KR20050026193A - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서적응적 고속 푸리에 변환 및 역변환 장치 및 방법 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서적응적 고속 푸리에 변환 및 역변환 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 적응적 고속 푸리에 변환/역변환 장치 및 방법에 관한 것으로서, 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환하는 방법에 있어서, 상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 가변하여 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환 처리를 수행함을 특징으로 한다.

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 적응적 고속 푸리에 변환 및 역변환 장치 및 방법{APPARATUS FOR FFT AND IFFT IN COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING AND METHOD THEREOF}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 적응적 고속 푸리에 변환/역변환 장치 및 방법에 관한 것이다.
종래의 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하, 'OFDM'이라 한다) 통신 시스템에 기반한 데이터 통신 방식에서 기지국에서 단말기로 전송하고자 하는 데이터들은 심볼들이 모여진 블록 단위로 전송된다. 즉, 상기 전송할 정보들을 N(여기서, 상기 N은 FFT/IFFT 처리를 위해 동시에 입력되는 변조 심볼들의 개수를 의미한다)-포인트(point) 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; 이하, 'IFFT'라 한다)하고, 상기 역고속 푸리에 변환된 정보를 갖는 주요 심볼들 앞에 순환 접두부(cyclic prefix)를 첨가하여 생성된 심볼 블록을 전송한다. 그 결과, 종래의 OFDM에 기반한 데이터 통신 방식은 전체 주파수 대역을 N개의 작은 주파수 대역(즉, 부반송파(subcarrier))들로 나눈 후, 상기 각 부반송파에 데이터 변조 심볼들을 하나씩 매핑하여 전송하게 된다.
종래의 OFDM에 기반한 데이터 통신 방식에서 기지국은 단말기에 의해 송신된 신호를 수신하여 사용자 심볼을 하기과 같이 추정한다. 먼저, 각 심볼 블록의 시작 지점을 찾은 후, 순환 접두부(cyclic prefix)를 제거한 다음, N개의 변조 심볼들을 N-포인트 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; 이하 'FFT'라 한다)하여 주파수 영역 신호로 변환한다. 그런 다음, 상기 각 주파수에서 채널에 의해 발생한 신호 왜곡을 보상한 후 데이터를 검출한다. 여기서, 상기 순환 접두부는 채널에 의해 블록간 간섭이 발생하는 것을 방지하기 위해 첨가되며, 채널의 임펄스 응답보다 길어야 한다.
그러면 여기서 도 1 및 도 2를 참조하여 상술한 OFDM 시스템의 송신기 및 수신기 구조를 상세히 설명한다.
먼저, 도 1을 참조하여 상기 OFDM 시스템의 송신기 구조를 설명한다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 송신기는 심벌 매핑기(symbol mapper; 101), 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter; 103), 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter; 105), IFFT기(107), 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter; 109), 보호 구간 삽입기(guard interval inserter; 111), 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter; 113) 및 무선 주파수(Radio Frequency; 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(115)로 구성된다.
먼저, 전송하고자 하는 정보 데이터 비트들(information data bits)이 발생하면, 상기 정보 데이터 비트들은 상기 심벌 매핑기(101)로 입력된다. 상기 심벌 매핑기(101)는 상기 입력되는 정보 데이터 비트들을 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 변조하여 심벌 변환한 뒤 상기 직렬/병렬 변환기(103)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.
상기 직렬/병렬 변환기(103)는 상기 심벌 매핑기(101)로부터 출력된 직렬 변조 심벌들을 입력받아 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(105)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(105)는 상기 직렬/병렬 변환기(103)로부터 출력된 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(107)로 출력한다.
상기 IFFT기(107)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(105)로부터 출력된 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(109)로 출력한다. 상기 IFFT기(107)는 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환한다. 상기 IFFT기(107)의 구체적인 동작은 후술하기로 한다. 상기 병렬/직렬 변환기(109)는 상기 IFFT기(107)로부터 출력된 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(111)로 출력한다.
상기 보호 구간 삽입기(111)는 상기 병렬/직렬 변환기(109)로부터 출력된 신호를 입력받아 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(113)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상술한 순환 접두부(cyclic prefix)로서 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간의 간섭(interference)을 제거하기 위해서 삽입된다.
또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점이 존재하여 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식으로 사용하고 있다.
상기 디지털/아날로그 변환기(113)는 상기 보호 구간 삽입기(111)로부터 출력된 신호를 입력받아 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(115)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(115)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(113)로부터 출력된 신호를 실제 무선 환경(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 무선 환경(air)상으로 전송한다. 즉, 상기 RF 처리기(115)는 저역 통과 필터(Low Pass Filter)(미도시)를 통해 상기 아날로그 변환된 신호를 저역통과 필터링하며, 믹서(Mixer)(미도시)를 통해 중심주파수가 fc인 통과 대역(pass band) 신호로 업 컨버팅(up converting)한다. 그런다음, 상기 믹서를 통해 업컨버팅된 신호는 고출력 증폭기(HPA; High Power Amplifier)(미도시)를 통해 증복된 후, 상기 송신 안테나를 통해 전송된다.
상기 도 1에서는 OFDM 송신기에 대해서 설명하였으며, 이하 도 2를 참조하여 OFDM 수신기에 대해서 설명하기로 한다.
도 2는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 수신기는 RF 처리기(201), 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter; 203), 보호 구간 제거기(guard interval remover; 205), 직렬/병렬 변환기(207), FFT기(209), 등화기(equalizer; 215), 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor; 211), 동기 & 채널 추정기(synchronization & channel estimator; 213), 병렬/직렬 변환기(217) 및 심벌 디매핑기(symbol demapper; 219)로 구성된다.
먼저, 상기 도 1에서 상술한 송신기로부터 송신된 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 수신기의 수신 안테를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(201)로 입력되고, 상기 RF 처리기(201)는 상기 수신 안테나들을 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF; Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(203)로 출력한다. 이때, 상기 RF 처리기(201)는 상기 안테나로부터 수신된 신호를 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier; 미도시)를 통해 증폭하고, 통과 대역 필터(Band Pass Filter; 미도시)를 통해 대역 통과 필터링 하며, 믹서(Mixer; 미도시)를 통해 중심 주파수가 fc인 통과 대역 신호를 기저 대역 신호로 변환시킨다. 그런다음, 상기 기저 대역 신호로 변환된 수신 신호는 저대역 필터(Low Pass Filter; 미도시)를 통해 저역 통과 필터링되어 상기 아날로그/디지털 변환기(203)로 출력된다.
상기 아날로그/디지털 변환기(203)는 상기 RF 처리기(201)로부터 출력된 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(205)로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(205)는 상기 아날로그/디지털 변환기(203)으로부터 출력된 신호를 입력받아 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(207)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(207)는 상기 보호 구간 제거기(205)로부터 출력된 직렬 신호를 입력받아 병렬 변환한 후 상기 FFT기(209)로 출력한다.
상기 FFT기(209)는 상기 직렬/병렬 변환기(207)로부터 출력된 신호에 대해 N-포인트 FFT 변환을 수행한 후 상기 등화기(215) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(211)로 출력한다. 상기 등화기(215)는 상기 FFT기(209)로부터 출력된 신호를 입력받아 채널 등화(channel equalization), 즉 채널에 의해 발생한 신호 왜곡을 보상한 후 상기 병렬/직렬 변환기(217)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(217)는 상기 등화기(215)로부터 출력된 병렬 신호를 입력받아 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(219)로 출력한다. 상기 심벌 디매핑기(219)는 상기 병렬/직렬 변환기(217)로부터 출력된 신호를 입력받아 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 수신 정보 데이터 비트로 출력한다.
한편, 상기 FFT기(209)로부터 출력된 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(211)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(211)는 상기 FFT기(209)로부터 출력된 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출된 파일럿 심벌들을 상기 동기 & 채널 추정기(213)로 출력한다. 상기 동기 & 채널 추정기(213)는 상기 파일럿 심벌 추출기(211)로부터 출력된 파일럿 심벌들을 이용하여 동기 및 채널 추정을 수행하고 그 결과를 상기 등화기(215)로 출력한다.
한편, 상기 OFDM 시스템의 송/수신기에서 사용된 IFFT 및 FFT는 디지털 신호처리(DSP; Digital Signal Processing) 분야에서 사용되는 가장 중요한 알고리즘 중의 하나이며, 이산 푸리에 변환(DFT; Discrete Fourier Transform)을 구현하는 알고리즘의 일반적인 명칭이다. 상기 FFT의 알고리즘은 실시간으로 신호를 처리하기 위하여, 하나 또는 그 이상의 집적 회로로서 구현된다. 또한, 상기 고속 푸리에 변환의 연산은 프로그래머블(Programmable) DSP (Digital Signal Processor)로 구현된 소프트웨어 또는 전용 고속 푸리에 변환 프로세서에 의해 수행된다. N 포인트 순방향(direct) 이산 푸리에 변환 (DFT)에 대한 기본 방정식은 하기 <수학식 1>과 같이 표현된다.
여기서, 상기 이다. 상기 <수학식 1>에 의하면, N 개의 시간 영역 내의 데이터들은 N 개의 주파수 영역 내의 데이터들로 변환된다. 한편, 상기 는 계수(coefficient) 또는 회전 인자(twiddle factor)라고 하며, 상기 N 개의 입력 포인트마다 위상 회전 값을 상기 <수학식 1>에 따라 각각 차등적으로 부여하게 된다. 상기 주어진 N 포인트 입력 값에 대해 수행되는 연산 횟수는 복소수(complex number) 곱셈이 N×N번 수행되며, 복소수 덧셈이 N×(N-1)번 수행된다. 이때, 상기 연산의 복잡도(complexity)는 O(N×N)이며, 이는 N×N의 정수배의 연산을 의미한다.
상기 DFT를 실제로 구현하기 위한 알고리즘(algorithm)으로서 상술한 고속 푸리에 변환(FFT; Fast Fourier Transform)이 1960년대 Cooley & Tukey에 의해서 고안되었으며, 상기 고속 푸리에 변환의 방법으로 레딕스-2(radix-2) FFT 또는 레딕스-4(radix-4) FFT 등의 방법이 제안되었다. 상기 레딕스-2(radix-2) FFT는 하기 <수학식 2>와 같이 정의된다.
여기서, 상기 이다. 상기 <수학식 2>에서 알 수 있는 바와 같이, 레딕스-2 FFT는 DFT 연산의 짝수 부분과 홀수 부분으로 나누어 계산된다. 이하, 도 3을 참조하여 상기 <수학식 2>에 따라 레딕스-2 FFT를 수행하는 각 포인트들을 일반화하여 나타낸 버터플라이부 기본 구성을 설명한다. 상기 버터플라이부의 구조는 상기 FFT 변환에서의 입력 값들과 출력 값들 간의 관계를 나타낸다.
도 3은 통상적인 FFT 연산에서 레딕스-2(radix-2) 구조의 각 원소에 대한 복소 연산을 나타낸 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 <수학식 2>에서와 같이 출력값 X[k]는 x[n] 및 x[n+N/2]의 입력값에 상기 회전 인자, 즉 WN k 값을 반영하여 산출된다. 또한, 출력값 X[k+N/2]도 마찬가지로 상기 x[n] 및 x[n+N/2]의 입력값에 상기 회전 인자, 즉 WN k 값을 반영하여 산출된다.
상기 도 3에서의 레딕스-2 구조로 실제 FFT 연산을 수행하는 과정은 도 4a 및 도 4b와 같다. 상기 도 4a는 입력 포인트가 16(즉, N=16)일 경우의 FFT 연산 과정을 나타내며, 상기 도 4b는 입력 포인트가 8(즉, N=8)일 경우의 FFT 연산 과정을 나타낸다.
먼저 도 4a를 참조하여 16-포인트 레딕스-2 FFT의 프로세서의 신호 흐름을 설명한다. 상기 16-포인트 FFT의 버터플라이 연산은 4개의 버터플라이 스테이지(stage)에 의해 수행되며, 각 단계는 8개의 버터플라이부로 구성된다. 상기 매 스테이지에서 각 포인트들간의 버터플라이 연산은 상술한 바와 같이 상기 도 3 및 상기 <수학식 2>에 의한 방법으로 수행된다.
한편, 상기 도 4a에 도시된 바와 같이 레딕스-2 FFT에 의하면 복소수 곱셈 과정이 번 수행되며, 복소수 덧셈 과정이 번 수행된다. 따라서, 상기 레딕스-2 FFT의 복잡도는 O(N×log2N)으로 상술한 DFT의 복잡도 O(N×N)에 비해 감소함을 알 수 있다. 즉, 상기 도 4a의 16-포인트 레딕스-2 FFT와 같은 경우에서는 복소수 곱셈이 16/2×log216=32번, 복소수 덧셈이 16×log216=64번 수행된다.
도 4b는 8-포인트 레딕스-2 FFT 프로세서의 신호 흐름도이다. 상기 도 4a에 도시된 8-포인트 레딕스-2 FFT 연산은 상기 도 4a의 16-포인트 FFT 버터플라이 연산과 같은 구조로 수행될 수 있다. 단지 상기 도 4a와의 차이점으로서 스테이지가 하나 줄어들었음을 알 수 있다. 여기서, 도 4a와 도 4b를 비교해 보면, 상기 도 4a의 16-포인트 FFT 구조를 이용하여 상기 도 4b의 8-포인트 FFT 구조를 구현하는 것이 가능하다.
즉, 상기 도 4a의 입력 중 x[8]~x[15]를 사용하지 않고(예컨대, 0 값을 입력), x[0]~x[7] 값만을 입력할 경우, 출력단에서는 X[0]~X[7]과 X[8]~X[15]에서 동일한 값이 반복되어 출력됨을 알 수 있다. 즉, FFT의 특성상 시간 영역에서의 짝수 포인트의 입력이 0일 경우, 주파수 영역에서는 동일한 2개의 신호가 반복되어 출력되게 된다. 결국, 상기 동일한 두 개의 출력값들 중 하나의 출력값을 선택하면 상기 도 4b의 8-포인트 FFT 연산을 수행한 것과 동일한 결과를 가져온다.
이상 레딕스-2 방식에 의한 FFT 연산에 대해 설명하였으며, 이하 도 5 및 도 6을 참조하여 레딕스-4 방식에 의한 FFT 연산에 대해 설명한다.
상기 레딕스-4 버터플라이부 구조는 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, 상기 p=0,1,2,3 이고, l=0,1,2,3 이며, q=0,1,...,N/4-1 이다.
상기 <수학식 3>에서 알 수 있는 바와 같이, 레딕스-4 FFT는 DFT 연산에서는 이전 스테이지에서의 4개의 결과값에 대해 상기와 같은 복소 연산을 수행한다. 이하, 도 5를 참조하여 상기 <수학식 3>에 따라 레딕스-4 FFT를 수행하는 각 포인트들을 일반화하여 나타낸 버터플라이부 기본 구성을 설명한다. 상기 버터플라이부의 구조는 상기 FFT 변환에서의 입력 값들과 출력 값들 간의 관계를 나타낸다.
도 5는 통상적인 FFT 연산에서 레딕스-4(radix-4) 구조의 각 원소에 대한 복소 연산을 나타낸 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 레딕스-4 구조에서의 출력값 X[k], X[k+N/4], X[k+N/2] 및 X[k+3N/4]는 입력값 x[n], x[n+N/4], x[n+N/2] 및 x[n+3N/4]를 상기 <수학식 3>과 같은 연산 방법에 의해 연산하여 산출된다.
한편, 상기 도 5의 레딕스-4 구조를 상기 도 3의 레딕스-2 구조와 비교해보면, 하나의 버터플라이 구조에 대하여 상기 레딕스-2 구조는 입출력이 두 개이고, 레딕스-4 구조는 네 개이므로, 레딕스가 클수록 보다 많은 계산량을 요구하게 됨을 알 수 있다. 또한, 상기 연산을 수행하는 하드웨어의 구조도 더욱 복잡하게 된다. 반면, 상기와 같은 연산을 하게되는 연산 스테이지는 상기 레딕스-4가 훨씬 작으므로 연산 속도에 있어서 상기 레딕스-2보다 빠르게 된다. 한편, 상기 레딕스-2의 경우 연산 스테이지는 16포인트 FFT일 때 log216=4이고, 레딕스-4일 때 연산 스테이지는 log416=2이다. 결론적으로, 동시에 연산되는 노드가 많아질수록 보다 많은 연산량을 요구하게 되여 복잡해지는 반면, 처리 속도는 빨라짐을 알 수 있다.
도 6은 통상적인 레딕스-4 구조 16 포인트 FFT 블록에서의 연산 흐름을 나타낸 도면이다.
상기 도 6을 참조하면, 상기 레딕스-4 구조 16 포인트 FFT의 버터플라이 계산은 2개의 버터플라이 스테이지에 의해 수행되며, 각 스테이지는 4개의 버터플라이부로 구성된다. 여기서, 상기 버터플라이부의 연산은 상술한 바와 같이 상기 도 5 및 <수학식 3>의 방법에 의해서 수행된다.
통상적인 FFT/IFFT 구조에서 상술한 레딕스-2 구조는 256, 512, 1024 및 2048 등의 2n으로 구성되는 모든 입력을 처리할 수 있으나, 상대적으로 처리속도가 느린 단점이 있다. 반면, 레딕스-4 구조는 256 및 1024 등의 4n으로 구성되는 입력을 처리할 수 있으나, 512 또는 2048 등의 입력모드의 경우는 4n의 형태가 아니기 때문에 처리할 수 없는 단점이 있다. 따라서, 이런점을 감안하면, 레딕스-2 구조와 레딕스-4 구조를 조합하여 이용하는 것이 바람직하다.
한편, 상술한 종래의 OFDM에 기반한 데이터 통신 방식에서 전송 효율을 높이기 위해서는 상기 IFFT/FFT 포인트(즉, 상기 수학식들에서 N값)를 가능한 크게 하여야 한다. 그러나, 상기 N 값이 너무 크면 FFT/IFFT를 구현하는 하드웨어의 크기가 상대적으로 증가하게 되므로, 종래의 OFDM에 기반한 데이터 통신 방식을 구현하기에는 어려운 문제가 있다. 또한, 채널이 시간에 따라 빨리 변하거나 주파수 선택적 페이딩의 특성을 갖는 경우, 상기 N 값이 너무 크면 하나의 OFDM 심볼 구간 동안 채널의 변화가 생겨 OFDM 시스템의 장점을 얻기 쉽지 않다. 이러한 경우 OFDM의 장점을 얻으려면, 부가적인 채널 추정이 필요하다.
또한, 상기 OFDM 시스템에 적응적 변조 및 코딩(Adaptive Modulation and Coding; 이하 'AMC'라 한다.) 기술을 사용하게 될 경우, 부반송파 단위로 변조 및 채널부호화를 수행할 수 있다. 따라서, 상기 OFDM 시스템에서 각 부반송파가 독립적인 채널을 겪는다고 가정할 경우, 상기 부반송파별로 AMC를 적용하게 되면 최대 데이터 전송률을 얻을 수 있다. 한편, 상기 AMC에서 어떤 변조방식을 사용할 것인지 또는 채널 부호화 비율을 얼마나 할 것인지는 단말기 측에서 보내는 귀환 정보(feedback information)를 보고 결정하게 된다.
각각의 단말기(즉, 사용자)는 상기 기지국에서 보낸 기본 신호(reference channel)로서 예컨대, pilot channel, pilot subcarrier, 또는 프리앰블 신호 등을 이용하여 채널에 대한 정보를 얻을 수 있고, 상기 채널에 대한 정보를 기지국에 보내면 기지국은 이에 따라 변조방식과 채널 부호화 비율을 정하여 데이터 송수신을 하게 한다. 그런데, 상기 OFDM 시스템에서 데이터 송수신을 개시할 때 상술한 FFT/IFFT 포인트가 결정되면, 상기 결정된 FFT/IFFT 포인트를 고정적으로 사용하게 된다. 이에 따라 상기 고정된 FFT 포인트에서 상술한 AMC 기술을 적용하는 데에는 한계가 있다는 문제점이 있다. 즉, 고정된 FFT/IFFT 포인트를 가지는 OFDM 시스템에서는 항상 일정한 송수신하는 데이터가 항상 일정한 수의 포인트에 매핑되어 전송되므로 효과적인 AMC를 구현할 수 없게 된다.
또한, 저속의 음성 서비스부터 고속의 데이터 서비스까지 다양한 속도와 특성이 공존하는 멀티미디어 무선 통신 환경에서, 사용자의 요구에 의하여 단말기의 가격이나 용도에 따라 제한된 서비스만을 원하는 경우가 있다. 예를 들어, 저가의 단말기는 음성 서비스 같은 저속의 데이터 서비스만을 제공받기 원하며, 고가의 단말기는 고속 데이터 서비스와 비디오 서비스를 원할 것이다.
따라서, 멀티미디어 무선 통신 환경에서, 음성 서비스 및 저속의 단말기를 위해서는 최대 데이터 전송률보다 최고 품질을 위한 FFT 포인트를 선택해야 하고, 고속 데이터 서비스를 위해서는 주어진 환경에서 최대 데이터 전송을 함에 초점을 맞추어 FFT 포인트(즉, 상기에서 N 값)를 선택해야 된다. 그러나, 종래의 OFDM에 기반한 데이터 통신 방식은 FFT 포인트를 고정시킨 채 채널 추정과 AMC 기술만으로 상기와 같은 문제점을 극복하려 하기 때문에 효과적으로 해결하지 못하게 되는 한계점을 갖는다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신 시스템에서 채널의 변화에 따라 FFT/IFFT 포인트를 가변적으로 적용하는 고속 푸리에 변환/역변환 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 최대 데이터 전송률을 제공하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다양한 속도와 특성이 공존하는 멀티미디어 무선 통신 환경을 위한 OFDM 통신 시스템에서, 제공하는 서비스에 맞게 적응적으로 고속 푸리에 변환/역변환을 수행하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환하는 방법에 있어서, 상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 가변하여 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환 처리를 수행함을 특징으로 한다.
또한, 상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 단말기에서 기지국으로 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 방법에 있어서, 상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 결정하는 과정과, 상기 데이터를 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환하여 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
또한, 상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 단말기에서 기지국으로 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 방법에 있어서, 상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보를 상기 기지국으로 전송하는 과정과, 상기 채널 추정 정보에 따라 결정된 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 상기 기지국으로부터 수신하는 과정과, 상기 데이터를 상기 기지국으로부터 수신한 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환하여 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
한편, 상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 단말기 장치는; 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 단말기 장치에 있어서, 상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 결정하는 역고속 푸리에 변환(IFFT) 포인트 결정기와, 상기 데이터가 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환되도록 역고속 푸리에 변환기를 제어하는 역고속 푸리에 변환 제어기를 포함함을 특징으로 한다.
한편, 상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 기지국 장치는; 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 기지국 장치에 있어서, 상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보를 단말기로부터 수신하고, 상기 수신된 채널 추정 정보에 따라 결정된 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 결정하는 역고속 푸리에 변환(IFFT) 포인트 결정기와, 상기 데이터가 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환되도록 역고속 푸리에 변환기를 제어하는 역고속 푸리에 변환 제어기를 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 전체 부반송파(sub-carrier)들의 개수가 N개인 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 통신 시스템에서 최대 데이터 전송률을 제공하는 적응적 고속 푸리에 변환/역변환(Fast Fourier Transform/ Inverse Fast Fourier Transform; 이하 'FFT/IFFT'라 칭하기로 한다) 장치 및 방법을 제안한다.
즉, 본 발명은 상기 최대 데이터 전송률을 제공하기 위하여 채널 환경 및 제공하고자 하는 서비스의 종류에 따라 상기 FFT/IFFT의 연산 포인트를 가변적으로 제어하게 된다.
여기서, 상기 OFDM 통신 시스템은 실제 부반송파들의 개수가 N개이지만, 시간 영역에서 DC 성분을 나타내는 0번 부반송파에 널 데이터(null data), 즉 0 데이터(0 data)를 삽입해야 하고, 또한 시간 영역에서 보호 구간(Guard interval)을 나타내는 부반송파들에 널 데이터를 삽입하기 때문에 실제 FFT/IFFT 입력에 사용되는 부반송파들의 개수는 NFFT개가 된다. 따라서, 실제 데이터 전송을 위해 가용한 FFT/IFFT 포인트는 최대 NFFT가 되는 것이다. 또한, 본 발명에서 적응적 FFT/IFFT 블록에서 사용하는 채널 귀환 정보는 OFDM 시스템의 수신단에서 사용하는 채널 추정 값을 사용하거나, AMC 구조 등 각 단말기가 겪는 채널 상황을 반영할 수 있는 기존 채널 정보 등을 사용할 수 있다.
한편, 이하에서 사용되는 NFFT는 상술한 바와 같이 실제 FFT 입력에 사용되는 부반송파들의 개수를 의미하며, 본 발명에 따라 상기 NFFT를 가변적으로 할 경우, 송신측에서 고려되여야 하는 IFFT의 입력에 사용되는 부반송파의 개수, 즉 NIFFT는 상기 NFFT와 같게 되는 것이 바람직하다.
상기 본 발명에 따른 적응적 FFT/IFFT 블록의 구조는 일반적인 FFT/IFFT 블록의 구조를 통해 구현이 가능하며, 채널 정보 및 제공하고자 하는 서비스의 종류가 FFT/IFFT 블록의 제어 신호로서 존재하며, 상기 제어 신호에 따라 NFFT의 개수(즉, 입출력 포인트의 개수)가 바뀌도록 되어있다. 또한, 상기 제어 신호와 NFFT의 관계는 테이블화 되어 메모리에 저장되는 것이 바람직하며, 상기 관계에 따라 NFFT를 변화시키거나, 상기 제어 신호 값들 중 채널 정보 값을 특정 임계치와 비교하여 이에 따라 상기 NFFT를 조절할 수도 있다.
한편, 상기 FFT/IFFT 블록은 레딕스-2 또는 레딕스-4 등 여러 NFFT 포인트 FFT/IFFT를 구현할 수 있는 구조로 구성되며, 제어 신호에 따라 원하는 NFFT 포인트의 FFT/IFFT를 구현하는 특성을 가진다. 또한, 상기 제어신호에 따라 변화되는 NFFT에따라 기지국에서 동일한 포인트로 FFT 변한을 수행하려면, 상기 변환된 NFFT를 계속하여 알아야 한다. 따라서, 상기 단말기는 변환된 NFFT정보를 기지국으로 전송하도록 하는 것이 바람직하다.
이하, 본 발명에 따른 적응적 FFT/IFFT 장치 및 방법을 보다 구체적으로 설명한다.
먼저, 주어진 대역폭과 최대 지연(maximum delay spread)을 고려하여 FFT/IFFT의 NFFT가 정해진 후, 실제 전송하고자 하는 데이터가 송수신되기 전에 프리앰블(preamble) 신호가 송신부를 통해 송신된다. 상기 프리앰블은 기본 신호 (reference signal)로서, 기지국이 단말기에게 제공하는 서비스에 대한 내용을 포함하고, 수신단이 상기 수신한 프리앰블을 이용해 동기를 맞추거나 채널 추정을 하는데 사용된다.
이때, 송수신단 양쪽 모두 상기 프리앰블에 대한 정보를 이미 알고 있기 때문에, 상기 이미 알고 있는 프리앰블 신호를 통해 동기를 맞출 수 있으며, 상기 수신된 신호의 위상이 틀어진 정도를 추정하여 채널 추정을 할 수도 있다. 상기 프리앰블 신호와 동일한 기능을 하는 신호로서 파일럿 신호(pilot signal)가 있으며, 본 발명에서는 상기 기본 신호들의 종류와 관계없이, 상기 기본 신호의 결과인 채널 추정 값을 이용하게 된다. 따라서, 상기 단말기가 수신하는 기본 신호가 프리앰블 신호 또는 파일럿 신호 여부에 상관 없이 본 발명의 적용이 가능함은 자명하다.
통상적인 통신 시스템에서는 기지국과 단말기 사이에 송수신되는 데이터가 겪는 채널 왜곡은 상기 기본 신호(reference signal)의 채널 추정 동작을 통해 보상한다. 그러나, 이는 제공하고자 하는 데이터 서비스의 종류(음성, SMS, 정지/동영상 전송 서비스 등)들을 고려하지 않고, 주어진 파라미터에서 수동적인 채널 추정만을 하는 것이다.
한편, 본 발명은 상기와 같이 제공되는 서비스의 종류와 상술한 채널 추정값을 바탕으로 적응적으로 NFFT를 정하여, 단말기의 속도에서 오는 채널 왜곡을 효율적으로 추정해내고, 이에 따라 최대 데이터 전송률과 최고 품질을 제공할 수 있는 FFT/IFFT 장치 및 방법을 제안한다.
물론, 최초 단말기가 프리앰블 신호를 수신할 때, 서비스할 데이터의 종류를 확인하고, 상기 프리앰블 신호에 의한 채널 추정을 통해 채널 정보를 파악하여, 단말기 스스로 FFT/IFFT 포인트를 결정할 수도 있다. 그러나, 변경된 FFT/IFFT 포인트를 단말기에서 결정할 경우, 기지국은 변경된 FFT/IFFT 포인트를 알 수 없으므로, 상기 기지국에서 상기 FFT/IFFT 포인트를 변경하여 상기 변경된 FFT/IFFT 정보를 단말기에게 알려주도록 하는 것이 바람직하다.
그렇지 않고 상술한 바와 같기 단말기에서 FFT/IFFT 포인트를 결정할 경우, 기지국이 변경된 FFT/IFFT 포인트를 알 수 있도록 상기 변경된 포인트 정보를 기지국으로 전송하여야 한다. 즉, 단말기에서 변경된 FFT/IFFT 포인트로 데이터를 전송하기 전에 상기 단말기에서 기지국으로 시그널링(signaling)을 하여 변경된 정보를 알려준다면, 상기 단말기에서 FFT/IFFT 포인트를 변경하는 것도 가능하다.
따라서, 본 발명의 바람직한 실시예로서 단말기는 프리앰블 신호등을 통해 추정한 채널 정보를 귀환 정보(feedback information)로서 기지국에게 전송하고, 기지국은 상기 귀환 정보와 서비스 종류 정보를 제어 신호로 입력으로 받아 상기 입력된 제어 신호의 조건에 맞는 FFT/IFFT 포인트를 결정한다. 이후, 다음 프리앰블을 전송할 때 상기 결정된 FFT/IFFT 포인트의 정보를 단말기에게 알려주게 된다. 상기와 같은 실시예에 의하면, 기지국에서 상기 FFT/IFFT 포인트를 판단하여 결정하므로, 단말기 알고리즘의 복잡도를 낮출 수가 있다. 물론, 상술한 바와 같이 몇 가지의 과정을 추가하여, 단말기가 상기 FFT/IFFT 포인트를 결정하고, 상기 결정된 FFT/IFFT 포인트를 기지국에 알려서 적응적 FFT/IFFT를 구현할 수도 있다.
이하, 도 7 및 도 8을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 기지국 또는 단말기에서의 적응적 FFT/IFFT 포인트 결정 절차를 설명한다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 FFT/IFFT 포인트를 기지국에서 결정하는 절차를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 7을 참조하면, 단말기(700)는 기지국(750)으로부터 기 설정된 시간 간격(예컨대, 프레임 단위)으로 프리앰블 신호를 수신(711)한다. 상술한 바와 같이, 상기 단말기(700)는 상기 수신된 프리앰블 신호를 통해 각 서브캐리어들의 채널 추정을 수행(713)한다. 한편, 상기 채널 추정은 상술한 바와 같이 상기 프리앰블 신호 뿐만아니라 파일럿 신호에 의해서도 수행될 수 있다. 상기 채널 추정이 완료되면, 상기 채널 추정된 정보를 기지국(750)으로 전송(715)한다. 이때, AMC를 적용하는 일반적인 OFDM 시스템의 경우 상기 AMC를 위한 채널 정보를 역방향 채널을 통해 주기적으로 전송하게 되므로, 상기 기지국(750)으로 전송되는 채널 추정 정보는 상기 AMC를 위해 역방향 채널을 통해 전송되는 시그널링을 통해 구현될 수도 있다.
상기 단말기(700)의 채널 추정 정보를 수신한 기지국(750)은 상기 수신된 채널 추정 정보 및 해당 단말기의 서비스 정보를 이용하여 적절한 FFT/IFFT 포인트를 결정(717)한다. 즉, 상술한 바와 같이 상기 단말기(700)의 채널 상황이 좋을 경우, 상기 FFT/IFFT 포인트들을 많이 할당하는 것이 바람직하며, 채널 상황이 좋지 않을 경우, 상기 FFT/IFFT 포인트들을 적게 할당하는 것이 바람직하다. 또한, 상기 단말기(700)가 요구하는 서비스의 종류에 따라 고속의 데이터 전송을 요구하는 서비스일 경우, 상기 FFT/IFFT 포인트들을 많이 할당하는 것이 바람직하다. 상기 FFT/IFFT 포인트를 결정하는 방법에 대한 보다 구체적인 예시는 도 9의 설명에서 후술하기로 한다.
상기와 같이 채널 상황 또는 요구되는 서비스의 종류에 따라 상기 FFT/IFFT 포인트 수를 가변적으로 설정함으로써, 보다 효율적인 데이터 전송이 가능하며 시스템 전체의 성능을 향상시킬 수가 있게 된다.
한편, 상술한 바와 같이 상기 결정되어 새로운 값으로 변경된 FFT/IFFT 포인트를 통해 송수신이 가능하려면, 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 값을 단말기(700)가 알 수 있어야 한다. 따라서, 상기 기지국(700)은 결정된 FFT/IFFT 포인트 정보를 상기 해당 단말기(700)로 전송(719)한다.
이때, 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보는 기지국(750)에서 단말기(700)로 맨 처음 전송하는 정보인 프리앰블에 포함하여 전송하는 것도 가능하다. 따라서, 상기 단말기(700)는 상기 기지국(750)으로부터 상기 프리앰블을 수신하여, 변경된 IFFT 포인트를 확인한 후, 상기 변경된 IFFT 포인트와 같게 IFFT기의 처리 포인트를 변경하여 준다.
즉, 상기 새로이 변경된 상기 FFT/IFFT 포인트 정보를 수신한 상기 단말기(700)는 데이터의 송수신시 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트에 따라 FFT/IFFT 변환을 수행하게 된다. 또한, 상기 기지국(750)도 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트에 따라 FFT/IFFT 변환을 수행한다. 즉, 상기 단말기(700) 및 기지국(750)은 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보를 공유하게 되어, 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보로서 이후의 데이터의 송수신(721)을 수행하게 된다.
상기에서는 FFT/IFFT 포인트를 기지국이 결정하는 절차를 설명하였다. 이하, 도 8을 참조하여 상기 FFT/IFFT 포인트를 단말기가 결정하는 절차를 설명하기로 한다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 FFT/IFFT 포인트를 단말기에서 결정하는 절차를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 8을 참조하면, 단말기(800)는 기지국(850)으로부터 기 설정된 시간 간격(예컨대, 프레임 단위)으로 프리앰블 신호를 수신(811)한다. 상술한 바와 같이, 상기 단말기(800)는 상기 수신된 프리앰블 신호를 통해 각 서브캐리어들의 채널 추정을 수행(813)한다. 한편, 상기 채널 추정은 상술한 바와 같이 상기 프리앰블 신호 뿐만아니라 파일럿 신호에 의해서도 수행될 수 있다. 상기 채널 추정이 완료되면, 본 발명의 제2 실시예에 따라 상기 채널 추정 정보 및 해당 단말기의 서비스 정보를 이용하여 적절한 FFT/IFFT 포인트를 결정(815)한다. 상기 FFT/IFFT 포인트들의 결정 방법은 상기 도 7에서와 동일하며, 보다 구체적인 예시는 도 9의 설명에서 후술하기로 한다.
상기와 같이 채널 상황 또는 요구되는 서비스의 종류에 따라 상기 FFT/IFFT 포인트 수를 가변적으로 설정함으로써, 보다 효율적인 데이터 전송이 가능하며 시스템 전체의 성능을 향상시킬 수가 있게 된다.
한편, 상술한 바와 같이 상기 결정되어 새로운 값으로 변경된 FFT/IFFT 포인트를 통해 송수신이 가능하려면, 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 값을 기지국(850)이 알 수 있어야 한다. 따라서, 상기 단말기(800)는 결정된 FFT/IFFT 포인트 정보를 상기 기지국(850)으로 전송(817)한다.
상기 새로이 변경된 상기 FFT/IFFT 포인트 정보를 수신한 상기 기지국(850)은 데이터의 송수신시 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트에 따라 FFT/IFFT 변환을 수행하게 된다. 또한, 상기 단말기(800)도 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트에 따라 FFT/IFFT 변환을 수행한다. 즉, 상기 단말기(800) 및 기지국(850)은 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보를 공유하게 되어, 상기 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보로서 이후의 데이터의 송수신(819)을 수행하게 된다.
상기 도 7 및 도 8에서는 본 발명에 따라 FFT/IFFT 포인트를 결정하여 데이터를 송수신하는 과정을 설명하였다. 이하 도 9를 참조하여 상기 단말기 또는 기지국에서 상기 FFT/IFFT 포인트 값을 결정하는 방법을 설명한다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 채널 환경에 따라 FFT/IFFT 포인트를 결정하는 절차를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 9를 설명하기에 앞서, 상기 FFT/IFFT 포인트를 결정하기 위하여 수행하는 채널 추정 방법은 시간 영역에서 수행할 수도 있으며, 주파수 영역에서 수행할 수도 있다. 상기 FFT/IFFT 포인트 결정을 위한 채널 추정을 시간 영역에서 수행할 경우, 파일럿 부반송파의 개수 및 각 파일럿 신호를 통한 채널 추정치를 통해 결정하게 되며, 상기 채널 추정을 주파수 영역에서 수행할 경우, 사용된 OFDM 심볼의 개수 및 각 OFDM 심볼에 해당하는 채널 추정치를 통해 결정하게 된다.
상기 채널 추정을 주파수 영역에서 수행할 경우 상술한 바와 같이 파일럿 부반송파를 이용하게 되며, 상기 파일럿 부반송파는 리소스를 최소로 사용할 수 있는 상태에서 최적의 채널 추정치를 얻기 위하여 전 대역에 알맞게 배치하게 된다. 상기 파일럿 부반송파의 수와 각 파일럿 부반송파로 수신된 채널 정보를 바탕으로 상기 기지국은 IFFT 포인트를 늘이거나 줄이거나 유지하게 된다.
한편, 상기 채널 추정을 시간 영역에서 수행할 경우, 코히어런스 시간보다 작은 구간을 채널 추정의 기본 단위로 삼는다. 상기 코히어런스 시간은 무선 환경에서 채널 상황이 변하지 않는 최대한의 시간 간격을 의미하며, 일반적으로 OFDM 시스템에서는 1 OFDM 심볼을 코히어런스 시간으로 설정한다. 따라서, 상기 1 OFDM 심볼의 단위로 채널 추정을 하게 된다. 그러나, 본 발명에 따라 상기 IFFT 포인트를 변환하려면, 상기와 같이 1 OFDM 심볼 단위는 너무 주기가 짧으므로 상기 IFFT 포인트의 변경이 너무 잦게 된다. 따라서, 본 발명에 따라 시간 영역에서 채널 추정을 할 경우, 소정의 정해진 복수개의 OFDM 심볼 개수와 상기 복수 개의 OFDM 심볼로부터 구한 채널 추정치를 이용하여 상기 IFFT 포인트를 변환한다.
한편, 상기 채널 추정값은 비트 에러율(BER; Bit Error Rate)이 될 수도 있으며, 신호 대 잡음비(SNR; Signal to Noise Ratio)가 될 수도 있다. 즉 상기 채널 상태를 반영하여 채널 추정이 가능한 정보라면 어떠한 값이라도 가능하다.
이하, 도 9의 설명에서는 주파수 영역을 통한 채널 추정 방법을 설명하며, 시간 영역에서의 채널 추정도 상기 주파수 영역을 통한 채널 추정 방법과 대상 파라미터만이 다를 뿐 동일하게 적용 가능함은 자명하다.
상기 채널 추정을 주파수 영역에서 수행할 경우, 먼저 파일럿 개수 Np 및 상기 각 파일럿 부반송파에 해당하는 채널 추정치 Chp를 수신(901)하게 된다. 한편, 상술한 바와 같이 시간 영역에서 상기 채널 추정을 수행할 경우, 상기 파일럿 개수 대신 OFDM 심볼 개수 및 상기 각 OFDM 심볼에 해당하는 채널 추정치가 사용되어야 한다.
다음으로, 상기 수신된 파일럿 개수를 카운트 하기 위한 변수 Count 값을 1로 설정하고, 이후 매 파일럿에 대한 채널 추정값을 판단할 때마다 상기 Count 값을 증가시키게 된다. 또한, 상기 각 파일럿 부반송파를 통해 수신된 채널 추정값들 중에서 소정의 임계치 Chth보다 큰 값 및 작은 값에 대한 개수를 카운트하는 변수인 Nup 및 Ndown 값을 0으로 설정한다.
먼저, 최초 파일럿 부반송파를 통해 수신된 채널 추정값 Ch1을 상기 임계값 Chth와 비교(905)하게 된다. 이때, 상기 채널 추정값 Ch1이 상기 임계값 Chth 보다 클 경우, Nup 값을 1만큼 증가(907)시키게 되며, 상기 채널 추정값 Ch1이 상기 임계값 Chth보다 작을 경우, Ndown 값을 1만큼 증가(909)시키게 된다.
그런다음, 다음 파일럿 부반송파에 대한 채널 추정값을 판단하기 위하여 상기 Count 값을 1만큼 증가(913)시키고, 상기 Count 값이 사용된 전체 파일럿 부반송파 개수 Np와 같아질 때까지 상기 절차를 반복한다. 만약, 상기 모든 파일럿 부반송파에 대한 채널 추정이 완료되었을 경우, 즉 상기 Count 값이 파일럿 부반송파의 개수 Np가 되었을 경우, 상기 결정된 Nup, Ndown 및 서비스 타입 정보 D type 을 이용하여 상기 FFT/IFFT 포인트를 결정한다.
한편, 상기 결정된 Nup, Ndown 및 서비스 타입 정보 Dtype 을 이용하여 상기 FFT/IFFT 포인트를 결정하는 방법은 하기 <표 1>과 같은 방법에 의해 결정할 수도 있다.
Dtype (Nup, Ndown) NIFFT
default 0 (2, 2) 256
1 (2, 2) 512
2 (2, 2) 1024
0 (3, 1)/(4, 0) 512
(1, 3)/(0, 4) 128
1 (3, 1)/(4, 0) 1024
(1, 3)/(0, 4) 256
2 (3, 1)/(4, 0) 1024
(1, 3)/(0, 4) 512
상기 <표 1>에서, 인덱스 Nup, Ndown 및 Dtype 은 상술한 바와 같이 각각 채널 추정치가 임계치를 넘는 파일럿 개수, 임계치보다 낮은 파일럿 개수 및 서비스할 데이터의 종류를 나타낸다. 상기 서비스할 데이터의 종류는 예컨대, 음성, 정지영상, 동영상 등의 데이터 유형이 될 수 있으며, 상기 <표 1>에서는 편의상 상기 음성, 정지영상 및 동영상에 대해 각각 Dtype을 0, 1 및 2로 설정하기로 한다.
상기 <표 1>을 참조하면, 디폴트일 때의 IFFT 포인트는 상기 각 서비스(즉, 음성, 정지영상 및 동영상)에 따라 각각 256, 512, 1024로 설정하고, 제공 가능한 최대 IFFT 포인트는 1024라고 가정한다. 또한, 상기 채널 추정치를 전송하는 파일럿 부반송파의 수가 4개라고 가정한다. 이때, 상기 Nup 및 Ndown은 Nup+N down=4의 관계가 성립된다.
본 발명을 적용할때, 상기 Dtype 값이 0이며 채널 추정치가 임계값을 넘는 파일럿 부반송파의 개수가 많을 경우(즉, (3, 1) 및 (4, 0)의 경우), 상기 IFFT 포인트는 디폴트 값인 256에서 512로 늘어난다. 한편, 상기 채널 추정치가 임계값을 넘는 파일럿 부반송파의 개수가 적을 경우(즉, (1, 3) 및 (0, 4)의 경우), 상기 IFFT 포인트는 디폴트 값인 256에서 128로 줄어든다.
또한, 상기 Dtype 값이 1이며 채널 추정치가 임계값을 넘는 파일럿 부반송파의 개수가 많을 경우(즉, (3, 1) 및 (4, 0)의 경우), 상기 IFFT 포인트는 디폴트 값인 512에서 1024로 늘어난다. 한편, 상기 채널 추정치가 임계값을 넘는 파일럿 부반송파의 개수가 적을 경우(즉, (1, 3) 및 (0, 4)의 경우), 상기 IFFT 포인트는 디폴트 값인 512에서 256으로 줄어든다.
또한, 상기 Dtype 값이 2이며 채널 추정치가 임계값을 넘는 파일럿 부반송파의 개수가 많을 경우(즉, (3, 1) 및 (4, 0)의 경우), 상기 IFFT 포인트는 디폴트 값이 1024이므로 그대로 1024 포인트로 유지된다. 한편, 상기 채널 추정치가 임계값을 넘는 파일럿 부반송파의 개수가 적을 경우(즉, (1, 3) 및 (0, 4)의 경우), 상기 IFFT 포인트는 디폴트 값인 1024에서 512로 줄어든다.
한편, 상기 Dtype 값이 2일 때, 채널 상황이 좋음에도 불구하고, 상기 IFFT 포인트가 늘어나지 않는 이유는, 상기에서 최대 제공 가능한 IFFT 포인트가 1024라고 가정했기 때문이다. 상기 <표 1>은 본 발명의 이해를 위해 일예로 든 것이며, 채널 상황에 따라 증가할 수 있는 IFFT 포인트 수는 설정에 따라 다를 수 있다. 또한, 제공하는 상기 서비스의 종류를 더 세분하여 보다 최적이고 정밀한 IFFT 포인트 수를 조정할 수 있도록 구현하는 것이 가능하다.
상기에서는 본 발명에 따른 FFT/IFFT 포인트 결정 절차를 설명하였다. 이하, 상기 본 발명이 OFDM 시스템에 적용된 실시예를 도 10 및 도 11을 참조하여 설명한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 송신기 구조를 나타낸 블록도이다.
상기 도 10을 참조하면, 상기 OFDM 시스템의 송신기는 심벌 매핑기(symbol mapper; 1011), 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter; 1013), 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter; 1015), IFFT기(1017), 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter; 1019), 보호 구간 삽입기(guard interval inserter; 1021), 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter; 1023), 무선 주파수(Radio Frequency; 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(1025), IFFT 포인트 제어기(1027) 및 IFFT 포인트 결정기(1029)로 구성된다.
한편, 상기 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 송신기 구조는 상기 도 1에서 상술한 송신기 구조와 유사하며, 본 발명을 적용하기 위하여 IFFT 포인트를 가변적으로 처리하도록 제어하는 상기 IFFT 포인트 제어기(1027) 및 상기 IFFT 포인트 결정기(1029)를 더 구비한다. 따라서, 본 발명과 관련된 상기 IFFT 포인트 제어기(1027) 및 IFFT 포인트 결정기(1029)를 중심으로 상기 도 10을 설명하기로 한다.
상기 IFFT 포인트 결정기(1029)에서의 세부 기능은 상기 도 9에서 상술한 바와 같다. 즉, 파일럿 개수 및 각 파일럿 부반송파에 대한 채널 추정치 정보를 수신하고, 상기 채널 추정치 정보 및 서비스 종류에 따라 IFFT 포인트 개수를 결정한다.
이때, 상기 송신기가 기지국이며, 상기 기지국에서 상기 IFFT 포인트 개수를 결정할 경우, 상기 결정된 정보는 단말기로 송신되어야 하며, 이후 전송되는 데이터에 대하여 상기 IFFT 포인트 제어기(1027)는 상기 IFFT 포인트 결정기(1019)에서 결정된 IFFT 포인트 개수에 따라 상기 IFFT기(1017)에서 처리되도록 제어한다. 또한, 상기 직렬/병렬 변환기(1013)에서는 상기 변경된 IFFT 포인트에 따라 직렬로 입력되는 심볼을 상기 포인트 개수의 심볼 단위로 병렬 변환한다.
한편, 상기 송신기가 단말기이며, 상기 기지국에서 상기 IFFT 포인트 개수를 결정할 경우, 상기 결정된 정보는 단말기로 송신되어야 하며, 상기 단말기가 수신한 IFFT 포인트 정보는 상기 IFFT 포인트 제어기(1027)로 전송되며, 이후 전송되는 데이터에 대하여 상기 IFFT 포인트 제어기(1027)는 상기 IFFT기(1017)에서 상기 결정된 IFFT 포인트 개수에 따라 처리되도록 제어한다.
상기에서는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 송신기의 구조를 설명하였다. 이하, 도 11을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구조를 설명한다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 수신기 구조를 나타낸 블록도이다.
상기 도 11을 참조하면, 상기 수신기는 RF 처리기(1101), 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter; 1103), 보호 구간 제거기(guard interval remover; 1105), 직렬/병렬 변환기(1107), FFT기(1109), 등화기(equalizer; 1111), 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor; 1117), 동기 & 채널 추정기(synchronization & channel estimator; 1119), 병렬/직렬 변환기(1113), 심벌 디매핑기(symbol demapper; 1115), FFT 포인트 제어기(1121) 및 FFT 포인트 결정기(1123)로 구성된다.
한편, 상기 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 수신기 구조는 상기 도 2에서 상술한 수신기 구조와 유사하며, 본 발명을 적용하기 위하여 FFT 포인트를 가변적으로 처리하도록 제어하는 상기 FFT 포인트 제어기(1121) 및 FFT 포인트 결정기(1123)를 더 구비한다. 따라서, 본 발명과 관련된 상기 FFT 포인트 제어기(1121) 및 FFT 포인트 결정기(1123)를 중심으로 상기 도 11을 설명하기로 한다.
상기 FFT 포인트 결정기(1123)에서의 세부 기능은 상기 도 9에서 상술한 바와 같다. 즉, 상기 동기 및 채널 추정기(1119)로부터 파일럿 개수 및 각 파일럿 부반송파에 대한 채널 추정치 정보를 수신하고, 상기 채널 추정치 정보 및 서비스 종류에 따라 상기 FFT 포인트 결정기(1123)에서 FFT 포인트 개수를 결정한다.
이때, 상기 수신기가 기지국이며, 상기 기지국에서 상기 IFFT 포인트 개수를 결정할 경우, 상기 결정된 정보는 단말기로 송신되어야 하며, 이후 전송되는 데이터에 대하여 상기 FFT 포인트 제어기(1121)는 상기 IFFT 포인트 결정기(1123)에서 결정된 FFT 포인트 개수에 따라 상기 FFT기(1109)에서 처리되도록 제어한다. 또한, 상기 직렬/병렬 변환기(1107)에서는 상기 변경된 FFT 포인트에 따라 직렬로 입력되는 심볼을 상기 포인트 개수의 심볼 단위로 병렬 변환한다.
한편, 상기 수신기가 단말기이며, 상기 기지국에서 상기 FFT 포인트 개수를 결정할 경우, 상기 결정된 정보는 단말기로 송신되어야 하며, 상기 단말기가 수신한 FFT 포인트 정보는 상기 FFT 포인트 제어기(1121)로 전송되며, 이후 전송되는 데이터에 대하여 상기 FFT 포인트 제어기(1121)는 상기 FFT기(1109)에서 상기 결정된 FFT 포인트 개수에 따라 처리되도록 제어한다. 이때, 상기 FFT 포인트는 기지국에서 결정되어 수신된 정보이므로 상기 FFT 포인트 결정기(1123)는 기지국에서만 구비하면 되고, 상기 단말기에서는 상기 FFT 포인트 제어기(1121)만 구비하면 된다.
이하, 도 12를 참조하여 상기 도 10의 IFFT 포인트 제어기(1017)에서 변경된 IFFT 포인트 정보를 이용하여 IFFT기(1017)를 제어하는 방법을 보다 구체적으로 설명한다.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보를 이용하여 IFFT기에서 데이터를 할당하는 절차를 나타낸 흐름도이다.
상기 도 12를 참조하면, 먼저 변경된 IFFT 포인트 정보(즉, NIFFT)를 입력(1201)하고, 상기 변경된 IFFT 포인트 값이 최대 허용 가능 IFFT 포인트 값인 Nmax 값과 같은지 비교(1203)한다.
상기 비교 결과, 변경될 IFFT 포인트 수가 상기 IFFT기에서 최대 허용 가능한 포인트 개수가 아니면(즉, 최대 허용 포인트 개수보다 적으면)이면, 상기 변경된 개수만큼의 포인트(즉, [0~NIFFT-1])에는 데이터를 입력하여 IFFT 처리하며, 나머지 데이터가 입력되지 않는 포인트(즉, [NIFFT~Nmax])에는 데이터를 할당하지 않고 0을 입력(1205)한다. 예컨대, 상기 <표 1>에서의 실시예와 같이 IFFT 최대 포인트 개수가 1024라고 가정하고, 변경되는 IFFT 포인트의 수가 512 포인트일 경우, 상기 변경된 512개의 포인트에는 데이터를 할당하며, 상기 데이터가 할당되지 않는 나머지 512개의 포인트에는 0을 삽입한다. 이때, 상기 IFFT 포인터에 데이터를 삽입하는 방법은 상기 도 4a 및 도 4b에서 상술한 바와 같이 소정의 규칙에 따라 삽입하게 된다.
상기 비교 결과, 변경될 IFFT 포인트 수가 상기 IFFT기에서 최대 허용 가능한 포인트 개수와 일치할 경우, 모든 IFFT 포인트(즉, [0~NIFFT-1])에 데이터를 입력(1207)하여 IFFT 처리한다. 상기 IFFT기로 입력된 데이터들은 IFFT 처리되어 출력(1209)된다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDM 통신 시스템에서 제공하는 서비스의 종류와 채널 추정값을 바탕으로 적응적으로 IFFT의 포인트를 변경하여, 단말기의 속도에서 오는 채널 왜곡을 효율적으로 보상하게 되는 이점을 가진다. 또한, 상기 포인트가 변경 가능한 FFT/IFFT는 OFDM 통신 시스템의 전체 성능을 향상시킨다는 이점을 가진다. 아울러, 본 발명을 AMC 기술과 같이 적용하여 이용할 경우 최적의 데이터 전송률을 갖도록 구현하는 것이 가능하며, 제공되는 서비스 종류에 따라 최고의 품질로서 전송이 가능하도록 구현하는 것이 가능하다는 이점을 가진다.
도 1은 통상적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면.
도 2는 통상적인 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 도시한 도면.
도 3은 통상적인 FFT 연산에서 레딕스-2(radix-2) 구조의 각 원소에 대한 복소 연산을 나타낸 도면.
도 4a는 통상적인 레딕스-2 구조 16 포인트 FFT 블록에서의 연산 흐름을 나타낸 도면.
도 4b는 통상적인 레딕스-2 구조 8 포인트 FFT 블록에서의 연산 흐름을 나타낸 도면.
도 5는 통상적인 FFT 연산에서 레딕스-4 (radix-4) 버터플라이부의 각 원소에 대한 복소 연산을 나타낸 도면.
도 6은 통상적인 레딕스-4 구조 16 포인트 FFT 블록에서의 연산 흐름을 나타낸 도면.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 기지국에서 FFT/IFFT 포인트를 결정하여 데이터를 송수신하는 절차를 나타낸 흐름도.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 단말기에서 FFT/IFFT 포인트를 결정하여 데이터를 송수신하는 절차를 나타낸 흐름도.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 채널 환경에 따라 FFT/IFFT 포인트를 결정하는 절차를 나타낸 흐름도.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 송신기 구조를 나타낸 블록도.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 시스템의 수신기 구조를 나타낸 블록도.
도 12는 본 발명의 실시예에 따른 변경된 FFT/IFFT 포인트 정보를 이용하여 FFT/IFFT기에서 데이터를 할당하는 절차를 나타낸 흐름도.

Claims (47)

  1. 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환하는 방법에 있어서,
    상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 가변하여 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환 처리를 수행함을 특징으로 하는 상기 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 무선 환경에 대한 채널 추정 정보는 파일럿 신호를 통해 추정된 채널 추정치임을 특징으로 하는 상기 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 채널 추정치가 임계값을 초과하게 되는 파일럿 서브캐리어들이 많을 수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 전송하고자 하는 데이터의 서비스 종류에 따라 가변함을 특징으로 하는 상기 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 서비스 종류가 고속의 데이터 전송율이 요구될수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 서비스의 종류는 음성 통화 서비스, 정지영상 전송 서비스, 동영상 전송 서비스 및 사용자의 신청에 따른 고속 데이터 전송 서비스 중에서 선택된 어느 하나 이상임을 특징으로 하는 상기 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 가변되는 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 최대 허용 포인트 수를 넘지 않음을 특징으로 하는 상기 방법.
  8. 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 단말기에서 기지국으로 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 방법에 있어서,
    상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 결정하는 과정과,
    상기 데이터를 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환하여 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 채널 추정 정보는,
    상기 기지국으로부터 수신되고, 상기 기지국 및 단말기 상호간에 알고 있는 소정의 기준 신호를 통해 생성함을 특징으로 하는 상기 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 기준 신호는 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호는 상기 데이터를 송신하는 소정의 프레임에서 가장 먼저 송신되는 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 무선 환경에 대한 채널 추정 정보는 파일럿 신호를 통해 추정된 채널 추정치임을 특징으로 하는 상기 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 채널 추정치가 임계값을 초과하게 되는 파일럿 서브캐리어들이 많을 수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 방법.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 전송하고자 하는 데이터의 서비스 종류에 따라 가변함을 특징으로 하는 상기 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 서비스 종류가 고속의 데이터 전송율이 요구될수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 서비스의 종류는 음성 통화 서비스, 정지영상 전송 서비스, 동영상 전송 서비스 및 사용자의 신청에 따른 고속 데이터 전송 서비스 중에서 선택된 어느 하나 이상임을 특징으로 하는 상기 방법.
  17. 제8항에 있어서,
    상기 가변되는 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 최대 허용 포인트 수를 넘지 않음을 특징으로 하는 상기 방법.
  18. 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 단말기에서 기지국으로 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 방법에 있어서,
    상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보를 상기 기지국으로 전송하는 과정과,
    상기 채널 추정 정보에 따라 결정된 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 상기 기지국으로부터 수신하는 과정과,
    상기 데이터를 상기 기지국으로부터 수신한 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환하여 전송하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 채널 추정 정보는,
    상기 기지국으로부터 수신되고, 상기 기지국 및 단말기 상호간에 알고 있는 소정의 기준 신호를 통해 생성함을 특징으로 하는 상기 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 기준 신호는 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호는 상기 데이터를 송신하는 소정의 프레임에서 가장 먼저 송신되는 신호임을 특징으로 하는 상기 방법.
  22. 제19항에 있어서,
    상기 무선 환경에 대한 채널 추정 정보는 파일럿 신호를 통해 추정된 채널 추정치임을 특징으로 하는 상기 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 채널 추정치가 임계값을 초과하게 되는 파일럿 서브캐리어들이 많을 수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 방법.
  24. 제18항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 전송하고자 하는 데이터의 서비스 종류에 따라 가변함을 특징으로 하는 상기 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 서비스 종류가 고속의 데이터 전송율이 요구될수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 방법.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 서비스의 종류는 음성 통화 서비스, 정지영상 전송 서비스, 동영상 전송 서비스 및 사용자의 신청에 따른 고속 데이터 전송 서비스 중에서 선택된 어느 하나 이상임을 특징으로 하는 상기 방법.
  27. 제18항에 있어서,
    상기 가변되는 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 최대 허용 포인트 수를 넘지 않음을 특징으로 하는 상기 방법.
  28. 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 단말기 장치에 있어서,
    상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보에 따라 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 결정하는 역고속 푸리에 변환(IFFT) 포인트 결정기와,
    상기 데이터가 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환되도록 역고속 푸리에 변환기를 제어하는 역고속 푸리에 변환 제어기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 채널 추정 정보는,
    기지국으로부터 수신되고, 상기 기지국 및 단말기 상호간에 알고 있는 소정의 기준 신호를 통해 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 기준 신호는 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 프리앰블 신호는 상기 데이터를 송신하는 소정의 프레임에서 가장 먼저 송신되는 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  32. 제29항에 있어서,
    상기 무선 환경에 대한 채널 추정 정보는 파일럿 신호를 통해 추정된 채널 추정치임을 특징으로 하는 상기 장치.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 채널 추정치가 임계값을 초과하게 되는 파일럿 서브캐리어들이 많을 수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 장치.
  34. 제28항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 전송하고자 하는 데이터의 서비스 종류에 따라 가변함을 특징으로 하는 상기 장치.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 서비스 종류가 고속의 데이터 전송율이 요구될수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 장치.
  36. 제34항에 있어서,
    상기 서비스의 종류는 음성 통화 서비스, 정지영상 전송 서비스, 동영상 전송 서비스 및 사용자의 신청에 따른 고속 데이터 전송 서비스 중에서 선택된 어느 하나 이상임을 특징으로 하는 상기 장치.
  37. 제28항에 있어서,
    상기 가변되는 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 최대 허용 포인트 수를 넘지 않음을 특징으로 하는 상기 장치.
  38. 소정의 데이터를 복수의 서브캐리어를 통해 고속 푸리에 변환 및 역변환(FFT/IFFT) 하여 전송하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 통신 시스템에서, 상기 데이터를 역고속 푸리에 변환(IFFT)하여 전송하는 기지국 장치에 있어서,
    상기 데이터를 전송하는 무선 환경에 대한 채널 추정 정보를 단말기로부터 수신하고, 상기 수신된 채널 추정 정보에 따라 결정된 상기 역고속 푸리에 변환에서의 입력 포인트 수를 결정하는 역고속 푸리에 변환(IFFT) 포인트 결정기와,
    상기 데이터가 상기 결정된 입력 포인트 수에 따라 역고속 푸리에 변환되도록 역고속 푸리에 변환기를 제어하는 역고속 푸리에 변환 제어기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 채널 추정 정보는,
    상기 단말기로부터 역방향 채널을 통해 전송되는 적응적 변조 및 코딩을 위한 신호에 포함되어 전송됨을 특징으로 하는 상기 장치.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 채널 추정 정보는 단말기와 기지국이 알고 있는 기준 신호를 통해 상기 단말기가 생성함을 특징으로 하는 상기 장치.
  41. 제40항에 있어서,
    상기 기준 신호는 상기 데이터를 송신하는 소정의 프레임에서 가장 먼저 송신되는 프리앰블 신호임을 특징으로 하는 상기 장치.
  42. 제39항에 있어서,
    상기 무선 환경에 대한 채널 추정 정보는 파일럿 신호를 통해 추정된 채널 추정치임을 특징으로 하는 상기 장치.
  43. 제42항에 있어서,
    상기 채널 추정치가 임계값을 초과하게 되는 파일럿 서브캐리어들이 많을 수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 장치.
  44. 제38항에 있어서,
    상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 전송하고자 하는 데이터의 서비스 종류에 따라 가변함을 특징으로 하는 상기 장치.
  45. 제44항에 있어서,
    상기 서비스 종류가 고속의 데이터 전송율이 요구될수록 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수를 증가시킴을 특징으로 하는 상기 장치.
  46. 제44항에 있어서,
    상기 서비스의 종류는 음성 통화 서비스, 정지영상 전송 서비스, 동영상 전송 서비스 및 사용자의 신청에 따른 고속 데이터 전송 서비스 중에서 선택된 어느 하나 이상임을 특징으로 하는 상기 장치.
  47. 제38항에 있어서,
    상기 가변되는 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 입력 포인트 수는 상기 고속 푸리에 변환 및 역변환에서의 최대 허용 포인트 수를 넘지 않음을 특징으로 하는 상기 장치.
KR1020030063182A 2003-09-09 2003-09-09 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서적응적 고속 푸리에 변환 및 역변환 장치 및 방법 KR20050026193A (ko)

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