KR20030069052A

KR20030069052A - 스위칭 전원회로

Info

Publication number: KR20030069052A
Application number: KR10-2003-0005994A
Authority: KR
Inventors: 야수무라마사유키
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2003-01-29
Publication date: 2003-08-25
Also published as: KR100961763B1; CN1438759A; CN1266821C; US6747883B2; US20030155901A1

Abstract

복합 공진형 스위칭 전원회로는 하프 브리지 결합에 의해 형성된 스위칭 수단에 의해 구동된 절연 컨버터 트랜스포머의 일차측 권선과 일차측 권선과 직렬로 연결된 일차측 직렬 공진 커패시터를 갖는 누설 인덕턴스 성분에 의해 형성된 직렬 공진회로와, 상기 스위칭 소자의 하나와 병렬로 연결되어 스위칭 소자의 턴오프 타이밍에서 부분 전압 공진을 행하는 부분 전압 공진회로와, 일차측 직렬 공진 커패시터와 병렬로 연결되고 보조 스위칭 소자에 의해 형성되고 커패시터가 일차측 부분공진 커패시터와 병렬로 연결된 스위칭 소자가 온인 동안에만 동작하고, 이 기간동안 직렬회로의 커패시터는 일차측 직렬 공진 커패시터와 병렬로 연결된 직렬 회로의 보조 스위칭 소자를 포함한다. 그래서, 절연 컨버터 트랜스포머의 갭이 0일 때에도, 스위칭 소자는 ZVS 및 ZCS에 의해 안정적으로 동작된다. 또한, AC/DC 전력변환효율은 개선되고 누설자속은 감소된다.

Description

스위칭 전원회로{Switching power supply circuit}

본 발명은 각종 전자기기에서 전원으로서 구비되는 스위칭 전원회로에 관한 것이다.

예를 들면 플라이백 컨버터 및 포워드 컨버터 등과 같은 스위칭 컨버터를 사용하는 스위칭 전원 회로가 널리 알려져 있다. 이들 스위칭 컨버터는 스위칭 동작에서 구형파를 형성하므로, 스위칭 노이즈를 억제하는데 한계가 있다. 또한, 그 동작 특성때문에 전원변환효율의 향상에 제한이 있다.

따라서, 각종 공진형 컨버터를 사용하는 각종 스위칭 전원회로는 본 출원인에 의해 제안되어 오고 있다. 공진형 컨버터는 고전력변환 효율을 즉시 얻을 수 있고, 공진형 컨버터는 스위칭 동작에서 정현파를 형성하기 때문에 저잡음을 얻을 수 있다. 또한 공진형 컨버터는 비교적 적은 수의 구성 요소에 의해 형성될 수 있는 이점을 갖는다.

도 18은 본 출원인에 의해 일본 특허 공개번호 2955582의 발명에 의거하여 형성될 수 있는 스위칭 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다. 전원회로는 자려식 전류 공진형 컨버터를 사용한다.

도면에 도시된 스위칭 전원회로는 교류 입력전압(VAC)을 입력하는 정류평활회로로서 정류 다이오드(Di1, Di2) 및 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 의해 형성된 배전압 정류회로가 설치된다. 배전압 정류회로는 직렬로 연결된 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 걸리는 교류입력전압(VAC)의 2배에 대응하는 정류평활 전압(Ei)을 발생한다.

이 전원회로의 스위칭컨버터는 도시된 바와 같이, 2개의 스위칭소자(Q1, Q2)가 하프브리지 결합에 의해 결합되고, 평활 커패시터(Ci1)의 양전극의 노드와 접지사이에 삽입되도록 연결되어 있다. 이 경우, 바이폴라 트랜지스터(BJT; 접합형 트랜지스터)가 스위칭 소자(Q1, Q2)로서 사용된다.

직교형 제어 트랜스포머(PRT; Power Regulating Transformer)는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동하고 후술하는 정전압 제어를 행하기 위해 설치된다.

직교형 제어 트랜스포머(PRT)는 구동 권선(NB1, NB2)과 공진전류를 검출하기 위한 공진회로 검출권선(ND)이 도 22에 나타낸 것같이 감겨지고, 제어 권선(NC)이 이들 권선에 직교하는 방향으로 감겨진 직교형 가포화 리액터(saturable reactor)로서 형성된다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT1; Power Isolation Transformer)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 이차측에 전달한다.

도 20에 도시된 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)는 코어(CR1)의 자각(磁脚)이 코어(CR2)의 자각과 서로 대향하도록 예를 들면 페라이트 물질의 E자형 코어(CR1, CR2)를 결합함으로써 형성된 E-E자형 코어를 갖고, 분할 보빈(B)에 의해 서로 분할된 상태에서 E-E 자형의 코어의 중심 자각 주위에 감겨진 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2, N3)을 갖는다. 이 경우, 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2, N3)은 분할 보빈(B)주위에 약 60mm φ의 리츠선(litz wire)을 권선하여 각각 형성된다.

이 경우, 0.5mm ∼ 1.0mm의 갭(G)이 E-E 자형 코어의 중심 자각에 대하여 형성됨으로써, 예를 들면 결합계수 k ≒ 0.85에서 느슨한 결합의 상태가 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2, N3)사이에 얻어진다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 일차 권선(N1)의 일단은 스위칭 소자(Q1)의 에미터 및 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터의 노드(스위칭 출력점)에 공진전류 검출권선(ND)을 통하여 접속됨으로써 스위칭 출력을 얻는다. 일차권선(N1)의 타단은 예를 들면 필름 커패시터에 의해 형성된 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 일차측 접지에 연결된다.

일차측 부분 전압 공진용 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr2)는 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터 및 에미터와 평행으로 접속된다. 일차측 부분 공진 커패시터(Cr2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 ZVS(Zero Voltage Switching) 및 ZCS (Zero Current Switching) 동작에 대하여 설치된다.

이차 권선(N2, N3)은 도 18에서, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 이차측에서 서로 독립하여 감겨진다. 이차 권선(N2)은 브리지 정류 다이오드(DBR)와 평활 커패시터(C01)와 접속되어 있음으로써, 직류출력전압(E01)이 발생한다. 이차 권선(N3)은 중앙 탭이 설치된다. 이차 권선(N3)은 도시된 바와 같이 정류 다이오드(D01, D02) 및 평활 커패시터(C02)와 접속됨으로써, 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C02)에 의해 형성된 전파정류회로는 직류 출력전압(E02)을 발생한다.

이 경우, 직류 출력전압(E01)은 분기점에서 제어회로(1)에 입력된다.

제어회로(1)는 예를 들면 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 따라서 그 레벨이 변화하는 직류전류를 제어전류로서 직교형 제어 트랜스포머(PRT)의 제어권선(NC)에 공급함으로써, 정전압제어의 효과를 준다.

도 19는 본 출원인에 의해 이미 제안된 발명에 근거하여 형성될 수 있는 다른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다. 도 18에 나타낸 전원회로에서 동일한 구성 요소에는 동일 참조번호를 표기하므로 그 설명은 생략한다.

도 19에 나타낸 전원회로는 2개의 스위칭 소자(Q11, Q12)가 하프 브리지 결합에 의해 결합된 전류 공진형 컨버터가 또한 설치된다. 그렇지만, 전류 공진형 컨버터용 구동시스템은 타려식(external excitation) 시스템이다. 이 경우, MOS-FET 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 스위칭 소자(Q11, Q12)로서 사용된다.

이 경우, 브리지 정류회로(Di)와 평활커패시터(Ci)에 의해 형성된 정류평활회로는 상용 교류 전원(AC)의 교류입력전압(VAC)을 정류 및 평활함으로써 예를 들면 1배된 교류입력전압(VAC)의 피크치에 대응하는 직류 입력전압을 발생한다.

스위칭 소자(Q11, Q12)의 게이트는 발진구동회로(11)에 접속되어 있다. 스위칭 소자(Q11)는 평활 커패시터(Ci)의 양극에 접속된 드레인과 일차 권선(N1)과 일차 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 일차측 접지에 연결된 소스를 갖는다. 스위칭 소자(Q12)는 스위칭 소자(Q11)의 소스에 접속된 드레인과 일차측 접지에 연결된 소스를 갖는다.

이 경우에 또한, 일차측 부분전압 공진용 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr2)는 스위칭 소자(Q12)의 드레인 및 소스에 병렬로 접속되어 있다.

또한, 클램프 다이오드(DD1)는 스위칭 소자(Q11)의 드레인 및 소스와 병렬로 접속되어 있고, 클램프 다이오드(DD2)는 스위칭 소자(Q12)의 드레인 및 소스와 병렬로 접속되어 있다.

스위칭 소자(Q11, Q12)는 도 18을 참조하여 상술한 스위칭 동작에 대하여 발진구동회로(11)에 의해 구동된다.

특히, 이 경우 제어회로(2)는 직류 출력전압(E01)의 변화에 따라서 변화한 레벨의 직류 또는 전압을 포토 커플러(PC)를 통하여 일차측의 발진구동회로(11)에 공급한다. 직류 출력전압(E01)을 안정화시키기 위해, 발진구동회로(11)는 제어회로(2)로부터의 출력레벨에 따라서 싸이클이 변화한 스위칭 구동신호(전압)를 스위칭 소자(Q11, Q12)의 게이트에 교대로 출력한다. 그러므로, 스위칭 소자(Q11, Q12)의 스위칭 주파수(fs)는 변화한다.

이 경우, 발진구동회로(11)는 기동 저항(RS)을 통하여 시작전압이 공급되고그들에 대한 구동전압으로서, 커패시터(C1)에 의해 절연 컨버터 트랜스포머(PIT2)의 일차측에서 부가적으로 감겨진 권선(N4)의 출력을 평활함으로써 평활출력이 공급된다.

도 18에 도시된 전원회로의 특성의 일 예로서, 도 21은 이차측 직류 출력전압(E01)의 부하 전력(Po)이 0 W에서 200 W로 변화할 때 AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC), 스위칭 주파수(fs) 및 스위칭 소자(Q2)의 기간(TON)의 변화특성을 나타낸다.

도 21은 AC 200V 시스템의 조건에 대응하도록 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)의 각각의 턴수가 45T(턴)이 되도록 선택되고, 0.056㎌이 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)에 대하여 선택되고, 330㎊이 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr2)에 대하여 선택될 때 특성을 나타낸다.

도 21에 나타낸 것같이, 도 18에 나타낸 전원회로의 스위칭 주파수(fs)는 부하 전력(Po)이 증가하면서 저하되도록 제어된다. 또한, 부하 전력(Po)이 증가하면서, 스위칭 소자(Q2)가 온인 동안의 주기(TON)가 길어지도록 제어된다.

이 경우 전력변환효율(ηAC→DC)은 200W의 부하전력(Po)에서 약 91.8%이고, , 150W의 부하전력(Po)에서 약 92.4%이다. 그래서, 최적의 효율은 150W의 부하전력(Po)에서 얻어진다.

도 18에 나타낸 배전압 정류회로가 상용 교류전압을 정류할 때 도 18에 나타낸 전원회로의 AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)은 약 92%이고, 도 19에 나타낸 전파정류회로가 상용 교류전압을 정류할 때 도 19에 나타낸 전원회로의 AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)은 약 90%이다. 이러한 AC/DC 전원변환효율에 따른 전원 손실이 가능한 한 작은 것이 바람직하다.

AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)을 개선하기 위한 수단으로서, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1, PIT2)를 형성하는 E-E자형 코어의 중심 자각에 갭이 형성되지 않는 것이 고려된다.

그러나, 도 18에 나타낸 전원회로의 경우에, 예를 들면 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)의 범위는 미리 결정된 이차측 직류 출력전압(E01)(예를 들면 135V)은 교류입력전압(VAC)이 최소 교류 입력전압(예를 들면 90V)이고, 부하전력이 최대 부하전력(예를 들면 200W)일 때 얻어지도록 설정되는 것이 필요하다. 즉, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 일차 권선(N1)의 누설 인덕턴스에 의해 결정된 직렬 공진 주파수(fo)와 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스는 교류 입력전압(VAC)이 최소 교류 입력전압인 경우를 고려하여 결정되는 것이 필요하다.

그래서, 도 18에 나타낸 전원회로에서, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스값으로서 작은 커패시턴스값이 선택되어야 한다. 약 0.5mm ∼ 1.0mm의 갭(G)이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 중심 자각에 형성되지 않으면, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 ZVS 및 ZCS에 의해 안정적으로 동작될 수 없다.

또한, 도 20에 나타낸 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1 또는 PIT2)의 중심 자각의 갭(G)은 페라이트 코어를 연마하여 형성된다. 그러므로, 연마과정이 필요하고, 이에 대응하는 비용이 증가한다.

또한, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1 또는 PIT2)의 갭(G)의 근방에서 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)은 프린지 자속에 의해 발생된 맴돌이 전류(eddy current) 손실로 인해 온도를 증가시킨다. 또한, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1 또는 PIT2)는 느슨하게 결합된 트랜스포머이기 때문에, 트랜스포머의 주위에 동판에 의해 형성된 쇼트 링(short ring)을 제공하는 것같이 누설 자속에 대하여 차폐(shield) 대책이 요구된다.

따라서, 상기의 문제점을 고려하여, 본 발명에 따른 스위칭 전원회로가 다음과 같이 구성된다.

본 발명에 따른 스위칭 전원회로는 직류 입력전압에서 스위칭 동작을 행하기 위해 2개의 스위칭 소자의 하프 브리지 결합에 의해 형성된 스위칭 수단; 갭이 형성되어 있지 않은 자기 코어의 주위에 형성된 일차 권선과 이차 권선을 갖고 일차 권선에서 얻어진 스위칭 수단의 출력을 이차 권선으로 전달하는 절연 컨버터 트랜스포머;및 적어도 절연 컨버터 트랜스포머의 일차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 일차 권선과 직렬로 연결된 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되고 스위칭 소자의 스위칭 동작을 직류 공진형 동작으로 변환하는 일차측 직렬 공진 회로;를 포함한다.

스위칭 전원회로는 2개의 스위칭 소자중 어느 하나와 병렬로 연결되고 2개의 스위칭 소자의 턴오프 시간에 대응하는 타이밍으로 부분 공진하는 일차측 부분 공진 커패시터; 2개의 스위칭 소자에 스위칭 구동신호를 인가하여 스위칭 동작을 행하는 스위칭 구동수단; 일차측 직렬 공진 커패시터와 병렬로 연결되고, 적어도 일차측 부분 공진 커패시터가 연결되고 소정 커패시턴스 값 이상의 커패시터가 선택되는 스위칭 소자의 턴오프 타이밍에 대응하는 온 기간을 가지도록 스위칭 동작을 행하는 보조 스위칭 소자의 직렬 연결에 의해 형성된 직렬 회로; 및 입력으로서 절연 컨버터 트랜스포머의 이차 권선에서 얻어진 교류 전압을 수신하고 소정의 이차측 직류 출력전압을 발생하는 직류 출력전압 발생수단;을 더 포함한다.

상기 구성에서, 절연 컨버터 트랜스포머에 갭이 형성되지 않기 때문에, AC/DC 전력 변환효율이 개선되고 누설 자속이 감소된다. 이 경우, 일차측 직렬 공진 커패시터와 병렬로 연결된 직렬 회로의 보조 스위칭 소자는 일차측 부분 공진 커패시터와 병렬로 연결된 스위칭 소자가 온인 기간동안 동작한다. 이 기간동안, 직렬 회로의 커패시터는 일차측 직렬 공진 커패시터와 병렬로 연결된다. 그래서, 절연 컨버터 트랜스포머의 갭이 0으로 감소할 때에도, 스위칭소자는 제로 전압 스위칭 및 제로 전류 스위칭에 의해 안정적으로 동작될 수 있다.

도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다.

도 2는 제 1실시예에 따른 전원회로에 설치된 절연 컨버터 트랜스포머의 구조의 일 예를 나타내는 단면도이다.

도 3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F, 3G 및 3H는 중부하시에 제 1실시예에 따른 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 4A, 4B, 4C, 4D 및 4E는 경부하시에 제 1실시예에 따른 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 5는 제 1실시예에 따른 전원회로의 부하전력에 대하여 전력 변환효율, 스위칭 주파수 및 기간(TON)의 특성을 나타내는 특성도이다.

도 6은 본 발명의 제 2실시예에 따른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다.

도 7A, 7B, 7C, 7D 및 7E는 경부하시에 제 2실시예에 따른 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 8은 제 2실시예에 따른 전원회로의 부하전력에 대하여 전력 변환효율, 스위칭 주파수 및 기간(TON)의 특성을 나타내는 특성도이다.

도 9는 본 발명의 제 3실시예에 따른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다.

도 10은 본 발명의 제 4실시예에 따른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다.

도 11A, 11B, 11C, 11D, 11E, 11F, 11G 및 11H는 제 4실시예에 따른 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 12는 제 4실시예에 따른 전원회로의 부하전력에 대하여 전력 변환효율, 스위칭 주파수 및 기간(TON)의 특성을 나타내는 특성도이다.

도 13A 및 13B는 제 4실시예에 따른 전원회로의 이차측 정류기의 구성의 다른 예를 나타내는 다이어그램이다.

도 14는 본 발명의 제 5실시예에 따른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다.

도 15A, 15B, 15C, 15D, 15E, 15F, 15G 및 15H는 제 5실시예에 따른 전원회로의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 16은 제 5실시예에 따른 전원회로의 부하전력에 대하여 전력 변환효율, 스위칭 주파수 및 기간(TON)의 특성을 나타내는 특성도이다.

도 17은 제 1 ∼ 제 5실시예에 따르는 전원회로에 적용가능한 절연 컨버터 트랜스포머의 구성의 다른 예의 단면도이다.

도 18은 종래 기술의 전원회로의 구성을 나타내는 회로도이다.

도 19는 종래 기술의 전원회로의 다른 구성을 나타내는 회로도이다.

도 20은 종래 기술의 전원회로에 설치된 절연 컨버터 트랜스포머의 구성의 일 예의 단면도이다.

도 21은 종래 기술의 전원회로의 부하전력에 대하여 전력 변환효율, 스위칭 주파수 및 기간(TON)의 특성을 나타내는 특성도이다.

도 22는 종래 기술의 전원회로에 설치된 직교형 트랜스포머의 구성의 일 예의 단면도이다.

도 1에 도시된 전원회로는 일차측에 전류 공진형 컨버터가 설치된 공진형 스위칭 컨버터의 구조를 사용한다.

도면에 도시된 스위칭 전원회로는 교류 입력전압(VAC)을 입력하는 정류 및 평활회로로서 정류 다이오드(Di1, Di2) 및 평활 커패시터(Ci1, Ci2)에 의해 형성된 배전압 정류회로가 설치된다. 배전압 정류회로는 직렬로 연결된 평활커패시터(Ci1, Ci2)에 걸리는 교류입력전압(VAC)의 2배에 대응하는 정류평활 전압(Ei)을 발생한다.

이 전원회로의 스위칭컨버터는 도시된 바와 같이, 2개의 스위칭소자(Q1, Q2)가 하프브리지 결합에 의해 결합되고, 도 1에 나타낸 것같이 평활 커패시터(Ci1)의 양전극의 노드와 접지사이에 삽입되도록 연결되어 있다. 이 경우, 바이폴라 트랜지스터(BJT; 접합형 트랜지스터)가 스위칭 소자(Q1, Q2)로서 사용된다.

시동 저항(RS1)이 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터와 베이스 사이에 삽입되고, 시동 저항(RS2)이 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터와 베이스 사이에 삽입된다.

클램프 다이오드(DD1)는 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 에미터 사이에 삽입되고, 클램프 다이오드(DD2)는 스위칭 소자(Q2)의 베이스와 에미터 사이에 삽입된다. 이 경우, 클램프 다이오드(DD1)의 캐소드는 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 연결되고, 클램프 다이오드(DD1)의 애노드는 스위칭 소자(Q1)의 에미터에 연결된다. 유사하게, 클램프 다이오드(DD2)의 캐소드는 스위칭 소자(Q2)의 베이스에 연결되고, 클램프 다이오드(DD2)의 애노드는 스위칭 소자(Q2)의 에미터에 연결된다.

베이스 전류 제한 저항(RB1), 공진 커패시터(CB1) 및 구동 권선(NB1)의 직렬 연결 회로가 스위칭 소자(Q1)의 베이스와 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터 사이에 삽입된다. 공진 커패시터(CB1)의 커패시턴스와 구동 권선(NB1)의 인덕턴스(LB1)는 함께 직렬 공진 회로를 형성한다.

유사하게, 베이스 전류 제한 저항(RB2), 공진 커패시터(CB2) 및 구동 권선(NB2)의 직렬 연결 회로가 스위칭 소자(Q2)의 베이스와 일차측 접지 사이에 삽입된다. 공진 커패시터(CB2)의 커패시턴스와 구동 권선(NB2)의 인덕턴스(LB2)는 함께 자려 발진용 직렬 공진 회로를 형성한다.

직교형 제어 트랜스포머(PRT)는 구동 권선(NB1, NB2)과 공진전류를 검출하기 위한 공진회로 검출권선(ND)이 감겨지고, 제어 권선(NC)이 이들 권선에 직교하는 방향으로 감겨진 직교형 가포화 리액터(saturable reactor)로서 형성된다.

구동권선(NB1)은 공진 커패시터(CB1)와 저항(RB1)의 직렬 연결을 통하여 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 연결된 일단과 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터에 연결된 타단을 갖는다. 구동권선(NB2)은 접지에 연결된 일단과 공진 커패시터(CB2)와 저항(RB2)의 직렬 연결을 통하여 스위칭 소자(Q2)의 베이스에 연결된 타단을 갖는다. 구동권선(NB1) 및 구동권선(NB2)은 서로 반대 극성의 전압을 발생하도록 감겨져 있다.

공진 전류 검출권선(ND)의 일단은 스위칭 소자(Q1)의 에미터와 스위칭 노드(Q2)의 콜렉터의 노드(스위칭 출력점)에 연결되어 있고, 공진 전류 검출권선(ND)의 타단은 후술하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 일차 권선(N1)의 일단에 연결되어 있다. 또한, 공진 전류 검출권선(ND)의 턴수는 예를 들면 약 1T(턴)이다.

도 22에 나타내는 것같이, 직교형 제어 트랜스포머(PRT)는 4개의 자각을 갖는 2개의 코어(41, 42)를 자각의 끝에서 서로 연결하여 형성된 입체형 코어이다.공진 전류 검출권선(ND)과 구동 권선(NB)은 입체형 코어의 2개의 주어진 자각(41C, 41D) 주위에 동일한 방향으로 감겨져 있고, 제어 권선(NC)은 공진전류 검출권선(ND)과 구동 권선(NB1, NB2)에 직교하는 방향으로 놓여진 2개의 자각(42A, 42C) 주위에 감겨져 있다.

제 1실시예에 따르는 전원회로에서, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 이차측에 전달하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구조가 종래 기술의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 구조와 다르다.

도 20에 나타낸 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)와 같이, 도 2에 나타낸 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)는 코어(CR1)의 자각이 코어(CR2)의 자각과 서로 대향하도록 페라이트 물질의 E자형 코어(CR1, CR2)를 결합함으로써 형성된 E-E자형 코어를 갖고, 분할 보빈(B)에 의해 서로 분할된 상태에서 E-E 자형의 코어의 중심 자각 주위에 감겨진 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2, N3)을 갖는다. 도 2에 나타낸 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)와 도 20에 나타낸 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 E-E 자형의 코어의 중심 자각에 갭이 형성되어 있지 않은 것이 다르다.

이 경우에, 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2, N3)은 분할 보빈(B)주위에 약 60mm φ의 리츠선(litz wire)을 권선하여 각각 형성된다. 그러므로, 예를 들면 약 0.90의 결합계수에서 일차 권선(N1)과 이차 권선(N2) 사이의 결합상태가 얻어진다.

절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 일차 권선(N1)의 일단은 스위칭 소자(Q1)의에미터 및 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터의 노드(스위칭 출력점)에 공진전류 검출권선(ND)을 통하여 접속됨으로써 스위칭 출력을 얻는다. 일차권선(N1)의 타단은 예를 들면 필름 커패시터에 의해 형성된 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 일차측 접지에 연결된다.

이 경우, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 일차 권선(N1)이 서로 직렬로 연결되어 있다. 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스와 일차 권선(N1)을 포함하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 누설 인덕턴스(L1)는 스위칭 컨버터의 동작을 직류공진형 동작으로 변환하기 위한 직렬 공진회로를 형성한다.

일차측 부분 전압 공진용 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr2)는 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터 및 에미터와 병렬로 접속된다.

일차측 부분 공진 커패시터(Cr2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 ZVS(Zero Voltage Switching) 및 ZCS (Zero Current Switching) 동작을 위해 설치된다.

그래서, 도 1에 나타낸 전원회로는 복합 공진형 스위칭 컨버터의 구조를 사용한다.

일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스 전압을 제어하기 위한 커패시터(Cr3)와 보조 스위칭 소자(Q3)의 직렬회로가 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결된다.

보조 스위칭 소자(Q3)는 커패시터(Cr3)에 연결된 드레인을 갖고, 클램프 다이오드(DD3)는 보조 스위칭 소자(Q3)의 드레인 및 소스와 병렬로 연결된다. 보조 스위칭 소자(Q3)의 소스는 일차측 접지에 연결된다.

이 경우, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스값의 3배 이상의 것이 커패시터(Cr3)의 커패시턴스값으로서 선택된다. MOS-FET 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 보조 스위칭 소자(Q3)로서 사용된다.

도 1에 나타낸 것같이, 보조 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동회로 시스템으로서, 커패시터(Cg), 저항(Rg1) 및 구동 권선(Ng)의 직렬연결회로가 보조 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 연결된다. 또한, 저항(Rg2)이 게이트와 일차측 접지 사이에 연결된다. 이러한 직렬 연결회로는 보조 스위칭 소자(Q3)를 구동하는 자려 발진 구동회로를 형성한다.

구동 권선(Ng)이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 일차측에 독립적으로 형성된다. 구동 권선(Ng)의 턴수가 1T일 때, 구동 권선(Ng)의 동작이 보증되지만, 구동 권선(Ng)의 턴수가 1T로 제한되지 않는다.

이차 권선(N2, N3)이 도 1의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 이차측에 감겨진다. 이차 권선(N2)은 브리지 정류 다이오드(DBR)와 평활 커패시터(C01)에 연결되어 직류 출력전압(E01)이 발생한다. 이차 권선(N3)은 중앙 탭이 설치되고 도면에 나타낸 것같이 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C02)에 연결되고, 정류 다이오드(D01, D02)와 평활 커패시터(C02)에 의해 형성된 전파 정류회로는 직류 출력전압(E02)을 발생한다.

이 경우, 직류 출력전압(E01)은 제어회로(1)에 대하여도 분기하여 입력된다. 예를 들면 제어회로(1)는 제어전류로서 그 레벨이 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 따라서 변화하는 직류를 직교형 제어 트랜스포머(PRT)의 제어권선(NC)에 공급하여 후술하는 정전압 제어를 행한다.

이렇게 형성된 전원회로의 스위칭 동작에서, 상용 교류전력이 처음에 턴온되면, 기동 전류가 예를 들면 기동 저항(RS1, RS2)을 통하여 스위칭 소자(Q1, Q2)의 베이스에 입력된다. 스위칭 소자(Q1)가 처음으로 턴온되면, 예를 들면 스위칭 소자(Q2)가 턴오프되도록 제어된다. 그러면, 스위칭 소자(Q1)의 출력으로서, 공진 전류가 공진 전류 검출 권선(ND), 일차 권선(N1) 및 일차측 직렬 진공 커패시터(Cr1)를 통하여 흐른다. 공진 전류가 0이 되는 근방에, 스위칭 소자(Q2)는 턴온이 되도록 제어되고, 스위칭 소자(Q1)는 턴오프되도록 제어된다. 그러면 앞의 공진 전류의 방향과 반대방향의 공진전류가 스위칭소자(Q2)를 통하여 흐른다. 그다음, 스위칭 소자(Q1 및 Q2)가 교대로 턴온되는 자려 스위칭 동작이 행해진다.

그래서, 평활 커패시터(Ci)의 단자 전압을 동작 전력으로 사용하여, 스위칭 소자(Q1, Q2)가 교대로 개폐 반복되어, 파형이 공진 전류와 유사한 구동전류가 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 일차 권선(N1)에 공급되고, 교류 출력이 이차측 권선(N2, N3)에서 얻어진다.

직교형 제어 트랜스포머(PRT)에 의한 정전압 제어는 다음과 같이 행해진다.

이차측 직류 출력전압(E01)이 교류 입력전압 또는 부하전력에서의 변화에 의해 변화할때, 예를 들면 제어 전류는 이차측 직류 출력전압(E01)에서의 변화에 따라서 제어권선(NC)을 통하여 흐르는 제어전류의 레벨을 가변적으로 제어한다.

직교형 제어 트랜스포머(PRT)에서 제어 전류에 의해 발생된 자속은 직교형제어 트랜스포머(PRT)의 포화 경향의 상태를 변화시키도록 동작하고 구동 권선(NB1, NB2)의 인덕턴스를 변경한다. 그래서 자기 발진회로의 조건이 변화하므로 스위칭 주파수(fs)가 변화한다.

도 1에 나타낸 전원회로에서, 스위칭 주파수(fs)는 일차측 직렬 진공 커패시터(Cr1)와 일차 권선(N1)의 직렬공진회로의 공진 주파수보다 큰 주파수 범위에 설정된다. 스위칭 주파수(fs)가 증가하면, 예를 들면 스위칭 주파수(fs)와 직렬 공진회로의 공진주파수의 차이는 커진다. 그러므로 일차측 직렬 공진 회로의 스위칭 출력으로의 공진 임피던스는 커진다.

높은 공진 임피던스는 일차측 직렬 공진 회로의 일차 권선(N1)에 공급된 구동전류를 제어하고, 따라서 이차측 직류 출력전압(E01)을 제어하므로, 이차측 직류 출력전압(E01)의 정전압 제어가 행해진다.

도 3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F, 3G 및 3H와 도 4A, 4B, 4C, 4D 및 4E는 도 1에 나타낸 전원 회로의 주요 구성 요소의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F, 3G 및 3H는 교류입력전압 VAC=100V이고, 부하전력 Po=200W(중부하)에서 동작파형을 나타내고, 도 4A, 4B, 4C, 4D 및 4E는 교류입력전압 VAC=100V이고, 부하전력 Po=25W(경부하)에서 동작파형을 나타낸다.

도 3A, 3B, 3C, 3D, 3E, 3F, 3G 및 3H에 나타낸 것같이, 교류입력전압 VAC=100V이고, 부하전력 Po=200W(중부하)에서, 교류 전원이 턴온되면, 기동 전류는 예를 들면 기동 저항(RS1)을 통하여 스위칭 소자(Q1)의 베이스에 입력된다. 스위칭 소자(Q1)가 턴온될 때, 스위칭 소자(Q2)는 턴오프되도록 제어된다.그러면, 스위칭 소자(Q1)의 출력으로서, 공진전류가 일차 권선(N1) 및 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 흐른다. 공진 전류가 0이 되는 근처에, 스위칭 소자(Q2)는 턴온이 되도록 제어되고, 스위칭 소자(Q1)는 턴오프되도록 제어된다. 그다음, 스위칭 소자(Q1 및 Q2)가 교대로 턴온되도록 제어된다.

그래서, 스위칭 소자(Q2)가 턴온되는 기간(TON)과 스위칭 소자(Q2)가 턴오프되는 기간(TON)에서, 스위칭 소자(Q2)는 도 3A에 나타낸 것과 같은 파형을 갖는 콜렉터-에미터 전압(VQ2)을 갖고, 도 3B에 나타낸 파형을 갖는 콜렉터 전류(IQ2)가 스위칭소자(Q2)의 콜렉터를 통하여 흐른다.

이 경우, 일차측 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 흐르는 공진 전류(I1)는 도 3C에 나타낸 정현파를 갖는다. 공진 전류(I1)가 스위칭 소자(Q1)를 통하여 음방향으로 흐르면, 공진 전류(I1)는 스위칭 소자(Q2)를 통하여 양방향으로 흐른다. 그래서, 스위칭 소자(Q1 및 Q2)가 교대로 반복적으로 개폐되므로, 파형이 공진전류와 가까운 구동전류가 절연컨버터 트랜스포머(PIT)의 일차 권선(N1)에 입력되고, 도 3H에 나타낸 파형을 갖는 브리지 출력전압(V2)이 이차 권선(N2)에 연결된 브리지 정류 다이오드(DBR)에서 얻어진다.

도 3D에 나타낸 것같이, 공진 전류(IC2)가 스위칭 소자(Q1 또는 Q2)가 턴온 또는 턴오프되는 짧은 기간동안에만 스위칭 소자(Q2)에 병렬로 연결된 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr2)를 통하여 흐른다. 이것은 부분 전압 공진동작이 스위칭 소자(Q1 및 Q2)와 일차측 병렬 공진커패시터(Cr2)에 의해 일차측에서 얻어지는 것을 나타낸다.

또한, 스위칭 소자(Q2)가 턴오프될 때, 게이트 문턱전압(VGS(th))이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 일차측에 설치된 구동 권선(Ng)으로부터 저항(Rg1) 및 커패시터(Cg)를 통하여 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결된 보조 스위칭 소자(Q3)에 입력된다.

보조 스위칭 소자(Q3)는 게이트 문턱전압(VGS(th))이 소정의 전압(예를 들면 3.5V)보다 높으면 턴온되고, 게이트 문턱전압(VGS(th))이 소정의 전압보다 낮으면 턴오프된다. 그러면, 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)이 구동 권선(Ng) 및 보조 스위칭 소자(Q3)의 게이트 입력 커패시턴스(Ciss)의 방전시간으로부터 구해진 게이트 문턱전압(VGS(th))에 의해 결정된다.

구동권선(Nd)에 유도된 유도전압은 교류 입력전압(VAC)의 전압레벨 및 부하전력(Po)에 의해 변화하고, 교류 입력전압(VAC)이 증가하거나 또는 부하전력(Po)이 증가하면서 증가한다. 그러면, 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)은 교류 입력전압(VAC)이 증가하거나 또는 부하전력(Po)이 증가하면서 길어지도록 제어된다.

그 결과, 교류입력전압 VAC=100V이고, 부하전력 Po=200W에서 보조스위칭소자(Q3)의 드레인-소스 전압(VQ3)과 보조스위칭소자(Q3)의 드레인전류(IQ3)는 각각 도 3E 및 도 3F에 나타낸 파형을 갖는다. 또한, 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)동안 커패시터(Cr3)는 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결되어 있기때문에, 도 3G에 나타낸 공진 전류 파형이 얻어진다.

한편, 도 4A ∼4E에 나타낸 것같이, 교류입력전압 VAC = 100V이고, 부하전력 Po = 25W (경부하)일 때, 스위칭 소자(Q2)가 턴온인 동안의 기간(TON)과 스위칭 소자(Q2)가 턴오프인 동안의 기간(TOFF)에서, 스위칭 소자(Q2)는 도 4A에 나타낸 것같은 파형을 갖는 콜렉터-에미터 전압(VQ2)을 갖고, 도 4B에 나타낸 것같은 파형을 갖는 콜렉터 전류(IQ2)가 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터를 통하여 흐른다.

이 경우에, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 흐르는 공진전류(I1)는 도 4C에 나타낸 것같은 정현파를 갖는다.

도 4D에 나타낸 것같이, 공진전류(I2)는 스위칭 소자(Q1 또는 Q2)가 턴온 또는 턴오프인 짧은 기간에 스위칭 소자(Q2)에만 병렬로 연결된 일차측 병렬 공진 커패시터(Cr2)를 통하여 흐른다.

이 경우, 그러나, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 구동권선(Ng)으로부터 얻어진 게이트 스레시홀드 전압(VGS(th))은 미리 결정된 전압(예를 들면 3.5V) 이하이고, 그러므로 보조 스위칭소자(Q3)는 오프 상태에 남겨진다. 이것은 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)이 부하전력(Po)에 따라서 변화되도록 제어되는 것을 나타낸다.

도 18에 나타낸 전원회로에서, 상술한 것같이, 소정의 이차측 직류 출력전압(E01)이 낮은 교류 입력전압(VAC)에서 얻어지도록 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스값이 작다. 그러므로, 턴온 또는 턴오프시에 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작은 약 0.5mm ∼ 1.0mm의 갭(G)이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 중심 자각에 형성되지 않으면 ZVS 및 ZCS에 의해 안정적으로 행해질수 없다.

한편, 도 1에 나타낸 전원회로에서, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스값이 작은 동안, 커패시터(Cr3)와 보조 스위칭 소자(Q3)의 직렬 회로가 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결되고, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스값보다 3배 이상의 값이 커패시터(Cr3)의 커패시턴스값으로 선택된다.

이러한 구성으로, 보조 스위칭 소자(Q3)는 스위칭 소자(Q1 및 Q2)의 턴온 또는 턴오프시에 도통할 때, 큰 커패시턴스값을 갖는 커패시터(Cr3)가 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결된다. 그러므로, 턴온 또는 턴오프시에 스위칭 소자(Q1 및 Q2)의 동작은 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 중심 자각에 갭(G)이 형성되지 않고 ZVS 및 ZCS에 의해 실행될 수 있다.

도 5는 도 1에 나타낸 전원회로에서 이차측 직류 전압(E01)의 부하전력(Po)이 0W ∼200W 로 변화할 때에 AC/DC 전력변환효율(ηAC→DC), 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q2)의 기간(TON), 보조 스위칭 소자(Q3)의 기간(T'ON)의 변화 특성을 나타낸다.

도 5에 나타낸 것같이, 도 1에 나타낸 전원회로에서 스위칭 주파수(fs)는 부하전력(Po)이 증가되면서 저하되도록 제어된다. 또한, 부하전력(Po)이 증가되면서 스위칭 소자(Q2)의 온기간(TON)이 길어지고 그래서 이차측 직류 출력전압(E01)의 정전압 제어동작이 행해지는 것을 나타낸다.

또한, 보조 스위칭 소자(Q3)가 온기간(T'ON)이 길어지도록 제어되고, 그래서 스위칭 소자(Q1 및 Q2)의 턴온 또는 턴오프시에 커패시터(Cr3)가 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결되어 있는 기간이 길어진다.

갭(G)이 도 1에 나타낸 제 1실시예에 따른 전원회로의 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)에 형성되지 않기 때문에, 일차 권선(N1)의 턴수를 증가시키고 그래서 공진전류(I1)를 줄이는 것이 가능하게 된다.

또한, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 갭(G)이 0으로 감소하기 때문에, 갭근방에서 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)이 프린지 자속에 의해 발생된 맴돌이 전류(eddy current) 손실로 인해 온도를 증가시키는 것을 방지한다.

그 결과, 도 1에 나타낸 전원회로는 부하전력(Po)이 200W(중부하)에서 AC/DC 전력변환효율(ηAC→DC)을 약 91.8%에서 92.5%로 개선할 수 있다. 또한, 부하전력(Po)이 최적의 효율이 얻어지는 150W일 때 AC/DC 전력변환효율(ηAC→DC)은 약 92.4%에서 93.3%로 개선될 수 있다.

그래서, 도 1에 나타낸 전원회로는 AC/DC 전력변환효율(ηAC→DC)을 약 7% 개선할 수 있고, 도 18에 나타낸 종래 기술의 전원회로와 비교할 때 교류입력전력을 약 0.7W 감소할 수 있다.

또한, 도 1에 나타낸 전원회로의 스위칭 주파수(fs)의 제어범위가 fs=61 KHz ∼ 147KHz인 반면, 부하가 변화할 때(Po=0W ∼ 200W) 도 18에 나타낸 전원회로의 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)의 제어범위가 fs=56.8 KHz ∼ 172.4KHz이다. 그래서, 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 약 75%로 감소될 수 있다.

또한, 도 1에 나타낸 전원회로의 스위칭 주파수(fs)의 제어범위가 fs=56 KHz ∼ 70KHz인 반면, 교류입력전압이 변화할 때(VAC=90V ∼ 120V) 도 18에 나타낸 전원회로의 스위칭 주파수(fs)의 제어범위가 fs=50 KHz ∼ 69KHz이다. 그래서, 입력전압이 변화할 때 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 또한 약 75%로 감소될 수 있다.

실험에 따르면, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 갭(G)이 0으로 감소하면, 도 1에 나타낸 전원회로는 일차권선의 권선의 턴수 N1을 45T에서 52T로 증가할 수 있다. 이 경우, 이차권선의 권선 N2 = 45T; 일차측 직렬 공진 커패시터 Cr1=0.033 ㎌; 커패시터 Cr3=0.15 ㎌; 일차측 병렬 공진 커패시터 Cr2=330㎊; 저항 Rg1=33Ω; 커패시터 Cg=0.33 ㎌ 및 구동권선 Ng=1T가 되도록 선택함으로써 전원회로가 구현될 수 있다.

도 6은 본 발명의 제 2실시예에 따른 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다. 도 1에서 동일 부분에는 동일 참조번호가 부가되어 있으므로, 그 상세한 설명은 생략한다.

도 1에 나타낸 전원회로에서와 같이, 도 6에 나타낸 전원회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 이차측으로 전달하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 E-E 자형의 코어의 중심 자각에 갭이 형성되지 않도록 구성되고, 일련의 커패시터(Cr3) 및 보조 스위칭 소자(Q3)가 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결되어 있다.

그러나, 도 1에 나타낸 전원회로는 직교형 제어 트랜스포머(PRT)에 의해 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)를 제어함으로써 정전압 제어에 효과를 주는 반면, 도 6에 나타낸 전원회로는 직교형 제어 트랜스포머(PRT)에 의해 스위칭 주파수를 제어하지 않고 보조 스위칭 소자(Q3)의 도통각을 제어함으로써 정전압 제어에 효과를 주는 것이 도 6에 나타낸 전원회로와 도 1에 나타낸 전원회로의 다른점이다.

그러므로, 도 6에 나타낸 전원회로는 도 1에 나타낸 전원회로에서 정전압 제어용으로 설치된 직교형 제어 트랜스포머(PRT)의 위치에 컨버터 트랜스포머(CTD)가 설치되어 있다.

이 경우에 제어회로(2)는 예를 들면 직류 출력전압(E01)의 레벨에 대응하는 PWM 제어 신호(에러 전압 신호)를 포토커플러(PC)를 통하여 보조 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 공급하도록 구성된다.

그래서, 제어회로(2)는 포토커플러(PC)의 포토다이오드의 애노드와 연결되어 있다. 포토 커플러(PC)의 포토 트랜지스터는 보조 스위칭 소자(Q3)의 게이트에 연결되어 있다.

도 6에 나타낸 전원회로의 보조 스위칭 소자(Q3)에 의해 정전압제어는 다음과 같다.

이 경우, 제어회로(2)로부터 포토커플러(PC)의 다이오드로 흐르는 전류는 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 대응하여 변화한다. 이것은 일차측 포토트랜지스터에서 흐르는 전류레벨의 변화를 가져오고, 따라서 보조 스위칭 소자(Q3)의 게이트의 전압레벨이 변화할 수 있다.

보조 스위칭 소자(Q3)의 도통각이 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 따라서 변화되는 게이트 전압에 의해 제어될 때, 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)은 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 따라서 변화할 수 있다. 그러므로, 커패시터(Cr3)와 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 포함하는 직렬 공진 회로의 커패시턴스가 변화한다. 따라서 일차측 직렬 공진회로의 공진 임피던스가 변화하여, 정전압 제어는 보조 스위칭 소자(Q3)에 의해 영향을 받는다.

즉, 도 6에 나타낸 전원회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 안정한 ZVS 및 ZCS를 위해 설치된 직렬 회로의 보조 스위칭 소자(Q3)를 사용하여 이차측 직류 출력전압(E01)의 정전압제어에 효과를 준다.

도 7A, 7B, 7C, 7D 및 7E는 도 6에 나타낸 전원회로의 주요 부분의 동작을 나타내는 파형도이다.

교류 입력전압 VAC = 100V, 부하전력 Po=200 W(중부하)에서 도 6에 나타낸 전원회로의 동작파형은 도 3A ∼ 3H의 파형과 실질적으로 동일하다. 그러므로, 이 경우 교류 입력전압 VAC = 100V, 부하전력 Po=25 W(경부하)에서 동작파형만이 도시된다.

도 7A ∼ 7E에 나타낸 것같이, 도 6에 나타낸 전원회로에서, 스위칭 소자(Q2)가 턴온이 되는 기간(TON)과 스위칭 소자(Q2)가 턴오프가 되는 기간에, 교류 입력전압 VAC = 100V, 부하전력 Po=25 W(경부하)에서, 스위칭 소자(Q2)는 도 7A에 나타낸 것같은 파형을 갖는 콜렉터-에미터 전압(VQ2)을 갖고, 도 7B에 나타낸 것같은 파형을 갖는 콜렉터 전류(IQ2)가 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터를 통하여 흐른다.

이 경우, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 흐르는 일차측 직류 공진 전류(I1)는 도 7C에 나타낸 것같은 정현파를 갖는다. 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결된 직렬 회로의 보조 스위칭 소자(Q3)의 드레인-소스전압(VQ3)과 드레인 전류(IQ3)는 각각 도 7D 및 도 7E에 나타낸 것같은 파형을 갖는다. 보조 스위칭소자(Q3)의 온기간(T'ON)은 도면에 나타낸 것같다.

그래서, 경부하에서 도 6에 나타낸 전원회로의 동작파형(도 7A ∼ 도 7E)과 경부하에서 도 1에 나타낸 전원회로의 동작파형(도 4A ∼ 도 4E)을 비교하여 알 수 있는 것같이, 도 6에 나타낸 전원회로는 보조 스위칭 소자(Q3)가 경부하(Po)에서도 도전인 온기간(T'ON)을 가지고, 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 대응하는 제어회로(2)의 제어전압에 의해 보조 스위칭 소자(Q3)의 도전 기간(T'ON)을 제어한다.

도 3A∼3H에 나타낸 동작파형으로부터 알수 있듯이, 도 6에 나타낸 전원회로의 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작은 도 18에 나타낸 전원회로에서 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작과 실질적으로 동일한 ZVS동작과 ZCS동작이다.

특히, 도 6에 나타낸 것과 같이 형성된 전원회로에 있어서, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스 값으로서 작은 값이 선택될 때에도, 보조스위칭 소자(Q3)는 스위칭 소자(Q1, Q2)가 턴온 또는 턴오프인 때에 커패시터(Cr3)를 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)과 병렬로 연결하도록 동작한다. 그래서, 예를 들면 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스 값의 3배 이상의 것이 커패시터(Cr3)의 커패시턴스 값으로 선택될 때, 턴온 또는 턴오프인 때에 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 중심 자각에 갭(G)이 형성되지 않고 ZVS 및 ZCS에 의해 안정적으로 행해진다.

실험에 따르면, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 갭(G)이 0으로 감소하면, 도6에 나타낸 전원회로는 일차권선의 턴수 N1 = 52T; 이차권선의 턴수 N2 = 45T; 일차측 직렬 공진 커패시터 Cr1=0.022 ㎌; 커패시터 Cr3=0.15 ㎌; 일차측 병렬 공진 커패시터 Cr2=330㎊가 되도록 선택함으로써 구현될 수 있다.

도 8은 부하전력(Po)이 0W ∼200W 인 경우에 대하여 AC-DC 전력변환효율(ηAC→DC), 스위칭 주파수(fs), 스위칭 소자(Q2)의 기간(TON), 보조 스위칭 소자(Q3)의 기간(T'ON)의 변화 특성을 나타낸다.

도 8에 나타낸 것같이, 도 6에 나타낸 전원회로에서 스위칭 주파수(fs)는 부하전력(Po)이 증가되면서 저하되도록 제어된다. 또한, 부하전력(Po)이 증가되면서 스위칭 소자(Q2)의 온기간(TON)과 보조 스위칭 소자(Q3)가 온기간(T'ON)이 길어지도록 제어된다.

도 1에 나타낸 전원회로에서와 같이, 도 6에 나타낸 전원회로는 종래의 45T ∼ 52T로부터 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 일차 권선수(N1)가 증가할 수 있다. 그러므로, 일차 권선수(N1)의 증가의 결과로서, 공진전류(I1)를 줄이는 것이 가능하게되고, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)의 갭(G)이 0으로 감소하기 때문에, 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)이 프린지 자속에 의해 발생된 맴돌이 전류손실로 인한 온도의 증가를 방지할 수 있다.

그러므로, 부하전력(Po)이 200W일 때 전력변환효율(ηAC→DC)은 약 91.8%에서 92.5%로 개선될 수 있다.

또한, 부하전력(Po)이 최적의 효율이 얻어지는 150W일 때 전력변환효율(ηAC→DC)은 약 92.4%에서 93.0%로 개선될 수 있다.

부하전력(Po)이 0W ∼200W 일 때 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)은 4㎲∼ 2㎲이고, 대응하는 스위칭 주파수(fs)는 fs=71.4 KHz ∼ 96.2KHz의 범위에서 변화한다. 그러므로, 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 도 18에 나타낸 전원회로의 약 21.5%로 감소할 수 있다.

더욱이, 90V ∼ 120V의 교류입력전압(VAC)에서 도 18에 나타낸 전원회로의 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 50KHz ∼ 69KHz인 반면, 도 6에 나타낸 전원회로에서 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 73.5KHz ∼ 65.8KHz이다. 그래서, 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 약 46%로 감소될 수 있다.

도 9는 본 발명의 제 3실시예에 따른 스위칭 전원회로의 구성의 일 예를 나타내는 회로도이다. 도 6에서 동일 부분에는 동일 참조번호가 부가되어 있으므로, 그 상세한 설명은 생략한다.

도 9에 나타낸 전원회로는 스위칭 소자(Q11, Q12)가 하프 브리지 결합에 의해 결합된 전류 공진형 컨버터가 설치되어 있다. 그러나, 도 9에 나타낸 전원회로의 전류 공진형 컨버터용 구동 시스템이 타려식 시스템인 것이 도 9에 나타낸 전원회로와 도 1에 나타낸 전원회로의 다른 점이다. 이 경우, MOS-FET 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)가 스위칭 소자(Q11 및 Q12)로서 사용된다.

스위칭 소자(Q11, Q12)의 게이트는 발진구동회로(11)에 접속되어 있다. 이 경우, 발진구동회로(11)는 기동 전압이 기동 저항(RS)을 통하여 입력되고, 그 구동전압으로서 커패시터(C1)에 의해 절연 컨버터 트랜스포머(PIT3)의 일차측에 부가적으로 감겨진 권선(N4)의 출력을 평활하여 얻어진 평활화된 출력이 입력된다.

스위칭 소자(Q11)는 평활 커패시터(C1)의 양극에 접속된 드레인과 일차권선(N1)과 일차 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 일차측 접지에 연결된 소스를 갖는다. 스위칭 소자(Q12)는 스위칭 소자(Q11)의 소스에 접속된 드레인과 일차측 접지에 연결된 소스를 갖는다.

이 경우에 또한, 일차측 부분 공진 커패시터(Cr2)는 스위칭 소자(Q12)의 드레인 및 소스에 병렬로 접속되어 있다.

이 경우, 제어회로(1)는 직류 출력전압(E01)의 변화에 따라서 변화한 레벨의 직류 또는 전압을 포토 커플러(PC)를 통하여 일차측의 발진구동회로(11)에 공급한다. 직류 출력전압(E01)을 안정화시키기 위해, 발진구동회로(11)는 제어회로(2)로부터의 출력레벨에 따라서 싸이클이 변화한 스위칭 구동신호(전압)을 스위칭 소자(Q11, Q12)의 게이트에 교대로 출력한다. 그러므로, 스위칭 소자(Q11, Q12)의 스위칭 주파수(fs)는 변화한다. 발진구동회로(11)에 의해 구동된 스위칭 소자(Q11, Q12)는 도 1을 참조하여 상술한 직류 출력전압(E01)을 안정화시킨다.

따라서, 이러한 구성은 도 1에 나타낸 전원회로와 유사한 효과를 제공한다. 도 18에 도시된 전원회로와 비교하면, AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)은 0.5% 개선되고, 교류입력전압(VAC)은 약 0.6W 감소될 수 있다. 그래서, 도 1에 나타낸 전원회로가 교류 입력전압(VAC)을 브리지 정류기 회로(Di)와 평활 커패시터(Ci)에 의해 전파정류하여 직류 입력전압을 얻을 때 AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)이 개선된다.

또한, 도시하지는 않았지만, 도 6에 나타낸 자려식 전원회로를 타려식 전원회로로 변환하여 얻어진 구성은 도 1에 나타낸 전원회로와 유사한 효과를 제공한다. 또한 이 경우에 도 18에 나타낸 전원회로와 비교하면, AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)은 0.4% 개선되고, 교류입력전압(VAC)은 약 0.5W 감소될 수 있다. 도 6에 나타낸 전원회로가 교류 입력전압(VAC)을 브리지 정류기 회로(Di)와 평활 커패시터(Ci)에 의해 전파정류하여 직류 입력전압을 얻을 때 AC/DC 전원변환효율(ηAC→DC)이 또한 개선된다.

도 10은 본 발명의 제 4실시예에 따른 스위칭 전원회로의 회로구성의 일 예를 나타내는 다이어그램이다. 도 6에서 동일 부분에는 동일 참조번호가 부가되어 있으므로, 그 상세한 설명은 생략한다.

도 10에 나타낸 전원회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 이차측으로 전달하는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 E-E 자형의 코어의 중심 자각에 갭이 형성되지 않도록 구성되고, 커패시터(Cr3) 및 보조 스위칭 소자(Q3)의 직렬회로가 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 병렬로 연결되어 있다. 또한, 제어회로(2)는포토커플러(PC)를 통하여 보조 스위칭 소자(Q3)의 도통각을 제어한다.

또한, 도 10에 나타낸 전원회로는 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)의 커패시턴스값의 3배 이상의 것이 도 6에 나타낸 전원회로의 커패시터(Cr3)의 커패시턴스값으로 선택되고, 도 10에 나타낸 전원회로의 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)와 커패시터(Cr3)의 커패시턴스값이 중부하에서 일차측 공진회로의 일차측 공진 주파수가 예를 들면 70% 이하가 되도록 선택되는 것이 도 6에 나타낸 전원회로와 다르다.

그래서, 도 10에 나타낸 전원회로는 일차측 공진 전류회로는 일차측 부분 전압 공진회로와 이차측 부분 전압 공진회로가 설치되는 "공진 복합형 스위칭 컨버터"의 구성을 사용한다.

도 10에 나타낸 전원회로의 정전압제어는 다음과 같다.

이 경우, 도 6에 나타낸 전원회로에서와 같이, 제어회로(2)에서 포토커플러(PC)의 포토 다이오드로 흐르는 전류는 이차측 직류 출력전압(E01)에 따라서 변화한다. 이것은 일차측에서 포토커플러에 흐르는 전류의 레벨이 변화하게 하고, 따라서 보조 스위칭 소자(Q3)의 게이트의 전압레벨이 변화할 수 있다. 그럼으로써, 커패시터(Cr3)와 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 포함하는 직렬 공진회로의 커패시턴스가 변화한다. 따라서, 일차측 직렬 공진회로의 공진 임피던스가 변화하여, 정전압제어는 보조 스위칭소자(Q3)에 의해 영향을 받는다.

보조 스위칭 소자(Q3)의 도통각이 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 따라서 변화된 게이트 전압에 의해 제어될 때, 보조 스위칭 소자(Q3)의 온기간(T'ON)은이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨에 따라서 변화할 수 있다. 그럼으로써, 커패시터(Cr3)와 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 포함하는 직렬공진회로의 커패시턴스는 변화한다.

따라서, 일차측 직렬 공진회로의 공진 임피던스가 변화함으로써, 정전압제어가 보조 스위칭 소자(Q3)에 의해 영향을 받는다.

그러나, 도 10에 나타낸 전원회로는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차측에서 이차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 설치된다. 이차측의 부하가 가벼워지면서, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차측의 병렬공진회로는 일차측 직렬 공진회로의 임피던스에 영향을 주게 되고, 컨버터 트랜스포머(CTD)의 공진전류 구동권선(ND)을 통하여 흐르는 공진전류가 변화한다.

그래서, 도 10에 나타낸 전원회로는 중부하시에 보조 스위칭소자(Q3)의 도통각을 제어함으로써 정전압제어에 영향을 주고, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)의 가변제어와 경부하시에 보조 스위칭 소자(Q3)의 도통각의 제어를 결합하는 복합 동작에 의해 저전압제어에 영향을 준다.

도 11A, 11B, 11C, 11D, 11E, 11F, 11G 및 11H는 도 10에 나타낸 전원회로에서 주요구성 요소의 동작으 나타내는 파형도이다.

도 11A ∼ 도 11H는 교류입력전압 VAC=100V이고, 부하전력 Po=200W(중부하)일 때 동작파형을 나타낸다.

도 11A ∼ 도 11H에 나타낸 것같이, 도 10에 나타낸 전원회로에서 또한, 스위칭 소자(Q2)가 온이고, 스위칭소자(Q2)가 오프가 되는 기간(TON)에서, 스위칭 소자(Q2)는 도 11A에 나타낸 것같은 파형을 갖는 콜렉터-에미터 전압(VQ2)을 갖고, 도 11B에 나타낸 것같은 파형을 갖는 콜렉터 전류(IQ2)는 스위칭소자(Q2)의 콜렉터를 통하여 흐른다.

이 경우, 일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)를 통하여 흐르는 공진전류(I1)는 도 11C에 나타낸 것같은 파형을 갖는다. 공진전류(I1)는 스위칭 소자(Q1)를 통하여 음방향으로 흐르고, 공진전류(I1)는 스위칭 소자(Q2)를 통하여 양방향으로 흐른다.

일차측 직렬 공진 커패시터(Cr1)에 걸리는 전압(V1)과 스위칭 소자(Q3)의 드레인 전류(IQ3)는 도 11D, 도 11E에 나타낸 것같은 파형을 각각 갖는다.

이차측 병렬 공진 커패시터(C2)는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차측에 연결되기 때문에, 공진전류(IC3)는 도 11H에 나타낸 것같이 브리지 정류 다이오드(DBR)의 브리지 출력전압(V2)의 극성이 반전되는 타이밍에서 도 11G에 나타낸 것같이 이차측 병렬 공진 커패시터(C2)를 통하여 흐른다. 이것은 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차측에서 얻어진 부분전압 공진동작을 나타낸다. 그 결과, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차측에서 흐르는 이차측 전류(I2)는 도 11F에 나타낸 것과 같은 파형을 갖는다.

도 11A ∼ 도 11H에 나타낸 동작파형으로부터 알수 있는 것같이, 도 10에 나타낸 전원회로의 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작은 도 18에 나타낸 전원회로의 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작과 동일한 ZVS 동작 및 ZCS 동작이다. 따라서, 이 경우에도, 턴온 또는 턴오프인 때에 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 중심 자각에 갭(G)이 형성되지 않고 ZVS 및 ZCS에 의해 안정적으로 행해진다.

또한, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차 권선(N2)과 병렬로 연결된 이차측 병렬 공진커패시터(C2)를 갖는 도 10에 나타낸 전원회로는 공진전류(I1)의 피크치(도 11C)를 도 18에 나타낸 전원회로의 공진 전류(I1)의 약 68%로 감소시킬 수 있다.

즉, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 이차 권선(N2)과 병렬로 연결된 이차측 병렬 공진 커패시터(C2)와 0으로 감소된 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 갭(G)을 갖는, 도 10에 나타낸 것같은 전원 회로의 스위칭소자(Q1, Q2)는 교류입력전압(VAC) 또는 부하전력(Po)이 변화할 때에도 ZVS 동작 및 ZCS 동작을 안정하게 행할 수 있다. 또한, 일차측에서 흐르는 일차측 직류 공진 전류(I1)와 스위칭소자(Q1, Q2)를 통하여 흐르는 전류의 피크치는 감소된다.

도 12는 도 10에 나타내는 전원회로의 이차측 직류전압(E01)의 부하전력(Po)을 0W ∼ 200W 까지 변화된 때, AC-DC 전력변환효율(ηAC →DC), 스위칭 주파수(fs), 스위칭소자(Q2)의 기간(TON) 및 보조스위칭소자(Q3)의 기간(T'ON)의 변화특성을 나타낸다.

도 12에 나타내는 것같이, 도 10에 나타내는 전원회로에서 200W(중부하)∼ 100W의 부하전력(Po)의 범위에서, 스위칭 주파수(fs)가 72KHz로 거의 일정하고, 보조스위칭소자(Q3)의 온기간(T'ON)은 길게 되도록 제어된다.

100W ∼ 25W의 부하전력(Po)의 범위에서, 스위칭 주파수(fs)가 급하게 변하고, 이에 대응하여 보조스위칭소자(Q3)의 온기간(T'ON)이 매우 짧게 되도록 제어된다.

이것은 상술한 것같이, 도 10에 나타낸 전원회로는 중부하시에 보조스위칭소자(Q3)의 도통각을 제어함으로써, 정전압제어에 효과를 주고, 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)의 가변제어와 경부하시에 보조스위칭소자(Q3)의 도통각의 제어에 의해 이차측 직류 출력전압(E01)에서 정전압제어에 효과를 준다.

그래서, 일차측 직류 공진전류(I1)가 감소하고 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 갭(G)이 0으로 감소하기 때문에, 도 10에 나타낸 전원회로는 갭의 근사치에서 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)이 프린지 자속에 의해 발생된 맴돌이 전류손실로 인한 온도의 증가를 방지할 수 있다.

그러므로, 부하전력 Po= 200W일 때 전력변환효율(ηAC→DC)은 약 91.8%에서 92.8%로 개선될 수 있다.

또한, 부하전력 Po= 50W일 때 전력변환효율(ηAC→DC)은 약 87.0%에서 90.0%로 개선될 수 있다.

그래서, 도 18의 전원회로와 비교하면, 도 10에 나타낸 전원회로는 AC-DC 전력변환효율(ηAC→DC)을 약 1.0%로 개선하고, 교류입력 전력을 약 2.4W 감소한다.

도 10에 나타낸 전원회로의 입력 정류기 회로는 도 19에 나타낸 전파 정류회로에 의해 형성되고, AC-DC 전력변환효율(ηAC→DC)은 약 2.0% 개선되고, 교류입력 전력은 약 3.0W 감소한다.

도 18에 나타낸 전원회로에서 0W ∼200W의 부하전력(Po)에서 보조 스위칭 소자(Q3)의 스위칭 주파수(fs)는 약 107 KHz에 의해 변화되도록 제어되는 반면, 도 10에 나타낸 전원회로의 스위칭 주파수(fs)는 약 25KHz에 의해 변화되도록 제어된다. 그래서, 스위칭 주파수(fs)의 제어범위는 도 18의 전원회로의 약 23.3%로 감소될 수 있다.

실험에 따르면, 도 18에 나타낸 전원회로에서, 일차측 직렬 공진 주파수는 약 50KHz이다. 최소 교류 입력전압 VAC=90V와 최대 부하 전력 Pomax=200W에서 이차측 직류 출력전압(E01)을 135V로 안정화하기 위해, 스위칭 주파수(fs)는 53KHz가 되는 것이 필요하다. 그러므로, 일차측 직렬 공진 커패시터 Cr1=0.056 ㎌이고, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT1)의 갭(G)이 1mm ∼ 2mm가 아니면, 턴온 또는 턴오프시에 스위칭 소자(Q1 및 Q2)의 동작이 ZVS 및 ZCS에 의해 실행될 수 없다.

한편, 도 10에 나타낸 전원회로는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT4)의 갭(G)을 0으로 감소시킨다. 그러므로, 일차권선(N1) 및 이차권선(N2)이 N2 = 45T; 일차측 직렬 공진 커패시터 Cr1=0.022 ㎌; 일차측 병렬 공진 커패시터 Cr2=680㎊; 커패시터 Cr3=6800pF; 이차측 병렬 공진 커패시터 Cr4=0.047㎌가 되도록 선택되면, 턴온 및 턴오프시 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작이 ZVS 및 ZCS에 의해 실행된다.

도 13A 및 도 13B는 도 10에 나타낸 전원회로의 이차측 전류의 구성의 다른 예를 나타내는 다이어그램이다.

도 13A에 나타낸 이차측 회로는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT5)의 이차 권선(N2)에 대하여 설치된 중앙탭을 가지고, 도면에 나타낸 것같이 이차 권선(N2)에 연결된 정류 다이오드(D011, D012)와 평활 커패시터(C01)를 갖으므로, 이차측직류 출력전압(E01)을 발생하도록 전파 정류회로가 형성된다. 이와 같이 형성된 이차측 회로는 절연 컨버터 트랜스포머(PIT5)의 이차 권선(N2)과 병렬로 연결된 이차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스를 1500㎊까지 감소할 수 있다.

도 13B에 나타낸 이차측 회로는 도면에 나타낸 것같이 절연 컨버터 트랜스포머(PIT6)의 이차 권선(N2)에 연결된 정류 다이오드(D021, D022)와 평활 커패시터(C011 및 C012)를 갖으므로, 이차측 직류 출력전압(E01)을 발생하도록 배전압 정류회로가 형성된다. 이차측 회로가 이와 같이 형성될 때, 이차측 병렬 공진 커패시터(C2)의 커패시턴스는 0.022㎌까지 증가하지만, 이차 권선(N2)의 턴수는 23T까지 감소할 수 있다.

또한, 도시하지는 않았지만, 도 10에 나타낸 자려식 전원회로를 타려식 전원회로로 변환함으로써 얻어진 구조는 도 10에 나타낸 전원회로의 것과 유사한 효과를 제공한다. 그러나, 타려식 전원회로의 경우, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수(fs)는 고정되므로, 경부하시에도 보조 스위칭 소자(Q3)의 도통각을 제어함으로써 정전압제어가 행해진다.

도 14는 본 발명의 제 5실시예에 따른 스위칭 전원회로의 회로구성의 일 예를 나타내는 다이어그램이다. 도 6에서 동일 부분에는 동일 참조번호가 부가되어 있으므로, 그 상세한 설명은 생략한다.

도 10에 나타낸 전원회로에서와 같이, 도 14에 나타낸 제 5실시예에 따르면 일차측 전류 공진회로가 일차측 부분전압 공진회로와 이차측 부분전압 공진회로에 의해 설치되는 "스위칭 전원회로는 복합 공진형 스위칭 컨버터"의 구조를사용한다. 또한, 도 10에 나타낸 전원회로에서와 같이, 중부하에서 일차측 공진회로의 일차측 공진 주파수는 예를 들면 70KHz 이하가 되도록 도 14에 나타낸 전원회로의 일차측 직렬 공진커패시터(Cr1)와 커패시터(Cr3)의 커패시턴스값이 선택된다.

그러나, 도 1에 나타낸 전원회로에서와 같이, 도 14에 나타낸 전원회로는 도면에 나타낸 것같이 이차측 직류 출력전압(E01)의 정전압제어 회로시스템으로서 제어회로(1)와 직교형 제어 트랜스포머(PRT; Power Regulating Transformer)가 설치된다.

특히, 도 1에 나타낸 경우에서와 같이, 도 14에 나타낸 전원회로의 정전압 제어동작은 이차측 직류 출력전압(E01)의 레벨의 변화에 따라서 제어 권선(NC)을 통하여 흐르는 제어전류(직류)의 레벨을 변화시킴으로써 직교형 제어 트랜스포머(PRT)에 감겨진 구동 권선(NB1)의 인덕턴스(LB1)를 가변적으로 제어한다. 이것은 메인 스위칭소자(Q1)에 대한 자발진 구동회로내에서 구동 권선(NB1)의 인덕턴스(LB1)를 포함하는 직렬 공진회로의 공진조건을 변화시키고, 따라서 주스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수가 변화한다.

이 경우, 도 1에 나타낸 전원회로에서와 같이, 제 5실시예에 따른 전원회로는 절연컨버터 트랜스포머(PIT)의 이차측에 감겨진 이차 권선(N3)을 갖는다. 이차 권선(N3)은 중앙탭이 설치된다. 정류 다이오드(D01, D02) 및 평활 커패시터(C02)가 도면에 나타낸 것같이 이차 권선(N3)에 연결됨으로써, 정류 다이오드(D01, D02) 및 평활 커패시터(C02)의 전파정류회로가 직류 출력전압(E02)을 발생하도록 형성된다.

도 15A, 15B, 15C, 15D, 15E, 15F, 15G 및 15H는 제 5실시예에 따른 이와 같이 구성된 전원회로의 주요 구성 요소의 동작을 나타내는 파형도이다. 앞의 실시예들의 파형도에서와 같이, 도 15A ∼ 15H에 나타낸 파형은 교류 입력전압 VAC=100V와 부하 전력 Po=200W에서 실험결과를 나타낸다.

도 16은 제 5실시예에 따르는 전원회로에서 부하전력(Po)이 0W ∼ 200W 까지 변화된 때, AC-DC 전력변환효율(ηAC →DC), 스위칭 주파수(fs), 스위칭소자(Q2 또는 Q1)의 기간(TON)의 변화특성을 나타낸다.

도 15A ∼ 15H 및 도 16에 나타낸 실험결과에서, 전원회로를 구성하는 소자는 예를 들면 다음과 같이 선택된다.

일차권선 N1=45T

이차권선 N2 = 50T

일차측 직렬 공진 커패시터 C1=0.033 ㎌

부분공진 커패시터 Cp=470 ㎊

이차측 병렬 공진 커패시터 C2= 2200 ㎊

커패시터 C4=0.033 ㎌

도 15A ∼ 15H의 파형도에 나타낸 것같이, 스위칭 소자(Q2)의 콜렉터전류(IQ2)는 2.2Ap-p이고, 일차 권선(N1)을 통하여 흐르는 일차 권선전류(I1)는 4.4Ap-p이다. 한편, 도 18의 종래 기술의 전원회로에서 일차 권선전류(I1)는 6.0Ap-p이다. 그래서, 제 5실시예에 따르는 전원회로에서 일차 권선전류(I1)는 도 18에 나타낸 종래 전원회로와 비교할 때 또한 감소된다.

또한 도 15A ∼ 15H에서, 이차측에서 고속 리커버리형 정류 다이오드가 턴온 및 턴오프되는 타이밍에서, 공진 전류(IC3)는 작은 커패시턴스의 이차측 부분 공진 커패시터(C2)를 통하여 흐른다. 이것은 이차측에서 얻어진 부분 전압 공진동작을 나타낸다. 공진전류(IC3)가 흐르는 동안의 기간에 따라서 브리지 정류회로(DBR)를 형성하는 고속 리커버리형 다이오드에 인가된 전압(V2)이 반전될 때 파형에 경사가 주어지기고 있다.

도 16의 특성도에 따르면, 예를 들면 최대 부하 전력 Pomax=200W에서 도 18에 나타낸 종래 기술의 전원회로의 AC-DC 전력변환효율(ηAC →DC)은 ηAC →DC=91.8%이고, 제 5실시예에 따른 전원회로의 AC-DC 전력변환효율(ηAC →DC)은 ηAC →DC=93.6%로 개선된다. 얻어진 실험결과에 따르면, 제 5실시예에 따르는 전원회로의 교류 입력전력은 도 18에 나타낸 전원회로와 비교하면 4.2W 감소된다.

상기 실시예에 서술된 것같이, 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)에 갭이 형성되지 않기때문에 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)에서와 같이 맴돌이 전류 손실 등이 제거되고 일차 권선 전류(I1)가 도 15A ∼ 15H의 파형도에 나타낸 것같이 감소되어 제 5실시예의 전력변환효율은 개선된다. 즉, 제 5실시예의 전력변환효율은 맴돌이 전류에 의한 전력손실이 제거되고 스위칭 손실이 감소되기때문에 개선된다.

또한, 이 경우에, 이차측에서 전파정류회로(DBR, C01)가 정류동작을 행할 때 고속 리커버리형 정류 다이오드에서 스위칭 손실은 이차 권선(N2)과 병렬로 연결된 부분전압 공진용 이차측 부분공진 커패시터(C2)와 고속 리커버리형 정류 다이오드에 의해 형성된 브리지 정류회로(DBR)의 결합에 의해 감소되기 때문에 전력변환효율이 개선된다.

부하가 무거워지면서 스위칭 주파수(fs)는 감소되도록 제어된다. 스위칭 주파수가 감소되도록 제어되면서, 스위칭 소자(Q2)의 온기간(TON)이 길어지도록 제어된다.

제 4실시예의 경우에서와 같이, 제 5실시예에 따른 전원회로는 그 이차측 구성으로서 도 13A 및 13B에 나타낸 회로구성을 사용한다. 도 13A에 나타낸 전파 정류회로의 구조가 사용될 때, 중앙탭이 50T + 50T로 설정된 이차 권선(N2)의 턴수가 설치되고, 이차측 병렬 공진 커패시터(C2)가 470㎊으로 선택된다.

도 13B에 나타낸 배전압 정류회로의 구조가 사용될 때, 이차권선 N2=25T 및 이차측 병렬 공진커패시터 C2=8200㎊가 되도록 선택이 이루어진다.

실시예가 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)가 E-E형 코어로 형성되어 있는 경우를 취하여 서술하였지만, 이것은 단순한 일 예에 불과한 것에 주목해야 한다. 예를 들면, 도 17에 나타낸 것같이, U형 코어(CR1)의 자각의 끝이 U형 코어(CR2)의 자각의 끝에 대향하는 부분에 갭(G)이 없는 U-U자형 코어(CR)를 사용하여 절연 컨버터 트랜스포머(PIT)를 형성하는 것이 물론 가능하다. 이 경우, 분할보빈(B)이 U-U자형 코어(CR)의 하나의 자각에 부착되고, 일차 권선(N1) 및 이차 권선(N2)이 서로 분할된 상태로 분할 보빈(B) 주위에 감겨진다.

또한, 본 발명은 그 실시예의 도면에 나타낸 구성에 한정되지 않는다. 예를 들면, 이차측 구성은 도면에 나타낸 것과 다른 회로구성을 갖는 정류기회로가설치될 수 있다.

본 발명에 의하면, 절연 컨버터 트랜스포머의 갭이 0일 때에도, 스위칭 소자는 ZVS 및 ZCS에 의해 안정적으로 동작된다. 또한, AC/DC 전력변환효율은 개선되고 누설자속은 감소된다.

Claims

직류 입력전압에서 스위칭 동작을 행하기 위해 2개의 스위칭 소자의 하프 브리지 결합에 의해 형성된 스위칭 수단;

갭이 형성되어 있지 않은 자기 코어의 주위에 형성된 일차 권선과 이차 권선을 갖고 일차 권선에서 얻어진 스위칭 수단의 출력을 이차 권선으로 전달하는 절연 컨버터 트랜스포머;

적어도 상기 컨버터 트랜스포머의 일차 권선을 포함하는 누설 인덕턴스 성분과 상기 일차 권선과 직렬로 연결된 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되고 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 직류 공진형 동작으로 변환하는 일차측 직렬 공진 회로;

상기 2개의 스위칭 소자중 어느 하나와 병렬로 연결되고 상기 2개의 스위칭 소자의 턴오프 시간에 대응하는 타이밍으로 부분 공진하는 일차측 부분 공진 커패시터;

상기 2개의 스위칭 소자에 스위칭 구동신호를 인가하여 스위칭 동작을 행하는 스위칭 구동수단;

상기 일차측 직렬 공진 커패시터와 병렬로 연결되고, 상기 일차측 부분 공진 커패시터가 연결되고, 소정 커패시턴스 값 이상의 커패시터가 선택되는 스위칭 소자의 턴오프 타이밍에 대응하는 온 기간을 가지도록 스위칭 동작을 행하는 보조 스위칭 소자의 직렬연결에 의해 형성된 직렬 회로; 및

입력으로서 절연 컨버터 트랜스포머의 이차 권선에서 얻어진 교류 전압을 수신하고 소정의 이차측 직류 출력전압을 발생하는 직류 출력전압 발생수단;을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 이차측 직류 출력 전압에 정전압제어를 행하는 정전압 제어수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 2항에 있어서,

상기 정전압제어수단은 상기 이차측 직류 출력전압의 레벨에 따라서 상기 스위칭 구동수단의 스위칭 주파수를 가변적으로 제어함으로써, 상기 이차측 직류 출력 전압에 정전압제어를 행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 2항에 있어서,

상기 정전압제어수단은 상기 보조 스위칭 소자의 도통각을 변경하고 상기 이차측 직류 출력전압의 레벨에 따라서 상기 스위칭 구동수단의 스위칭 주파수를 가변적으로 제어함으로써, 상기 이차측 직류 출력 전압에 정전압제어를 행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 이차 권선 및 이차 권선과 병렬로 연결된 이차측 부분 공진 커패시터에 의해 형성되고, 상기 직류 출력 전압 발생수단을 형성하는 정류 다이오드의 턴오프 타이밍에 대응하여 부분 공진을 행하는 이차측 부분 공진 회로를 더 포함하고,

상기 커패시터와 상기 일차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스값은 스위칭 주파수와 관련하여 일차측 공진 주파수가 소정의 주파수보다 낮도록 선택되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 구동수단은 상기 2개의 스위칭소자의 자려식 스위칭 구동에 대하여 자려 발진 구동회로에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 구동수단은 상기 2개의 스위칭소자의 타려식 스위칭 구동에 대하여 외부 발진 구동회로에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 컨버터 트랜스포머는 한쌍의 E자형 코어를 서로 결합하여 형성된 E-E자형 코어의 중심 자각주위에 상기 일차 권선과 상기 이차권선을 감아서 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 컨버터 트랜스포머는 한쌍의 U자형 코어를 서로 결합하여 형성된 U-U자형 코어의 중심 자각주위에 상기 일차 권선과 상기 이차권선을 감아서 형성되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.