세한 설명을 생략한다.

본 발명에서는 LTE 하향링크 표준에 기반한 폐루프 MIMO-OFDM 시스템을 구현한다.

본 발명의 실시 예들을 구체적으로 설명함에 있어서, 3GPP EUTRA(Evolved UMTS Terrestrial Radio Access)(혹은 LTE(Long Term Evolution)라고 칭함) 혹은 Advanced E-UTRA(혹은 LTE-A라고 칭함)에 대한 표준을 주된 대상으로 할 것이다. 하지만 본 발명의 주요한 요지는 유사한 기술적 배경, 채널 형태, 네트워크 구조, 또는 프로토콜을 가지는 여타의 통신 시스템에도 본 발명의 범위를 벗어나지 아니하는 범위에서 약간의 변형으로 적용 가능하다. 이는 본 발명의 기술 분야에서 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로 가능할 것이다. 이하에서 설명될 피드백되는 채널 상태 지시자는 예컨대, 채널 대표값, 채널 품질 표시자(Channel Quality Indicator), RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Indicator) 등이 될 수 있으며, 이외에도 채널 상태를 나타낼 수 있는 파라미터를 더 포함할 수 있다.

MIMO 시스템에서 NT 개의 송신 안테나와 NR 개의 수신 안테나로 구성된 MIMO 채널을 통해 각각의 송신 안테나에서 시간 영역의 복소수 OFDM 신호가 전송된다. 수신기에서 FFT(fast Fourier transform) 복조 후, k 번째 부반송파에서의 수신 신호는 하기 <수학식 1>과 같이 벡터 식으로 표현된다.

상기 <수학식 1>에서 y_(k)와 x_(k)는 N _R ×1 크기의 수신심볼 벡터와 N _T ×1 크기의 송신심볼 벡터이다. 벡터 n_(k)는 평균이 0이고,

의 분산을 가지는 N_R×1 크기의 부가 백색정규 잡음(additive white Gaussian noise: AWGN) 벡터를 나타낸다. 여기서 I_k는 K×K 크기의 단위행렬이고, (.)^H는 Hermitian 연산자이다. 그리고 H_(k)는 j번째 행과 i번째 열의 성분 h _ji 가 i 번째 송신 안테나에서 j번째 수신 안테나 간의 채널 응답 특성을 나타내는 k번째 부반송파의 N _R ×N _T 채널 행렬에 해당한다. 이하 본 명세서에서는 기호 표기의 편의상 부반송파 인덱스 k를 생략하기로 한다. 본 발명에서는 2개의 송신(기지국) 안테나와 2개의 수신(사용자 단말) 안테나로 구성된 MIMO-OFDM 시스템을 고려한다. 또한 본 발명에서는 공간다중화 MIMO 시스템의 수신기 구조로는 ML(Maximum Likelihood) 수신기와 ZF(Zero Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error) 등의 선형 수신기를 고려한다. 상기 ML 수신기는 하기 <수학식 2>와 같이 최소 유클리디안(Euclidean) 거리 값을 찾기 위해 모든 송신 심볼의 조합을 비교하면서 각 송신 안테나의 심볼을 복조한다.

여기서

는 벡터의 놈(norm) 연산을 나타내고, S 는 성상도 집합을 의미한다. 하지만, 변조차수(modulation order)와 송신 안테나의 수의 증가에 따라 지수적으로 증가하는 높은 연산 복잡도의 문제점을 갖는다. 반면, ZF, MMSE 등의 선형 수신기는 ML 수신기보다 검출 성능은 떨어지지만 간단한 형태로 설계 가능하다. 선형 수신기는 수신 신호에 검출 행렬(G)을 곱하여 송신 신호를 검출한다.(참고문헌 : “박경원, 조용수, “MIMO-OFDM 기술”, 대한전자공학회, 제18권, 제2호, pp. 16-27, 2002.”)

ZF 수신기와 MMSE 수신기의 각각의 검출행렬은 하기 <수학식 4> 및 <수학식 5>와 같다.

여기서 A^-1은 행렬 A의 역행렬을 나타낸다.

MIMO 수신기는 근대 무선통신 표준에 채택된 터보(turbo) 부호, LDPC(low density parity check) 부호 등과 같은 오류정정부호를 적용하기 위해서는 LLR (log-likelihood ratio) 값을 생성하여 복호기에 넘겨줘야 한다. ML 수신기의 m번째 전송 레이어의 i번째 부호어 비트를 위한 LLR 값은 하기 <수학식 6>과 같다.

여기서

은 m번째 전송 레이어의 i번째 부호어 비트가 0(1)인 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) 심볼 집합을 나타낸다. 이와 유사하게 MIMO 선형 수신기에서 m번째 전송 레이어의 i번째 부호어 비트를 위한 LLR 값은 하기 <수학식 7>과 같다.

상기 <수학식 7>에서

은 i번째 부호어 비트가 0(1)인 QAM 심볼 집합을 나타낸다.

은 행렬 G의 m번째 행 벡터이고, h _j 는 행렬 H의 j번째 열 벡터이다. 그리고

은 선형행렬의 검출과정 후의 잡음 벡터의 분산을 의미하며, ZF 수신기와 MMSE 수신기의 검출 후 잡음벡터는 하기 <수학식 8>, <수학식 9>와 같다.

상기 <수학식 8>과 <수학식 9>를 이용하면 검출과정 후에 얻을 수 있는 유효 신호대잡음비(signal-to-noise ratio: SNR)를 구할 수 있다. ZF 수신기 및 MMSE 수신기 각각의 m번째 전송 레이어의 검출후 SNR 값은 <수학식 10>, <수학식 11>과 같다.

<수학식 10>, <수학식 11>에서 E _s 는 송신심볼의 평균 에너지이다. 본 발명에서 <수학식 10>과 <수학식 11>을 통해 검출된 SNR 값은 CQI(channel quality indicator) 정보를 생성하는 메트릭이 된다. ZF 수신기의 경우에는 <수학식 10>을 이용하고, MMSE 수신기의 경우에는 <수학식 11>을 이용하여 CQI 정보를 생성한다. ML 수신기의 경우에는 MIMO 채널을 독립적으로 구분해낼 수 없기 때문에 선형 수신기처럼 쉽게 유효 SNR 값을 계산할 수 없다. 따라서 ML 수신기에서도 <수학식 11>의 MMSE 검출후 SNR 값을 이용하여 CQI 정보를 생성하도록 한다.

여기서, CQI 정보는 폐루프 방식의 MIMO-OFDM 시스템의 전송효율을 향상시키기 위해 채널상태에 따라 송신신호의 변조차수와 부호율을 조절하는 피드백(feedback) 정보이다. 즉, 좋은 채널에서는 높은 변조차수와 부호율의 데이터를 전송하고, 열악한 채널에서는 낮은 변조차수와 부호율의 데이터를 전송하는 AMC 스케쥴링을 수행하기 위해 필요한 정보이다. LTE 표준에서 CQI 정보는 다양한 부호율과 변조방식의 차수의 조합에 대하여 미리 정의된 CQI 표의 인덱스 값으로 구성된다. CQI 표는 QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조방식을 이용하여 총 15개의 인덱스로 구성되어 있다. 본 발명에서는 각 CQI 인덱스에 해당하는 변조방식과 부호율을 적용하여 LTE 표준에 정의된 터보 부호의 FER(frame error rate) 성능을 분석하여 CQI 표의 SNR 범위를 설정하였다. 하기 <표 1>은 본 발명에서 이용하는 CQI 표의 예로 각 인덱스의 SNR 범위는 AWGN 채널에서 터보 부호화된 SISO(Single-Input Single-Output)-OFDM 시스템의(HARQ 재전송이 아닌) 첫 전송 시 FER이 10%를 달성할 수 있도록 설정되었다.<”참고문헌 J. Lee and J- K. Han, and J. Zhang, “MIMO technologies in 3GPP LTE and LTE-advanced”, EURASIP Journal on Wireless Commun. and Network., vol. 2009, no. 302092, pp. 1-10, May 2009.”를 참조>

MIMO-OFDM 시스템에서는 상기 <수학식 10>과 <수학식 11>를 이용하여 선형 수신기에서 검출된 SNR 값을 이용하여 CQI 정보를 생성할 수 있다. 예를 들어, MMSE 검출후 SNR(=

, 여기서 N_c는 부호어 개수)을 계산한 후, CQI 표의 각 인덱스에 해당하는 SNR 범위와 비교하여 검출후 SNR 값이 속하는 범위의 인덱스를 CQI 정보로 피드백한다. 즉, CQI 정보는 m 번째 선형 수신기의 MMSE 검출 후 SNR이 m 번째 전송 레이어에 매핑되어 전송되는 부호어가 겪는 채널상태를 나타내는 메트릭이 된다.

도 1은 CQI 정보의 피드백 채널이 존재하고, 송수신기 안테나가 각 2 개인 MIMO-OFDM 시스템을 도식화한 것이다.

도 1을 참조하면, 참조번호 100은 송신기를 나타내고, 참조번호 120은 수신기를 나타낸다.

송신기(100)은 수신기(120)로부터 피드백 채널을 통해 채널 상태 지시자를 수신한다. 송신기(100)의 채널 부호기(101)는 피드백된 채널 상태 지시자에 따라 송신 부호어의 채널 부호율을 결정하여 부호화하고, QAM 매퍼(103a, 103b)는 피드백된 채널 상태 지시자에 따라 변조방식을 결정하고, 결정된 변조 방식을 근거로 하여 변조 심볼들의 시퀀스를 생성한다. LTE 표준에서는 공간다중화 MIMO-OFDM 시스템에서 최대 2개의 독립적인 부호어를 생성, 전송할 수 있다. 따라서 본 발명에서는 2개의 부호어를 독립적으로 생성하고, 이들에 대한 CQI 정보를 각각 생성하여 AMC 스케쥴링을 수행한다.

부호어는 채널 상태 지시자에 따라 복소수 QAM 심볼로 변조되고, 이어서 상기 QAM 심볼은 IFFT(105a, 105b), CP 추가기(107a, 107b)를 거친 후, 다수의 부반송파를 이용하는 OFDM 심볼로 생성된다. 즉, QAM 심볼은 도 2와 같은 리소스 격자판에 맵핑된 후, IFFT(inverse fast Fourier transform) 과정을 통해 OFDM 심볼로 변조된다.

상기 수신기(120)는 상기 송신기(100)의 역과정을 수행하므로 상세한 설명은 생략하도록 한다. 다만, 본 발명은 수신기(120)의 피드백 정보 생성기(128)에 동작하고, 상기 피드백 정보 생성기(128)는 다양한 채널 상태 지시자를 갖는 광대역 MIMO-OFDM 채널을 위한 효율적인 피드백 정보를 생성한다.

도 2는 채널 대역폭을 1.4 MHz로 가정하였을 때, LTE 표준에 정의된 1개의 서브프레임에 해당하는 리소스 격자판을 나타낸다.

7개의 OFDM 심볼이 1개의 시간 슬롯(slot)을 구성하고, 2개의 시간 슬롯이 1개의 서브프레임을 구성한다. 각 OFDM 심볼은 72개의 부반송파로 구성되며 IFFT 크기는 2048이다. 각 시간 슬롯에서 첫 3개의 OFDM 심볼(l=0,1,2)은 PDCCH(physical downlink control channel)이며, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)이다. 리소스 격자판에서 l번째 OFDM 심볼과 k번째 부반송파의 리소스 격자를 리소스 성분 (l, k)로 표시한다. R_p는 p번째 송신 안테나에 해당하는 기준(reference) 신호를 나타내는데, p번째 안테나 포트(port)에서는 해당하는 기준심볼만 맵핑하여 사용하고, 다른 안테나에 해당하는 리소스 격자는 사용하지 않고 비워둔다. 즉, 1번 안테나에서 0번 기준심볼에 해당하는 격자는 사용되지 않는다. 수신기는 기준신호를 이용하여 채널계수를 추정하고, 데이터를 검출한다.

OFDM 시스템에서 블록(혹은 부호어) 단위의 단일 경로 페이딩 채널을 가정하는 경우, 도 2와 같은 리소스 격자에 맵핑된 QAM 심볼은 모두 동일한 페이딩 채널을 경험한다. 다시 말해서 모든 리소스 성분(l, k)는 동일한 채널이득을 가진다. 따라서 이러한 경우의 MIMO-OFDM 시스템에서는 각 전송 레이어에서 하나의 서브프레임을 전송할 때마다 하나의 채널행렬을 추정하고, MMSE 검출후 SNR 값을 계산하여 CQI 정보를 생성할 수 있다. 하지만, 실제 무선통신환경에서 OFDM 심볼은 다중경로 페이딩 채널을 겪는다. 다중경로 페이딩 채널에서 OFDM 심볼은 주파수 영역과 시간 영역에서 서로 다른 채널이득을 경험할 수 있다. 하나의 서브프레임에 해당하는 리소스 격자판 내의 QAM 심볼이 다양한 채널계수를 가질 수 있다.

다중경로 페이딩 채널환경의 MIMO-OFDM 시스템은 하나의 서브프레임에 맵핑된 부호어가 다양한 채널행렬을 겪으므로 여러 채널행렬 중에서 어느 채널행렬에 기반하여 MMSE 검출후 SNR을 계산해야 하는지 불분명해진다. 따라서 하나의 부호어에 해당하는 하나의 CQI 정보를 생성하는데 필요한 채널 상태 표시자(혹은 채널 대표값)을 결정하는 방법이 필요하다. 수신기는 기준신호를 이용하여 채널을 추정하므로, 각 기준심볼 격자에 해당하는 채널행렬을 추정하여 채널 대표값(M_Ch)를 결정한다.

기본적으로 다중경로 페이딩 채널환경의 MIMO-OFDM 시스템에서 <수학식 12>와 같은 평균 채널행렬을 이용하여 채널 대표값을 결정할 수 있다.

여기서 Nref는 각 안테나의 서브프레임당 기준심볼의 개수를 나타낸다. 도 2에서는 각 안테나의 서브프레임당 48개의 기준심볼이 전송된다.

는 k번째 기준심볼에 해당하는 채널행렬의 i번째 행과 j번째 행렬성분을 나타낸다. <수학식 13>과 같이 여러 기준심볼의 채널행렬을 평균화하여 하나의 평균 채널을 생성하고, 이에 기반하여 채널 대표값을 결정한다.

수신기는 상기 <수학식 13>과 같은 다중경로 페이딩 채널의 대표값을 이용하여 CQI 정보를 생성한다.

도 3은 평균 채널행렬을 이용하는 방법에 대한 순서도이다.

도 3을 참조하면, 단말은 301 단계에서 신호들을 수신하고, 303 단계에서 수신된 신호들 중 기준 신호를 이용하여 채널 행렬(H_ref(k))을 추정한다. 이후 단말은 305 단계로 진행하여 상기 303 단계에서 추정된 채널 행렬을 평균화함으로써 H_avg 값(상기 수학식 12)을 계산한다. H_avg 값이 결정되면, 이를 307 단계에서 <수학식 11>에 대입하여 SNR_MMSE(H_avg)를 계산한다. 이후 단말은 309 단계로 진행하여 307 단계에서 계산된 SNR_MMSE(H_avg)를 상기 <수학식 13>을 적용하여 채널 대표값을 결정한다.

평균 채널행렬을 이용하는 방법은 적은 연산량으로 채널 대표값을 결정하는 간단한 방법이지만, 채널 형렬을 평균화하는 과정에서 실제 채널행렬 성분들은 0이 아니지만 평균값이 0이 되어 채널상태를 제대로 반영하지 못하는 CQI 정보를 생성하는 문제점이 있다. 따라서 채널행렬을 평균화하는 대신 각 기준심볼에 해당하는 채널행렬의 MMSE 검출후 SNR을 먼저 계산하고, 이들 값을 평균하는 방법이 고려된다. 이와 같은 방법은 도 4를 참조하여 설명하기로 한다. 도 4는 선형 수신기의 평균 검출 후 SNR을 이용하여 채널 대표값을 결정하는 방법을 도시한 흐름도이다.

먼저, 단말은 401 단계에서 신호들을 수신하고, 403 단계에서 수신된 신호들 중 기준 신호를 이용하여 채널 행렬을 추정한다. 이후 단말은 405 단계에서 상기 403 단계에서 추정된 값을 상기 <수학식 11>에 대입하여 SNR_MMSE(H_ref(k))를 계산하고, 407 단계로 진행하여 405 단계에서 계산한 SNR_MMSE(H_ref(k))를 하기 <수학식 14>에 적용하여 SNR_avg를 계산한다.

상기 <수학식 14>는 N_ref개의 MMSE 검출후, SNR 값을 평균화하는 과정을 나타낸다. 위와 같이 구해진 평균 MMSE 검출후 단말은 409 단계에서 <수학식 15>와 같이, SNR 값이 채널 대표값으로 이용되도록 채널 대표값을 결정한다.

전술한 바와 같이, 다중경로 페이딩 채널환경의 MIMO-OFDM 시스템에서 채널 대표값를 결정하는 두 가지 방법에 대해서 간단하게 설명하였다.

먼저, 도 3과 같이, 평균 채널행렬을 이용하는 방법은 채널계수의 변화 양상에 따라 평균 값이 0이 되는 문제점을 가지고 있다. 도 5 및 도 6은 임의의 서브프레임에서 첫 번째 OFDM 심볼에 해당하는 채널계수 크기의 변화 양상을 나타낸 것이다. 특히, 도 5는 주파수 영역에서의 채널계수 h₀₁의 변화 양상을 나타낸 것이고, 도 6은 주파수 영역에서의 채널계수 h₁₀의 변화 양상을 나타낸 것이다.

도 5 및 도 6은 채널계수를 실수 부분과 허수 부분으로 구분하여 그 크기의 변화를 주파수 축에서 분석한 것이다. 실수 부분의 채널계수를 살펴보면 사인파형과 유사한 형태로 변화하면서 0에 가까운 평균값을 갖게 되는 것을 확인할 수 있다. 이러한 현상이 모든 OFDM 심볼에서 발생하는 것은 아니지만, 이러한 현상이 발생하는 경우에는 평균 채널행렬 이용방법은 실제 채널상태를 제대로 반영하지 못하는 CQI 정보를 생성하게 된다.

도 4와 같이, 채널 대표값으로 각 기준심볼의 평균 MMSE 검출후 SNR을 이용하는 방법을 적용하면 위에서 설명한 문제점을 방지할 수 있다. 하지만, 실제적인 MIMO-OFDM 시스템에서 사용되는 기준심볼의 개수는 본 발명에서 고려된 48개보다 많을 수 있으며, 각 기준심볼에 해당하는 MMSE 검출후 SNR을 모두 계산하여 평균화하는 과정은 많은 연산량을 요구한다. 따라서 채널 대표값으로 각 기준심볼의 평균 MMSE 검출후 SNR 이용방법은 높은 연산 복잡도의 문제점을 갖는다.

본 발명에서는 위와 같은 종래기술의 문제점을 해결하면서 다중경로 페이딩 채널상태를 반영할 수 있는 채널 대표값을 결정하는 방법 및 장치를 제안한다. 특히, 본 발명은 간단한 연산을 통해 계산되고, MIMO-OFDM 시스템의 전송량 성능을 향상시키는 채널 대표값을 제안한다.

특히, 본 발명은 다중경로 페이딩 채널과 OFDM 변조의 특성상 주파수 영역과 시간 영역에서 모두 변화하는 다양한 채널행렬의 상태를 반영할 수 있는 CQI 정보를 생성하는 방법 및 장치를 제안한다. 특히, 본 발명은 MIMO-OFDM 시스템의 전송량(throughput) 성능 측면과 연산 복잡도 측면에서 우수한 방법 및 장치를 제안한다.

일반적으로 기준신호에 해당하는 채널행렬을 평균화하거나, MMSE 검출후 SNR 값을 평균화하여 채널 대표값을 결정한다. 도 9 내지 15는 <표 2>와 같은 모의실험 환경에서 두 방법의 프레임오율(frame error rate: FER)과 전송량 성능을 보여준다. 목표 오율을 1% FER로 설정하고, CQI 표를 이에 맞게 조정하였을 때, 다양한 채널환경, 특히 vehicular 채널에서 평균 SNR 이용방법이 우수한 전송량 성능을 나타내는 것이 확인되었다. 하지만 평균 SNR 이용방법은 평균화 과정에서 많은 연산량이 요구된다.

본 발명은 이러한 연산량을 줄이면서 평균 SNR 이용방법과 거의 동일한 전송량 성능을 나타낼 수 있다. 본 발명은 채널행렬을 평균화하는 방식이지만, 각 채널행렬을 그대로 사용하지 않고 허미시안(Hermitian) 연산을 수행한 후 평균화한다. 하기 <수학식 16>은 Hermitian 연산 후, 채널행렬을 평균화하는 과정을 나타낸다.

여기서 (.)^H는 허미시안(Hermitian) 연산자이고, H_ref(k)는 k번째 기준심볼에 해당하는 채널 행렬을 나타내고, N_ref 는 기준심볼의 개수를 나타낸다. <수학식 16>과 같이 계산된 결과행렬을 평균제곱 행렬이라 할 때, 이 값을 이용한 채널 대표값은 하기 <수학식 17>과 같다.

상기 <수학식 17에서 >에서 상기 M_ch는 채널 대표값을 나타내고, H^* _avg는 평균제곱 행렬을 나타낸다.

상기 <수학식 17>과 <수학식 18>과 같은 동작은 도 1의 블록 구성도에서 피드백 정보 생성기(feedback information generator)에서 수행된다. 피드백 정보 생성기는 채널 추정기(channel estimator)로부터 추정된 채널행렬을 입력값으로 하여 <수학식 16>과 같은 평균제곱 행렬을 생성하고, 이를 이용하여 <수학식 17>의 채널 대표값을 생성한다. 여기서, <수학식 10>과 <수학식 11>을 참조하면, 선형 수신기의 검출 후 SNR 계산과정은 H ^H H 값을 이용한다. 따라서 본 발명은 선형 수신기의 검출후 SNR 값을 계산하는 과정에서 평균제곱행렬 H^* _avg를 바로 입력으로 넘겨준다.

본 발명은 채널행렬을 그대로 평균화하지 않고, MRC(Maximum Ratio Combining) 결합과 유사하게 채널계수의 위상(phase)을 맞춘 상태에서 채널계수의 전력을 평균화 하는 방식이다. 따라서 평균 채널행렬을 이용하는 방법의 문제점을 해결할 수 있으며, Hermitian 연산을 수행하지만 모든 기준신호에 대한 검출후 SNR 값을 계산하지 않기 때문에 연산 복잡도가 낮다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 평균제곱 채널행렬을 이용하는 방법에 대한 순서도이다.

단말은 701 단계에서 신호들을 수신하고, 703 단계에서 수신된 신호들 중 기준 신호를 이용하여 채널 행렬(H_ref ^(k))을 추정한다. 이후 단말은 705 단계에서 <수학식 16>과 같이, (H_ref ^(k))^H와 (H_ref ^(k))를 곱하여 출력한다. 이후 단말은 707 단계로 진행하여 상기 705 단계에서 출력한 값을 평균화하여 H^* _avg를 계산한다. 이후 단말은709 단계에서 H^* _avg를 <수학식 11>에 대입하여 SNR_MMSE(H^* _avg)를 계산하고, 711 단계로 진행하여 709 단계에서 계산한 SNR_MMSE(H^* _avg)를 상기 <수학식 17>을 적용하여 M_ch를 결정한다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 피드백 정보 생성기의 블록 구성도이다.수신기는 허미시안 연산부(128a), 채널 행렬 평균화 처리부(128b), SNR 계산부(128c), 채널 대표값 결정부(128d)로 구성된다.

상기 허미시안 연산부(128b)는 도 1의 채널 추정기(126)로부터 채널 추정된 채널 행렬(H_ref(k))이 수신되면, <수학식 16>과 같이, 허미시안 연산 즉, (H_ref ^(k))^H와 (H_ref ^(k))를 곱하여 채널 행렬 평균화 처리부(128c)로 출력한다. 상기 채널 행렬 평균화 처리부(128c)는 상기 허미시안 연산부(128b)에서 출력한 값을 평균화하여 H^* _avg를 계산하여 SNR 계산부(128c)로 출력한다.

상기 SNR 계산부(128c)는 상기 H^* _avg를 <수학식 11>에 대입하여 SNR_MMSE(H^* _avg)를 계산하여 상기 채널 대표값 결정부(128d)로 출력한다.

상기 채널 대표값 결정부(또는 채널 지시자 결정부)(128d)는 상기 SNR_MMSE(H^* _avg)를 하기 <수학식 17>을 적용하여 M_ch를 결정한다.

평균제곱 채널행렬은 CQI 정보뿐만 아니라 LTE 표준에 정의된 RI(rank indicator), PMI(precoding matrix indicator) 등의 피드백 정보를 생성하는 데에도 이용될 수 있다. Hermitian 연산이 수행되면서 평균화된 결과 행렬 H^* _avg은 원래 채널행렬 성분들의 제곱 혹은 곱으로 생성된 값의 평균을 가진다. 결과 행렬의 성분들을 전력(power) 영역의 값이라고 가정하면, RI 정보와 PMI 정보를 생성하기 위해서는 크기(amplitude) 영역의 값으로 변환이 필요하다. 따라서 <수학식 18>을 이용하여 H^* _avg를 크기 영역의 값으로 표현된 행렬로 분해한다.

<수학식 18>과 같은 과정은 H^* _avg를 Eigen transform으로 분해하여 수행할 수 있다. 본 발명은 <수학식 18>과 같이 표현된 행렬을 이용하여 RI, PMI 등의 피드백 정보를 생성할 수 있다. 예를 들어, 행렬

의 계수(rank)를 계산하여, 계수 값이 1인 경우에는 송신 다이버시티 모드로 (2 이상인 경우에는 공간다중화 모드로) MIMO 시스템이 동작하도록 피드백 RI정보의 생성이 가능하다. 또한, 행렬

에 기반하여 채널 용량 최대화, 최소 SNR 최대화 등의 다양한 프리코딩 행렬 선택기준<참조문헌 D. J. Love, and R. W. Heath, Jr., “Limited Feedback Unitary Precoding for Spatial Multiplexing Systems,” IEEE Trans. Inform Theo., vol. 51, no. 8. pp. 2967-2976, Aug. 2005.>을 적용하여 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. LTE 표준에서는 송수신기에 미리 정의된 코드북(codebook)에서 현재 채널상태에 적합한 프리코딩 행렬을 선택하고, 결정된 프리코딩 행렬의 코드북 인덱스 번호를 PMI 정보로 피드백한다.

하기 <표 3>에서 페이딩 profile은 pedestrian A(PA), vehicular A(VA)로 구성된다. 상기 페이딩 profile은 pedestrian A(PA), vehicular A(VA) 각각에 대해 탭지연시간에 해당하는 상대적 전력값이 기재되어 있다.

도 9 내지 도 14는 다중경로 페이딩 채널에서 도플러 주파수가 각 20 Hz, 60 Hz, 110 Hz일 때, 채널 대표값 결정방법에 따른 MIMO-OFDM MMSE 시스템의 성능을 나타낸다.

도 9에서 페이딩 profile은 pedestrian A(PA)이고, 도 10과 11에서는 vehicular A(VA)이다. 도 9의 PA 채널에서는 서브프레임 내에서 채널행렬의 변화가 거의 발생하지 않기 때문에 세 가지 결정 방법의 전송량 성능이 동일하다. 하지만 도 10과 11의 VA 채널에서는 서브프레임 내에서 채널 변화가 크므로 채널 대표값 결정방법에 따라 전송량 성능이 다르다. 평균 채널행렬을 이용하는 방법이 도 5 및 도 6과 같은 현상으로 열화된 전송량 성능을 보인다. 평균 SNR을 이용하는 방법과 평균제곱 채널행렬을 이용하는 방법은 거의 동일한 전송량 성능을 나타낸다. 하지만, 본 발명에서 제안된 방법이 평균 SNR 이용방법보다 적은 연산량을 필요로 하므로 실제 MIMO-OFDM 시스템으로의 적용이 용이할 수 있다.

도 15는 다중경로 페이딩 채널(VA)에서 도플러 주파수가110 Hz일 때, HARQ (hybrid automatic repeat request) 프로토콜이 적용된 폐루프 MIMO-OFDM MMSE 시스템의 성능을 나타낸다. 도 15를 참조하면, HARQ 기술이 적용된 시스템에서도 평균채널행렬 이용방법보다 평균제곱 채널행렬 이용방법과 평균 SNR 이용방법의 전송량 성능이 우수함을 알 수 있다.

Claims

이동 통신 시스템에서 채널 지시자 결정 방법에 있어서,
채널 추정된 채널 행렬에 대해 허미시안 연산을 수행하는 과정;
상기 허미시안 연산된 값을 채널 행렬 평균화하여 평균제곱행렬을 계산하는 과정;
상기 채널 행렬 평균화값을 근거로 하여 SNR을 계산하는 과정; 및
상기 SNR을 근거로 하여 채널 지시자를 결정하는 과정을 포함하는 채널 지시자 결정 방법.
제1항에 있어서,
상기 평균제곱행렬은 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 채널 지시자 결정 방법.
<수학식>

여기서, (.)^H는 허미시안(Hermitian) 연산자이고, H_ref ^(k)는 k번째 기준심볼에 해당하는 채널 행렬을 나타내고, N_ref는 기준심볼의 개수를 나타냄.
제1항에 있어서,
상기 SNR은 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 채널 지시자 결정 방법.
<수학식>

상기 E_s는 송신심볼의 평균 에너지임.
제1항에 있어서,
상기 채널 지시자는 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 채널 지시자 결정 방법.
<수학식>

여기서, M_ch는 채널 지시자를 나타내고, H^* _avg는 평균제곱 행렬을 나타냄.
이동 통신 시스템에서 채널 지시자 결정 장치에 있어서,
채널 추정된 채널 행렬에 대해 허미시안 연산을 수행하여 출력하는 허미시안 연산부;
상기 허미시안 연산부에서 출력한 값을 채널 행렬 평균화하여 평균제곱행렬을 계산하는 채널 행렬 평균화 처리부;
상기 채널 행렬 평균화 처리부의 출력값을 근거로 하여 SNR을 계산하는 SNR 계산부; 및
상기 SNR을 근거로 하여 채널 상태 지시자를 결정하는 채널 지시자 결정부를 포함하는 채널 지시자 결정 장치.
제5항에 있어서,
상기 평균제곱행렬은 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 채널 지시자 결정 장치.
<수학식>

여기서, (.)^H는 허미시안(Hermitian) 연산자이고, H_ref ^(k)는 k번째 기준심볼에 해당하는 채널 행렬을 나타내고, N_ref는 기준심볼의 개수를 나타냄.
제5항에 있어서,
상기 SNR은 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 채널 지시자 결정 장치.
<수학식>

상기 E_s는 송신심볼의 평균 에너지임.
제5항에 있어서,
상기 채널 지시자는 하기 수학식과 같이 계산됨을 특징으로 하는 채널 지시자 결정 장치.
<수학식>

여기서, M_ch는 채널 지시자를 나타내고, H^* _avg는 평균제곱 행렬을 나타냄.