KR20030047591A

KR20030047591A - 직교주파수분할다중방식의 이동통신 통신시스템의 신호보상장치 및 방법

Info

Publication number: KR20030047591A
Application number: KR1020010078302A
Authority: KR
Inventors: 이채관; 박주원; 김제우
Original assignee: (주)텔레시스테크놀로지
Priority date: 2001-12-11
Filing date: 2001-12-11
Publication date: 2003-06-18

Abstract

수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 주파수 영역에서 보상하는 방법이, I채널 및 Q채널신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하고, 고속 퓨리에 변환 신호의 프레임 구간에서 미리 알고 있는 패턴을 검사하여 I/Q불균형검출신호를 검출하며, 입력되는 고속 퓨리에 변환 신호를 I/Q불균형검출신호로 보상하여 출력한다.

그리고 시간영역에서 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 방법이, 수신되는 I 및 Q채널신호를 검사하여 진폭 및 위상의 I/Q불균형 검출신호를 검출한 후, 이 검출신호를 이용하여 수신되는 I채널 및 Q채널신호를 보상하며, I/Q 불균형이 보상된 신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분한다.

Description

직교주파수분할다중방식의 이동통신 통신시스템의 신호 보상장치 및 방법 {DEVICE AND METHOD FOR COMPENSATING RECEIVED SIGNAL OF ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 통신시스템의 통신장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 직교주파수분할 다중방식을 사용하는 통신시스템의 통신장치 및 방법에 관한 것이다.

최근 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 직교주파수 분할 다중방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 OFDM이라 칭한다)은 복수 반송파(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier, Sub-Channel)로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와같은 다중 반송파 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 부반송파를 중첩시키는 직교 주파수 분할 다중 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 다중 반송파간의 직교변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 직교 주파수 분할 다중 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)을 사용과 cyclic prefix 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다. 그래서, 이런 직교주파수 분할 다중 방식 기술은 디지털 오디오 방송 (Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망 (Wireless Local Area Network: WLAN) 그리고 무선 비동기 전송 모드(Wireless Asynchronous Transfer Mode: WATM) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)과 역 고속 푸리에 변환 (Inverse Fast Fourier Transform: IFFT)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다. 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing) 방식과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩 (frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

그러나 상기와 같은 OFDM 통신 시스템의 수신장치에서 인페이즈(in-phase: 이하 I라 칭함) 채널신호와 쿼드러츄어페이즈(quadreture-phase: 이하 Q라 칭함) 채널신호들을 나누어 복조하는 경우, 상기 I채널 및 Q채널신호들의 진폭 (amplitude)과 위상(phase) 간의 불균형(imbalance)가 발생될 때 성능 열화가 야기된다. 또한 부호화된 OFDM(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 COFDM이라 칭한다)경우, 입력신호 이외에 채널상태정보에 따라 브랜치 메트릭(branch metric)의 가중치(weight)를 부가하고자 하는 경우 현재의 채널복호기를 사용할 수 없는 문제점들이 있었다.

먼저 I/Q 채널신호의 불균형에 의한 문제점을 살펴본다.

상기 I/Q 불균형 문제는 멀티캐리어(multi-carrier) 시스템에서 뿐만 아니라 단일 캐리어(single-carrier)를 사용하는 시스템에서도 문제가 된다. 또한 상기 I/Q 불균형 문제는 데이터 전송속도가 낮은 시스템에서는 문제가 되지 않을 수 있지만, 무선 근거리통신망(Wireless Local Area Network: WLAN)과 같이 데이터 전송속도가 높은 시스템에서는 큰 문제가 된다. 이는 I/Q 불균형에 의해 C/I 특성이 제한되어 오류 플로우(error flow)가 형성되어 송신신호의 출력을 아무리 크게 하여도 BER(Bit Error Rate) 특성이 개선되지 않기 때문이다. 도 1은 OFDM 통신시스템의 I/Q 불균형에 의한 BER 성능 열화의 특성을 그래프로 도시하는 도면이다. 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해서는 송수신 장치의 특성을 개선하여 I/Q 불균형을 일정 수준 이하로 낮추거거나, 발생된 I/Q 불균형을 보상하는 방법을 사용할 수 있다.

상기와 같은 I/Q 불균형을 보상하는 방법이 논문 "Effects of tuner IQ imbalance on multicarrier-modulation systems" [M.Buchholz, A.Schuchaert and R.Hasholzner. IEEE Proc. 2000]에 개시되어 있다. 상기 논문에 개시된 I/Q 불균형 보상 동작을 살펴본다.

도 2는 수신장치의 I/Q 불균형을 모델링하기 위한 구성을 도시하는 도면이다. 상기 도 2에서 δω는 입력신호 r(t)와 국부발진기(local oscillator)의 출력 사이의 오프셋(offset)을 나타내고, φ는 I채널 및 Q채널신호의 위상 불균형(phase imbalance)를 나타내며, ε는 I채널 및 Q채널 신호의 이득 불균형(gain imbalance)를 나타낸다. 그리고 S_I(t)는 I채널의 송신데이터이고, S_Q(t)는 Q채널의 송신데이터를 나타낸다.

상기 도 2를 참조하면, 입력신호는 각각 혼합기111 및 113에 인가된다. 그러면 상기 혼합기111은 상기 입력신호 r(t)와 도시하지 않은 국부발진기에서 발생되는 신호를 혼합하여 주파수 하강 변환(frequency down conversion)하고, 혼합기121은 상기 입력신호 r(t)와 국부발진신호를 혼합하여 주파수 하강변환한다. 이때 상기 혼합과정에서 입력신호와 국부발진신호 간의 오프셋이 발생되며, 또한 위상 불균형(phase imbalance)이 발생된다. 상기 혼합기111 및 121에서 각각 주파수 하강변환된 신호는 이득조절기113 및 123에 인가되며, 상기 이득조절기113 및 123은 각각 대응되는 이득제어신호에 의해 상기 주파수 변환신호들의 이득을 제어한다. 이때 상기 이득제어과정에서 이득 불균형(1+ε및 1-ε)이 발생된다. 이후 저역여파기115 및 125는 상기 이득이 조절된 I채널 및 Q채널의 신호를 기저대역으로 저역 여파하여 S_I(t)`신호 및 S_Q(t)`신호로 출력한다. 상기 S_I(t)`신호 및 S_Q(t)`신호는 하기의 <수학식 1>과 같이 주어지며, A/D변환기(Analog to Digital Converter)117 및 127에 각각 디지탈 신호로 변환된다.

상기 도 2에 도시된 바와 같이, 수신장치에서 수신신호를 하강 주파수변환하여 디지탈 데이터로 변환하는 과정에서 I채널 및 Q채널신호들 간에는 위상 및 이득의 불균형이 야기됨을 알 수 있다. 따라서 수신장치는 상기와 같이 수신 과정에서 발생되는 I채널 및 Q채널신호들 간의 불균형을 해소하여만 뒷 단에서 신뢰성있는 복호 동작을 수행할 수 있다.

도 3은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템에서 I/Q 불균형 문제를 해결하는 종래의 수신장치의 구성을 도시하는 도면이다.

상기 도 3을 살펴보면, A/D변환기(Analog to Digital converter)151은 수신되는 RF신호를 디지탈 데이터로 변환하는 기능을 수행한다. I/Q불균형보상기(I/Q Imbalance Compensator)192는 후술하는 I/Q불균형검출신호에 의해 변환된 디지탈 데이터의 I/Q채널의 불균형을 보상한다. 곱셈기155는 상기 I/Q 불균형이 보상된 신호를 후술하는 자동주파수 제어신호와 곱하여 수신된 데이터의 주파수를 자동으로 보상한다. 고속 퓨리에변환기(Fast Fourier Transform: FFT)157은 상기 곱셈기155에서 출력되는 데이터를 고속으로 퓨리에 변환한다. 자동주파수제어기(Automatic Frequency Controller: AFC)153은 상기 고속으로 퓨리에 변환된 신호의 자동주파수 제어신호를 발생하여 상기 곱셈기155에 인가한다. 채널보상기(channel compensator)159는 상기 고속퓨리에 변환된 신호를 입력하여 채널신호를 보상한다.I/Q불균형검출기(I/Q imbalance detector)190은 상기 채널 보상된 신호를 입력하여 I채널 및 Q채널신호 간의 불균형을 검출하며, 상기 검출된 불균형신호를 상기 I/Q불균형보상기에 인가한다. 연판정기(soft decision block)161은 상기 채널보상된 신호를 판정하여 출력한다. 복호기(decoding block)163은 상기 연판정된 신호를 복호한다.

상기 도 3의 구성에서 굵은 선은 데이터의 흐름으로 복소 신호(complex signal)이며, 가는 실선은 제어신호(control signal)를 나타낸다.

상기와 같은 I/Q 불균형을 보상하는 방법은 고속 퓨리에 변환 및 채널보상이 이루어진 신호로부터 I/Q 불균형 값을 검출하고, 이 값을 이용하여 현재 입력되는 신호의 I/Q 불균형을 보상한다. 따라서 상기와 I/Q 불균형 보상 방법은 이전 신호로부터 검출된 I/Q 불균형 값을 이용하여 다음 신호의 I/Q 불균형을 보상하는 피드백 방식을 사용하고 있다. 즉, 상기 도 3과 같은 종래의 수신장치는 상기 I/Q 불균형을 보상하기 위하여, I/Q불균형검출기190이 상기 채널보상기150의 출력으로부터 I채널 및 Q채널신호 간의 불균형을 검출하며, 이렇게 검출된 신호를 상기 I/Q불균형보상기192에 인가하는 피드백 구성을 가진다.

상기와 같은 종래의 I/Q 불균형 보상 방법은 DVB-T (European terrestrial Digital Video Broadcasting system) 처럼 연속한 신호(continuous signal)에서는 효율적인 방법이 될 수 있지만, 무선 패킷 방식을 사용하는 WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템 등과 같이 버스트(burst)하게 입력되는 신호(discontinuous signal)에 대해서는 효율적인 방법이 되지 못한다. 즉, 상기 WLAN에서는 입력 신호가 프레임(frame) 단위로 단속적으로 존재하고, 채널 추정을 위한 트레이닝 신호(training signal)가 프레임의 앞 부분에 존재하므로, 상기와 같은 피드백 방법보다는 피드포워드(feed forward) 방법으로 I/Q 불균형을 보상하는 방법이 유리하다.

두번째로 부호화 OFDM(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하 COFDM이라 칭한다)에서 입력신호 이외에 채널상태정보에 따라 수신되는 복호하는 종래의 방법에 대하여 살펴본다.

도 12a는 종래의 CSI(Channel State Information)를 이용한 COFDM 복호장치의 구성을 도시하는 도면이다.

상기 도 12a를 참조하면, A/D변환기(Analog to Digital converter)411은 수신되는 RF신호를 디지탈 데이터로 변환하는 기능을 수행한다. 자동주파수제어기(Auto Frequency Controller: AFC)413은 상기 변환된 디지탈 데이터의 주파수를 제어하여 소정의 주파수를 유지하도록 제어하는 자동주파수 제어신호를 발생한다. 곱셈기415는 상기 변환된 디지탈 데이터를 상기 자동주파수 제어신호와 곱하여 상기 디지탈 데이터의 주파수가 일정한 주파수를 유지하도록 보상한다. 고속 퓨리에변환기(Fast Fourier Transformer: FFT)417은 상기 곱셈기415에서 출력되는 데이터를 고속으로 퓨리에 변환한다. 채널추정기(channel estimatorr)419는 상기 고속퓨리에 변환된 신호를 입력하여 채널신호를 보상하기 위한 채널보상신호 및 채널상태정보 CSI(Channel State Information)를 출력한다. 등화기(Equalizer)421은 상기 고속퓨리에 변환된 신호를 상기 채널보상신호에 따라보상하여 출력한다. 즉, 상기 등화기421은 상기 채널보상신호에 의해 채널수신신호를 보상하는 채널보상기 기능을 수행한다.

송신시 송신기는 2진수 형태의 데이터(0 또는 1)를 4진수 형태의 신호(+1 또는 -1)로 신호 매핑(signal mapping)시켜 출력한다. 그리고 부호화된 데이터를 버스트 에러(burst error)를 방지시키기 위하여 인터리빙하여 출력한다. 따라서 수신시 상기 신호 매핑된 신호를 디매핑하고, 인터리빙된 신호는 디인터리빙하여 원래의 신호로 변환하여야 한다. 디매핑부(demapping block)422는 상기 등화기421에서 출력되는 신호를 디매핑하여 출력한다. 그리고 디인터리버(Deinterleaver)423은 상기 디매핑된 신호를 디인터리빙한다. 복호기(Verterbi decoder)425는 상기 디인터리버423에서 출력되는 신호를 복호하여 출력한다.

상기 도 12a의 구성에서 굵은 선은 데이터의 흐름으로 복소 신호(complex signal)이며, 가는 실선은 제어신호(control signal)를 나타낸다.

도 12b는 상기 도 12a의 복호기425의 구성을 도시하는 도면이다.

상기 도 12b를 참조하면, 버퍼451은 디인터리빙된 데이터를 일시 저장한다. 브랜치매트릭계산기(Brench Metric Calculation block)453은 상기 버퍼링된 신호를 복호하기 위한 브랜치 메트릭을 계산한다. ACS455는 상기 브랜치메트릭 계산한다. 상기 브렌치메트릭 계산된 값을 이용해 각각의 스테이트로 올 수 있는 이전 스테이트 두개 중 최단거리를 가지는 스테이트 하나를 ACS(Add Compare and Selection)455에서 선택한다. 경로메모리457은 상기 ACS455에서 선택된 스테이트를 저장한다. 트레이스백(trace back)459는 상기 경로메모리457에서 구해진 스테이트들의 히스토리 값을 이용해 최종 복호된 데이터를 출력한다.

상기 도 12a 및 도 12b와 같은 구조를 가지는 CSI를 이용하는 종래의 COFDM 복호장치는 상기 CSI를 이용하여 비터비 복호시 브랜치 메트릭을 계산할 때 각 서브캐리어(subcarrier)의 채널 특성을 고려하여 브렌치 메트릭에 가중치(weight)를 주어 복호기의 성능을 향상시킨다. 그러나 상기와 같은 종래의 복호 방법은 복호기의 입력신호 이외에 CSI 정보에 따라 브렌치 메트릭의 가중치를 주어야 하므로 기존의 복호기를 그대로 사용할 수 없는 문제점이 있었다. 그러므로 종래에는 상기 CSI를 이용하기 위한 복호기를 별도로 설계하여야 했다. 또한 송신측에서 QPSK 이상의 변조를 행하는 경우, 한 서브캐리어에 할당된 심볼은 여러쌍의 데이터 비트들로 구성된다. 이런 경우 비트 인터리빙 동작을 수행하면 브랜치 메트릭을 구할 때 가중치를 주는 과정이 매우 복잡하게 되며, 이로인해 CSI를 이용하는 종래의 복호방법을 사용하는 경우 복호 성능이 현저하게 열화되는 문제점이 있었다. 하기의 <표 1>은 종래의 CSI를 이용한 복호방법을 사용하는 경우에 비트 인터리버/디인터리버에 의한 성능 열화를 나타내고 있다.

Constellation	Full interleaver	no bit interleaver
QPSK	0.7dB	2.9dB
16-QAM	0.65dB	2.7dB
64-QAM	0.15dB	2.2dB

따라서 본 발명의 목적은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 시스템의 수신장치에서 인페이즈 및 쿼드러츄어 채널신호 간의 불균형을 보상할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 시스템의 수신장치에서 주파수 도메인 방식을 사용하여 인페이즈 및 쿼드러츄어 채널신호 간의 불균형을 보상할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 시스템의 수신장치에서 시간 도메인 방식을 사용하여 인페이즈 및 쿼드러츄어 채널신호 간의 불균형을 보상할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 부호화 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 시스템의 수신장치에서 채널상태정보를 이용하여 수신되는 복호할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 부호화 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 시스템의 수신장치에서 복호 동작을 수행하기 전에 추출된 채널상태정보를 이용하여 연판정된 데이터를 생성하고, 상기 연판정된 데이터를 복호할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 부호화 직교주파수 분할 다중 방식을 사용하는 시스템의 수신장치에서 역신호변환기에서 출력되는 부호비트를 이용하고, 컨피던스비트들은 CSI에 의한 가중치를 주어 컨피던스 레벨을 변환시켜 각 서브캐리어별 채널 특성을 반영한 후, 이를 이용하여 복호할 수 있는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예는 수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 장치에 관한 것으로, 상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환기와, 상기 I채널 및 Q채널신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 고속퓨리에변환기와, 상기 고속 퓨리에 변환 신호를 입력하며, 상기 입력된 신호의 프레임 구간에서 미리 알고 있는 패턴을 검사하여 I/Q불균형검출신호를 출력하여 I/Q불균형검출기와, 상기 고속 퓨리에 변환 신호를 입력하며, 상기 입력신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하여 출력하는 I/Q불균형보상기와, 상기 I/Q불균형보상기에서 출력되는 신호를 입력하며, 상기 입력된 신호의 채널을 보상하는 채널보상기로 구성된 것을 특징으로 한다.

또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예는 수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 장치에 관한 것으로, 상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환기와, 상기 디지탈 변환된 I 및 Q채널신호를 입력하며, 상기 입력된 신호를 검사하여 진폭 및 위상의 I/Q불균형 검출신호를 검출하는 I/Q불균형검출기와, 상기 디지털 변환된 I 및 Q채널신호를 입력하며, 상기 입력신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하여 출력하는 I/Q불균형보상기와, 상기 I/Q 불균형이 보상된 신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 고속퓨리에변환기와, 상기 고속퓨리에변환된 신호의 채널을 보상하는 채널보상기로 구성된 것을 특징으로 한다.

도 1은 OFDM 수신장치에서 I/Q 불균형에 따른 BER의 열화 특성을 도시하는 도면

도 2는 I채널과 Q채널 신호의 불균형 성분을 도시하는 도면

도 3은 종래의 OFDM 수신장치에서 I/Q 불균형을 보상하는 구성을 도시하는 도면

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신장치에서 주파수 영역의 I/Q 불균형을 보상하는 구성을 도시하는 도면

도 5는 도 4에서 I/Q불균형검출기의 동작을 도시하는 흐름도

도 6은 도 4에서 I/Q불균형보상기의 동작을 도시하는 흐름도

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신장치에서 시간 영역의 I/Q 불균형을 보상하는 구성을 도시하는 도면

도 8은 도 7에서 I/Q불균형검출기의 동작을 도시하는 흐름도

도 9는 도 7에서 I/Q불균형보상기의 동작을 도시하는 흐름도

도 10a는 I/Q 불균형보상을 하지 않은 경우의 특성을 도시하는 도면이고, 도 10b는 상기 도 10a와 같은 신호를 주파수영역보상방법으로 보상한 경우의 특성을 도시하는 도면

도 11a는 I/Q 불균형보상을 하지 않은 경우의 특성을 도시하는 도면이고, 도 11b는 상기 도 10a와 같은 신호를 시간영역보상방법으로 보상한 경우의 특성을 도시하는 도면

도 12a는 CSI를 이용하는 종래의 COFDM 복호장치의 구성을 도시하는 도면이며, 도 12b는 도 12a에서 비터비 복호기의 구조를 도시하는 도면

도 13a는 CSI를 이용하는 본 발명의 실시예에 따른 COFDM 복호장치의 구성을 도시하는 도면이며, 도 13b는 도 13a에서 데이터발생부의 구성을 도시하는 도면

도 14는 본 발명의 실시예에 따라 CSI를 이용하여 COFDM 복호하는 시스템에서 CSI 처리 절차를 도시하는 흐름도

도 15a는 COFDM 복호장치에 수신되는 다중경로채널 모델을 도시하는 도면이며, 도 15b는 본 발명의 실시예에 따라 CSI를 이용한 COFDM 시스템의 성능 개선 특성을 도시하는 도면

여기서 이하 본 발명의 바람직한 실시예들의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 도면들 중 동일한 구성들은 가능한한 어느 곳에서든지 동일한 부호들을 나타내고 있음을 유의하여야 한다.

본 발명의 OFDM 수신장치의 성능을 개선하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 상기 OFDM 수신장치의 성능을 개선하는 방법으로는 수신되는 신호의 I/Q 불균형을 보상하는 방법과, CSI를 COFDM 복호장치의 성능을 개선하는 방법이 있다. 본 발명의 실시예에서는 전자를 구현하는 장치 및 방법을 제1실시예로 칭하고, 후자를 구현하는 장치 및 방법을 제2실시예로 칭하기로 한다.

제1실시예

본 발명은 OFDM을 사용하는 이동통신 시스템의 수신장치에서 I/Q 불균형을 보상하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 상기 I/Q 불균형을 보상하는 방법은 주파수영역(frequency domain) 방법과 시간 영역(time domain) 방법으로 나누어 설명한다. 상기 주파수 영역의 보상 방법은 고속 퓨리에 변환을 수행한 이후에 I/Q 불균형을 보상하는 방법이고, 상기 시간 영역의 보상 방법은 고속 퓨리에 변환을 수행하기 전에 I/Q 불균형을 보상하는 방법이다.

먼저 주파수 영역의 보상 방법을 살펴본다.

도 4는 본 발명의 제1실시예에 따라 주파수 영역 방법으로 I/Q 불균형을 보상하는 장치의 구성을 도시하는 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 입력신호는 상기 도 2에 도시된 바와 같이 I채널 및 Q채널의 기저대역 신호 S_I(t)` 및 S_Q(t)`가 되며, A/D변환기151은 상기와 같은 입력신호를 디지탈 신호로 변환한다. 자동주파수제어기153은 상기 변환된 디지탈 데이터의 주파수를 제어하여 소정의 주파수를 유지하도록 제어하는 자동주파수 제어신호를 발생한다. 곱셈기155는 상기 변환된 디지탈 데이터를 상기 자동주파수 제어신호와 곱하여 상기 디지탈 데이터의 주파수가 일정한 주파수를 유지하도록 보상한다. 고속 퓨리에변환기157은 상기 곱셈기155에서 출력되는 데이터를 고속으로 퓨리에 변환한다.

I/Q불균형보상기204는 후술하는 I/Q불균형검출신호에 의해 상기 고속의 퓨리에변환신호의 I채널 및 Q채널신호 간의 불균형을 보상한다. 채널보상기159는 상기 I/Q 불균형이 보상된 신호를 채널 보상한다. I/Q불균형검출기202는 상기 채널 보상된 신호를 입력하여 I채널 및 Q채널신호 간의 불균형을 검출하며, 상기 검출된 불균형신호를 상기 I/Q불균형보상기202에 인가한다. 연판정기161은 상기 채널보상된 신호를 판정하여 출력한다. 복호기163은 상기 연판정된 신호를 복호한다.

상기 도 4의 구성에서 굵은 선은 데이터의 흐름으로 복소 신호(complex signal)이며, 가는 실선은 제어신호(control signal)를 나타낸다.

도 5는 상기 도 4와 같은 주파수 영역 보상 방법으로 I/Q 불균형을 보상하는 장치에서 I/Q불균형검출기202의 동작을 도시하는 흐름도이며, 도 6은 I/Q불균형보상기204의 동작을 도시하는 흐름도이다.

이하 주파수영역 방법에서 I/Q불균형검출 및 보상 과정을 구체적으로 살펴본다.

여기서 S(t)=S_I(t)+jS_Q(t)라 하고, S(t)`=S_I(t)`+jS_Q(t)`라 하면, 상기 수학식 1로부터 상기 S(t)`는 하기 수학식 2와 같이 주어진다.

상기 수학식 2에서 S(t)는 원하는 신호이고, S^*(t)는 S(t)의 이미지신호 (image signal)로 간섭신호이며, *는 복소 공액(complex conjugate)를 나타낸다. 상기 수학식 2에서 α와 β는 각각 하기 수학식 3과 같이 주어진다.

상기 수학식 2에서 주파수 오프셋을 제거하면, S(t)`는 하기 수학식 4와 같이 주어진다.

그리고 상기 S`(t)를 고속 퓨리에 변환한 신호를 S(k)`라 하면, 상기 수학식 4로부터 상기 S(k)`는 하기 수학식 5와 같이 주어진다.

상기 S`(k)는 입력신호를 고속 퓨리에 변환한 값으로 알 수 있는 값이므로, 상기 α와 β를 알면 원하는 신호인 S(k)를 구할 수 있다. 트레이닝 신호(또는 파일럿 신호)를 이용하여 α와 β를 구한다. IEEE801.11a인 경우를 예로들어 α와 β를 구해보기로 한다. 상기 IEEE802.11a에서 짧은 트레이닝(short training) 신호, 긴 트레이닝(long training) 신호, 파일럿신호는 모드 주파수 영역에서 (1) 또는 (-1)의 정수값을 갖는다. 상기 α와 β를 구하기 위해, S(k)와 S(-k)를 하기 수학식 6과 같이 그룹(group)으로 나눈다.

상기 α와 β를 구할 때 잡음의 영향을 줄이기 위해 송신신호가 각 그룹에 속해 있을 경우의 수신신호를 평균한다. 이 평균된 수신신호를이라 하면, 상기은 하기 수학식 7과 같이 주어진다.

상기 수학식 7에서 AVG는 평균을 나타내며, 상기 수학식 7로부터은 하기 수학식 8과 같이 된다.

상기 수학식 8로부터 α와 β는 하기 수학식 9와 같이 구해진다.

상기 도 5를 참조하면, 상기 I/Q불균형검출기202는 I/Q불균형 검출 시작 시점인 262단계에서 상기 수학식 5와 같은 S(k)`신호를 수신한다. 상기 수학식 5의 S(k)`신호는 입력신호의 모델링 값이며, α및 β는 상기 수학식 3과 같다. 이후 상기 I/Q불균형검출기202는 264단계에서 상기 α및 β를 구하기 위해 상기 S(k) 및 S(-k)를 하기의 수학식 6과 같이 4개의 그룹으로 나눈다. 즉, 주파수 영역에서 파일럿신호의 값은 +1 또는 -1의 값을 가지며, 이런 패턴은 송신측 및 수신측이 미리 알고 있는 패턴(known pattern)이다. 따라서 상기 I/Q 불균형검출기202는 수신되는 파일럿신호를 이미 알고 있는 패턴에 따라 그룹화한다. 즉, 송신시의 신호가 같은 값을 가지는 신호들을 그룹핑하며, 그 결과는 상기 수학식 6과 같다. 상기 그룹화(grouping)를 수행하는 이유는 검출되는 신호의 잡음 영향을 줄이기 위한 것이다.

이후 상기 I/Q불균형검출기202는 266단계에서 상기 α및 β를 구할 때 잡음의 영향을 줄이기 위해 송신신호가 각 그룹에 속해 있을 경우의 수신신호를 상기 수학식 7과 같이 평균한다. 즉, 상기 266단계에서는 그룹핑된 신호를 각 그룹별로 평균화하여 잡음을 제거한다. 이와 같이 그룹핑된 신호를 그룹별로 평균화하면 잡음이 제거되며, 이로인해 I/Q 불균형 검출시 에러를 줄일 수 있게된다.

이후 상기 I/Q불균형검출기202는 268단계에서 상기 수학식 8에 평균된 수신신호를 상기 수학식 6과 같은 그룹들에 적용하여 수학식 8과 같이 변환한다. 따라서 상기 268단계에서는 각 그룹들의 I/Q 불균형 값을 검출하게 된다. 그리고 270단계에서 상기 수학식 8로부터 상기 수학식 9와 같은 α및 β를 구한다. 즉, 상기 270단계에서는 상기 268단계에서 검출한 각 그룹들의 I/Q 불균형값들을 더한 후 평균하여 I/Q 불균형 성분을 추정한다. 여기서 상기 α는 원신호 S(t)에 왜곡을 주는 요소이고 β는 복소신호 S^*(t)d에 왜곡을 주는 요소로써, 이들은 I채널 및 Q채널의 불균형 성분이다.

상기한 바와 같이 I/Q불균형 검출기202는 OFDM 수신장치에서 채널 구분을 하는 고속퓨리에변환기157의 신호를 입력한다. 이때 상기 입력신호는 프레임 단위로 단속 송신되되는 신호로써, 상기 I/Q불균형검출기202는 상기 프레임 신호에서 앞부분에 위치되는 채널 추정을 위한 트레이닝신호가 될 수 있다. 이때 상기 트레이닝 신호는 파일럿 신호가 될 수 있으며, 상기 파일럿신호의 패턴은 송신측 및 수신측이 미리 알고 있다.

따라서 I/Q불균형검출기202는 그룹화기, 평균화기 및 추정기를 구비하여 I/Q 불균형성분을 검출할 수 있다. 여기서 상기 그룹화기는 상기 입력신호를 송신시의 패턴에 따라 4개의 그룹으로 그룹화하고, 평균화기는 상기 그룹핑된 신호들을 각 그룹 단위로 평균화하여 잡음 성분을 제거하며, 추정기는 상기 각 그룹들의 신호들을 더한 후 평균화하여 I/Q불균형 검출신호로 출력한다.

이후 검출된 상기 I채널 및 Q채널의 불균형신호를 이용하여 상기 I/Q불균형보상기204가 이를 보상하는 동작을 살펴본다.

상기 수학식 5로부터 I/Q 불균형이 보상된 S(k)를 구하는 방법은 하기와 같다. 상기 수학식 5로부터 S^*(-k)`를 구하면 하기 수학식 10과 같다.

상기 수학식 5와 수학식 10을 이용하여 I/Q 불균형이 보상된 S(k)를 구할 수 있다. 상기 수학식 5에 α^*를 곱한 다음 수학식 10에 β를 곱하여 빼면 하기 수학식 11과 같이 되며, 상기 수학식 11로부터 하기 수학식 12와 같이 S(k)를 구할 수 있다.

상기 도 6을 참조하면, 상기 I/Q불균형보상기204는 282단계에서 상기 고속퓨리에변환기157에서 출력되는 신호를 입력하며, 상기 I/Q불균형검출기202에서 출력되는 I/Q불균형 검출신호을 입력한다. 즉, 상기 I/Q불균형보상기204는 I/Q 불균형이 보상된 S(k)를 구하기 위하여 282단계에서 상기 수학식 5로부터 상기 수학식 10과 같은 S^*(k)를 구한다. 이때 상기 고속퓨리에변환기157에서 출력되는 신호는 I/Q불균형이 발생된 신호로써, S(k)`신호와 이 신호를 공액화(conjugate)한 S^*(-k)` 신호를 생성한다. 즉,이므로,이 된다. 이후 상기 I/Q불균형보상기204는 284단계 및 286단계에서 상기 S(k)`신호와 S^*(-k)` 신호를 상기 I/Q 불균형 검출신호를 이용하여 보상한다. 즉, 상기 284단계에서 I채널 및 Q채널의 신호의 불균형을 상기 수학식 5 및 수학식 10을 이용하여 수학식 11과 같은 보상 동작을 수행하고, 그 결과에 따라 286단계에서 수학식12와 같이 원하는 신호 S(k)로 보상한 후 이를 채널보상기159에 출력한다.

도 10a는 NFR이 25dBc일 때 수신되는 신호의 I채널/Q채널의 불균형을 보상하지 않은 경우의 특성을 도시하는 도면(constellation diagram)이고, 도 10b는 NFR이 25dBc일 때 수신되는 신호의 I채널/Q채널의 불균형을 주파수영역보상방법으로 보상하는 경우의 특성을 도시하는 도면이다. 상기 도 10a 및 도 10b에 도시된 바와 같이 주파수 영역 보상 방법을 사용하여 I/Q불균형을 보상하면 왜곡(costellation destortion)을 크게 보상할 수 있음을 알 수 있다.

두번째로 시간 영역 보상 방법을 살펴본다.

도 7은 본 발명의 제1실시예에 따라 시간 영역 방법으로 I/Q 불균형을 보상하는 장치의 구성을 도시하는 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, A/D변환기151은 수신되는 RF신호를 디지탈 데이터로 변환하는 기능을 수행한다. 자동주파수제어기153은 상기 변환된 디지탈 데이터의 주파수를 제어하여 소정의 주파수를 유지하도록 제어하는 자동주파수 제어신호를 발생한다. 곱셈기155는 상기 변환된 디지탈 데이터를 상기 자동주파수 제어신호와 곱하여 상기 디지탈 데이터의 주파수가 일정한 주파수를 유지하도록 보상한다.

I/Q불균형보상기304는 후술하는 I/Q불균형 검출신호에 의해 상기 곱셈기155에서 출력되는 I채널 및 Q채널신호 간의 불균형을 보상한다. I/Q불균형검출기302는 상기 곱셈기155에서 출력되는 신호를 입력하여 I채널 및 Q채널신호 간의 불균형을 검출하며, 상기 검출된 불균형신호를 상기 I/Q불균형보상기202에 인가한다.

고속 퓨리에변환기157은 상기 I/Q불균형보상기304에서 출력되는 신호를 고속으로 퓨리에 변환한다. 채널보상기159는 상기 퓨리에 변환신호를 입력하여 채널 보상한다. 연판정기161은 상기 채널보상된 신호를 판정하여 출력한다. 복호기163은 상기 연판정된 신호를 복호한다.

상기 도 7의 구성에서 굵은 선은 데이터의 흐름으로 복소 신호(complex signal)이며, 가는 실선은 제어신호(control signal)를 나타낸다.

도 8은 상기 도 7과 같은 시간 영역 보상 방법으로 I/Q 불균형을 보상하는 장치에서 I/Q불균형검출기302의 동작을 도시하는 흐름도이며, 도 9는 I/Q불균형보상기304의 구조를 도시하는 도면이다.

이하 시간영역 방법에서 I/Q불균형검출 및 보상 과정을 구체적으로 살펴본다.

상기 수학식 1로부터 주파수 오프셋이 보상된 S_I(t)`와 S_Q(t)`를 구하면 수학식 13과 같다.

상기 수학식 13에서 S_I(t)와 S_Q(t)는 상호 독립적이며 관계없다(mutually independent and uncorrelated)라고 가정하고, 각각의 전력이 동일하다고 가정하면, 하기 수학식 14에서 수학식 17과 같은 식들을 구할 수 있다.

여기서라 정의하면, Δ및 ε는 하기 수학식 18과 같이 구할 수 있다.

상기 수학식 15에서 수학식 18을 이용하면 φ는 수학식 19와 같이 주어진다.

상기 <수학식 19>에서이므로, 상기 수학식 19의 φ는 하기 수학식 20으로 근사화할 수 있다.

상기 φ는 상기 수학식 15와 수학식 17을 이용하거나, 또는 상기 수학식 16과 수학식 17을 이용하여서도 구할 수 있다. 상기 수학식 18과 수학식 19에 의해 ε와 φ를 구하면 상기 수학식 13으로부터 S_I(t)와 S_Q(t)를 구할 수 있다.

상기 도 8을 참조하면, 상기 I/Q불균형검출기302는 362단계에서 곱셈기155에서 출력되는 신호를 입력한다. 이때 상기 입력신호는 상기 수학식 1과 같은 신호로부터 주파수 오프셋이 보상된 S_I(t)`와 S_Q(t)`로써, 상기 수학식 13과 같다.

이후 상기 I/Q불균형검출기302는 364단계에서 각 조건들에 따른 기대치를 검출한다. 즉, 상기 S_I(t)`와 S_Q(t)`이 상호 독립적이고 비상관적이며, 또한 동일한 전력을 가진다고 가정하면, 상기 I/Q불균형검출기302는 364단계에서 상기 수학식 14에서 수학식 17과 같이 구할 수 있다. 즉, I채널 및 Q채널의 송신신호의 전력이 같다고 가정하면 상기 수학식 14와 같은 기대치를 구할 수 있다. 또한 상기 I채널 및 Q채널의 신호가 서로 독립적이고 비상관적이라고 가정하면, I채널 수신신호 S_I(t)`(왜곡된 신호)를 곱하여 평균하면 상기 수학식 15와 같은 기대치를 구할 수 있으며, Q채널 수신신호 S_Q(t)`(왜곡된 신호)를 곱하여 평균하면 상기 수학식 16과 같은 기대치를 구할 수 있다. 그러나 상기 I채널 및 Q채널의 수신신호는 서로 상관성을 가지며 독립적이지 못하므로 상기 수학식 17과 같은 기대치를 구할 수 있다.

이후 상기 I/Q불균형검출기302는 상기 수학식 14에서 수학식 18을 이용하면 진폭 ε및 위상φ에 대한 I/Q 불균형 값을 검출한다. 먼저 상기 I/Q불균형검출기는366단계에서 상기 진폭 ε에 대한 I/Q불균형을 검출한다.라 정의하면, 상기 I/Q불균형검출기302는 상기 366단계에서 상기 364단계에서 구한 상기 수학식 15 및 16과 같은 기대값을 이용하여 상기 수학식 18과 같이 진폭ε에 대한 I/Q불균형을 검출한다.

그리고 상기 I/Q불균형검출기302는 상기 수학식 15 - 수학식 18을 이용하여 상기 368단계 및 370단계에서 수행하면서 상기 위상 φ에 대한 I/Q 불균형을 구한다. 상기 위상 φ에 대한 I/Q불균형은 상기 수학식 15와 수학식 17을 이용하거나 또는 수학식 16과 수학식 17을 이용하여 구할 수도 있다.

상기한 바와 같이 시간영역에서 I/Q 불균형을 보상하는 I/Q불균형검출기302는 기대치검출기, 진폭불균형검출기 및 위상불균형검출기로 구성될 수 있다. 여기서 상기 기대치검출기는 I채널 및 Q채널 송신신호의 전력이 갖다고 가정하여 수학식 14과 같은 제1기대치를 구하고, I채널 및 Q채널 신호가 서로 독립적이고 비상관적이라 가정하여 수학식 15와 같은 제2기대치 및 수학식 16과 같은 제3기대치를 구한다. 그리고 상기 I채널 및 Q채널신호가 상관성이 있으며 독립적인 못하므로 이에 대한 제4기대치를 구한다. 그러면 상기 진폭불균형검출기는 상기 제2 및 제3기대치를 이용하여 진폭에 대한 I/Q불균형을 검출하고, 위상불균형검출기는 상기 제2기대치-제4기대치 및 진폭불균형 값을 이용하여 위상에 대한 I/Q 불균형을 검출한다.

상기와 같이 시간영역에서 진폭ε 및 위상φ에 대한 I/Q불균형성분을 검출하면, 도 9와 같은 구조를 가지는 I/Q불균형보상기304는 수신되는 신호에 포함된 I채널 및 Q채널의 불균형 성분을 보상한다.

상기 도 9를 참조하면, 먼저 곱셈기332 및 334는 각각 입력되는 S_I(t)` 및 S_Q(t)`신호에 각각 대응되는 이득 불균형성분 1/(1+ε) 및 1/(1-ε)를 곱한다. 따라서 상기 곱셈기332 및 334에서 출력되는 신호는 수신신호에 포함된 이득 불균형성분이 보상된다.

이후 상기 곱셈기332 및 334에서 각각 출력되는 신호는 곱셈기340 및 342에 인가되며, 상기 곱셈기340 및 342는 각각 입력되는 신호들을 위상불균형성분 sin(φ/2)와 곱하여 출력한다. 또한 상기 곱셈기332 및 334에서 각각 출력되는 신호는 곱셈기336 및 338에 인가되며, 상기 곱셈기336 및 338은 각각 입력되는 신호들을 위상불균형성분 cos(φ/2)와 곱하여 출력한다. 감산기344는 상기 곱셈기336의 출력에서 상기 곱셈기342의 출력을 감산하여 위상 불균형 성분을 보상한 aS_I(t)신호를 발생한다. 또한 감산기346은 상기 곱셈기338의 출력에서 상기 곱셈기340의 출력을 감산하여 위상 불균형 성분을 보상한 aS_Q(t)신호를 발생한다. 여기서 상기 I/Q 불균형성분이 보상된 신호에서 a는 상수이다.

따라서 상기 도 9와 같은 구성을 가지는 상기 I/Q불균형보상기304는 제1곱셈기332 및 334가 상기 I채널신호 및 Q채널 신호에 각각 대응되는 상기 진폭불균형 검출신호들을 곱하여 I채널 및 Q채널 신호의 진폭을 각각 보상하는 기능을 수행한다. 그리고 제2곱셈기340 및 342는 상기 I채널 및 Q채널의 진폭 보상 신호에 상기위상불균형 검출신호를 곱하여 I채널 및 Q채널신호의 위상을 각각 제1보상하는 기능을 수행한다. 또한 제3곱셈기336 및 338은 상기 I채널 및 Q채널의 진폭 보상신호에 90도 천이된 상기 위상불균형 검출신호를 곱하여 I채널 및 Q 채널신호의 위상을 각각 제2보상하는 기능을 수행한다. 그리고 감산기344 및 346은 상기 제2위상보상된 I채널신호에 상기 제1위상보상된 Q채널신호를 감산하고 상기 제2위상보상된 Q채널신호에서 상기 제1위상보상된 I채널신호를 감산하는 기능을 수행한다.

도 11a는 NFR이 25dBc일 때 수신되는 신호의 I채널/Q채널의 불균형을 보상하지 않은 경우의 특성을 도시하는 도면(constellation diagram)이고, 도 11b는 NFR이 25dBc일 때 수신되는 신호의 I채널/Q채널의 불균형을 시간영역보상방법으로 보상하는 경우의 특성을 도시하는 도면이다. 상기 도 11a 및 도 11b에 도시된 바와 같이 시간 영역 보상 방법을 사용하여 I/Q불균형을 보상하면 왜곡(costellation destortion)을 크게 보상할 수 있음을 알 수 있다.

제 2실시예

본 발명의 제2실시예에 따른 부호화 직교 주파수 분할 다중 방식의 복호장치에서는 종래의 복호기 구조를 그대로 사용하며, 복호기의 입력신호인 연판정된 신호(soft decided data)에 상기 CSI 정보 특성을 반영하여 복호기의 입력신호로 사용한다.

도 13a는 본 발명의 실시예에 따른 부호화 직교 주파수 분할 다중 방식의 복호장치 구조를 도시하는 도면이다.

상기 도 13a를 참조하면, A/D변환기411은 수신되는 RF신호를 디지탈 데이터로 변환하는 기능을 수행한다. 자동주파수제어기413은 상기 변환된 디지탈 데이터의 주파수를 제어하여 소정의 주파수를 유지하도록 제어하는 자동주파수 제어신호를 발생한다. 곱셈기415는 상기 변환된 디지탈 데이터를 상기 자동주파수 제어신호와 곱하여 상기 디지탈 데이터의 주파수가 일정한 주파수를 유지하도록 보상한다. 고속 퓨리에변환기417은 상기 곱셈기415에서 출력되는 데이터를 고속으로 퓨리에 변환한다. 채널추정기419는 상기 고속퓨리에 변환된 신호를 입력하여 채널신호를 보상하기 위한 채널보상신호 및 채널상태정보 CSI(Channel State Information)를 출력한다. 등화기421은 상기 고속퓨리에 변환된 신호를 상기 채널보상신호에 따라 보상하여 출력한다. 여기서 상기 등화기421은 상기한 바와 같이 채널보상신호에 의해 수신되는 채널신호를 보상하는 채널보상기 기능을 수행한다.

역신호변환기(demapping block)422는 상기 등화기421에서 출력되는 신호를 원래의 신호 형태로 역변환하여 출력한다. 연판정신호발생기(soft decided data generator)500은 상기 역신호변환기422에서 출력되는 신호를 상기 채널추정기419에서 출력되는 CSI를 이용하여 각 서브캐리어별 채널 특성을 반영한 연판정 신호를 발생한다. 디인터리버423은 상기 연판정신호 발생기500에서 출력되는 신호를 송신시의 상태로 디인터리빙한다. 복호기(Verterbi decoder)425는 상기 디인터리버423에서 출력되는 신호를 복호하여 출력한다.

도 13b는 상기 도 13a의 연판정신호 발생기500의 구성을 도시하는 도면이다. 상기 도 13b를 참조하면, 상기 연판정신호 발생기500은 상기 역신호변환기422에서 출력되는 부호비트(sign bit)를 그대로 출력하며, 상기 연신호변환기422에서 출력되는 컨피던스 비트들(confidence bits)들은 상기 채널추정기419에서 출력되는 CSI에 의해 가중치를 주어 컨피던스 레벨(confidence)레벨을 변환시킨다. 따라서 상기 연판정신호 발생기500은 상기 역신호변환기422에서 출력되는 부호비트는 디인터리버423에 그대로 전달하고, 컨피던스비트들은 상기 CSI를 이용하여 각 서브캐리어별 채널의 특성을 반영한 후 상기 디인터리버423에 전달한다.

상기한 바와 같이 본 발명의 제2실시예에 따른 부호화 직교 주파수 분할 다중 방식의 복호장치는 복호기425에서 CSI를 이용하여 수신신호를 복호하는 방법을 사용하지 않고, 상기 복호기425의 전단에 연판정신호 발생기500을 구성하고 이 연판정신호 발생기500에서 상기 CSI를 이용하여 수신되는 신호의 연판정신호를 발생한 후 이를 상기 복호기425에 인가한다. 상기와 같은 복호 방법을 사용하게 되면, 인터리버/디인터리버에 의해 복호 성능이 영향을 받지 않는다. 상기 연판정신호 발생기500은 상기 역신호변환기422로부터 부호비트 및 컨피던스 비트들을 수신하며, 이때 상기 부호비트는 상기 디인터리버423에 그대로 인가하고, 상기 컨피던스비트들은 상기 채널추정기419에서 출력되는 CSI에 의한 가중치를 부가하여 컨피던스 레벨을 변환시킨다. 따라서 상기 연판정신호 발생기500에서 출력되는 신호들은 각 서브캐리어별 채널 특성이 반영된 상태가 되며, 이 신호들이 디인터리버423에서 디인터리빙된 후 복호기425에서 복호된다.

예를들면, 각 서브 캐리어의 채널 특성 중 AWGN 채널의 경우보다 좋은 서브 캐리어채널은 그대로 두고, 상기 AWGN 채널 보다 나쁜 서브 캐리어 채널은 상기 CSI를 곱한 다음 2-3비트들을 취하여 컨피던스 비트들로 사용할 수 있다.

도 14는 본 발명의 제2실시예에서 상기 채널추정기419에서 상기 CSI를 발생하는 절차를 도시하는 흐름도이다.

상기 CSI는 캐리어에서의 신호대잡음비(signal to noise ratio : SNR)로 정의된다. 따라서 상기 CSI 정보를 추출하기 위해서는 각 부반송파(sub-carrier)에서의 SNR을 구하여야 한다. 상기 OFDM 시스템에서 채널 추정은 주파수 영역에서 수행되며, 채널 추정계수 H의 전력(power)은 상기 SNR과 반비례의 관계를 가짐을 알 수 있다. 이를 표현하면 하기 <수학식 21>과 같다.

상기 도 14의 611단계에서 상기 채널 추정된 계수 H의 역전력(inverse power)를 OFDM 심볼 단위로 더하여 신호의 평균 전력 P_avg를 구한다. 하기의 <수학식 22>는 상기 신호의 평균전력 P_avg를 구하는 수학식으로써, 상기 <수학식 22>에서 k는 부반송파의 인덱스를 나타내며 N은 가산(summation)되는 수를 나타낸다.

각 부반송파에서이 평균 전력 P_avg보다 큰 경우 상기 연판정된 신호를 사용하여 디코딩하고, 작을 경우에는 1보다 작은 가중치 값을 곱해서 연판정된 신호의 컨피던스 비트를 변경한다. 또한 QPSK 이상의 변조를 행하는 경우, 한 부반송파에 할당된 심볼은 여러 쌍의 데이터 비트들로 구성되어 있고 디인터리버423를 통과하여야 하므로, 상기 CSI의 가중치 값은 역신호변환 과정과 디인터리빙 과정 사이의 연판정신호 발생과정에서 사용한다. 부호비트는 연판정신호 발생 과정에서 결정된 값을 그대로 사용한다.

따라서 도 14의 613단계에서는 상기 CSI 정보를 이용하여 하기 <수학식 23>과 같이 각 부반송파들의 가중치들을 계산한다.

상기 <수학식 23>에서 l은 CSI 정보를 몇 개의 레벨로 표현할지를 나타내며, Thr_l은 l번째 레벨에서 전력 임계치(power threshold)를 나타내고, V_l,k는 l번째 레벨 및 k번째 부반송파에서의 가중치를 나타내고, W_k는 k번째 부반송파에서의 가중치를 나타낸다. 상기 Thr_l은 P_avg을 이용하여 구하며, Thr_l은 P_avg보다 크지 않도록 선택해야 한다.

이후 도 14의 615단계에서는 하기의 <수학식 24>와 같은 방법으로 상기 CSI의 가중치들을 이용하여 수신되는 신호에 상기 CSI 정보에 의한 가중치를 주어 각 부반송파별 채널 특성을 반영하는 연판정신호를 발생한다.

상기 <수학식 24>에서 S_n,k는 k번째 부반송파에 실린 샘플(sample)에서 연판정된 신호를 나타내며, n개의 데이터 비트로 구성된다. 그리고 상기 <수학식 24>에서 n은 부반송파에 실시 데이터 비트의 수를 나타낸다. 상기 615단계에서 상기 <수학식 24>에 의해 발생되는 연판정신호는 디인터리버423에 인가되며, 복호기425는 상기와 같은 신호를 입력하여 복호 출력하게 되는 것이다.

도 15a는 다중경로 채널 환경에서의 결과를 도시하는 도면으로, Ts는 OFDM 심볼 시간(OFDM symbol time)을 나타낸다. 도 15b는 본 발명의 제2실시예에 따른 BER 특성을 도시하는 도면이다. 상기 도 15b의 BER 그래프는 L이 4인 경우이며, 가중치는 P_avg의 1/2보다 클 경우 1, 1/2보다 작고 1/4보다 클 경우 0.5, 1/4보다 작고1/8보다 클 경우 0.25, 1/8보다 작을 경우 0.125가 되도록 했을 때의 상기 도 15a의 다중경로 채널 환경에서 결과이다. 따라서 상기 도 15b에 도시된 바와 같이 종래의 연판정 방법보다 본 발명의 실시예에 따른 CSI 방법을 사용하는 경우 BER 특성이 개선됨을 알 수 있다.

상술한 바와 같이 OFDM 수신장치에서 피드포워드 방식으로 I/Q 불균형을 보상하므로써, 무선 패킷을 서비스는 이동통신 시스템에서 버스트 특성을 가지는 수신신호의 I/Q 불균형을 효과적으로 사용할 수 있는 이점이 있다. 그리고 피드포워드 방식으로 I/Q 불균형을 보상하는 장치에서 고속 퓨리에 변환을 수행한 후 주파수 영역에서 I/Q 불균형을 보상할 수 있고, 또한 고속 퓨리에 변환 전에 시간 영역에서 I/Q 불균형을 보상할 수 있는 이점이 있다. 또한 OFDM 수신장치에서 복호기의 입력신호인 연판정신호에 CSI를 정보를 반영하므로써, 복호기의 변경을 가하지 않고 CSI를 이용하는 복호장치를 구현할 수 있으며, 또한 CSI를 정보를 부반송파별 채널 특성을 반영할 수 있으므로써 복호 성능을 개선할 수 있는 이점이 있다.

Claims

수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 장치에 있어서,

상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환기와,

상기 I채널 및 Q채널신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 고속퓨리에변환기와,

상기 고속 퓨리에 변환 신호를 입력하며, 상기 입력된 신호의 프레임 구간에서 미리 알고 있는 패턴을 검사하여 I/Q불균형검출신호를 출력하여 I/Q불균형검출기와,

상기 고속 퓨리에 변환 신호를 입력하며, 상기 입력신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하여 출력하는 I/Q불균형보상기와,

상기 I/Q불균형보상기에서 출력되는 신호를 입력하며, 상기 입력된 신호의 채널을 보상하는 채널보상기로 구성된 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치.
제1항에 있어서, 상기 I/Q불균형검출기가,

상기 입력되는 고속퓨리에변환 신호에서 미리알고 있는 패턴에 따라 그룹화하는 그룹화기와,

상기 그룹화된 신호들을 대응되는 그룹 내에서 평균화하는 평균화기와,

상기 각 그룹 내에 평균화된 신호들로부터 상기 I/Q 불균형을 검출한 후, 이들 신호를 더한 후 평균화하여 상기 I/Q불균형검출신호로 출력하는 I/Q불균형추정기로 구성된 것을 특징으로 하는 상기 직교주파수분할다중 수신장치.
제2항에 있어서, 상기 I/Q불균형보상기가,

상기 고속퓨리에변환 신호를 복소 공액화하는 공액화기와,

상기 고속퓨리에변환신호 및 복소공액화된 고속퓨리에변환신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하는 보상기로 구성된 것을 특징으로 하는 상기 직교부주파수 분할다중 수신장치.
수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 장치에 있어서,

상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환기와,

상기 디지탈 변환된 I 및 Q채널신호를 입력하며, 상기 입력된 신호를 검사하여 진폭 및 위상의 I/Q불균형 검출신호를 검출하는 I/Q불균형검출기와,

상기 디지털 변환된 I 및 Q채널신호를 입력하며, 상기 입력신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하여 출력하는 I/Q불균형보상기와,

상기 I/Q 불균형이 보상된 신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 고속퓨리에변환기와,

상기 고속퓨리에변환된 신호의 채널을 보상하는 채널보상기로 구성된 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치
제4항에 있어서, 상기 I/Q불균형검출기가,

송신신호의 I 및 Q채널의 신호전력의 기대치, I 및 Qc채널의 신호가 서로 독립적이고 비상관적이라고 가정한 경우의 I채널 기대치 및 Q채널의 기대치, 그리고 실제 I/Q채널의 기대치를 구하는 기대치검출기와,

상기 기대치들로부터 진폭에 대한 I/Q불균형검출신호를 검출하는 진폭불균형검출기와,

상기 기대치들로부터 위상에 대한 I/Q불균형검출신호를 검출하는 위상불균형검출기로 구성된 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치.
제5항에 있어서, 상기 I/Q불균형보상기가,

상기 I채널신호를 및 Q채널 신호에 각각 대응되는 상기 진폭불균형 검출신호들을 곱하여 I채널 및 Q채널 신호의 진폭을 각각 보상하는 제1곱셈기들과,

상기 I채널 및 Q채널의 진폭 보상 신호에 상기 위상불균형 검출신호를 곱하여 I채널 및 Q채널신호의 위상을 각각 제1보상하는 제2곱셈기들과, 상기 I채널 및 Q채널의 진폭 보상신호에 90도 천이된 상기 위상불균형 검출신호를 곱하여 I채널 및 Q 채널신호의 위상을 각각 제2보상하는 제3곱셈기들과, 상기 제2위상보상된 I채널신호에 상기 제1위상보상된 Q채널신호를 감산하고 상기 제2위상보상된 Q채널신호에서 상기 제1위상보상된 I채널신호를 감산하는 감산기들로 구성된 것을 직교주파수분할다중 수신장치.
수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 방법에 있어서,

상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 과정과,

상기 I채널 및 Q채널신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 과정과,

상기 고속 퓨리에 변환 신호를 입력하며, 상기 입력된 신호의 프레임 구간에서 미리 알고 있는 패턴으로부터 I/Q불균형을 검출하여 I/Q불균형 검출신호를 발생하는 과정과,

상기 고속 퓨리에 변환 신호를 입력하며, 상기 입력신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하는 과정과,

상기 I/Q불균형보상신호의 채널을 보상하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치의 I/Q불균형을 보상하는 방법.
제7항에 있어서, 상기 I/Q불균형을 검출하는 과정이,

상기 입력되는 고속퓨리에변환 신호에서 미리알고 있는 패턴에 따라 그룹화하는 과정과,

상기 그룹화된 신호들을 대응되는 그룹 내에서 평균화하는 과정과,

상기 각 그룹 내에 평균화된 신호들로부터 상기 I/Q 불균형을 검출한 후, 이들 신호를 더한 후 평균화하여 상기 I/Q불균형검출신호로 출력하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치의 I/Q불균형을 보상하는 방법.
제8항에 있어서, 상기 I/Q불균형을 보상하는 과정이,

상기 고속퓨리에변환 신호를 복소 공액화하는 과정과,

상기 고속퓨리에변환신호 및 복소공액화된 고속퓨리에변환신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수 분할다중수신장치의 I/Q불균형을 보상하는 방법.
수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에서 상기 주파수 하강 변환시 발생되는 I채널 및 Q채널의 불균형을 보상하는 방법에 있어서,

상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 과정과,

상기 디지탈 변환된 I 및 Q채널신호를 입력하며, 상기 입력된 신호로부터 진폭 및 위상의 I/Q불균형 검출하여 I/Q불균형 검출신호를 발생하는 과정과,

상기 디지털 변환된 I 및 Q채널신호를 입력하며, 상기 입력신호를 상기 I/Q불균형검출신호로 보상하는 과정과,

상기 I/Q 불균형이 보상된 신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치의 I/Q불균형을 보상하는 방법
제10항에 있어서, 상기 I/Q불균형을 검출하는 과정이,

송신신호의 I 및 Q채널의 신호전력의 기대치, I 및 Qc채널의 신호가 서로 독립적이고 비상관적이라고 가정한 경우의 I채널 기대치 및 Q채널의 기대치, 그리고 실제 I/Q채널의 기대치를 구하는 과정과,

상기 기대치들로부터 진폭에 대한 I/Q불균형검출신호를 검출하는 과정과,

상기 기대치들로부터 위상에 대한 I/Q불균형검출신호를 검출하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치의 I/Q불균형을 보상하는 방법.
제11항에 있어서, 상기 I/Q불균형보상기가,

상기 I채널 및 Q채널 신호에 각각 대응되는 상기 진폭불균형 검출신호들을 곱하여 I채널 및 Q채널 신호의 진폭을 각각 보상하는 과정과,

상기 I채널 및 Q채널의 진폭 보상 신호에 상기 위상불균형 검출신호를 곱하여 I채널 및 Q채널신호의 위상을 각각 제1보상하는 과정과,

상기 I채널 및 Q채널의 진폭 보상신호에 90도 천이된 상기 위상불균형 검출신호를 곱하여 I채널 및 Q 채널신호의 위상을 각각 제2보상하는 과정과,

상기 제2위상보상된 I채널 신호에서 상기 제1보상된 Q채널신호를 감산하고, 상기 제2위상보상된 Q신호에서 상기 제1보상된 I채널신호를 감산하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 수신장치의 I/Q불균형을 보상하는 방법.
수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치에 있어서,

상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 아날로그/디지탈 변환기와,

상기 디지탈신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 고속퓨리에변환기와,

상기 고속퓨리에변환된 신호로 부터 채널보상신호 및 채널상태정보를 추출하는 추정기와,

상기 고속퓨리에 변환된 신호를 상기 채널보상신호에 의해 보상하는 채널보상기와,

상기 채널보상된 신호를 역신호변환하는 역신호변환기와,

상기 역신호변환된 신호를 상기 채널상태정보에 의해 각 부반송파별 채널 특성을 반영하는 연판정신호를 발생하는 연판정신호 발생기와,

상기 연판정된 신호를 디인터리빙하는 디인터리버와,

상기 디인터리빙된 신호를 복호하는 복호기로 구성된 것을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치.
제13항에 있어서, 상기 연판정신호 발생기가,

상기 역신호 변환된 신호의 부호비트는 그대로 전달하고, 컨피던스비트들을상기 채널상태정보에 의해 가중치를 부가하여 연판정신호를 발생함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치.
제14항에 있어서, 상기 연판정신호 발생기가,

채널추정된 계수의 역전력을 심볼 단위로 더하여 신호의 평균전력을 구하고,

상기 채널상태정보를 미리 설정된 적어도 두개의 기준치레벨들과 각각 비교하여 해당 서브캐리어에서의 가중치를 계산하며, 각 부반송파의 역전력들이 상기 신호의 평균전력보다 크면 연판정된 데이터를 그대로 전달하고, 1보다 크면 해당 부반송파의 가중치를 곱하여 연편정된 데이터의 컨피던스 비트를 변경하여 전달함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 수신장치.
수신되는 신호를 기저대역으로 변환하여 I채널 및 Q채널의 신호를 변환하는 주파수하강변환기를 구비하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 복호방법에 있어서,

상기 I채널 및 Q채널의 신호를 디지탈 신호로 변환하는 과정과,

상기 디지탈신호를 고속 퓨리에 변환하여 채널들을 구분하는 과정과,

상기 고속퓨리에변환된 신호로 부터 채널보상신호 및 채널상태정보를 추출하는 과정과,

상기 고속퓨리에 변환된 신호를 상기 채널보상신호에 의해 보상하는 과정과,

상기 채널보상된 신호를 역신호변환하는 과정과,

상기 역신호변환된 신호를 상기 채널상태정보에 의해 각 부반송파별 채널 특성을 반영하는 연판정신호를 발생하는 과정과,

상기 연판정된 신호를 디인터리빙하는 과정과,

상기 디인터리빙된 신호를 복호하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 복호방법.
제16항에 있어서, 상기 연판정신호를 발생하는 과정이,

상기 역신호 변환된 신호의 부호비트는 그대로 전달하고, 컨피던스비트들을 상기 채널상태정보에 의해 가중치를 부가하여 연판정신호를 발생함을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 복호방법.
제16항에 있어서, 상기 연판정신호 발생하는 과정이,

채널추정된 계수의 역전력을 심볼 단위로 더하여 신호의 평균전력을 구하는 과정과,

상기 채널상태정보를 미리 설정된 적어도 두개의 기준치레벨들과 각각 비교하여 해당 서브캐리어에서의 가중치를 계산하는 과정과,

상기 각 부반송파의 역전력들이 상기 신호의 평균전력보다 크면 연판정된 데이터를 그대로 전달하고, 1보다 크면 해당 부반송파의 가중치를 곱하여 연편정된 데이터의 컨피던스 비트를 변경하여 전달하는 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 직교주파수분할다중 통신시스템의 복호방법.