KR20040036492A - Method for improving a performance of transmitter and receiver in wireless communication systems - Google Patents

Abstract

PURPOSE: A method for improving transceiver performance of a radio communication system is provided to estimate signal unbalance generated in a transmitter and a receiver and thus to compensate it. CONSTITUTION: A transmitter(201) includes the first transmission path and the second transmission path outputting an in-phase transmission signal and an orthogonal phase transmission signal respectively by processing a digital signal with the first carrier of a carrier frequency and the second carrier having a 90 degree phase difference from the first carrier. The transmitter transmits an analog signal by adding the in-phase transmission signal and the orthogonal phase transmission signal. A receiver(249) includes the first receiving path and the second receiving path outputting an in-phase receiving signal and an orthogonal phase receiving signal respectively by processing the analog signal with the first carrier and the second carrier.

Description

무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 방법 {METHOD FOR IMPROVING A PERFORMANCE OF TRANSMITTER AND RECEIVER IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS}METHOD FOR IMPROVING A PERFORMANCE OF TRANSMITTER AND RECEIVER IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS}

본 발명은 통신시스템의 신호 처리에 관한 것으로, 특히 무선 통신시스템의 송신기와 수신기의 성능을 개선하기 위한 방법에 관한 것이다.The present invention relates to signal processing in a communication system, and more particularly to a method for improving the performance of a transmitter and a receiver in a wireless communication system.

잘 알려진 바와 같이, 무선 혹은 유선 통신시스템은 크게송신기(Transmitter)와 수신기(Receiver), 그리고 상기 송신기와 수신기를 연결하는 통신 채널로 이루어진다. 이러한 통신시스템의 성능, 즉 송수신기의 성능을 개선하기 위한 방식들에는 여러 가지가 방식들이 있다. 예를 들어, I/Q 불균형(imbalance), DC 옵셋(offset), 반송파 옵셋(carrier offset), 채널임펄스응답(CIR: Carrier Impulse Response) 등을 추정하고 보상하는 방식들은 송수신기의 성능을 개선하기 위한 방식들이다.As is well known, a wireless or wired communication system is largely composed of a transmitter and a receiver, and a communication channel connecting the transmitter and the receiver. There are many ways to improve the performance of such a communication system, that is, the performance of a transceiver. For example, methods for estimating and compensating I / Q imbalance, DC offset, carrier offset, carrier impulse response (CIR), etc. Ways.

일 예로, 통신시스템의 송신기와 수신기를 통해 송수신되는 신호는 구성요소들의 불완전한 특성으로 인하여 불균형이 발생할 수 있다. 구체적으로 말하면, 무선 통신시스템의 고주파수 전단(Radio Frequency Front End)은 동위상(In-phase)성분의 신호를 송수신하는 제1 송수신 경로(혹은 I채널)와 직각위상(Quadrature-phase)성분의 신호를 송수신하는 제2 송수신 경로(혹은 Q채널)로 구분되며 상기 각 경로에는 믹서(mixer)나 주파수 합성기(frequency synthesizer) 등이 포함되는데, 상기 믹서나 주파수 합성기의 불완전한 특성으로 인해 I채널을 통해 송수신되는 신호와 Q채널을 통해 송수신되는 신호의 사이에는 소위 "I/Q 불균형"이 발생한다.For example, an imbalance may occur due to incomplete characteristics of components of a signal transmitted and received through a transmitter and a receiver of a communication system. Specifically, the radio frequency front end of the wireless communication system is a signal of a first transmit / receive path (or I-channel) and quadrature-phase component that transmits and receives an in-phase signal. It is divided into a second transmission and reception path (or Q channel) for transmitting and receiving each of the path includes a mixer (mixer) or a frequency synthesizer (frequency synthesizer), etc., due to the incomplete characteristics of the mixer or frequency synthesizer transmitted and received through the I channel A so-called "I / Q imbalance" occurs between the signal to be transmitted and received and transmitted through the Q channel.

상기 I/Q 불균형은 동위상 성분과 직각위상 성분간에 크기(amplitude)나 이득(gain)이 차이가 나거나 혹은 동위상 성분과 직각위상 성분간에 위상(phase)이 정확히 90도(°) 가 차이가 나지 않고 어느 정도의 위상 왜곡이 있는 경우를 말한다. 예를 들어, 송신기에서 디지털 신호 처리된 기저대역(baseband) 신호는 캐리어 변조 혹은 상향 변환(up-conversion)을 위해 RF 믹서를 거치게 되는데, 상기 RF 믹서의 불완전한 특성으로 인해 송신기 I/Q 불균형으로 불리우는 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 다른 예로, 수신기의 안테나에 수신된 신호는 캐리어 복조 혹은 하향 변환(down-conversion)을 위해 RF 믹서를 거치게 되는데, 상기 RF 믹서의 불완전한 특성으로 인해 수신기 I/Q 불균형으로 불리우는 신호의 왜곡이 발생할 수 있다.The I / Q imbalance may have a difference in amplitude or gain between an in-phase component and a quadrature component or an exact difference of 90 degrees in phase between the in-phase component and the quadrature component. It is a case where there is some degree of phase distortion. For example, a baseband signal that has been digitally processed at the transmitter passes through an RF mixer for carrier modulation or up-conversion, which is called transmitter I / Q imbalance due to the incomplete nature of the RF mixer. Distortion of the signal may occur. As another example, a signal received at an antenna of a receiver passes through an RF mixer for carrier demodulation or down-conversion, and an incomplete characteristic of the RF mixer may cause distortion of a signal called receiver I / Q imbalance. have.

이러한 송신기 및 수신기의 I/Q 불균형은 모두 신호의 왜곡을 의미하는 것이므로 통신시스템의 성능을 열화시키는 주요한 원인이 된다. 따라서 통신시스템의 성능을 개선하기 위해서는 I/Q 불균형을 추정하고 이를 보상할 필요가 있다. 이러한 필요에 따라 I/Q 불균형을 추정하고 보상하는 종래기술에 따른 장치의 구성이 도 1에 도시되어 있다. 예를 들어, 상기 도 1의 구성은 문헌 Jack P. F. Glas, "Digital IQ imbalance compensation in a low-IF receiver", P1461~P1466, IEEE, 1998.에 도시되어 있다.Since the I / Q imbalance of the transmitter and the receiver both means distortion of the signal, it is a major cause of deterioration of the performance of the communication system. Therefore, to improve the performance of the communication system, it is necessary to estimate and compensate for the I / Q imbalance. The configuration of a device according to the prior art for estimating and compensating for I / Q imbalance according to this need is shown in FIG. For example, the configuration of FIG. 1 is shown in the literature Jack P. F. Glas, "Digital IQ imbalance compensation in a low-IF receiver", P1461-P1466, IEEE, 1998.

상기 도 1을 참조하면, 종래기술에 따른 I/Q 불균형의 추정 및 보상은 수신기의 I/Q 불균형 만을 추정 및 보상하는 구조이다. 이때 I/Q 불균형을 추정하기 위해 수신기의 동위상 이득 불균형 성분은 ()(137)로 모델링되고, 수신기의 직각위상 이득 불균형 성분은 ()(139) 로 모델링되고, 수신기의 동위상 위상 불균형 성분은 ()(134) 로 모델링되고, 수신기의 직각위상 위상 불균형 성분은 ()(135) 로 모델링된다.Referring to FIG. 1, the estimation and compensation of the I / Q imbalance according to the related art is a structure for estimating and compensating only the I / Q imbalance of the receiver. In order to estimate the I / Q imbalance, the in-phase gain imbalance component of the receiver is ( (137), the quadrature gain imbalance component of the receiver is ( (139), the in-phase phase imbalance component of the receiver is ( (134), the quadrature phase imbalance component of the receiver is ( 135).

이러한 수신기의 I/Q 불균형 모델로부터 추정되는 수신기의 이득 불균형 성분 및 위상 불균형 성분은 다음의 <수학식 1> 및 <수학식 2>와 같이 구해진다.The gain imbalance component and the phase imbalance component of the receiver estimated from the I / Q imbalance model of the receiver are obtained as in Equations 1 and 2 below.

상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>에서, 중간 매개 변수들,,,는 다음의 수학식들과 같이 근사적으로 구해진다.In Equations 1 and 2, intermediate parameters , , , Is approximated by the following equations.

상기 <수학식 1> 및 <수학식 2>와 같이 구한 I/Q 불균형 추정값들을 이용하여 수신 신호를 보상하기 위하여 도 1에 도시된 승산기(144)와 승산기(146)에는 각각 보상값들,이 제공된다. 이때 보상값들,은 다음의 <수학식 7> 및 <수학식 8>과 같이 주어진다.In order to compensate the received signal using the I / Q imbalance estimates obtained as in Equations 1 and 2, the multipliers 144 and the multipliers 146 shown in FIG. , This is provided. The compensation values , Are given by Equations 7 and 8 below.

이상에서 살펴본 종래기술에 의한 I/Q 불균형 추정 및 보상 방법은 다음과 같은 문제점이 있다.The above-described I / Q imbalance estimation and compensation method according to the related art has the following problems.

첫째, I/Q 불균형 추정 및 보상은 수신기에서만 이루어지기 때문에, 송신기의 I/Q 불균형은 추정 및 보상되지 않는다.First, since I / Q imbalance estimation and compensation is done only at the receiver, the I / Q imbalance of the transmitter is not estimated and compensated.

둘째, 수신기의 I/Q 불균형의 추정 과정에 있어서 중간 매개 변수들,,,가 근사적으로 구해지는데, 이러한 근사적 접근 방법은 추정 오류를 발생시킬 수 있으며 결국 시스템의 성능 저하를 가져온다.Second, intermediate parameters in the estimation process of the receiver's I / Q imbalance. , , , Is approximated, and this approximate approach can introduce estimation errors, which in turn can lead to poor system performance.

셋째, 종래 기술에서는 저주파 중간주파수(IF: Intermediate Frequency) w_{ d } 를 사용하는데, 이는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위해 것이라기 보다는 송신기의 구조가 저주파 중간 주파수를 사용하는 구조로 되어 있기 때문이다. 이와 같이 저주파 중간주파수를 사용하는 목적은 후술될 본 발명과 같이 I/Q 불균형을 보상하기 위한 것이 아니라, 수신기 구조 자체가 저주파 중간주파수를 사용하는 구조로 되어 있다는 사실에 유의할 필요가 있다. 참고적으로, 본 발명에서 저주파 중간주파수는 I/Q 불균형을 추정하기 위한 목적으로 사용되며, 추정이 완료된 후에는 기저 대역 혹은 임의의 중간 주파수를 사용할 수 있다.Third, in the prior art, a low frequency intermediate frequency (IF) w_ {d} is used, which is a structure in which a transmitter uses a low frequency intermediate frequency rather than to estimate and compensate for I / Q imbalance. Because. Thus, it is necessary to pay attention to the fact that the purpose of using the low frequency intermediate frequency is not to compensate for the I / Q imbalance as in the present invention to be described later, but the receiver structure itself is a structure using the low frequency intermediate frequency. For reference, in the present invention, the low frequency intermediate frequency is used for the purpose of estimating the I / Q imbalance, and after the estimation is completed, the base band or any intermediate frequency may be used.

한편, 통신시스템에서 송신기의 국부 발진기와 수신기의 국부 발진기 사이의 주파수 및 위상 차이에 의해 반송파 옵셋이 발생할 수 있다. 이러한 반송파 옵셋은 수신기의 성능과 안정적인 동작을 위해 반드시 제거될 필요가 있다. 이러한 필요에 따라 종래에는 일반적으로 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위하여 궤환 루프 방식이 사용되었다. 구체적으로 말하면, 반송파의 주파수 옵셋을 추정하고 보상하기 위해서 주파수동기루프(FLL: Frequency Locked Loop)가 사용되고, 반송파의 주파수 옵셋과 위상 옵셋을 보상하기 위해 위상동기루프(PLL: Phase Locked Loop)가 사용되었다. 일반적으로 PLL이 사용된 것이며, PLL의 수렴 속도를 빠르게 하기 위하여 FLL이 보조적으로 사용된 것이다.Meanwhile, in a communication system, a carrier offset may occur due to a frequency and phase difference between a local oscillator of a transmitter and a local oscillator of a receiver. This carrier offset must be removed for the performance and stable operation of the receiver. In order to meet these needs, a feedback loop scheme has been generally used to estimate and compensate a carrier offset. Specifically, Frequency Locked Loop (FLL) is used to estimate and compensate for the frequency offset of the carrier, and Phase Locked Loop (PLL) is used to compensate for the frequency offset and phase offset of the carrier. It became. In general, the PLL is used, and the FLL is used as an aid to speed up the convergence of the PLL.

그러나 상기 궤환 루프 방식을 사용할 경우에는 궤환 루프의 수렴 시간이 오래 걸린다는 문제점이 있다. 특히, 이러한 수렴 시간은 짧은 패킷에 대해 빠른 시간 안에 반송파 옵셋을 보상해야 하는 패킷 통신에서 문제가 된다. 무선 랜(Wireless LAN(Local Area Network))과 같은 패킷 통신 방식에서는 프리앰블(preamble)의 길이가 짧기 때문에 FLL 및 PLL의 고속 수렴이 필요하다. 즉, 패킷의 프리앰블의 앞부분에서 PLL의 수렴이 이루어져야 한다. 그러나 수렴속도를 빠르게 하기 위해 루프 대역폭(loop bandwidth)을 넓히면 낮은신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio)에서 루프가 불안정해지는 문제가 발생하며, 결과적으로 시스템의 성능이 급격히 열화된다는 문제가 있다.However, there is a problem in that the feedback loop takes a long time when the feedback loop method is used. In particular, this convergence time is a problem in packet communication, in which carrier offset must be compensated for a short packet within a short time. In a packet communication scheme such as a wireless local area network (LAN), a fast preamble length is required, and therefore fast convergence of the FLL and PLL is required. In other words, the PLL should converge at the beginning of the preamble of the packet. However, increasing the loop bandwidth to increase the convergence speed causes a problem that the loop becomes unstable at a low signal-to-noise ratio (SNR), resulting in a drastic deterioration of system performance. .

다른 한편, 유선 및 무선 통신시스템에서 송신 신호는 "채널" 혹은 "통신채널"을 통과하여 수신기에 도착하게 된다. 무선 통신시스템에서 통신 채널의 대표적인 예로는 "다중 경로 채널" 등을 들 수 있다. 일반적으로 통신 채널은 비선형적인 특성을 가지며, 이러한 통신 채널을 통과한 송신 신호는 통신 채널의 특성에 따라 심하게 왜곡이 된다. 따라서 수신기에서 통신 채널의 특성을 알 수 있으면 신호 처리를 효율적으로 할 수 있을 것이다.On the other hand, in wired and wireless communication systems, the transmitted signal arrives at the receiver through a "channel" or "communication channel". A representative example of a communication channel in a wireless communication system is a "multipath channel". In general, a communication channel has a nonlinear characteristic, and a transmission signal passing through the communication channel is severely distorted according to the characteristics of the communication channel. Therefore, if the receiver knows the characteristics of the communication channel, it will be possible to efficiently process the signal.

도 10은 종래 기술에 따라 채널임펄스응답(CIR: Channel Impulse Response)을 추정하기 위한 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 이 구성은 적응 알고리즘(adaptive algorithm)을 이용하여 CIR을 추정하는 예를 나타내고 있으며, 이러한 통신채널, 채널 혹은 CIR의 추정에는 대표적으로 채널정합필터(CMF: Channel Matched Filter)가 사용될 수 있다.FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of an apparatus for estimating a channel impulse response (CIR) according to the prior art. This configuration shows an example of estimating a CIR using an adaptive algorithm, and a channel matched filter (CMF) can be used for estimating such a communication channel, a channel, or a CIR.

상기 도 10을 참조하면, 수신신호(1001) r_n(k)(1002)는 'k'번째 시간에서의 'n'번째 CIR 계수와 대응하는 샘플로 나타낸다. 이 수신신호(1002)는 감산기(1014)에서 CIR 추정기의 출력인 (1013)의 출력신호와 차이를 계산하여 오차신호 e(k)(1015)를 만든다. CIR 추정기의 출력은 다음과 같이 얻어진다. 사전에 알고 있는 훈련 데이터(1003)는 매 샘플마다 동작하는 지연기를 거쳐 각각 [s1(1004),s2(1007), · · · , s3(1010)]과 같이 지연된 신호를 형성한다. 각 지연된 신호들은 CIR 계수 [f1(1005), f2(1008), · · · , fn, · · · , fN(1011)]와 각각 승산기 (1006, 1009, · · · , 1012)에서 곱하여진 후 가산기 (1013)에서 더하여 'k'번째 CIR 추정기의 출력을 얻을 수 있다.Referring to FIG. 10, the received signal 1001 r _n (k) 1002 is represented as a sample corresponding to the 'n' CIR coefficient at the 'k' time. The received signal 1002 calculates a difference from the output signal of 1013, which is the output of the CIR estimator, in the subtractor 1014 to produce an error signal e (k) 1015. The output of the CIR estimator is obtained as follows. The training data 1003 known in advance forms a delayed signal such as [s1 (1004), s2 (1007), ..., s3 (1010)], respectively, through a delay that operates for every sample. Each delayed signal is multiplied by the CIR coefficients f1 (1005), f2 (1008), ..., fn, ..., fN (1011) and multipliers (1006, 1009, ..., 1012), respectively. In addition to the adder 1013, the output of the 'k' th CIR estimator can be obtained.

한편, 오차신호 e(k)를 이용하여 계수 조절기(1016)에서는 다음 수학식 f_n(k+1) = f_n(k) + u x e(k) x con j(r_n(k))의 연산을 통하여 (k+1) 시간에서 CIR 추정 계수 f(k+1)=[f1, f2, · · · , fn, , fN]를 계산하여 CIR 계수를 업데이트(update)한다. 상기 수학식에서 u는 LMS 알고리즘의 스텝 사이즈(step size)로 스칼라(scalar)의 값을 가지며, conj(.)는 복소 공액(complex conjugate)을 나타낸다. 이상과 같은 CIR을 구하는 동작은 오차신호가 원하는 값 이하로 되거나 CIR 추정에 주어진 시간이 지날 때까지 계속된다.On the other hand, using the error signal e (k) in the coefficient controller 1016 the operation of the following equation f _n (k + 1) = f _n (k) + uxe (k) x con j (r _n (k)) The CIR coefficient is updated by calculating the CIR estimation coefficient f (k + 1) = [f1, f2, ..., fn,, fN] at (k + 1) time through. In the above equation, u has a scalar value as a step size of the LMS algorithm, and conj (.) Represents a complex conjugate. The operation of obtaining the CIR as described above is continued until the error signal becomes less than the desired value or the time given in the CIR estimation has passed.

전술한 바와 같은 적응 알고리즘을 이용한 CIR 추정 방식은 좋은 성능을 보인다. 그러나 다음과 같은 문제점을 가진다. 즉, 적응 알고리즘 방식이 그러하듯 CIR 계수 추정을 위해서는 많은 훈련 데이터를 필요로 한다. 따라서 CIR 계수 추정에 많은 시간이 소요되며, 다른 문제점으로는 패킷 전송인 경우 훈련데이터에 해당하는 프리앰블의 길이가 짧기 때문에, 즉 훈련데이터의 양이 적기 때문에 CIR 추정을 올바르게 할 수가 없다.The CIR estimation method using the adaptive algorithm as described above shows good performance. However, it has the following problem. That is, as with the adaptive algorithm, much training data is required for the CIR coefficient estimation. Therefore, it takes a lot of time to estimate the CIR coefficient, and another problem is that the CIR estimation cannot be correctly performed because the length of the preamble corresponding to the training data is short in the case of packet transmission, that is, the amount of training data is small.

따라서 본 발명의 목적은 통신시스템에서 송수신기의 성능을 개선시키기 위하여 송수신 신호의 불균형에 의한 신호의 왜곡을 제거하는 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a method for removing distortion of a signal due to an imbalance of a transmitted / received signal in order to improve performance of a transceiver in a communication system.

본 발명의 다른 목적은 통신시스템의 송신기 및 수신기에서 발생하는 신호의 불균형을 추정하고 보상하기 위한 방법을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a method for estimating and compensating for an imbalance in a signal generated at a transmitter and a receiver in a communication system.

본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 신호의 불균형을 추정하기 위해 사용되는 중간 매개 변수들을 정확하게 구하고 그에 따라 신호의 불균형을 추정 및 보상하는 방법을 제공함에 있다.It is still another object of the present invention to provide a method for accurately estimating intermediate parameters used for estimating an imbalance of a signal in a communication system and to estimate and compensate for an imbalance of the signal accordingly.

본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 송수신기의 성능을 개선시키기 위하여 반송파의 옵셋을 추정하고 보상하는 방법을 제공함에 있다.It is still another object of the present invention to provide a method for estimating and compensating an offset of a carrier in order to improve performance of a transceiver in a communication system.

본 발명의 또 다른 목적은 통신시스템에서 송수신기의 성능을 개선시키기 위하여 CIR 특성을 추정하는 방법을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a method for estimating CIR characteristics in order to improve performance of a transceiver in a communication system.

이러한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위한 방식들을 제안하고 있다. 일 예로서, 본 발명은 RF 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 방식을 제안한다. 다른 예로서, 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 방식을 제안한다. 또 다른 예로서, 본 발명은 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 적응 알고리즘 방식에 따라 CIR을 추정하는 방식을 제안한다.The present invention for achieving these objects proposes methods for improving the performance of a transceiver of a wireless communication system. As an example, the present invention proposes a scheme for estimating and compensating for I / Q imbalance that may be caused in the RF transceiver signal processing. As another example, the present invention proposes a scheme for estimating and compensating a carrier offset to improve the performance of a transceiver of a wireless communication system. As another example, the present invention proposes a method of estimating the CIR according to an adaptive algorithm scheme in order to improve the performance of a transceiver of a wireless communication system.

본 발명의 제1 방식에 따르면, 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 수신 신호와 상기 직각위상성분 수신 신호간의 불균형을 추정하기 위한 방법과, 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 이득의 불균형을 추정하기 위한 방법과, 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 위상의 불균형을 추정하기 위한 방법을 제안하는 것을 특징으로 한다.According to the first method of the present invention, a digital signal for transmission is processed into a first carrier of a preset carrier frequency and a second carrier having a 90 degree phase difference with the first carrier, respectively, thereby in-phase component transmission signal and quadrature phase. A transmitter including a first transmission path and a second transmission path for outputting component transmission signals, respectively, and adding the in-phase component transmission signal and the quadrature phase transmission signal and transmitting them as analog signals; A receiver including a first reception path and a second reception path for processing an analog signal from the transmitter into the first carrier and the second carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature component signal respectively; In a communication system; A method for estimating an imbalance between the in-phase component received signal and the quadrature component received signal, a method for estimating an imbalance of a gain between the in-phase component transmitted signal and the quadrature component transmitted signal, and the in-phase component A method for estimating an imbalance in phase between a transmission signal and the quadrature component transmission signal is proposed.

상기 제1 방식의 제1 견지에 따르면, 동위상성분 수신 신호와 직각위상성분 수신 신호간의 불균형을 추정하기 위한 방법은: 상기 제1 수신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 수신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 수신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 수신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 수신기를 모델화하는 과정과; 상기 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수(w_{ c } )와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과; 상기 모델화된 수신기에서 상기 송신기로부터의 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 수신 교정신호의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하고, 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식들에 각각 적용함에 의해 수신 이득 불균형 추정값 ()과 수신 위상 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.According to a first aspect of the first scheme, a method for estimating an imbalance between an in-phase component received signal and a quadrature component received signal includes: when the gain of the first receive path is "1", Gain ( ) And when the phase of the first receive path is "0", the phase of the second receive path is ( Modeling the receiver as; The transmitter transmits the digital signal to the carrier frequency w_ {c} and a predetermined intermediate frequency ( Transmitting through the first transmission path as a calibration signal by processing by a third carrier of a frequency determined by the sum of The in-phase component reception calibration signal and quadrature component reception obtained by receiving the calibration signal from the transmitter at the modeled receiver and processing the received calibration signal on the first and second reception paths, respectively. Expressing a calibration signal and expressing a received calibration signal by the sum of said expressed in-phase component received calibration signal and said expressed quadrature component received calibration signal; The first and second imaginary components of the received calibration signal ) And second variable ( ) And each of the real component and the imaginary component of the complex conjugate with respect to the received received corrected signal ) And the fourth variable ( And a process defined as; By applying the above defined variables to the following equations, ) And the received phase unbalance estimate ( ) Is calculated.

, ,

상기 제1 방식의 제2 견지에 따르면, 동위상성분 송신 신호와 직각위상성분 송신 신호간의 이득의 불균형을 추정하기 위한 방법은: 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 제1 이득 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제1 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제1 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 제1 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제1 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제1 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 제1 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 제2 이득 교정신호로서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신하는 과정과; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제2 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제2 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 제2 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제2 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제2 수신 교정 신호를 표현하는 과정과; 상기 표현된 제2 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 이득 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.According to a second aspect of the first scheme, a method for estimating a gain imbalance between an in-phase component transmission signal and a quadrature component transmission signal includes: the second transmission when the gain of the first transmission path is "1". The gain of the path is ( ) And when the phase of the first transmission path is "0", the phase of the second transmission path is ( Modeling the transmitter as; In the modeled transmitter, the digital signal is converted into the carrier frequency ( ) And the preset intermediate frequency ( Transmitting through the first transmission path as a first gain correction signal by processing by a third carrier having a frequency determined by the sum of A first in-phase component reception obtained by receiving the first gain calibration signal from the transmitter at the receiver and processing the received first gain calibration signal on the first and second receive paths, respectively Expressing a calibration signal and a first quadrature component received calibration signal, and expressing a first received calibration signal by the sum of the expressed first in-phase component received calibration signal and the expressed first quadrature component received calibration signal; Process; The real component and the imaginary component of the complex conjugate with respect to the first received corrected signal represented by the first variable ( ) And second variable ( And a process defined as; In the modeled transmitter, the digital signal is converted into the carrier frequency ( ) And the intermediate frequency ( ) And the gain of the second transmission path ( ) And the phase of the second transmission path ( Transmitting through the second transmission path as a second gain correction signal by processing by a fourth carrier having a frequency determined and taken into consideration; A second in-phase component reception obtained by receiving the second gain calibration signal from the transmitter at the receiver and processing the received second gain calibration signal on the first and second receive paths, respectively; Expressing a calibration signal and a second quadrature component received calibration signal, and expressing a second received calibration signal by the sum of the expressed second in-phase component received calibration signal and the expressed second quadrature component received calibration signal; Process; The real component and the imaginary component of the complex conjugate to the second received calibration signal represented by the third variable ( ) And the fourth variable ( And a process defined as; By applying the above defined variables to the following equation, the transmission gain imbalance estimate ( ) Is calculated.

상기 제1 방식의 제3 견지에 따르면, 동위상성분 송신 신호와 직각위상성분 송신 신호간의 위상의 불균형을 추정하기 위한 방법은: 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 상기 제1 송신 경로상의 제1 위상 교정신호를 생성하고, 또한 상기 반송파 주파수()와, 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 상기 제2 송신 경로상의 제2 위상 교정신호를 생성하고, 상기 제1 위상 교정신호와 상기 제2 위상 교정신호를 가산하여 가산된 위상 교정신호를 송신하는 과정과; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 위상 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 위상 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는과정과; 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 위상 불균형 추정값 ()를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.According to a third aspect of the first scheme, a method for estimating an imbalance in phase between an in-phase component transmission signal and a quadrature transmission component signal includes: the second transmission when the gain of the first transmission path is "1"; The gain of the path is ( ) And when the phase of the first transmission path is "0", the phase of the second transmission path is ( Modeling the transmitter as; In the modeled transmitter, the digital signal is converted into the carrier frequency ( ) And the preset intermediate frequency ( Is processed by a third carrier of a frequency determined by the sum of) to generate a first phase correction signal on the first transmission path, and further ) And the intermediate frequency ( ) And the gain of the second transmission path ( ) And the phase of the second transmission path ( The second phase correction signal on the second transmission path by processing with a fourth carrier having a frequency determined and taken into consideration, and adding the first phase correction signal and the second phase correction signal to add the phase correction. Transmitting a signal; An in-phase component received calibration signal and a quadrature component obtained by receiving the phase calibration signal from the transmitter at the receiver and processing the received phase calibration signal on the first and second receive paths, respectively; Expressing a received calibration signal and expressing a received calibration signal by a sum of the expressed in-phase component received calibration signal and the expressed quadrature component received calibration signal; The real component and the imaginary component of the complex conjugate with respect to the received received corrected signal are respectively defined as first variables ( ) And second variable ( And a process defined as; By applying the defined variables to the following equation, the transmission phase imbalance estimate ( ) Is calculated.

본 발명의 제2 방식에 따르면, 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 주파수동기루프는, 제1 입력 신호에 대한 주파수 에러를 검출하는 주파수에러 검출기와, 상기 주파수에러 검출기의 출력을 필터링하는 제1 루프 필터와, 상기 제1 루프 필터의 출력을 누적하는 누적기와, 상기 누적기의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진하는 제1 발진기와, 상기 제1 입력 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기로 출력하는 주파수 보상기로 구성되고, 상기 위상동기루프(PLL)는, 제2 입력 신호에 대한 위상 에러를 검출하는 위상에러 검출기와, 상기 위상에러 검출기의 출력을 필터링하는 제2 루프 필터와, 상기 제2 루프 필터의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진하는 제2 발진기와, 상기 제2 입력 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기로 출력하는 위상 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프 및 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법은, 미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정과, 상기 제1 구간에서 상기 추정된 초기 주파수 옵셋을 상기 누적기의 초기값으로 설정하고 상기 주파수동기루프를 획득 모드 및 추적 모드로 순차적으로 구동시키는 과정과, 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프가 상기 추적 모드로 구동이 완료되었을 때 상기 누적기의 초기값을 상기 제2 루프 필터의 초기값으로 제공하고 상기 주파수 보상기에 의해 보상된 신호로부터 추정되는 위상 옵셋을 상기 제2 발진기의 초기값으로 제공한 후 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과, 상기 제1 구간 및 상기 설정된 시간 구간중 상기 제1 구간 이외의 제2 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 포함함을 특징으로 한다.According to a second aspect of the present invention, there is provided a transmitter comprising a transmitting local oscillator, a receiving local oscillator corresponding to the transmitting local oscillator, a receiver having a frequency synchronous loop (FLL) and a phase synchronous loop (PLL), The frequency synchronization loop may include: a frequency error detector for detecting a frequency error with respect to a first input signal, a first loop filter for filtering an output of the frequency error detector, an accumulator for accumulating an output of the first loop filter; A first oscillator for oscillating a signal corresponding to the output of the accumulator as a frequency compensation signal, and a frequency for compensating the first input signal according to the frequency compensation signal and outputting a signal whose frequency offset is compensated to the frequency error detector; Comprising a compensator, the phase-lock loop (PLL), the phase error detector for detecting a phase error with respect to the second input signal, and the phase error A second loop filter for filtering the output of the detector, a second oscillator for oscillating a signal corresponding to the output of the second loop filter as a phase compensation signal, and compensating the second input signal according to the phase compensation signal to phase In a communication system comprising a phase compensator for outputting the offset-compensated signal to the phase error detector, the frequency synchronization loop and the phase synchronization loop to remove a frequency and phase offset between the transmitting local oscillator and the receiving local oscillator. The method of controlling driving of the electronic device may include estimating an initial frequency offset in a first section smaller than the set time section with respect to a received signal input in units of a predetermined time section, and the estimated initial frequency offset in the first section. Is set to an initial value of the accumulator and the frequency synchronization loop is set to an acquisition mode and a tracking mode. Driving sequentially and providing the initial value of the accumulator as an initial value of the second loop filter when the frequency synchronization loop is driven in the tracking mode in the first section and compensated by the frequency compensator; Providing a phase offset estimated from the estimated signal as an initial value of the second oscillator and then driving the phase locked loop in an acquisition mode, and performing a second operation other than the first interval among the first interval and the set time interval. And driving the phase locked loop in a tracking mode in a section.

본 발명의 제3 방식에 따르면, 송신기와, 수신기와, 통신채널로 이루어지는 통신시스템에서, 상기 통신채널의 채널임펄스응답(CIR)을 추정하기 위한 방법은, 수신되는 신호 열을 제1 속도로 버퍼에 저장하는 과정과, 미리 주어진 훈련데이터 열로부터 미리 설정된 샘플들로 이루어지는 신호 열을 생성하는 과정과, 상기 생성된 신호 열의 각 샘플들과 미리 주어지는 CIR 계수들을 각각 곱하고 그 곱셈 결과들을 가산하는 과정과, 상기 버퍼에 저장된 신호 열을 상기 제1 속도보다 높은 제2 속도로 엑세스하여 상기 가산 결과와 가산하고 그 가산 결과를 오차 신호로서 생성하는 과정과, 상기 오차 신호를 이용하여 상기 CIR 계수들을 업데이트하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.According to a third method of the present invention, in a communication system consisting of a transmitter, a receiver, and a communication channel, a method for estimating a channel impulse response (CIR) of the communication channel includes buffering a received signal sequence at a first rate. Storing a signal, generating a signal sequence consisting of preset samples from a predetermined training data sequence, multiplying each sample of the generated signal sequence by a predetermined CIR coefficient, and adding the multiplication results; Accessing the signal sequence stored in the buffer at a second speed higher than the first speed and adding the resultant to the addition result as an error signal, and updating the CIR coefficients using the error signal. Characterized by including the process.

전술한 바와 같은 내용은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자는 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로 보다 잘 이해할 수 있도록 하기 위하여 본 발명의 특징들 및 기술적인 장점들을 다소 넓게 약술한 것이다.The foregoing has outlined rather broadly the features and technical advantages of the present invention in order that those skilled in the art may better understand the detailed description of the invention that follows.

본 발명의 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징들 및 장점들이 후술될 것이다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 동일한 목적들을 달성하기 위하여 다른 구조들을 변경하거나 설계하는 기초로서 발명의 개시된 개념 및 구체적인 실시예가 용이하게 사용될 수도 있다는 사실을 인식하여야 한다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 또한 발명과 균등한 구조들이 본 발명의 가장 넓은 형태의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않는다는 사실을 인식하여야 한다.Additional features and advantages of the invention will be described hereinafter which form the subject of the claims of the invention. Those skilled in the art should recognize that the disclosed concepts and specific embodiments of the invention may be readily used as a basis for modifying or designing other structures for achieving the same purposes of the present invention. Those skilled in the art should also recognize that structures equivalent to the invention do not depart from the spirit and scope of the broadest form of the invention.

도 1은 종래기술에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 송수신 신호 불균형 추정 및 보상 장치의 구성을 보여주는 도면.1 is a view showing the configuration of a transmission and reception signal imbalance estimation and compensation device for improving the performance of a transceiver of a wireless communication system according to the prior art.

도 2는 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 신호 불균형 추정 및 보상 장치의 구성을 보여주는 도면.2 is a diagram illustrating a configuration of a signal imbalance estimation and compensation device for improving transceiver performance of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면.3 is a diagram showing a processing flow of a signal imbalance estimation and compensation operation according to the first embodiment of the present invention.

도 4a 및 도 4b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작에 의한 영향을 보여주는 도면.4A and 4B illustrate the effects of signal imbalance estimation and compensation operations according to the first embodiment of the present invention.

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면.5 is a flowchart showing a processing flow of a signal imbalance estimation and compensation operation according to a second embodiment of the present invention.

도 6a 및 도 6b는 본 발명의 제2 실시예에 따른 신호 불균형 추정 및 보상 동작에 의한 영향을 보여주는 도면.6A and 6B illustrate the effects of signal imbalance estimation and compensation operations according to a second embodiment of the present invention.

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 반송파 옵셋 추정 및 보상 동작을 위한 주파수동기루프(FLL)의 구성을 보여주는 도면.7 is a diagram illustrating a configuration of a frequency synchronization loop (FLL) for carrier offset estimation and compensation for improving transceiver performance of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 반송파 옵셋 추정 및 보상 동작을 위한 위상동기루프(PLL)의 구성을 보여주는 도면.8 is a diagram illustrating a configuration of a phase locked loop (PLL) for carrier offset estimation and compensation operation for improving transceiver performance of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 반송파 옵셋 추정 및 보상 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면.9 illustrates a processing flow of a carrier offset estimation and compensation operation for improving transceiver performance of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention.

도 10은 종래기술에 따른 채널임펄스응답(CIR) 추정 장치의 구성을 보여주는 도면.10 is a view showing the configuration of a channel impulse response (CIR) estimation apparatus according to the prior art.

도 11은 본 발명의 실시예에 따라 무선 통신시스템의 송수신기 성능을 개선하기 위한 채널임펄스응답(CIR) 추정 장치의 구성을 보여주는 도면.FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration of a channel impulse response (CIR) estimating apparatus for improving transceiver performance of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention. FIG.

도 12는 본 발명의 실시예에 따라 채널임펄스응답(CIR)을 추정한 결과를 보여주는 도면.12 is a view showing a result of estimating a channel impulse response (CIR) according to an embodiment of the present invention.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 참조번호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.DETAILED DESCRIPTION A detailed description of preferred embodiments of the present invention will now be described with reference to the accompanying drawings. It should be noted that reference numerals and like elements among the drawings are denoted by the same reference numerals and symbols as much as possible even though they are shown in different drawings. In the following description of the present invention, if it is determined that a detailed description of a related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted.

하기에서 설명될 본 발명은 유선 혹은 무선 통신시스템, 특히 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키는 기술에 관련한 것임을 밝혀두는 바이다. 일 예로서, 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 RF 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 방식이 개시되어 있다. 이러한 본 발명에 따른 동작을 위한 통신시스템은 도 2에 도시된 바와 같이 구성된다. 즉, 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위한 송신기 및 수신기를 포함하는 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 이러한 본 발명의 실시예에 따른 동작은 수신기에서의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 제1 실시예와, 송신기에서의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위한 제2 실시예로 구분되어 설명될 것이다. 다른 예로서, 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 방식이 개시되어 있다. 이 방식은 도 7 내지 도 9와 관련되어 설명될 것이다. 상기 도 7과 도 8은 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 FLL 및 PLL의 구성을 각각 도시하고 있다. 상기 도 9는 본 발명의 실시예에 따라 반송파 옵셋을 추정하고 보상하기 위한 동작의 처리 흐름을 도시하고 있다. 이 실시예는 제3 실시예로서 설명될 것이다. 또 다른 예로서, 무선 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선시키기 위해 적응 알고리즘 방식에 따라 CIR을 추정하는 방식이 개시되어 있다. 이 방식은 도 11에 도시된 바와 같은 장치에 의해 수행되며, 이 장치에 의한 수행 결과가 도 12에 도시되어 있다. 이 실시예는 제4 실시예로서 설명될 것이다.The present invention to be described below is directed to a technique for improving the performance of a transceiver of a wired or wireless communication system, in particular a wireless communication system. As an example, a method for estimating and compensating for an I / Q imbalance that may be caused during an RF transceiver signal processing to improve the performance of a transceiver of a wireless communication system is disclosed. The communication system for operation according to the present invention is configured as shown in FIG. That is, FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of an apparatus including a transmitter and a receiver for I / Q imbalance estimation and compensation according to an embodiment of the present invention. The operation according to the embodiment of the present invention is divided into a first embodiment for estimating and compensating I / Q imbalance at a receiver and a second embodiment for estimating and compensating I / Q imbalance at a transmitter. Will be. As another example, a scheme is disclosed for estimating and compensating carrier offset to improve the performance of a transceiver in a wireless communication system. This approach will be described with reference to FIGS. 7 to 9. 7 and 8 illustrate the configuration of FLL and PLL for estimating and compensating a carrier offset, respectively. 9 illustrates a processing flow of an operation for estimating and compensating a carrier offset according to an embodiment of the present invention. This embodiment will be described as the third embodiment. As another example, a method of estimating CIR according to an adaptive algorithm scheme is disclosed to improve performance of a transceiver of a wireless communication system. This method is performed by the apparatus as shown in FIG. 11, and the results of the performance by the apparatus are shown in FIG. This embodiment will be described as the fourth embodiment.

A. 발명의 개요A. Summary of the Invention

본 발명의 각 실시예들을 구체적으로 설명하기에 앞서서 각 실시예들의 특징을 간단하게 살펴보면 다음과 같다.Before describing each embodiment of the present invention in detail, the characteristics of each embodiment will be briefly described as follows.

(A-1). 제1 및 제2 실시예들(A-1). First and second embodiments

본 발명의 제1 및 제2 실시예들에서는 무선 통신시스템의 송수신단 신호처리 과정에서 야기될 수 있는 송신기(TX)의 I(In-phase)/Q(Quadrature-phase) 불균형이나 수신기(RX)의 I/Q 불균형을 추정(estimation) 및 보상(compensation)하기 위한 효과적인 방안을 제안한다. 통신시스템에서 송수신 RF 전단부의 불완전한 신호처리에 의해서 야기되는 I/Q 불평형이 존재하는 경우에는 데이터 복조 성능이 열화된다. 이러한 경우에는 본 발명에서 제안한 I/Q 불평형 추정 및 보상 방법을 이용하면 데이터 복조 성능 개선이 가능하다.In the first and second embodiments of the present invention, an I (In-phase) / Q (Quadrature-phase) imbalance or a receiver (RX) of a transmitter TX may be caused in a signal processing process of a transmitter / receiver of a wireless communication system. We propose an effective method for estimating and compensating I / Q imbalances of Data demodulation performance is degraded when there is an I / Q imbalance caused by incomplete signal processing at the transmit / receive RF front end in a communication system. In this case, data demodulation performance can be improved by using the I / Q imbalance estimation and compensation method proposed in the present invention.

이와 같은 I/Q 불균형으로 인한 시스템 성능 열화를 개선하기 위한 본 발명의 제1 실시예는 수신기 RF의 불완전한 신호처리에 의해서 야기되는 I/Q 불균형을 추정하고 이를 보상하는 방법에 관한 것이고, 제2 실시예는 송신기 RF의 불완전한 신호처리에 의해서 야기되는 I/Q 불평형을 추정하고 이를 보상하는 방법에 관한 것이다.A first embodiment of the present invention for improving system performance deterioration due to such I / Q imbalance relates to a method of estimating and compensating I / Q imbalance caused by incomplete signal processing of a receiver RF, and a second Embodiments relate to methods for estimating and compensating for I / Q imbalance caused by incomplete signal processing of a transmitter RF.

(A-2). 제3 실시예(A-2). Third embodiment

본 발명의 제3 실시예에서는 통신 시스템의 송수신기의 국부 발진기사이의 주파수 및 위상 차이에 의해 발생하는 반송파 옵셋을 고속으로 추정하고 보상하는 방식이 제안된다. 본 발명에서 제안한 새로운 방식의 반송파 옵셋 추정 및 보상기는 궤환 루프 구조를 사용하며 FLL과 PLL에 모두 적용 가능한 방식으로서 FLL과 PLL의 수렴 속도를 향상시켜 고속으로 반송파 옵셋을 추정하고 보상하는 구조이다. 제안된 방식의 고속 반송파 옵셋 추정 및 보상기를 사용하면 종래의 방식에 비해 고속으로 반송파 옵셋을 추정 및 보상할 수 있다.In a third embodiment of the present invention, a scheme for estimating and compensating for a carrier offset caused by a frequency and phase difference between a local oscillator of a transceiver of a communication system at high speed is proposed. The carrier offset estimator and compensator proposed by the present invention uses a feedback loop structure and is applicable to both the FLL and the PLL and improves the convergence speed of the FLL and the PLL to estimate and compensate the carrier offset at high speed. By using the fast carrier offset estimator and compensator of the proposed scheme, the carrier offset can be estimated and compensated at a higher speed than the conventional scheme.

(A-3). 제4 실시예(A-3). Fourth embodiment

본 발명의 제4 실시예서는 고속 반복화 처리 기법을 이용한 CIR(channel impulse response) 추정 방식이 제안된다. 이 방식은 통신채널의 임펄스 응답을 추정하기 위해 동일한 훈련데이터(training data)를 고속으로 처리하여 반복적으로 이용하는 것이다. 적응 알고리즘 방식의 일종으로 널리 알려진 LMS(Least Mean Square)나 RLS(Recursive Least Square) 방식 등을 이용하여 CIR을 추정하기 위해서는 일반적으로 많은 훈련 데이터가 필요하다. 그러나 패킷(packet) 통신과 같은 경우에는 많은 훈련 데이터를 전송할 수가 없으므로 성능 좋은 CIR 추정을 위해 어려운 점이 있었다. 그러나 본 발명의 고속 반복화 처리 기법을 이용하여 동일한 훈련 데이터를 고속 및 반복화 처리를 하여 성능 좋은 등화 계수 추출이 가능하다.In a fourth embodiment of the present invention, a channel impulse response (CIR) estimation method using a fast iteration scheme is proposed. This method uses the same training data at high speed and repeatedly to estimate the impulse response of the communication channel. In order to estimate the CIR using the least mean square (LMS) or the recursive least square (RLS) method, which is widely known as an adaptive algorithm, a lot of training data is generally required. However, in the case of packet communication, a lot of training data cannot be transmitted, which makes it difficult to estimate a good CIR. However, by using the fast iterative processing technique of the present invention, it is possible to extract the equalization coefficients having good performance by performing the fast and iterative processing of the same training data.

먼저, 본 발명의 실시예에 따른 동작을 구체적으로 설명함에 있어서 사용되는 삼각함수 공식들을 정리하면 하기의 <표 1>과 같다.First, summarized trigonometric formulas used in describing the operation according to an embodiment of the present invention in detail as shown in Table 1 below.

B. 제1 및 제2 실시예들B. First and Second Embodiments

다음에, 본 발명의 실시예에 따른 동작을 위한 통신시스템의 구성을 설명하면 다음과 같다.Next, a configuration of a communication system for operation according to an embodiment of the present invention will be described.

상기 도 2를 참조하면, 통신시스템은 송신기와, 수신기를 포함한다.Referring to FIG. 2, the communication system includes a transmitter and a receiver.

상기 송신기는 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수()의 제1 반송파() 및 상기 제1 반송파와 90도(°) 위상 차이를 가지는 제2 반송파()로 각각 처리하여 동위상성분(In-phase) 송신 신호 및 직각위상성분(Quadrature-phase) 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신한다. 상기 제1 송신 경로는 디지털신호 처리기(Digital Signal Processor)(201)로부터의 I채널 디지털 신호를 아날로그 변환하는 디지털/아날로그(D/A: Digital-to-Analog) 변환기(209)와, 상기 D/A 변환기(209)의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터(LPF: Low Pass Filter)(211)와, 상기 저역통과필터(211)의 출력과 주파수 합성기(215)에 의해 생성되는 반송파를 혼합하여 RF 대역의 동위상성분 송신신호를 출력하는 믹서(222)를 포함한다. 제2 송신 경로는 상기 디지털신호 처리기(201)로부터의 Q채널 디지털 신호를 아날로그 변환하는 D/A 변환기(210)와, 상기 D/A 변환기(210)의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터(LPF)(212)와, 상기 저역통과필터(212)의 출력과 상기 주파수 합성기(215)에 의해 생성되는 반송파를 혼합하여 RF 대역의 직각위상성분 송신신호를 출력하는 믹서(223)를 포함한다. 상기 믹서(222)로부터의 동위상성분 송신신호와 상기 믹서(223)로부터의 직각위상성분 송신신호는 가산기(221)에 의해 가산되어 아날로그 신호로서 안테나(도시하지 않음)를 통해 송신된다. 참조부호(225)는 송신기와 수신기 경로 사이의 랜덤 위상(random noise) 성분을 나타낸다.The transmitter transmits a digital signal for transmission to a preset carrier frequency ( First carrier of ) And a second carrier having a phase difference of 90 degrees from the first carrier ( And a first transmission path and a second transmission path each of which is processed into an in-phase transmission signal and a quadrature-phase transmission signal, respectively, wherein the in-phase component transmission signal and The quadrature phase component transmission signal is added and transmitted as an analog signal. The first transmission path is an I-channel digital signal from a digital signal processor 201. Digital-to-Analog (D / A) converter 209 for converting the analog signal, and Low Pass Filter (LPF) for low-pass filtering the output of the D / A converter 209 ( 211 and a mixer 222 for mixing the output of the low pass filter 211 with the carrier generated by the frequency synthesizer 215 and outputting an in-phase component transmission signal in the RF band. The second transmission path is a Q channel digital signal from the digital signal processor 201. A D / A converter 210 for analog conversion, a low pass filter (LPF) 212 for low-pass filtering the output of the D / A converter 210, an output of the low pass filter 212 and the And a mixer 223 for mixing the carriers generated by the frequency synthesizer 215 to output quadrature-phase component transmission signals in the RF band. The in-phase component transmission signal from the mixer 222 and the quadrature phase component transmission signal from the mixer 223 are added by the adder 221 and transmitted as an analog signal through an antenna (not shown). Reference 225 represents a random noise component between the transmitter and receiver paths.

상기 주파수 합성기(215)는 제1 반송파()(216), 제2반송파() (217), 제3 반송파()(218), 제4 반송파()(219)를 생성한다. 본 발명의 실시예에 따른 I/Q 불균형 추정 동작시 상기 제1 반송파(216)와 상기 제3 반송파(218)가 사용되며, 상기 추정 동작이 완료된 이후에 상기 제2 반송파(217)와 상기 제4 반송파(219)가 사용된다. 이러한 동작을 위해 스위치들(220,221)이 구비된다. 상기 스위치(220)는 상기 제1 반송파(216)와 상기 제2 반송파(217)를 선택적으로 상기 믹서(222)로 제공한다. 상기 스위치(221)는 상기 제3 반송파(218)와 상기 제4 반송파(219)를 선택적으로 상기 믹서(223)로 제공한다.The frequency synthesizer 215 has a first carrier ( ) (216), second carrier ( ) 217, the third carrier ( ) 218, fourth carrier ( Generate 219. In the I / Q imbalance estimation operation according to an embodiment of the present invention, the first carrier 216 and the third carrier 218 are used, and after the estimation operation is completed, the second carrier 217 and the second carrier are used. Four carriers 219 are used. Switches 220 and 221 are provided for this operation. The switch 220 selectively provides the first carrier 216 and the second carrier 217 to the mixer 222. The switch 221 selectively provides the third carrier 218 and the fourth carrier 219 to the mixer 223.

미설명한 승산기들(205,207)과 가산기(206)는 송신기의 I/Q 이득 불균형을 보상하기 위한 구성요소들이고, 승산기(214)는 송신기의 I/Q 위상 불균형을 보상하기 위한 구성요소이다. 상기 승산기(208)는 Q채널 디지털 신호()를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(207)을 승산한다. 상기 승산기(208)의 출력은 상기 D/A 변환기(210)로 제공된다. 상기 승산기(205)는 Q채널 디지털 신호()를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(204)을 승산한다. 상기 가산기(206)는 상기 승산기(205)의 출력에 I채널 디지털 신호()를 가산한다. 상기 가산기(206)의 출력은 상기 D/A 변환기(209)로 제공된다. 상기 승산기(214)는 상기 저역통과필터(212)의 출력에 송신기의 I/Q 위상 불균형 보상을 위한 값()(213)을 승산한다. 상기 승산기(214)의 출력은 상기 믹서(223)로 제공된다.Unexplained multipliers 205 and 207 and adder 206 are components for compensating the transmitter's I / Q gain imbalance, and multiplier 214 is a component for compensating the transmitter's I / Q phase imbalance. The multiplier 208 is a Q-channel digital signal ( ) And the value (for gain imbalance compensation) for this input signal. Multiply by (207). The output of the multiplier 208 is provided to the D / A converter 210. The multiplier 205 is a Q-channel digital signal ( ) And the value (for gain imbalance compensation) for this input signal. Multiply by (204). The adder 206 is connected to the output of the multiplier 205 using an I-channel digital signal ( Add). The output of the adder 206 is provided to the D / A converter 209. The multiplier 214 is a value for the I / Q phase imbalance compensation of the transmitter at the output of the low pass filter 212 ( Multiply by (213). The output of the multiplier 214 is provided to the mixer 223.

상기 수신기는 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파() 및 상기 제2 반송파()로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함한다. 상기 제1 수신 경로는 믹서(231), 저역통과필터(238), 아날로그/디지털(A/D: Analog-to-Digital) 변환기(240)를 포함한다. 상기 믹서(231)는 안테나(도시하지 않음)를 통해 수신되는 신호를 입력하고 이 수신 신호를 주파수 합성기(233)에 의해 생성되는 반송파()와 혼합하여 중간주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역의 신호를 출력한다. 상기 저역통과필터(238)는 상기 믹서(231)의 출력을 저역통과필터링한다. 상기 A/D 변환기(240)는 상기 저역통과필터(238)로부터의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 A/D 변환기(240)의 출력신호는 동위상 수신신호로서 디지털 신호 처리기(249)로 제공된다.The receiver transmits an analog signal from the transmitter to the first carrier ( ) And the second carrier ( And a first receiving path and a second receiving path respectively processing the same to output an in-phase component receiving signal and a quadrature component receiving signal, respectively. The first receive path includes a mixer 231, a low pass filter 238, and an analog-to-digital (A / D) converter 240. The mixer 231 inputs a signal received through an antenna (not shown) and transfers the received signal to a carrier wave generated by the frequency synthesizer 233. ) And outputs the signal in the intermediate frequency (IF) band. The low pass filter 238 low pass filters the output of the mixer 231. The A / D converter 240 converts the analog signal from the low pass filter 238 into a digital signal. The output signal of the A / D converter 240 is an in-phase received signal. To the digital signal processor 249.

상기 제2 수신 경로는 믹서(232), 저역통과필터(239), A/D 변환기(241)를 포함한다. 상기 믹서(232)는 안테나(도시하지 않음)를 통해 수신되는 신호를 입력하고 이 수신 신호를 주파수 합성기(233)에 의해 생성되는 반송파()와 혼합하여 IF 신호를 출력한다. 상기 저역통과필터(239)는 상기 믹서(232)의 출력을 저역통과필터링한다. 상기 A/D 변환기(241)는 상기 저역통과필터(239)로부터의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 상기 A/D 변환기(241)의 출력신호는 직각위상 수신신호로서 디지털 신호 처리기(249)로 제공된다.The second receive path includes a mixer 232, a low pass filter 239, and an A / D converter 241. The mixer 232 inputs a signal received through an antenna (not shown) and transfers the received signal to a carrier wave generated by the frequency synthesizer 233. ) And IF signal is output. The low pass filter 239 low pass filters the output of the mixer 232. The A / D converter 241 converts an analog signal from the low pass filter 239 into a digital signal. The output signal of the A / D converter 241 is a quadrature phase reception signal. To the digital signal processor 249.

미설명한 승산기들(243,245)과 가산기(246)는 수신기의 I/Q 이득 불균형을 보상하기 위한 구성요소들이고, 승산기(236)는 수신기의 I/Q 위상 불균형을 보상하기 위한 구성요소이다. 상기 승산기(243)는 상기 A/D 변환기(241)로부터의 신호를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(242)을 승산한다. 상기 승산기(242)의 출력은 상기 가산기(246)로 제공된다. 상기 승산기(245)는 상기 A/D 변환기(240)로부터의 신호를 입력하고 이 입력 신호에 이득 불균형 보상을 위한 값()(244)을 승산한다. 상기 가산기(246)는 상기 승산기(245)의 출력에 상기 승산기(243)의 출력은 가산한다. 상기 가산기(246)의 출력은 상기 직각위상 수신신호로서 디지털 신호 처리기(249)로 제공된다. 상기 승산기(236)는 상기 믹서(232)의 출력에 수신기의 I/Q 위상 불균형 보상을 위한 값()(237)을 승산한다. 상기 승산기(236)의 출력은 상기 저역통과필터(239)로 제공된다.Unexplained multipliers 243 and 245 and adder 246 are components for compensating the I / Q gain imbalance of the receiver, and multiplier 236 is a component for compensating the I / Q phase imbalance of the receiver. The multiplier 243 inputs a signal from the A / D converter 241, and a value for gain imbalance compensation is input to the input signal. Multiply by (242). The output of the multiplier 242 is provided to the adder 246. The multiplier 245 inputs a signal from the A / D converter 240 and a value for gain imbalance compensation to the input signal. Multiply by (244). The adder 246 adds the output of the multiplier 243 to the output of the multiplier 245. The output of the adder 246 is the quadrature reception signal. To the digital signal processor 249. The multiplier 236 is a value for the I / Q phase imbalance compensation of the receiver at the output of the mixer 232 ( Multiply by 237; The output of the multiplier 236 is provided to the low pass filter 239.

전술한 바와 같은 구성은 송신기 I/Q 불균형과 수신기 I/Q 불균형이 존재하는 경우로 가정한 것이다. 송신기 I/Q 불균형은 송신(TX) 위상 불균형 성분(218,219)과 TX 이득 불균형 ()(213)로 나타냈으며, 이들 성분은 불완전한 RF 특성으로 인해 생긴 성분으로 이상적인 경우에는= 0 및 () = 1이 되어야 한다. 마찬가지로, 수신기 I/Q 불균형은 RX 위상 불균형 성분(235)과 RX 이득 불균형 () (237)로 나타냈으며, 이들 성분은 불완전한 RF 특성으로 인해 생긴 성분으로 이상적인 경우에는= 0 및 () = 1이 되어야 한다.(216,218)는 저주파 중간주파수(low IF frequency)로 I/Q 불균형의 추정을 위해 사용되는 주파수로 I/Q 불균형 추정 및 보상이 완료된 후에는 사용되지 않는다.The configuration as described above assumes that there is a transmitter I / Q imbalance and a receiver I / Q imbalance. Transmitter I / Q Imbalance Is Transmitted (TX) Phase Unbalance Component (218,219) and TX gain imbalance ( (213), these components are due to incomplete RF characteristics. = 0 and ( ) = 1 Similarly, receiver I / Q imbalance is an RX phase imbalance component. 235 and RX gain imbalance ( (237), and these components are due to incomplete RF characteristics. = 0 and ( ) = 1 (216, 218) is a frequency used for estimation of I / Q imbalance at a low IF frequency, and is not used after I / Q imbalance estimation and compensation are completed.

송신기의 주파수 합성기(215)의 출력 신호들중 I/Q 불균형 추정시 사용되는 [(216),(218)]과 추정완료 후 정상동작 시 사용되는 [(217),(219)]는 본 발명의 설명을 위한 실시예로 사용한 것으로, 이들 신호 대신에 각각 [(216),(218)] 및 [(217),(219)]의 조합을 사용한다고 하여도 후술되는 설명에 따른 본 발명과 동일한 효과가 얻어질 수 있다는 사실에 유의하여야 한다. 마찬가지로, 수신기의 주파수 합성기(233)의 출력 신호들중에서 [(234),(235)]는 본 발명의 설명을 위한 실시예로 사용한 것으로, 이들 신호 대신에 각각 [(234),(235)]의 조합을 사용한다고 하여도 후술되는 설명에 따른 본 발명과 동일한 효과가 얻어질 수 있다는 사실에 유의하여야 한다.[1] used for estimating I / Q imbalance among the output signals of the frequency synthesizer 215 of the transmitter [ (216), (218)] and [used during normal operation after estimation completion. (217), (219) is used as an example for explanation of the present invention, and instead of these signals, (216), 218] and [ (217), (219)], it should be noted that the same effects as the present invention according to the description below can be obtained. Similarly, among the output signals of the frequency synthesizer 233 of the receiver [ (234), (235) is used as an example for explanation of the present invention, and instead of these signals, (234), (235)], it should be noted that the same effects as the present invention according to the description below can be obtained.

이하 본 발명의 실시예에 따라 통신시스템의 I/Q 불균형을 추정하고 보상하는 동작들이 설명될 것이다. 상기 도 2에 도시된 송신기 및 수신기 모두에 I/Q 불균형이 존재하는 경우에는 먼저 수신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후에 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상할 필요가 있다. 후술될 실시예 1은 수신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작에 관련한 것이며, 실시예 2는 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작에 관련한 것이다.Hereinafter, operations for estimating and compensating I / Q imbalance of a communication system according to an embodiment of the present invention will be described. If there is an I / Q imbalance in both the transmitter and the receiver shown in FIG. 2, it is necessary to first estimate and compensate for the I / Q imbalance of the receiver, and then estimate and compensate for the I / Q imbalance of the transmitter. Embodiment 1 to be described below relates to an operation of estimating and compensating I / Q imbalance of a receiver, and Embodiment 2 relates to an operation of estimating and compensating I / Q imbalance of a transmitter.

후술될 실시예들을 설명함에 있어서, 수신기의 I/Q 불균형을 추정하는 경우에는 상기 제1 수신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 수신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 수신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 수신 경로의 위상이 () 인 것으로 수신기가 모델화된다. 반면에, 송신기의 I/Q 이득 불균형을 추정하는 경우에는 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 송신기가 모델화된다. 또한, 송신기의 I/Q 위상 불균형을 추정하는 경우에도 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 송신기가 모델화된다.In describing the embodiments to be described later, when estimating the I / Q imbalance of the receiver, when the gain of the first receiving path is "1", the gain of the second receiving path is ( ) And when the phase of the first receive path is "0", the phase of the second receive path is ( The receiver is modeled as. On the other hand, when estimating the I / Q gain imbalance of the transmitter, when the gain of the first transmission path is "1", the gain of the second transmission path is ( ) And when the phase of the first transmission path is "0", the phase of the second transmission path is ( The transmitter is modeled as In addition, even when estimating the I / Q phase imbalance of the transmitter, when the gain of the first transmission path is "1", the gain of the second transmission path is ( ) And when the phase of the first transmission path is "0", the phase of the second transmission path is ( The transmitter is modeled as

실시예 1:수신기 I/Q 불균형의 추정 및 보상 Example 1 Estimation and Compensation of Receiver I / Q Imbalance

(1.1) 발명의 구성 및 동작(1.1) composition and operation of the invention

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면으로, 수신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주고 있다.3 is a flowchart illustrating an operation of estimating and compensating I / Q imbalance according to the first embodiment of the present invention, and illustrates a processing flow of an operation of estimating and compensating receiver I / Q imbalance.

상기 도 3을 참조하면, 301단계에서는 I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위해 송수신기는 교정 모드(calibration mode)로 설정되고, 각 보상값들은 다음과 같이 초기화된다. 즉,=1,=0,=1,=0. 302단계에서 송신기는 수신 교정(RX calibration) 신호를 생성하여 송신한다. 이때 수신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하고자 할 때 송신기의 I/Q 불균형의 영향이 나타나지 않도록 동위상 성분의 송신 신호만을 생성하여 전송한다. 즉, 주파수 합성기(215)에서 생성되는 신호들중 "()" 성분(216,218)은 교정 모드(calibration mode)에서 생성되고, "()" 성분(217, 219)은 교정이 완료되고 정상적인 동작을 할 때 생성되도록 제어된다.Referring to FIG. 3, in step 301, the transceiver is set to a calibration mode to estimate and compensate for I / Q imbalance, and each compensation value is initialized as follows. In other words, = 1, = 0, = 1, = 0. In step 302, the transmitter generates and transmits an RX calibration signal. At this time, when estimating and compensating the receiver I / Q imbalance, only the transmission signal of the in-phase component is generated and transmitted so that the influence of the I / Q imbalance of the transmitter does not appear. That is, of the signals generated by the frequency synthesizer 215 "( Components "216 and 218 are generated in a calibration mode, and" ( Components 217 and 219 are controlled to be generated when calibration is complete and during normal operation.

수신기 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위해 송신기에서 생성되는 RX 교정 신호와 수신기에서 수신되는 RX 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 9> 및 <수학식 10>과 같다.The RX calibration signal generated at the transmitter and the RX calibration signal received at the receiver for receiver I / Q imbalance estimation and compensation are shown in Equations 9 and 10, respectively.

상기 <수학식 10>의 신호가 <수학식 9>의 신호와 차이가 나는 것은 도 2의 송신기에서 출력되는 신호에 송수신 경로간 랜덤 위상 성분(225)이 더해져서 수신기에서 수신되기 때문이다. 여기서,는 저주파 중간주파수(low IF frequency)로 I/Q 불균형의 추정을 위해 사용되는 주파수이다.The signal of Equation 10 is different from the signal of Equation 9 because the random phase component 225 between the transmission and reception paths is added to the signal output from the transmitter of FIG. 2 and received by the receiver. here, Is the frequency used for the estimation of the I / Q imbalance at the low IF frequency.

303단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 12>, <수학식 13>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다. 하기의 <수학식 11>은 <수학식 12> 및 <수학식 13>에 나타낸 바와 같은 기저대역 수신신호의 합을 나타낸다.In step 303, down-conversion is performed by the mixers 231 and 232 on the received signals, low pass filtering is performed by the low pass filters 238 and 239, and A / D converters 240 and 241. ) Output analog signals of the low pass filters 238 and 239 are converted into digital signals. The signals at this time are the baseband reception signals of the in-phase component and the baseband reception signals of the quadrature phase components as shown in Equations 12 and 13, respectively. Equation 11 below represents the sum of baseband received signals as shown in Equations 12 and 13.

상기 <수학식 12> 및 <수학식 13>에서,는 송신 및 수신 경로(path)간의 랜덤 위상 성분을 나타내고,은 수신기의 위상 불균형 성분을 나타내고, ()은 수신기의 이득 불균형 성분을 나타낸다.In Equation 12 and Equation 13, Denotes the random phase component between the transmit and receive paths, Represents the phase imbalance component of the receiver, ( ) Represents the gain imbalance component of the receiver.

304단계에서는 하기의 <수학식 14> 내지 <수학식 17>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서수행된다. <수학식 14>는 제1 변수, <수학식 15>는 제2 변수, <수학식 16>은 제3 변수, <수학식 17>은 제4 변수를 나타낸다.In step 304, intermediate parameters are defined as shown in Equations 14 to 17 below. The calculation for this is performed in the receiving digital signal processor 249. Equation 14 represents the first variable, Equation 15 represents the second variable, Equation 16 represents the third variable, and Equation 17 represents the fourth variable.

상기 <수학식 16> 및 <수학식 17>에서,신호는의 복소 공액(complex conjugate)을 나타낸다. 상기 <수학식 14> 내지 <수학식 17>에서 이중 주파수(double frequency) 성분은의 몇 주기에 대해서 저역통과필터링이나 평균화(averaging)함으로써 제거 가능하다고 하면, 상기 <수학식 14> 내지 <수학식 17>은 하기의 <수학식 18> 내지 <수학식 21>과 같이 나타낼 수 있다. 즉, 상기 <수학식 14> 내지 <수학식 17>의 출력은 저역통과필터를 통과하여 이중 주파수 성분을 제거하거나 혹은 이중 주파수 성분을 제거하기 위해서 몇 주기에 대해서 평균하는 것도 가능하다는 의미이다.In Equation 16 and Equation 17, The signal is Represents a complex conjugate of. In Equation 14 to Equation 17, the double frequency component is If it can be removed by low-pass filtering or averaging for several cycles, Equations 14 to 17 may be expressed as Equations 18 to 21 below. . That is, the outputs of Equations 14 to 17 may be averaged over several cycles in order to remove the dual frequency component or to remove the dual frequency component through the low pass filter.

305단계 및 306단계에서는 각각 RX 이득 불균형 성분 () 와 RX 위상 불균형 성분을 계산하는 동작들이 수행된다. 이 과정을 보다 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.In steps 305 and 306, the RX gain imbalance component ( ) And RX phase imbalance component The operations for calculating are performed. This process is described in more detail as follows.

상기 <수학식 18>의 제1 변수와 <수학식 20>의 제3 변수를 더하면 하기의 <수학식 22>가 구해진다. 상기 <수학식 19>의 제2 변수와 <수학식 21>의 제4 변수를 더하면 하기의 <수학식 23>이 구해진다. 상기 <수학식 18>의 제1 변수로부터 <수학식 20>의 제3 변수를 빼면 하기의 <수학식 24>가 구해진다. 상기 <수학식 19>의 제2 변수로부터 <수학식 21>의 제4 변수를 빼면 하기의 <수학식 25>가 구해진다.The following Equation 22 is obtained by adding the first variable of Equation 18 and the third variable of Equation 20. The following Equation 23 is obtained by adding the second variable of Equation 19 and the fourth variable of Equation 21. Equation 24 below is obtained by subtracting the third variable of Equation 20 from the first variable of Equation 18. Equation 25 is obtained by subtracting the fourth variable of Equation 21 from the second variable of Equation 19.

상기 <수학식 22>에 의해 구해지는와 상기 <수학식 23>에 의해 구해지는를 상기 <수학식 24>에 대입하면 하기의 <수학식 26>이 구해지고, 상기 <수학식 22>에 의해 구해지는와 상기 <수학식 23>에 의해 구해지는를 상기 <수학식 25>에 대입하면 하기의 <수학식 27>이 구해진다.Obtained by Equation 22 And obtained by Equation 23 Is substituted into Equation 24, the following Equation 26 is obtained, and Equation 22 is obtained. And obtained by Equation 23 Is substituted into Equation 25, the following Equation 27 is obtained.

상기 <수학식 26> 및 <수학식 27>에 각각 제곱(squaring)을 취하고 각 식을 더하면 하기의 <수학식 28>이 구해진다.Equation (28) and the following equation (27) take a square (squaring), respectively, and add each equation to obtain the following equation (28).

상기 <수학식 28>로부터 하기의 <수학식 29>과 같은 RX 이득 불균형 성분 ()이 구해진다.From the Equation 28, the RX gain imbalance component (Equation 29) ) Is obtained.

상기 <수학식 26>을 상기 <수학식 27>로 나누면 하기의 <수학식 30>이 구해진다.When Equation 26 is divided by Equation 27, Equation 30 below is obtained.

상기 <수학식 30>으로부터 하기의 <수학식 31>이 구해지고, 이로부터 <수학식 32>가 구해진다. 즉, RX 위상 불균형 성분이 구해진다.Equation (31) below is obtained from Equation (30), and Equation (32) is obtained therefrom. That is, RX phase imbalance component Is obtained.

지금까지 수신 I/Q 불균형을 추정하기 위해 RX 이득 불균형과 RX 위상 불균형을 구하는 305단계 및 306단계에 대한 구체적인 과정이 설명되었다.So far, the detailed procedures for steps 305 and 306 for obtaining RX gain imbalance and RX phase imbalance have been described to estimate the received I / Q imbalance.

다음에, 307단계에서는 상기 추정한 RX 이득 및 위상 성분을 이용하여 RX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들을 계산하는 과정이 수행된다. 하기의 <수학식 33> 및 <수학식 34>는 RX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들(도 2의 242) 및(244)을 나타낸다.Next, in step 307, a process of calculating values for compensating for RX I / Q imbalance using the estimated RX gain and phase components is performed. Equations 33 and 34 below are values for compensating for RX I / Q imbalance. (242 of FIG. 2) and (244) is shown.

마지막으로, 308단계에서는 상기 구해진 보상값들을 실제로 적용하여 수신 신호에 대해 I/O 불균형을 보상하는 동작이 수행된다.Finally, in step 308, an operation of compensating I / O imbalance for the received signal is performed by actually applying the obtained compensation values.

전술한 바와 같이, RX I/Q 불균형에 의한 신호의 왜곡을 추정하고 상기 <수학식 33> 및 <수학식 34>를 이용하여 수신 신호를 보상하면 RX I/Q 불균형의 영향이 제거될 수 있음은 보상된 직각위상 성분의 신호를 나타내는 하기의 <수학식 35>를 잘 보면 알 수 있을 것이다. RX I/Q 불균형에 대한 추정이 완료되고 보상값이 구해지면 308단계에서 상기 구해진 보상값을 이용하여 RX I/Q 불균형이 보상되고, 309단계에서 RX 교정 동작이 종료된다.As described above, by estimating the signal distortion due to the RX I / Q imbalance and compensating for the received signal using Equations 33 and 34, the effect of the RX I / Q imbalance can be eliminated. It can be seen from the following Equation 35, which represents the signal of the compensated quadrature component. When the estimation of the RX I / Q imbalance is completed and the compensation value is obtained, the RX I / Q imbalance is compensated using the obtained compensation value in step 308, and the RX calibration operation is terminated in step 309.

도 4는 RX I/Q 불균형 추정 및 보상 효과를 보여주는 도면으로, 도 4a 및 도 4b로 구성된다. 상기 도 4a는 RX I/Q 불균형이 존재하는 통신시스템에서 RX I/Q 불균형을 제거하지 않은 경우에 대한 성상(constellation)이고, 도 4b는 본 발명의 실시예에 따라 RX I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후 구해지는 성상이다.4 is a diagram illustrating an RX I / Q imbalance estimation and compensation effect, and is composed of FIGS. 4A and 4B. FIG. 4A is a constellation for the case where RX I / Q imbalance is not removed in a communication system in which RX I / Q imbalance exists, and FIG. 4B is an estimate of RX I / Q imbalance according to an embodiment of the present invention. And properties obtained after compensation.

(1.2) 발명의 효과(1.2) Effects of the Invention

본 발명의 실시예에서 제안하는 수신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 방법을 이용하면 불완전한 수신기 RF 특성으로 말미암아 야기되는 RX I/Q 불균형을 효과적으로 제거할 수 있고, 결과적으로 시스템의 데이터 복조 성능을 크게 향상시킬 수 있다는 이점이 있다.Using the method of estimating and compensating for the receiver I / Q imbalance proposed in the embodiment of the present invention, it is possible to effectively eliminate the RX I / Q imbalance caused by the incomplete receiver RF characteristics, and consequently to reduce the data demodulation performance of the system. There is an advantage that can be greatly improved.

실시예 2:송신기 I/Q 불균형 추정 및 보상 Example 2 Transmitter I / Q Imbalance Estimation and Compensation

(2.1)발명의 구성 및 동작(2.1) Composition and operation of the invention

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주는 도면으로, 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 동작의 처리 흐름을 보여주고 있다. 송신기 및 수신기 모두 I/Q 불균형이 존재하는 경우에는 먼저 수신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후에 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상할 필요가 있다. 따라서 송신기의 I/Q 불균형을 추정 및 보상을 수행할 때에는 수신기의 I/Q 불균형이 없거나 보상되었다고 가정한다.FIG. 5 is a diagram illustrating a processing flow of an operation of estimating and compensating I / Q imbalance according to a second embodiment of the present invention, and illustrates a processing flow of an operation of estimating and compensating I / Q imbalance of a transmitter. If there is an I / Q imbalance between both the transmitter and the receiver, it is necessary to first estimate and compensate for the I / Q imbalance of the receiver, and then estimate and compensate for the I / Q imbalance of the transmitter. Therefore, when estimating and compensating the I / Q imbalance of the transmitter, it is assumed that the receiver does not have or compensated for the I / Q imbalance.

상기 도 5를 참조하면, 501단계에서는 TX I/Q 불균형을 추정 및 보상하기 위해 송수신기는 교정 모드(calibration mode)로 설정되고, 각 보상값들은 다음과 같이 초기화된다. 즉,,,과은 해당하는 값이 적용된다.Referring to FIG. 5, in step 501, the transceiver is set to a calibration mode to estimate and compensate for TX I / Q imbalance, and each compensation value is initialized as follows. In other words, , , and The corresponding value applies.

502단계에서 송신기는 송신 동위상 이득 교정(TX In-phase gain calibration) 신호를 생성하여 송신한다. 즉, 주파수 합성기(215)에서 생성되는 신호들중 "()" 성분 (216,218)은 교정 모드에서 생성되고, "()" 성분(217,219)은 교정이 완료되고 정상적인 동작을 할 때 생성되도록 제어된다.In step 502, the transmitter generates and transmits a TX In-phase gain calibration signal. That is, of the signals generated by the frequency synthesizer 215 "( ) "Components 216,218 are created in calibration mode, and" ( Components 217 and 219 are controlled to be generated when calibration is complete and during normal operation.

또한, 송신기 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위해 502단계에서 수신기는 TX 동위상 이득 교정 신호를 수신한다. 송신기에서 생성되는 TX 동위상 이득 교정 신호와 수신기에서 수신되는 TX 동위상 이득 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 36> 및 <수학식 37>과 같다.In addition, the receiver receives a TX in-phase gain calibration signal in step 502 for transmitter I / Q imbalance estimation and compensation. The TX in-phase gain calibration signal generated at the transmitter and the TX in-phase gain calibration signal received at the receiver are the following Equations 36 and 37, respectively.

상기 <수학식 37>의 신호가 <수학식 36>의 신호와 차이가 나는 것은 도 2의 송신기에서 출력되는 신호에 송수신 경로간 랜덤 위상 성분(225)이 더해져서 수신기에서 수신되기 때문이다. 여기서,는 저주파 중간주파수(low IF frequency)로 I/Q 불균형의 추정을 위해 사용되는 주파수이다.The signal of Equation 37 is different from the signal of Equation 36 because the random phase component 225 between the transmission and reception paths is added to the signal output from the transmitter of FIG. 2 and received by the receiver. here, Is the frequency used for the estimation of the I / Q imbalance at the low IF frequency.

503단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 39>, <수학식 40>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다. 하기의 <수학식 38>은 <수학식 39> 및 <수학식 40>에 나타낸 바와 같은 기저대역 수신신호의 합을 나타낸다.In operation 503, down-conversion is performed by the mixers 231 and 232 on the received signals, low pass filtering is performed by the low pass filters 238 and 239, and A / D converters 240 and 241. ) Output analog signals of the low pass filters 238 and 239 are converted into digital signals. The signals at this time are the baseband reception signals of the in-phase component and the baseband reception signals of the quadrature phase components as shown in Equations 39 and 40, respectively. Equation 38 below represents the sum of baseband received signals as shown in Equations 39 and 40.

상기 <수학식 39> 및 <수학식 40>에서,는 송신 및 수신 경로간의 랜덤 위상 성분을 나타낸다.In Equation 39 and Equation 40, Denotes a random phase component between the transmit and receive paths.

504단계에서는 하기의 <수학식 41> 및 <수학식 42>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행되다. <수학식 41>은 제1 변수를 나타내고, <수학식 42>는 제2 변수를 나타낸다.In step 504, intermediate parameters are defined as shown in Equations 41 and 42 below. The calculation for this is performed in the receiving digital signal processor 249. <Equation 41> represents the first variable, and <Equation 42> represents the second variable.

505단계에서 송신기는 송신 직각위상 이득 교정(TX Quadrature-phase gain calibration) 신호를 생성하여 송신한다. 또한, 송신기 I/Q 불균형 추정 및 보상을 위해 505단계에서 수신기는 TX 직각위상 이득 교정 신호를 수신한다. 송신기에서 생성되는 TX 직각위상 이득 교정 신호와 수신기에서 수신되는 TX 직각위상 이득 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 43> 및 <수학식 44>와 같다.In step 505, the transmitter generates and transmits a TX quadrature-phase gain calibration signal. Also, in step 505, the receiver receives the TX quadrature gain calibration signal for transmitter I / Q imbalance estimation and compensation. The TX quadrature phase gain calibration signal generated by the transmitter and the TX quadrature phase gain calibration signal received from the receiver are represented by Equations 43 and 44, respectively.

상기 <수학식 43> 및 <수학식 44>에서,는 송신 및 수신 경로간의 랜덤 위상 성분을 나타내고,는 송신기의 위상 불균형 성분을 나타내고, () 는 송신기의 이득 불균형 성분을 나타낸다.In Equation 43 and Equation 44, Denotes a random phase component between the transmit and receive paths, Denotes the phase imbalance component of the transmitter, Denotes the gain imbalance component of the transmitter.

506단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 45>, <수학식 46>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다.In step 506, down-conversion is performed by the mixers 231 and 232 on the received signals, low pass filtering is performed by the low pass filters 238 and 239, and the A / D converters 240 and 241. ) Output analog signals of the low pass filters 238 and 239 are converted into digital signals. The signals at this time are the baseband reception signals of the in-phase component and the baseband reception signals of the quadrature phase components as shown in Equations 45 and 46, respectively.

507단계에서는로 두고, 하기의 <수학식 47> 및 <수학식 48>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행된다. <수학식 47>은 제3 변수를 나타내고, <수학식 48>은 제4 변수를 나타낸다.In step 507 In addition, intermediate parameters are defined as shown in Equations 47 and 48 below. The calculation for this is performed in the receiving digital signal processor 249. <Equation 47> represents the third variable, and <48> represents the fourth variable.

508단계에서는 상기 <수학식 41>과 <수학식 42>, 그리고 <수학식 47>과 <수학식 48>을 이용하여 TX 이득 불균형 성분 ()가 구해진다.In step 508, the TX gain imbalance component (Equation 41) and Equation 42 and Equation 47 and Equation 48 is used. ) Is obtained.

509단계에서 송신기는 TX 위상 교정 신호를 송신하고, 수신기는 상기 송신된 TX 위상 교정 신호를 수신한다. 송신기에서 생성되는 TX 위상 교정 신호와 수신기에서 수신되는 TX 위상 교정 신호는 각각 하기의 <수학식 50> 및 <수학식 51>과 같다.In step 509, the transmitter transmits the TX phase calibration signal and the receiver receives the transmitted TX phase calibration signal. The TX phase calibration signal generated at the transmitter and the TX phase calibration signal received at the receiver are represented by Equations 50 and 51, respectively.

상기 <수학식 51>의 신호가 <수학식 50>의 신호와 차이가 나는 것은 도 2의 송신기에서 출력되는 신호에 송수신 경로간 랜덤 위상 성분(225)이 더해져서 수신기에서 수신되기 때문이다.The reason why the signal of Equation 51 is different from the signal of Equation 50 is because the random phase component 225 between the transmission and reception paths is added to the signal output from the transmitter of FIG. 2 and received by the receiver.

510단계에서는, 수신 신호들에 대해 믹서들(231,232)에 의해 하향 변환(down-conversion)이 수행되고, 저역통과필터들(238,239)에 의해 저역통과필터링이 수행되고, A/D 변환기들(240,241)에 의해 저역통과필터들(238,239)의 출력 아날로그 신호들이 디지털 신호들로 변환된다. 이때의 신호들이 하기의 <수학식 52>, <수학식 53>에 각각 나타낸 바와 같은 동위상성분의 기저대역 수신 신호 및 직각위상성분의 기저대역 수신신호이다.In step 510, down-conversion is performed by the mixers 231 and 232 on the received signals, low pass filtering is performed by the low pass filters 238 and 239, and the A / D converters 240 and 241. ) Output analog signals of the low pass filters 238 and 239 are converted into digital signals. The signals at this time are the baseband reception signals of the in-phase component and the baseband reception signals of the quadrature phase components as shown in Equations 52 and 53, respectively.

511단계에서는로 두고, 하기의 <수학식 54> 및 <수학식 55>에 나타낸 바와 같이 중간 매개 변수들이 정의된다. 이에 대한 계산은 수신 디지털 신호 처리기(249)에서 수행된다. <수학식 54>는 제1 변수를 나타내고, <수학식 55>은 제2 변수를 나타낸다.In step 511 In addition, intermediate parameters are defined as shown in Equations 54 and 55 below. The calculation for this is performed in the receiving digital signal processor 249. <Equation 54> represents the first variable, and <Equation 55> represents the second variable.

상기 <수학식 54> 및 <수학식 55>에서, θ 및 A 는 RX I/Q 불균형 교정 과정을 통해 알 수 있는 값이다. 따라서 512단계에서는 TX 위상 불균형 성분가 하기의 <수학식 56> 혹은 <수학식 57>을 이용하여 구해질 수 있다.In Equations 54 and 55, θ and A are values that can be known through the RX I / Q imbalance correction process. Therefore, in 512, the TX phase imbalance component Can be obtained using Equation 56 or Equation 57 below.

만약, 상기 <수학식 57>을 이용하는 경우 TX 위상 불균형 성분는 하기의 <수학식 58>과 같이 계산된다.If the equation 57 is used, the TX phase imbalance component Is calculated as in Equation 58 below.

지금까지 TX I/Q 불균형을 추정하기 위해 TX 이득 불균형과 TX 위상 불균형을 구하는 508단계 및 512단계에 대한 과정이 설명되었다.So far, the steps for steps 508 and 512 for obtaining the TX gain imbalance and the TX phase imbalance have been described to estimate the TX I / Q imbalance.

다음에, 513단계에서는 상기 추정한 TX 이득 및 위상 성분을 이용하여 TX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들을 계산하는 과정이 수행된다. 하기의 <수학식 59> 및 <수학식 60>은 TX I/Q 불균형을 보상하기 위한 값들(도 2의 207) 및(204)를 나타낸다.Next, in step 513, a process of calculating values for compensating for TX I / Q imbalance using the estimated TX gain and phase component is performed. Equations 59 and 60 below are values for compensating for TX I / Q imbalance. (207 in FIG. 2) and (204) is shown.

마지막으로, 514단계에서는 상기 구해진 보상값들을 실제로 적용하여 송신 신호에 대해 I/O 불균형을 보상하는 동작이 수행된다.Finally, in operation 514, an operation of compensating I / O imbalance for the transmission signal is performed by actually applying the obtained compensation values.

전술한 바와 같이, TX I/Q 불균형에 의한 신호의 왜곡을 추정하고 <수학식 59> 및 <수학식 60>을 이용하여 송신 신호를 보상하면 TX I/O 불균형의 영향이 제거될 수 있음은 영향을 제거할 수 있음은 보상된 송신 신호를 나타내는 하기의 <수학식 61>을 잘 보면 알 수 있을 것이다. TX I/Q 불균형에 대한 추정이 완료되고 보상값이 구해지면 514단계에서 상기 구해진 보상값을 이용하여 TX I/Q 불균형이 보상되고, 515단계에서는 TX 교정 동작이 종료된다.As described above, if the distortion of the signal due to the TX I / Q imbalance is estimated and the transmission signal is compensated using Equations 59 and 60, the influence of the TX I / O imbalance may be removed. It can be seen from Equation 61 below that the influence can be removed. When the estimation of the TX I / Q imbalance is completed and the compensation value is obtained, the TX I / Q imbalance is compensated using the obtained compensation value in step 514, and the TX calibration operation is terminated in step 515.

도 6은 TX I/Q 불균형 추정 및 보상 효과를 보여주는 도면으로, 도 6a 및 도 6b로 구성된다. 상기 도 6a는 TX I/Q 불균형이 존재하는 통신시스템에서 TX I/Q 불균형을 제거하지 않은 경우에 대한 성상(constellation)이고, 도 6b는 본 발명의 실시예에 따라 TX I/Q 불균형을 추정 및 보상한 후 구해지는 성상이다.6 is a diagram illustrating TX I / Q imbalance estimation and compensation effects, and is composed of FIGS. 6A and 6B. FIG. 6A is a constellation for the case where the TX I / Q imbalance is not removed in a communication system in which the TX I / Q imbalance exists. FIG. 6B shows the TX I / Q imbalance according to an embodiment of the present invention. And properties obtained after compensation.

(2.2)발명의 효과(2.2) Effect of the invention

본 발명의 실시예에서 제안하는 송신기 I/Q 불균형을 추정 및 보상하는 방법을 이용하면 불완전한 송신기 RF 특성으로 말미암아 야기되는 TX I/Q 불균형을 효과적으로 제거할 수 있고, 결과적으로 시스템의 송신 성능을 크게 향상시킬 수 있다는 이점이 있다.Using the method of estimating and compensating the transmitter I / Q imbalance proposed in the embodiment of the present invention, it is possible to effectively eliminate the TX I / Q imbalance caused by the incomplete transmitter RF characteristics, and consequently to greatly improve the transmission performance of the system. There is an advantage that it can be improved.

C. 제3 실시예C. Third Embodiment

(3.1) 발명의 구성 및 동작(3.1) Composition and operation of the invention

본 발명의 제3 실시예는 송수신기간의 주파수 및 위상 옵셋이 존재하는 경우 이 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위해서 수신 신호의 어느 한 구간을 이용하여 그 구간에 대해 FLL(Frequency Locked Loop)및 PLL(위상 Locked Loop)을 반복해서 적용하는 방식으로 "고속 반복화 반송파 옵셋 추정 및 보상" 방식이다.According to the third embodiment of the present invention, when there is a frequency and phase offset of a transmission / reception period, a frequency locked loop (PLL) and a PLL (FLL) are used for a period using any section of the received signal to remove the frequency and phase offset. Phase Locked Loop) is a method of repeatedly applying a "high-speed repetitive carrier offset estimation and compensation" method.

도 9는 본 발명에서 제안하는 "고속 반복화 반송파 옵셋 추정 및 보상" 방식의 동작 절차를 보인 것이다. 상기 도 9의 동작 절차는 도 7의 FLL과 도 8의 PLL을사용하여 구동한다. 즉, 본 발명의 방식과 종래 기술을 비교하면 FLL과 PLL의 구조는 동일하나, 종래 기술에서는 FLL/PLL을 주어진 입력 수신신호를 수신신호의 속도로 한번 처리하는 것에 비해, 본 발명은 입력 수신신호의 일정 부분을 고속으로 반복하여 사용하여 FLL/PLL을 구동시키는 절차가 다르다.9 shows an operation procedure of the "high-speed repetitive carrier offset estimation and compensation" scheme proposed in the present invention. The operation procedure of FIG. 9 is driven using the FLL of FIG. 7 and the PLL of FIG. 8. That is, when comparing the scheme of the present invention and the prior art, the structure of the FLL and PLL is the same, but in the prior art, the present invention compares the FLL / PLL with a given input received signal at the speed of the received signal. The procedure for driving FLL / PLL by using a portion of the loop at high speed is different.

상기 도 9에 도시된 처리 흐름은 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프 및 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법의 흐름을 도시하고 있다.9 is a communication flow including a transmitter having a transmitting local oscillator, a receiving local oscillator corresponding to the transmitting local oscillator, and a receiver having a frequency synchronous loop (FLL) and a phase synchronous loop (PLL). In the system, there is shown a flow of a method for controlling the driving of the frequency synchronization loop and the phase synchronization loop to remove frequency and phase offset between the transmitting local oscillator and the receiving local oscillator.

상기 도 7을 참조하면, 상기 주파수동기루프(FLL)는 주파수 보상기(Frequency Compensator)(701)과, 주파수에러 검출기(Frequency Error Detector)(702)와, 루프 필터(loop filter)(703)와, 누적기(Accumulator)(704)와, 지연기(Delayer)(705)와, 수치제어발진기(Numerically Controlled Oscillator) (706)를 포함한다. 상기 주파수에러 검출기(702)는 입력되는 수신 신호에 대한 주파수 에러를 검출한다. 상기 루프 필터(703)는 상기 주파수에러 검출기(702)의 출력을 필터링한다. 상기 누적기(704)는 상기 루프 필터(703)의 출력을 누적한다. 상기 지연기(705)는 상기 누적기(704)의 출력을 지연시켜 출력한다. 상기 수치제어 발진기(706)는 상기 지연기(705)를 통한 상기 누적기(704)의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진한다. 상기 주파수 보상기(701)는 상기 입력되는 수신신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기(701)로 출력한다.Referring to FIG. 7, the frequency synchronization loop FLL includes a frequency compensator 701, a frequency error detector 702, a loop filter 703, An accumulator 704, a delayer 705, and a numerically controlled oscillator 706. The frequency error detector 702 detects a frequency error with respect to an input signal. The loop filter 703 filters the output of the frequency error detector 702. The accumulator 704 accumulates the output of the loop filter 703. The delay unit 705 delays and outputs the output of the accumulator 704. The numerically controlled oscillator 706 oscillates a signal corresponding to the output of the accumulator 704 through the delayer 705 as a frequency compensation signal. The frequency compensator 701 compensates the received signal according to the frequency compensation signal and outputs a signal having a frequency offset compensated to the frequency error detector 701.

상기 도 8을 참조하면, 상기 위상동기루프(PLL)는 위상 보상기(Phase Compensator)(801)과, 위상에러 검출기(Phase Error Detector)(802)와, 루프 필터(803)와, 지연기(Delayer)(804)와, 수치제어발진기(Numerically Controlled Oscillator)(805)를 포함한다. 상기 위상에러 검출기(802)는 입력되는 수신 신호에 대한 위상 에러를 검출한다. 상기 루프 필터(803)는 상기 위상에러 검출기(802)의 출력을 필터링한다. 상기 지연기(804)는 상기 루프 필터(803)의 출력을 지연시켜 출력한다. 상기 수치제어발진기(805)는 상기 지연기(804)를 통한 상기 루프 필터(803)의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진한다. 상기 위상 보상기(801)는 입력되는 수신 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기(802)로 출력한다.Referring to FIG. 8, the phase locked loop PLL includes a phase compensator 801, a phase error detector 802, a loop filter 803, and a delay layer. 804, and a Numerically Controlled Oscillator 805. The phase error detector 802 detects a phase error with respect to an input signal. The loop filter 803 filters the output of the phase error detector 802. The delay unit 804 delays and outputs the output of the loop filter 803. The numerically controlled oscillator 805 oscillates a signal corresponding to the output of the loop filter 803 through the delayer 804 as a phase compensation signal. The phase compensator 801 compensates the received signal according to the phase compensation signal and outputs a signal whose phase offset is compensated to the phase error detector 802.

상기 도 9를 참조하면, 입력 신호는 수신기의 상관(correlation) 출력 값으로서 입력 신호의 개수는 임의로 정할 수 있으며, 여기서는 12개인 경우(901)에 대해 설명한다. 입력 신호 12개(901)중에서 앞부분의 8개(902)를 입력으로 하여 반복해서 FLL및 PLL을 고속으로 구동시키며, FLL 및 PLL을 고속으로 구동시키는 것은 구간의 12개(901) 중에서 뒷부분의 4개 구간(903)동안에 수행한다. 상기 도 9에서 FLL 및 PLL의 운용 방법을 상세히 설명하면 다음과 같다.Referring to FIG. 9, the number of input signals may be arbitrarily determined as a correlation output value of a receiver. Here, a case of 901 is described. Of the 12 input signals 901, the front 8 inputs 902 are repeatedly input to drive the FLL and PLL at high speed, and the driving of the FLL and PLL at high speed is performed at the rear 4 of the 12 inputs 901. During the interval 903. Referring to Figure 9 in detail the operating method of the FLL and PLL as follows.

먼저 904단계에서는 AGC(Automatic Gain Control) 된 후의 초기 12심볼(901)중에서 초기 8심볼(902) 구간동안 초기 주파수 옵셋을 추정한다. 이때는 FLL에서주파수에러검출기(FED: Frequency Error Detector)(702)만을 구동하여 초기 주파수 옵셋을 추정한다. 초기 주파수 옵셋을 추정하는 구간은 8심볼이 수신되는 구간동안 이루어지므로 904단계의 동작에 의한 지연은 없다. 상기 904단계에서 초기 주파수 옵셋을 추정한 후, 905단계에서는 추정된 주파수 옵셋의 FLL의 누적기(ACC: Accumulator)(704)의 초기값으로 설정하여 FLL을 획득(acquisition) 모드로 8심볼 구간(902)동안 구동시킨다. 905단계에서 FLL의 획득(accquisition)을 수행한 후에 906단계에서는 FLL을 8심볼구간(902)에 대해 추적(tracking) 모드로 다시 구동한다. 이때 주파수 옵셋이 보상된 신호(701)을 이용하여 공통 위상을 추정한다. (906)에서 FLL의 추적이 완료된 후 FLL의 ACC(704)의 값을 PLL의 루프필터(loop filter)(803)의 초기값으로 설정하고, 906단계에서 추정한 공통 위상을 PLL의 수치제어 발진기(NCO: Numerically Controlled Oscillator)(805)의 초기값으로 설정한 후 907단계에서 PLL을 획득 모드로 구동시킨다. 907단계에서 PLL의 획득을 완료한 후 908단계에서 8심볼 구간(902)과 4 심볼 구간(903)에서 PLL을 추적 모드로 구동한다. 여기서 904단계, 905단계, 906단계, 907단계, 908단계의 과정들은 여러 번 반복될 수 있다.First, in step 904, an initial frequency offset is estimated during an initial 8 symbol 902 section among the initial 12 symbols 901 after AGC (Automatic Gain Control). In this case, an initial frequency offset is estimated by driving only a frequency error detector (FED) 702 in the FLL. Since the section for estimating the initial frequency offset is performed during the section in which 8 symbols are received, there is no delay in operation 904. After estimating the initial frequency offset in step 904, in step 905, the FLL is set to an initial value of an accumulator (ACC) 704 of the FLL of the estimated frequency offset. 902). After performing the acquisition of the FLL in step 905, in step 906, the FLL is driven in the tracking mode for the eight-symbol section 902. At this time, the common phase is estimated using the signal 701 whose frequency offset is compensated. After the tracking of the FLL is completed at 906, the value of the ACC 704 of the FLL is set to the initial value of the loop filter 803 of the PLL, and the common phase estimated in step 906 is the numerically controlled oscillator of the PLL. After setting the initial value of the Numerically Controlled Oscillator (NCO) 805, the PLL is driven in an acquisition mode in step 907. After the PLL is acquired in step 907, the PLL is driven in the tracking mode in the 8 symbol period 902 and the 4 symbol period 903 in step 908. Here, the steps 904, 905, 906, 907, and 908 may be repeated several times.

(3.2)발명의 효과(3.2) Effects of the Invention

본 발명에서는 PLL이나 FLL 루프에서 사용하는 수신 신호를 버퍼링(buffering)하고 버퍼링된 신호를 고속으로 반복적으로 처리하여 수렴 특성을 개선할 수 있는 반송파 옵셋 추정 및 보상을 위한 FLL과 PLL을 방법을 제안하였다. 제안하는 방법은 FLL과 PLL을 고속으로 수렴시킬 뿐 아니라 처리 지연도 없으므로 기존 방법에 비해 무선랜과 같은 프리앰블 구간이 짧아서 FLL 및 PLL이 안정화를 고속으로 요구하는 시스템에 더욱 효과적이며, 따라서 시스템 성능을 개선시킬 수 있다.The present invention proposed a method for FLL and PLL for carrier offset estimation and compensation, which can improve convergence by buffering a received signal used in a PLL or FLL loop and processing the buffered signal repeatedly at high speed. . The proposed method not only converges the FLL and PLL at high speed, but also has no processing delay, so the preamble interval like WLAN is shorter than the existing method, which makes the FLL and PLL more efficient for systems requiring high speed of stabilization. Can be improved.

D. 제4 실시예D. Fourth Embodiment

(4.1)발명의 구성 및 동작(4.1) Composition and operation of the invention

도 11은 본 발명의 고속 반복화 방식과 적응 알고리즘을 이용한 CIR 추정 방식의 구조를 보인 것이다. 상기 도 11의 기본적인 동작은 도 10과 같다. 그러나 IEEE802.11b에서와 같은 패킷이 짧고 더욱이 프리앰블이 짧은 시스템에서는 훈련 데이터의 양이 작으므로 도 10과 같은 적응 알고리즘 방식의 CIR 추정 방식은 적용이 어렵다. 따라서 본 발명에서는 이러한 경우에 유용한 도 11과 같은 구조를 제안한다.11 shows the structure of the CIR estimation method using the fast iteration method and the adaptive algorithm of the present invention. The basic operation of FIG. 11 is the same as that of FIG. 10. However, since the amount of training data is small in a short packet and a short preamble system as in IEEE802.11b, the CIR estimation method of the adaptive algorithm as shown in FIG. 10 is difficult to apply. Therefore, the present invention proposes a structure as shown in FIG. 11 which is useful in this case.

상기 도 11을 참조하면, 일정한 레이트(rate)(속도 혹은 샘플링 속도)로 수신되는 수신신호(1101)는 버퍼(1117)에 저장된다. 이때 훈련을 위해 버퍼(1117)에 저장되는 수신신호의 개수는 적응 알고리즘 방식을 이용하여 CIR 계수를 훈련할 때 탭(tap) 길이를 고려하여 설정한다. CIR 탭(tap) 길이를 고려하여 설정된 수만큼의수신신호가 버퍼(1117)에 입력되면 LMS나 RLS와 같은 적응 알고리즘 방식으로 CIR 계수를 훈련한다. 이때 버퍼(1117)에 저장된 수신 신호를 이용하여 훈련을 수행하는 속도는 수신신호(1101)가 입력되는 속도보다 빠르게 동작시킨다. 버퍼(1117)에 저장된 수신신호에 대해 적응 알고리즘의 훈련이 1회 완료되면, 제2회의 훈련을 위하여 버퍼(1117)에 저장된 동일한 수신신호에 대하여 적응 알고리즘의 훈련 과정을 반복하여 수행한다. 적응 알고리즘의 훈련 과정은 원하는 에러(error)로 수렴할 때까지 혹은 수신 패킷을 고려하여 정해진 횟수만큼 반복적으로 수행한다.Referring to FIG. 11, the received signal 1101 received at a constant rate (rate or sampling rate) is stored in the buffer 1117. In this case, the number of received signals stored in the buffer 1117 for training is set in consideration of the tap length when training the CIR coefficient using an adaptive algorithm. When a predetermined number of received signals are input to the buffer 1117 in consideration of the CIR tap length, CIR coefficients are trained by an adaptive algorithm such as LMS or RLS. At this time, the speed of performing training using the received signal stored in the buffer 1117 operates faster than the speed at which the received signal 1101 is input. When the training of the adaptive algorithm is completed once for the received signal stored in the buffer 1117, the training of the adaptive algorithm is repeatedly performed for the same received signal stored in the buffer 1117 for the second training. The training process of the adaptive algorithm is repeatedly performed a predetermined number of times until convergence to a desired error or considering the received packet.

적응 알고리즘의 훈련 과정을 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 수신신호를 11MHz sample/sec의 속도로 샘플링(sampling) 하였을 때 약 200 샘플 정도가 버퍼(1117)에 저장된다. 200 샘플이 버퍼(1117)에 저장되면 11MHz 보다 빠른 클럭(clock)을 이용하여 훈련을 수행한다. 예를 들어 11MHz 보다 4배 정도가 빠른 클럭을 이용하면 44MHz 클럭으로 버퍼(1117) 엑세스(access) 및 훈련을 수행하게 된다. 200 샘플에 대해 훈련이 1회 완료되면, 버퍼(1117)에 저장된 동일한 200 샘플에 대해서 제2회의 훈련을 수행한다. 동일한 방법으로 원하는 에러가 얻어질 때까지 혹은 정해진 훈련의 수만큼 반복한다.An example of the training process of the adaptive algorithm is as follows. When the received signal is sampled at a rate of 11 MHz sample / sec, about 200 samples are stored in the buffer 1117. If 200 samples are stored in the buffer 1117, training is performed using a clock faster than 11 MHz. For example, using a clock that is four times faster than 11 MHz will allow the 44 MHz clock to access and train the buffer 1117. Once training is completed for 200 samples, a second training is performed on the same 200 samples stored in buffer 1117. In the same way, repeat until the desired error is obtained or a fixed number of trainings.

도 12는 본 발명의 CIR 추정 방식을 이용하여 CIR을 추정한 결과를 보인 것이다. 상기 도 12에서 '동그라미' 신호선은 원래의 "통신채널 혹은 채널"을 나타낸 것이고, '네모' 신호선은 본 발명의 방식을 이용하여 추정한 "통신채널 혹은 채널"을 나타낸다. 본 발명의 방식이 잘 동작함을 알 수 있다.12 shows the results of estimating the CIR using the CIR estimation method of the present invention. In FIG. 12, the "circle" signal line represents the original "communication channel or channel", and the "square" signal line represents the "communication channel or channel" estimated using the method of the present invention. It can be seen that the scheme of the present invention works well.

(4.2)발명의 효과(4.2) Effects of the Invention

본 발명에서 제안한 고속 반복화 방식과 적응 알고리즘을 이용한 CIR 추정 방식을 이용하면 패킷이 짧거나 프리앰블이 짧은 패킷의 시스템에서도 CIR 계수 추정을 위한 훈련을 충분히 수행할 수 있다. 또한 새로운 시스템을 설계할 경우에는 훈련을 위한 패킷의 프리앰블 길이를 짧게 설계하고 본 발명의 방식을 이용하면 전체적인 패킷 설계를 효율적으로 할 수 있으므로 시스템의 처리율(throughput)의 성능을 높일 수 있다.By using the CIR estimation method using the fast iteration method and the adaptive algorithm proposed in the present invention, the training for the CIR coefficient estimation can be sufficiently performed even in a system having a short packet or a short preamble. In addition, when designing a new system, a short preamble length of a packet for training can be designed, and the overall packet design can be efficiently performed by using the method of the present invention, thereby improving the throughput of the system.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.Meanwhile, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications are possible without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be determined not only by the scope of the following claims, but also by those equivalent to the scope of the claims.

상술한 바와 같이 본 발명은 통신시스템의 송수신기의 성능을 개선하기 위하여 I/Q 불균형을 추정/보상하는 방식(제1 및 제2 실시예들), 반송파 옵셋을 추정/보상하는 방식(제3 실시예), CIR을 추정하는 방식(제4 실시예)을 제안한다. 이러한 본 발명의 제1 및 제2 실시예들은 불완전한 수신기 및 송신기의 RF 특성으로 말미암아 야기되는 RX I/Q 불균형 및 TX I/Q 불균형을 효과적으로 제거할 수 있다. 이에 따라 결과적으로 시스템의 데이터 복조 성능 및 송신 성능을 크게 향상시킬 수 있다는 이점이 있다. 이러한 본 발명의 제3 실시예는 종래의 방식에 비해 고속으로 반송파 옵셋을 추정하고 보상할 수 있는 이점이 있다. 이러한 본 발명의 제4 실시예는 고속 반복화 처리 기법을 이용하여 동일한 훈련 데이터를 고속 및 반복화 처리하여 성능 좋은 등화 계수 추출을 가능하게 하는 이점이 있다.As described above, the present invention provides a method of estimating / compensating I / Q imbalance (first and second embodiments) and a method of estimating / compensating a carrier offset (third embodiment) in order to improve performance of a transceiver of a communication system. Example) A method of estimating CIR (fourth embodiment) is proposed. These first and second embodiments of the present invention can effectively eliminate the RX I / Q imbalance and TX I / Q imbalance caused by the RF characteristics of the incomplete receiver and transmitter. As a result, the data demodulation performance and transmission performance of the system can be greatly improved. The third embodiment of the present invention has an advantage of estimating and compensating a carrier offset at a higher speed than the conventional method. The fourth embodiment of the present invention has an advantage of enabling high performance equalization coefficient extraction by performing fast and iterative processing on the same training data using a fast iteration processing technique.

Claims (17)

송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 수신 신호와 상기 직각위상성분 수신 신호간의 불균형을 추정하기 위한 방법에 있어서:A first signal for processing a digital signal for transmission into a first carrier having a preset carrier frequency and a second carrier having a phase difference of 90 degrees with the first carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature phase component signal respectively; A transmitter including a transmission path and a second transmission path, and adding the in-phase component transmission signal and the quadrature component transmission signal to transmit as an analog signal; A receiver including a first reception path and a second reception path for processing an analog signal from the transmitter into the first carrier and the second carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature component signal respectively; In a communication system; A method for estimating an imbalance between the in-phase component received signal and the quadrature component received signal: 상기 제1 수신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 수신 경로의 이득이 () 이고, 상기 제1 수신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 수신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 수신기를 모델화하는 과정과;When the gain of the first receive path is "1", the gain of the second receive path is ( ) And when the phase of the first receive path is "0", the phase of the second receive path is ( Modeling the receiver as; 상기 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과;The transmitter transmits the digital signal to the carrier frequency ( ) And the preset intermediate frequency ( Transmitting through the first transmission path as a calibration signal by processing by a third carrier of a frequency determined by the sum of 상기 모델화된 수신기에서 상기 송신기로부터의 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;The in-phase component reception calibration signal and quadrature component reception obtained by receiving the calibration signal from the transmitter at the modeled receiver and processing the received calibration signal on the first and second reception paths, respectively. Expressing a calibration signal and expressing a received calibration signal by the sum of said expressed in-phase component received calibration signal and said expressed quadrature component received calibration signal; 상기 표현된 수신 교정신호의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하고, 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과;The first and second imaginary components of the received calibration signal ) And second variable ( ) And each of the real component and the imaginary component of the complex conjugate with respect to the received received corrected signal ) And the fourth variable ( And a process defined as; 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식들에 각각 적용함에 의해 수신 이득 불균형 추정값 ()과 수신 위상 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.By applying the above defined variables to the following equations, ) And the received phase unbalance estimate ( The method comprising the step of calculating a). 제1항에 있어서, 상기 제1 변수 및 상기 제2 변수는, 각각 상기 표현된 수신 교정신호()에를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.The method of claim 1, wherein the first variable and the second variable are respectively represented by the received correction signal ( )on The method characterized in that the real component and the imaginary component of the multiplied result. 제1항에 있어서, 상기 제3 변수 및 상기 제4 변수는, 각각 상기 표현된 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.The method of claim 1, wherein the third variable and the fourth variable, respectively, the received received calibration signal ( Complex conjugate for )on The method characterized in that the real component and the imaginary component of the multiplied result. 제1항에 있어서, 상기 수신기에서 상기 송신기로부터 수신되는 신호를 상기 제2 수신 경로상에서 상기 계산된 수신 이득 불균형 추정값과 상기 수신 위상 불균형 추정값으로 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.2. The method of claim 1, further comprising compensating for a signal received from the transmitter at the receiver with the calculated received gain imbalance estimate and the received phase imbalance estimate on the second receive path. 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 이득의 불균형을 추정하기 위한 방법에 있어서:A first signal for processing a digital signal for transmission into a first carrier having a preset carrier frequency and a second carrier having a phase difference of 90 degrees with the first carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature phase component signal respectively; A transmitter including a transmission path and a second transmission path, and adding the in-phase component transmission signal and the quadrature component transmission signal to transmit as an analog signal; A receiver including a first reception path and a second reception path for processing an analog signal from the transmitter into the first carrier and the second carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature component signal respectively; In a communication system; A method for estimating an imbalance in gain between the in-phase component transmission signal and the quadrature component transmission signal: 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이() 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과;When the gain of the first transmission path is "1", the gain of the second transmission path is ( ) And when the phase of the first transmission path is "0", the phase of the second transmission path is ( Modeling the transmitter as; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 제1 이득 교정신호로서 상기 제1 송신 경로를 통해 송신하는 과정과;In the modeled transmitter, the digital signal is converted into the carrier frequency ( ) And the preset intermediate frequency ( Transmitting through the first transmission path as a first gain correction signal by processing by a third carrier having a frequency determined by the sum of 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제1 이득 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제1 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 제1 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제1 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제1 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제1 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;A first in-phase component reception obtained by receiving the first gain calibration signal from the transmitter at the receiver and processing the received first gain calibration signal on the first and second receive paths, respectively Expressing a calibration signal and a first quadrature component received calibration signal, and expressing a first received calibration signal by the sum of the expressed first in-phase component received calibration signal and the expressed first quadrature component received calibration signal; Process; 상기 표현된 제1 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과;The real component and the imaginary component of the complex conjugate with respect to the first received corrected signal represented by the first variable ( ) And second variable ( And a process defined as; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 제2 이득 교정신호로서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신하는 과정과;In the modeled transmitter, the digital signal is converted into the carrier frequency ( ) And the intermediate frequency ( ) And the gain of the second transmission path ( ) And the phase of the second transmission path ( Transmitting through the second transmission path as a second gain correction signal by processing by a fourth carrier having a frequency determined and taken into consideration; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 제2 이득 교정신호를 수신하고,상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 제2 이득 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 제2 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 제2 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 제2 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 제2 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;Receiving the second gain calibration signal from the transmitter at the receiver, and receiving a second in-phase component obtained by processing the received second gain calibration signal on the first and second receive paths, respectively. Expressing a calibration signal and a second quadrature component received calibration signal, and expressing a second received calibration signal by the sum of the expressed second in-phase component received calibration signal and the expressed second quadrature component received calibration signal; Process; 상기 표현된 제2 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제3 변수() 및 제4 변수()로 정의하는 과정과,The real component and the imaginary component of the complex conjugate to the second received calibration signal represented by the third variable ( ) And the fourth variable ( ), And 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 이득 불균형 추정값 ()을 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.By applying the above defined variables to the following equation, the transmission gain imbalance estimate ( The method comprising the step of calculating a). 제5항에 있어서, 상기 제1 변수 및 상기 제2 변수는, 각각 상기 표현된 제1 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.The method according to claim 5, wherein the first variable and the second variable are respectively represented by the first received calibration signal ( Complex conjugate for )on The method characterized in that the real component and the imaginary component of the multiplied result. 제5항에 있어서, 상기 제3 변수 및 상기 제4 변수는, 각각 상기 표현된 제2수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.6. The method of claim 5, wherein the third variable and the fourth variable, respectively, the expressed second received calibration signal ( Complex conjugate for )on The method characterized in that the real component and the imaginary component of the multiplied result. 제5항에 있어서, 상기 송신기에서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신되는 신호를 상기 계산된 수신 이득 불균형 추정값으로 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.6. The method of claim 5, further comprising compensating for a signal transmitted through the second transmission path by the transmitter with the calculated received gain imbalance estimate. 송신을 위한 디지털 신호를 미리 설정된 반송파 주파수의 제1 반송파 및 상기 제1 반송파와 90도 위상 차이를 가지는 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 송신 신호 및 직각위상성분 송신 신호를 각각 출력하는 제1 송신 경로 및 제2 송신 경로를 포함하고, 상기 동위상성분 송신 신호 및 상기 직각위상성분 송신 신호를 가산하여 아날로그 신호로서 송신하는 송신기와; 상기 송신기로부터의 아날로그 신호를 상기 제1 반송파 및 상기 제2 반송파로 각각 처리하여 동위상성분 수신 신호 및 직각위상성분 수신 신호를 각각 출력하는 제1 수신 경로 및 제2 수신 경로를 포함하는 수신기로 구성되는 통신시스템에서; 상기 동위상성분 송신 신호와 상기 직각위상성분 송신 신호간의 위상의 불균형을 추정하기 위한 방법에 있어서:A first signal for processing a digital signal for transmission into a first carrier having a preset carrier frequency and a second carrier having a phase difference of 90 degrees with the first carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature phase component signal respectively; A transmitter including a transmission path and a second transmission path, and adding the in-phase component transmission signal and the quadrature component transmission signal to transmit as an analog signal; A receiver including a first reception path and a second reception path for processing an analog signal from the transmitter into the first carrier and the second carrier, respectively, and outputting an in-phase component signal and a quadrature component signal respectively; In a communication system; 12. A method for estimating an imbalance in phase between the in-phase component transmission signal and the quadrature component transmission signal: 상기 제1 송신 경로의 이득이 "1 "일 때 상기 제2 송신 경로의 이득이() 이고, 상기 제1 송신 경로의 위상이 "0 "일 때 상기 제2 송신 경로의 위상이 () 인 것으로 상기 송신기를 모델화하는 과정과;When the gain of the first transmission path is "1", the gain of the second transmission path is ( ) And when the phase of the first transmission path is "0", the phase of the second transmission path is ( Modeling the transmitter as; 상기 모델화된 송신기에서 상기 디지털 신호를 상기 반송파 주파수()와 미리 설정된 중간주파수()의 합에 의해 정해지는 주파수의 제3 반송파에 의해 처리하여 상기 제1 송신 경로상의 제1 위상 교정신호를 생성하고, 또한 상기 반송파 주파수()와, 상기 중간주파수()의 합과, 상기 제2 송신 경로의 이득 ()와, 상기 제2 송신 경로의 위상 ()가 고려되어 정해지는 주파수의 제4 반송파에 의해 처리하여 상기 제2 송신 경로상의 제2 위상 교정신호를 생성하고, 상기 제1 위상 교정신호와 상기 제2 위상 교정신호를 가산하여 가산된 위상 교정신호를 송신하는 과정과;In the modeled transmitter, the digital signal is converted into the carrier frequency ( ) And the preset intermediate frequency ( Is processed by a third carrier of a frequency determined by the sum of) to generate a first phase correction signal on the first transmission path, and further ) And the intermediate frequency ( ) And the gain of the second transmission path ( ) And the phase of the second transmission path ( The second phase correction signal on the second transmission path by processing with a fourth carrier having a frequency determined and taken into consideration, and adding the first phase correction signal and the second phase correction signal to add the phase correction. Transmitting a signal; 상기 수신기에서 상기 송신기로부터의 상기 위상 교정신호를 수신하고, 상기 제1 수신 경로 및 상기 제2 수신 경로상에서 상기 수신된 위상 교정신호를 각각 처리함에 의해 구해지는 동위상성분 수신 교정 신호와 직각위상성분 수신 교정 신호를 표현하고, 상기 표현된 동위상성분 수신 교정 신호와 상기 표현된 직각위상성분 수신 교정 신호의 합에 의해 수신 교정 신호를 표현하는 과정과;An in-phase component received calibration signal and a quadrature component obtained by receiving the phase calibration signal from the transmitter at the receiver and processing the received phase calibration signal on the first and second receive paths, respectively; Expressing a received calibration signal and expressing a received calibration signal by the sum of the expressed in-phase component received calibration signal and the expressed quadrature component received calibration signal; 상기 표현된 수신 교정신호에 대한 복소 공액의 실수 성분과 허수 성분을 각각 제1 변수() 및 제2 변수()로 정의하는 과정과,The real component and the imaginary component of the complex conjugate with respect to the received received corrected signal are respectively defined as first variables ( ) And second variable ( ), And 상기 정의된 변수들을 하기의 수학식에 적용함에 의해 송신 위상 불균형 추정값 ()를 계산하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.By applying the defined variables to the following equation, the transmission phase imbalance estimate ( The method comprising the step of calculating). 제9항에 있어서, 상기 제1 변수 및 상기 제2 변수는, 각각 상기 표현된 제1 수신 교정신호()에 대한 복소 공액()에를 승산한 결과값의 실수 성분 및 허수 성분임을 특징으로 하는 상기 방법.10. The apparatus of claim 9, wherein the first variable and the second variable are respectively represented by the first received calibration signal ( Complex conjugate for )on The method characterized in that the real component and the imaginary component of the multiplied result. 제9항에 있어서, 상기 송신기에서 상기 제2 송신 경로를 통해 송신되는 신호를 상기 계산된 수신 위상 불균형 추정값으로 보상하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.10. The method of claim 9, further comprising compensating for a signal transmitted through the second transmission path by the transmitter with the calculated received phase imbalance estimate. 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 주파수동기루프는, 제1 입력 신호에 대한 주파수 에러를 검출하는 주파수에러 검출기와, 상기 주파수에러 검출기의 출력을 필터링하는 제1 루프 필터와, 상기 제1 루프 필터의 출력을 누적하는 누적기와, 상기 누적기의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진하는 제1 발진기와, 상기 제1 입력 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기로 출력하는 주파수 보상기로 구성되고, 상기 위상동기루프(PLL)는, 제2 입력 신호에 대한 위상 에러를 검출하는 위상에러 검출기와, 상기 위상에러 검출기의 출력을 필터링하는 제2 루프 필터와, 상기 제2 루프 필터의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진하는 제2 발진기와, 상기 제2 입력 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기로 출력하는 위상 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 및 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프 및 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법에 있어서,A transmitter having a transmission local oscillator, a receiver having a reception local oscillator corresponding to the transmission local oscillator, a frequency synchronization loop (FLL), and a phase synchronization loop (PLL), wherein the frequency synchronization loop comprises: a first input; A frequency error detector for detecting a frequency error with respect to the signal, a first loop filter for filtering the output of the frequency error detector, an accumulator for accumulating the output of the first loop filter, and a signal corresponding to the output of the accumulator And a first compensator for oscillating the signal as a frequency compensation signal, and a frequency compensator for compensating the first input signal according to the frequency compensation signal and outputting a signal having a frequency offset compensated to the frequency error detector. PLL includes a phase error detector for detecting a phase error with respect to a second input signal, and a filter for outputting the phase error detector. A second loop filter, a second oscillator oscillating a signal corresponding to an output of the second loop filter as a phase compensation signal, and a signal having a phase offset compensated by compensating the second input signal according to the phase compensation signal. In a communication system comprising a phase compensator for outputting to the phase error detector, a method of controlling the driving of the frequency synchronization loop and the phase synchronization loop to remove a frequency and phase offset between the transmitting local oscillator and the receiving local oscillator. To 미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정과,Estimating an initial frequency offset in a first section smaller than the set time section with respect to a received signal input in units of a predetermined time section; 상기 제1 구간에서 상기 추정된 초기 주파수 옵셋을 상기 누적기의 초기값으로 설정하고 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,Setting the estimated initial frequency offset to an initial value of the accumulator in the first section and driving the frequency synchronization loop in an acquisition mode; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly driving the frequency synchronization loop in an acquisition mode in the first section by using a clock faster than a speed of an input signal; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,Driving the frequency synchronization loop in a tracking mode in the first section; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly driving the frequency synchronization loop in a tracking mode in the first section by using a clock faster than the speed of the input signal; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프가 상기 추적 모드로 구동이 완료되었을 때 상기 누적기의 초기값을 상기 제2 루프 필터의 초기값으로 제공하고 상기 주파수 보상기에 의해 보상된 신호로부터 추정되는 위상 옵셋을 상기 제2 발진기의 초기값으로 제공한 후 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,A phase offset estimated from a signal compensated by the frequency compensator and providing an initial value of the accumulator as an initial value of the second loop filter when driving of the frequency synchronization loop in the tracking mode is completed in the first section; Providing the initial value of the second oscillator and driving the phase locked loop in an acquisition mode; 상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly driving the phase locked loop in an acquisition mode in the first section by using a clock faster than the speed of the input signal; 상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,Driving the phase synchronization loop in a tracking mode in the first section; 상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly performing the step of driving the phase synchronization loop in the tracking mode in the first section by using a clock faster than the speed of the input signal; 상기 제1 구간 및 상기 설정된 시간 구간중 상기 제1 구간 이외의 제2 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.And driving the phase synchronization loop in a tracking mode in a second section other than the first section among the first section and the set time section. 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 주파수동기루프(FLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 주파수동기루프는, 입력 신호에 대한 주파수 에러를 검출하는 주파수에러 검출기와, 상기 주파수에러 검출기의 출력을 필터링하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력을 누적하는 누적기와, 상기 누적기의 출력에 대응하는 신호를 주파수 보상신호로서 발진하는 발진기와, 상기 입력 신호를 상기 주파수 보상신호에 따라 보상하여 주파수 옵셋이 보상된 신호를 상기 주파수에러 검출기로 출력하는 주파수 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 주파수 옵셋을 제거하기 위하여 상기 주파수동기루프의 구동을 제어하는 방법에 있어서,A transmitter having a transmission local oscillator, and a receiver having a reception local oscillator corresponding to the transmission local oscillator and a frequency synchronous loop (FLL), wherein the frequency synchronous loop detects a frequency error with respect to an input signal. An error detector, a loop filter for filtering the output of the frequency error detector, an accumulator for accumulating the output of the loop filter, an oscillator for oscillating a signal corresponding to the output of the accumulator as a frequency compensation signal, and the input signal In the communication system comprising a frequency compensator for compensating the signal according to the frequency compensation signal to output the signal compensated for the frequency offset to the frequency error detector, to remove the frequency offset between the transmitting local oscillator and the receiving local oscillator In the method for controlling the driving of the frequency synchronization loop, 미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 초기 주파수 옵셋을 추정하는 과정과,Estimating an initial frequency offset in a first section smaller than the set time section with respect to a received signal input in units of a predetermined time section; 상기 제1 구간에서 상기 추정된 초기 주파수 옵셋을 상기 누적기의 초기값으로 설정하고 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,Setting the estimated initial frequency offset to an initial value of the accumulator in the first section and driving the frequency synchronization loop in an acquisition mode; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly driving the frequency synchronization loop in an acquisition mode in the first section by using a clock faster than a speed of an input signal; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,Driving the frequency synchronization loop in a tracking mode in the first section; 상기 제1 구간에서 상기 주파수동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.And driving the frequency synchronization loop in a tracking mode in the first section by repeatedly using a clock faster than a speed of an input signal. 송신 국부발진기를 구비하는 송신기와, 상기 송신 국부발진기에 대응하는 수신 국부발진기와 위상동기루프(PLL)를 구비하는 수신기를 포함하고, 상기 위상동기루프(PLL)는, 입력 신호에 대한 위상 에러를 검출하는 위상에러 검출기와, 상기 위상에러 검출기의 출력을 필터링하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력에 대응하는 신호를 위상 보상신호로서 발진하는 발진기와, 상기 입력 신호를 상기 위상 보상신호에 따라 보상하여 위상 옵셋이 보상된 신호를 상기 위상에러 검출기로 출력하는 위상 보상기로 구성되는 통신시스템에서, 상기 송신 국부발진기와 상기 수신 국부발진기 사이의 위상 옵셋을 제거하기 위하여 상기 위상동기루프의 구동을 제어하는 방법에 있어서,A transmitter including a transmitter having a transmission local oscillator, a receiver having a reception local oscillator corresponding to the transmission local oscillator, and a phase synchronization loop (PLL), wherein the phase synchronization loop (PLL) detects a phase error with respect to an input signal. A phase error detector for detecting, a loop filter for filtering the output of the phase error detector, an oscillator for oscillating a signal corresponding to the output of the loop filter as a phase compensation signal, and compensating the input signal according to the phase compensation signal And a phase compensator configured to output a phase offset-compensated signal to the phase error detector to control driving of the phase locked loop to remove a phase offset between the transmitting local oscillator and the receiving local oscillator. In the method, 미리 설정된 시간 구간 단위로 입력되는 수신 신호에 대해 상기 설정된 시간 구간보다 작은 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정과,Driving the phase locked loop in an acquisition mode in a first section smaller than the set time section with respect to a received signal input in units of a predetermined time section; 상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 획득 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly driving the phase locked loop in an acquisition mode in the first section by using a clock faster than the speed of the input signal; 상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정과,Driving the phase synchronization loop in a tracking mode in the first section; 상기 제1 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 입력되는 신호의 속도보다 빠른 클럭을 이용하여 반복적으로 수행하는 과정과,Repeatedly performing the step of driving the phase synchronization loop in the tracking mode in the first section by using a clock faster than the speed of the input signal; 상기 제1 구간 및 상기 설정된 시간 구간중 상기 제1 구간 이외의 제2 구간에서 상기 위상동기루프를 추적 모드로 구동시키는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.And driving the phase synchronization loop in a tracking mode in a second section other than the first section among the first section and the set time section. 송신기와, 수신기와, 통신채널로 이루어지는 통신시스템에서, 상기 통신채널의 채널임펄스응답(CIR)을 추정하기 위한 방법에 있어서,A communication system comprising a transmitter, a receiver, and a communication channel, the method for estimating a channel impulse response (CIR) of the communication channel, 수신되는 신호 열을 제1 속도로 버퍼에 저장하는 과정과,Storing the received signal sequence in a buffer at a first rate; 미리 주어진 훈련데이터 열로부터 미리 설정된 샘플들로 이루어지는 신호 열을 생성하는 과정과,Generating a signal sequence consisting of preset samples from a predetermined training data sequence; 상기 생성된 신호 열의 각 샘플들과 미리 주어지는 CIR 계수들을 각각 곱하고 그 곱셈 결과들을 가산하는 과정과,Multiplying each of the samples of the generated signal sequence by a predetermined CIR coefficient and adding the multiplication results; 상기 버퍼에 저장된 신호 열을 상기 제1 속도보다 높은 제2 속도로 엑세스하여 상기 가산 결과와 가산하고 그 가산 결과를 오차 신호로서 생성하는 과정과,Accessing the signal sequence stored in the buffer at a second speed higher than the first speed and adding the resultant to the addition result and generating the addition result as an error signal; 상기 오차 신호를 이용하여 상기 CIR 계수들을 업데이트하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.And updating the CIR coefficients using the error signal. 제15항에 있어서, 상기 과정들은 상기 오차 신호가 미리 설정된 값 이하로 될 때까지 수행되는 것을 특징으로 하는 상기 방법.The method as claimed in claim 15, wherein the processes are performed until the error signal becomes less than or equal to a preset value. 제15항에 있어서, 상기 과정들은 미리 설정된 시간 동안 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.The method of claim 15, wherein the processes are performed for a preset time.