KR20010085482A - Ｐｗｍ 제어형 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

본원 발명의 전력 변환 장치는, 입력 유효 전류의 유효 전류 기준값에 대한 편차로부터 교류 전원 전압 위상을 기준으로 한 온/오프 위상을 결정하기 위한 위상각 기준값을 연산하는 유효 전류 제어 수단과, 이 유효 전류 제어 수단에 의해 연산된 위상각 기준값에 의거하여 기본파 주파수가 교류 전원 주파수에 동기(同期)한 고정 펄스 패턴의 스위칭 신호를 발생시켜 자려식(自勵式) 전압형 전력 변환기를 제어하는 고정 펄스 패턴 발생기를 구비하고 있다.
이와 같이 하여 본원 발명은, PWM 전력 변환 장치의 스위칭 주파수를 높이지 않고 교류 입력 전류에 포함되는 고조파(高調波) 성분을 저감시킨다.

Description

ＰＷＭ 제어형 전력 변환 장치{PWM CONTROLLED POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은 교류 전력과 직류 전력의 변환을 행하는 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히, 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파(高調波) 성분을 저감시키는 동시에, 전력 변환 효율을 향상시키는 것이 가능한 PWM 제어형 전력 변환 장치에 관한 것이다.
종래의 교류 전력을 직류 전력으로 변환시키는 전력 변환 장치로서는, 일본 특개평l0-66343호 공보 등에 기재된 바와 같은 PWM 제어 방식의 교직(交直) 전력 변환 장치가 있다.
도 1은 그의 개요를 나타낸 것으로, 1은 교류 전원, 3은 자려식(自勵式) 전압형 변환기, 4-1 및 4-2는 평활(平滑) 콘덴서, 5는 부하(負荷), 10은 PWM 제어기이다. 자려식 전압형 변환기(3)는 NPC(중성점 클램프) 회로로 되어 있다.
PWM 제어 방식의 교직 전력 변환 장치에서는, 일반적으로 삼각파(三角波) 비교에 의한 정현파(正弦波) PWM 제어가 실행되나, PWM 제어의 변조 주파수(삼각파 캐리어 주파수)를 교류 전원 주파수에 대하여 높게 설정함으로써, 교류 전원측의 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시키는 것이 가능하다.
도 2는 그의 동작 파형의 일례로서, 정현파 신호(SIN), 삼각파 캐리어 신호(TR1, TR2), 자려식 전압형 변환기의 U 형상의 스위칭 소자(su1, su2, Sx1, Sx2)에 공급되는 스위칭 신호(Gu1, Gu2, Gx1, Gx2)와, 변환기의 교류측 U 형상 전압 파형(Vsu)을 나타낸다. 또한, 여기서는 평활 콘덴서의 전압을 Vd로 하고 있다.
교류 전력을 직류 전력으로 변환시키는 전력 변환 장치(교직 전력 변환 장치)에서는, 교류 전원측의 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분이 클 경우에는, 교류 계통 전압을 변형시키는 원인으로 되어, 동일한 교류 계통에 접속된 다른 전기 기기에 악영향을 미치는 경우가 있다. 따라서, 전원 고조파가 적은 교직 전력 변환 장치가 요구되고 있다.
도 1에 나타낸 교직 전력 변환 장치에서는 PWM 제어를 행하고 있으나, 일반적으로 PWM 제어 방식의 교직 전력 변환기에서는 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시키기 위해, PWM 제어의 변조 주파수를 높일 필요가 있다.
따라서, 필연적으로 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 높일 필요가 있으나, 스위칭 소자에는 소자의 특성에 따른 스위칭 주파수의 상한값이 있으며, 특히, 대용량 전력 변환 장치에 많이 사용되고 있는 GTO 사이리스터(thyristor) 소자의 상한주파수에서는 충분한 고조파 저감 효과가 얻어지지 않는 경우가 있었다. 또한, 스위칭 주파수를 높이는 것은 스위칭 소자에 발생하는 스위칭 손실의 증대를 초래하여, 전력 변환 장치로서의 전력 변환 효율을 저하시키게 되었다.
그래서, 본원 발명은, 교직 전력 변환 장치의 스위칭 주파수를 높이지 않고 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시킬 수 있는 방식을 실현하며, 전력 변환 효율 향상과 전원 고조파 저감의 양립이 가능한 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
도 1은 종래의 전력 변환 장치를 나타내는 개요 구성도.
도 2는 도 1에 나타낸 종래의 전력 변환 장치의 동작 원리를 설명하기 위한 파형도.
도 3은 본 발명의 제 1 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 4는 도 3에 나타낸 본 발명의 제 1 실시예의 동작 원리를 설명하기 위한 파형도.
도 5는 본 발명의 제 2 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 6은 본 발명의 제 3 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 7은 본 발명의 제 4 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 8은 본 발명의 제 5 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 9는 본 발명의 제 6 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 10은 본 발명의 제 7 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 11은 도 10에 나타낸 본 발명의 제 7 실시예의 동작 원리를 설명하기 위한 전압·전류 벡터(vector)도.
도 12는 본 발명의 제 8 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 13은 본 발명의 제 9 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 14는 본 발명의 제 10 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 15는 본 발명에 의한 전력 변환 장치의 제 11 실시예를 나타내는 개요 구성도.
도 16은 도 15의 장치에서의 고정 펄스 패턴의 일례를 나타내는 파형도.
도 17은 도 15의 장치에서의 유효 전류 제어기의 동작 원리를 설명하기 위한 전압·전류 벡터도.
도 18은 도 15의 장치에서의 무효 전류 제어기의 동작 원리를 설명하기 위한 전압·전류 벡터도.
상기 목적을 달성하기 위해, 본원 발명은 다음의 구성으로 이루어진다. 즉, 1차측이 교류 전원에 접속되고 2차측이 부하에 접속되는 전력 변환기와, 부하에 공급하는 전력의 기준을 설정하는 설정기와, 설정기의 출력에 의거하여 전력 변환기에 PWM 제어 신호를 공급하는 PWM 제어 제어기를 갖는 PWM 제어형 전력 변환 장치이다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위해, 본원 발명은, 1차측이 교류 전원에 직렬 접속되고 2차측 전압의 위상(位相)이 60°/n씩 시프트한 n개의 변압기와, 이 변압기의 각각의 2차측에 교류측이 접속된 n개의 자려식 전압형 변환기와, 이 자려식 전압형 변환기의 각각에 공급되는 스위칭 신호의 위상이 60°/n씩 시프트하는 것 이외는 동일한 펄스 패턴으로 되는 것과 같은 펄스 패턴 발생기를 구비하고 있다.
따라서, 본원에 의하면, 각 자려식 전압형 변환기의 교류 입력단에서의 직렬다중 효과에 의해, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 높이지 않고 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시킬 수 있다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위해 본원 발명은, 전력 변환 장치에 입력되는 유효 전류의 유효 전류 기준값에 대한 편차로부터 교류 전원 전압 위상을 기준으로 한 온/오프 위상을 결정하기 위한 위상각 기준값을 연산하는 유효 전류 제어 수단과, 이 유효 전류 제어 수단에 의해 연산된 위상각 기준값에 의거하여 기본파 주파수가 교류 전원 주파수에 동기한 고정 펄스 패턴의 스위칭 신호를 발생시켜 자려식 전압형 전력 변환기를 제어하는 고정 펄스 패턴 발생수단을 구비하고 있다.
본원 발명에 의하면, 자려식 전압형 전력 변환기에 공급되는 스위칭 신호의 펄스 패턴을 고조파 성분이 원하는 값으로 되는 것과 같은 고정 펄스 패턴으로 선택한 경우에도, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류를 원하는 값으로 제어하는 것이 가능해지며, 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 높이지 않고 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시킬 수 있다.
본 발명 및 그에 따른 많은 장점에 대한 보다 완전한 이해는 첨부의 도면을 참조하여 이하에 설명함으로써 보다 잘 이루어질 수 있을 것이다.
동일한 구성요소에는 동일 부호를 첨부하여 그의 설명을 생략한다.
(제 1 실시예)
도 3은 본 실시예인 전력 변환 장치의 구성도이다. 여기서는 일례로서 다중 수 n=2로 하고 있다.
도 3에 있어서, 1은 교류 전원, 2-1 및 2-2는 변압기, 3-1 및 3-2는 자려식전압형 변환기, 4-1 및 4-2는 평활 콘덴서, 5는 부하, 11은 펄스 패턴 발생기이다.
변압기(2-1, 2-2)는 1차측이 교류 전원(1)에 직렬 접속되고 2차측 전압의 위상이 2-2에 대하여 2-1에서는 30°올라가 있다. 자려식 전압형 변환기(3-1, 3-2)의 교류측 단자는 변압기(2-l, 2-2)의 2차측에 각각 접속된다.
평활 콘덴서(4-1, 4-2)는 자려식 전압형 변환기(3-1, 3-2)의 직류측 단자에 각각 접속된 상태에서 서로 직렬 접속되고, 양단이 직류 모선(母線)(P, N)에 접속된다. 부하(5)는 직류 모선(P, N) 사이에 접속되고, 전압형 인버터 등이다.
펄스 패턴 발생기(11)는 자려식 전압형 변환기에 공급되는 스위칭 신호의 펄스 패턴을 발생시킨다. 자려식 전압형 변환기(3-1, 3-2)에 공급되는 펄스 패턴은 패턴으로서는 동일하나, 그의 위상은 자려식 전압형 변환기(3-2)에 공급되는 펄스 패턴에 대하여 3-1에서는 30° 올라간 것으로 된다.
도 4는 각 자려식 전압형 변환기의 U 형상 및 V 형상의 스위칭 소자(su1, Sv1, su2, Sv2)에 공급되는 스위칭 신호(Gu1, Gv1, Gu2, Gv2)와, 각 변압기의 2차측 선간(線間) 전압 파형(Vuv1, Vuv2) 및 교류 전원 접속점에서의 변압기 1차측 선간 전압 파형(Vsuv)의 일례를 나타낸 것이다.
또한, 여기서는 평활 콘덴서의 전압을 Vd로 하고 있다.
도 4에 의하면, 스위칭 주파수를 교류 전원 주파수와 동일하게 한 경우에도, 전력 변환기의 교류측 선간 전압 파형(Vsuv)이 정현파 형상으로 됨을 알 수 있다. 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분은 변환기 교류 전압(Vsuv)에 포함되는 고조파 성분에 의해 결정되기 때문에, 변환기 교류 전압(Vsuv)이 정현파 형상일경우, 교류 입력 전류 파형도 정현파 형상으로 되어 함유 고조파를 저감시키는 것이 가능해진다.
따라서, 본 실시예에 의하면, 스위칭 주파수를 높이지 않고, 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시킬 수 있다.
(제 2 실시예)
이하, 본 발명의 제 2 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 5에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에서는, 제 1 실시예와 비교하여, 자려식 전압형 변환기(3-3, 3-4)가 NPC(중성점 클램프) 회로로 되어 있는 점이 상이하다.
본 실시예와 같이, 다중 접속되는 변환기는 자려식 전압형 변환기일 경우, 종류는 특별히 한정되지 않는다.
(제 3 실시예)
이하, 본 발명의 제 3 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
본 실시예에서는, 일례로서 다중 수 n=2로 하고 있다.
도 6에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에 있어서는, 제 1 실시예와 비교하여, 평활 콘덴서(4)가 각 자려식 전압형 변환기에 대하여 공통으로 되어 있는 점이 상이하다.
또한, 본 실시예에 의하면, 제 1 실시예와 동일하게, 스위칭 주파수를 높이지 않고, 교류 입력 전류 파형에 포함되는 고조파 성분을 저감시킬 수 있다.
(제 4 실시예)
이하, 본 발명의 제 4 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 7에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에서는, 다중 수 n=2로 하고, 부하로서 3레벨 전압형 인버터(NPC 인버터)를 접속하고 있다. 따라서, 다중 수를 증가시킴으로써, 다(多)레벨의 인버터에도 적용시킬 수 있다.
(제 5 실시예)
이하, 본 발명의 제 5 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 8에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에서는, 다중 수 n=2의 전력 변환 장치를 교류 전원에 병렬로 접속하고, 직류측에서 평활 콘덴서를 직렬 접속하여 부하에 직류 전력을 공급함으로써 전력 변환 장치로서의 용량을 확대시킬 수 있다.
(제 6 실시예)
이하, 본 발명의 제 6 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 9에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에서는, 제 1 실시예와 비교하여, 펄스 패턴 발생기가 고정 펄스 패턴 발생기(12)로 되어 있는 점이 상이하다.
따라서, 본 실시예에 있어서, 고정 펄스 패턴 발생기(12)는 교류 전원에 동기한 고정 펄스 패턴을 교류 전원 전압에 대한 임의의 위상각 기준값(*)에 따라 발생시킨다. 이 때, 고정 펄스 패턴에 포함되는 특정 고조파 성분이 원하는 값으로 되는 것과 같은 패턴으로 선택함으로써, 교류 입력 전류 파형에 포함되는 특정 고조파 성분을 원하는 값으로 억제하는 것이 가능해진다.
(제 7 실시예)
이하, 본 발명의 제 7 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 10에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에서는, 유효 전류 제어기(13)는 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류 값(IP)과 유효 전류 기준값(IP *)의 편차에 의거하여 비례 적분 제어를 행하고, 고정 펄스 패턴 발생기(12)가 발생시키는 고정 펄스 패턴의 교류 전원 전압에 대한 위상각 기준값(*)을 구하여 출력한다.
다음으로, 본 실시예의 제어 동작을 도 11을 이용하여 설명한다.
도 11은 어느 순간에서의 전압·전류 벡터도를 나타낸 것으로, V1은 고정 펄스 패턴의 기본파 성분에 의해 결정되는 변압기 1차측 전압 벡터(전력 변환기 교류측 전압), IS는 교류 입력 전류 벡터, VS는 교류 전원 전압 벡터, VL은 전력 변환기의 교류측에 설치하는 리액터(reactor) 또는 교류 계통 인덕턴스(LS)에 인가되는 전압 벡터이다. 각 전압 벡터는 다음 식을 만족하고 있다.
VL=VS-V1…(1)
또한, 교류 입력 전류 벡터(IS)는 다음 식으로 된다.
IS=VL/jωSLS…(2)
다만, ωS: 교류 전원 주파수
이 상태로부터, 전력 변환기에 공급되는 고정 펄스 패턴의 교류 전원 전압에대한 위상각을 α로부터 ‘까지 증가시킨 경우를 생각하면, 인덕턴스(LS)에 인가되는 전압 벡터는 다음 식과 같이 된다.
V'L=VS-V'1…(3)
또한, 교류 입력 전류 벡터는 다음 식으로 된다.
I's=V'L/jωSLS…(4)
이상으로부터, 고정 펄스 패턴의 교류 전원 전압에 대한 위상각을 증가시킴으로써 교류 입력 전류가 증가하고, 이것에 포함되는 유효 전류 성분도 증가하게 된다. 반대로, 위상각을 감소시킴으로써, 유효 전류 성분을 감소시킬 수도 있다.
본 실시예에 의하면, 자려식 전압형 변환기에 공급되는 스위칭 신호를 고정 펄스 패턴으로 한 경우에도, 그 교류 전원 전압에 대한 위상각을 변화시킴으로써 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류를 원하는 값으로 제어하는 것이 가능해진다.
(제 8 실시예)
이하, 본 발명의 제 8 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 12에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에 있어서, 고역(高域, high-pass) 필터(14)는 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류 값(Iq)으로부터 직류 성분을 제거함으로써, 무효 전류에 포함되는 진동 성분을 검출하고, 이것에 적당한 계수를 승산(乘算)함으로써 위상각 기준 보상값(Δ*)을 구하여 출력한다.
가산기(15)는 위상각 기준 보상값(Δ*)과 위상각 기준값(*)을 가산하여 보상 후의 위상각 기준값(**)을 출력한다. 본 실시예에 의하면, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류를 고정 펄스 패턴의 위상각의 변화에 의해 제어할 경우에, 유효 전류의 진동을 억제하는 것이 가능해진다.
(제 9 실시예)
이하, 본 발명의 제 9 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 13에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에 있어서, 직류 전압 제어기(16)는 전력 변환 장치의 직류측 전압인 직류 전압값(Vd)과 직류 전압 기준값(Vd*)의 편차에 의거하여 비례 적분 제어를 행하고, 유효 전류 기준값(IP *)을 구하여 출력한다.
따라서, 본 실시예에 의하면, 전력 변환 장치의 직류측 전압을 원하는 값으로 제어하는 것이 가능해진다.
(제 10 실시예)
이하, 본 발명의 제 10 실시예에 대해서 도면을 이용하여 설명한다.
도 14에 나타낸 바와 같이, 본 실시예에 있어서, 무효 전류 제어기(17)는 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류 값(Iq)과 무효 전류 기준값(Iq*)의 편차에 의거하여 비례 적분 제어를 행하고, 직류 전압 기준 보상값(ΔVd*)을 구하여 출력한다.
가산기(18)는 직류 전압 기준 보상값(Δd*)과 직류 전압 기준값(Vd*)을 가산하여 보상 후의 직류 전압 기준값(Vd**)을 출력한다.
따라서, 본 실시예에 의하면, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류를 원하는 값으로 제어하는 것이 가능해지고, 특히, 무효 전류 기준값 Iq*=0로 한 경우에는 교류 전원 역률(力率)을 1로 제어할 수 있다.
(제 11 실시예)
도 15는 본 발명에 의한 전력 변환 장치의 실시예를 나타내는 블록도이다. 도 15에 나타낸 장치의 특징은 도 1의 PWM 제어기(10)의 내부 구성에 있고, 무효 전류 제어기(50), 리미터(limiter)(60), 직류 전압 제어기(70), 유효 전류 제어기(80), 고역 필터(90), 가산기(100), 및 고정 펄스 패턴 발생기(110)를 구비한 것에 있다.
도 15는 자려식 전압형 전력 변환기의 일례로서 NPC(중성점 클램프) 전력 변환기(3)를 나타내고 있으나, 이것은 자려식 전압형 전력 변환기일 경우에 종류는 특별히 한정되지 않는다. 부하(5)는 자려식 전압형 전력 변환기(3)의 직류측 단자에 접속되고, 예를 들어, 전압형 인버터 등일 수 있다.
도 15의 전력 변환 장치에는, 제어를 위한 피드백(feed-back) 값을 검출하는 수단으로서 교류측에 전류 검출기(130) 및 교류 검출기(140)가 설치되고, 직류측에 직류 전압 검출기(150)가 설치되어 있다. 전류 검출기(130)는 교류 전원(1)으로부터 전력 변환기(3)에 공급되는 교류 전류를 검출하고, 교류 검출기(140)는 전류 검출기(130)에 의해 검출된 교류 전류 및 전력 변환기(3)의 입력 전압에 의거하여 교류 전원(1)으로부터 전력 변환기(3)에 공급되는 전류의 유효 전류(Ip) 및 무효 전류(Iq)를 연산하는 동시에, 교류 전압에 동기한 동기 신호(Sy)를 생성시킨다. 유효 전류(Ip)는 유효 전류 제어기(80)의 입력단에 피드백 전류값으로서 도출되고, 상기와 동일하게 무효 전류(Iq)는 무효 전류 제어기(50) 및 고역 필터(90)의 입력단에 도출된다. 직류 전압 검출기(150)에 의해 직류측 전압(Vd)이 검출되고, 그것은 직류 전압 제어기(70)의 입력단에 피드백 직류 전압값으로서 도출된다.
무효 전류 제어기(50)는 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류(Iq)의 무효 전류 기준값(Iq*)에 대한 편차를 입력으로 하여 비례 적분 제어 등의 제어 연산을 행하고, 그 편차를 제로(0)로 하기 위한 직류 전압 기준값(Vd*)을 출력한다. 이 직류 전압 기준값(Vd**)은 리미터(60)를 통과함으로써, 소정의 진폭(振幅) 범위를 초과하지 않도록 제한되고, 새로운 직류 전압 기준값(Vd**)으로서 출력된다. 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)이 직류 전압 기준값(Vd**)과 대조되고, 직류 전압 제어기(70)에 의해 양자의 편차를 제로(0)로 하기 위한 유효 전류 기준값(Ip*)이 생성된다. 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류(Ip)의 유효 전류 기준값(Ip*)에 대한 편차에 의거하여 비례 적분 제어 등의 제어 연산을 유효 전류 제어기(80)에 의해 행하고, 전력 변환기(3)의스위칭 소자의 온/오프 위상에 대응하는 위상각 기준값(*)을 구하여 출력한다.
고역 필터(90)는 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류(Iq)로부터 직류 성분을 제거함으로써, 그 무효 전류에 포함되는 진동 성분을 검출하고, 이것에 적당한 계수를 승산함으로써 위상각 기준 보상값(Δ*)을 구하며, 그것을 가산기(100)에서 유효 전류 제어기(80)로부터의 위상각 기준값(*)에 가산하여 보상 후의 위상각 기준값(**)을 구한다. 고정 펄스 패턴 발생기(110)는 최종적으로 얻어진 위상각 기준값(**)에 따라 전력 변환기(3)를 제어하기 위한 고정 펄스 패턴을 발생시킨다. 고정 펄스 패턴 발생기(110)는 전력 변환기(3)에 공급되는 스위칭 신호로서 교류 전원 주파수에 그의 기본파 주파수가 동기하는 온/오프 위상이 고정된 펄스 패턴을 교류 전원 전압 위상에 대한 위상각 기준값(**)에 따라 발생시켜 전력 변환기(3)를 제어한다.
도 16은 고정 펄스 패턴 발생기(110)에 의해 발생되는 고정 펄스 패턴의 일례로서, 자려식 전압형 전력 변환기(3)에서의 U 형상 스위칭 소자(SU1, SU2, SX1, SX2)에 공급되는 스위칭 신호(GU1, GU2, GX1, GX2)와, 자려식 전압형 전력 변환기(3)의 교류측 U 형상 전압 파형(Vsu)을 나타낸 것이다. 또한, 스위칭 신호가 「1」일 때 대응하는 스위칭 소자가 온(on) 상태, 「0」일 때 오프(off) 상태인 것으로 하고 있다. 또한, 평활 콘덴서(2p, 2n)의 전압을 각각 Vd로 하고 있다. 따라서, 직류 단자(P, N) 사이의 전압은 2Vd이다.
도 16에서는, 고정 펄스 패턴의 교류 전원 반(半)주기당의 펄스 수를 3으로 하고, 고정 펄스 패턴의 온/오프 기본 위상각을 제 1 1/4 주기의 위상각(x)(온), y(오프), z(온)로 정의하고 있다. 이들 위상각은,
0°＜x＜y＜z＜90° …(5)
이고, 파형의 대칭성을 고려하여, 제 2 1/4 주기의 오프, 온, 오프의 각 위상각은,
180-z, 180-y, 180-x …(6)
로 정하고, 상기와 동일하게, 제 3 1/4 주기의 온, 오프, 온의 각 위상각은,
180+x, 180+y, 180+z …(7)
로 정하고, 제 4 1/4 주기의 오프, 온, 오프의 각 위상각은,
360-z, 360-y, 360-x …(8)
로 정하고 있다.
도 16의 교류측 U 형상 전압(Vsu)을 푸리에(Fourier) 변환함으로써, 전력 변환기(3)의 교류측 U 형상 전압(Vsu)에 포함되는 고조파 성분을 계산할 수 있다. 푸리에 변환에 의해, 전력 변환기(3)의 교류측 U 형상 전압(Vsu)에 포함되는 n차 고조파 성분(Vn)은 다음과 같이 계산된다.
Vn=4Vd{cos(nx)-cos(ny)+cos(nz)}/(nπ) …(9)
여기서, n=1, 3, 5, 7, 9, 11, …이다.
전력 변환기(3)의 교류 입력 전류에 포함되는 고조파 성분은, 교류 전원 전압에 고조파 성분이 존재하지 않을 경우는, 변환기 교류측 전압에 포함되는 고조파 성분에 의해 결정된다. 따라서, 위상각(x, y, z)을 적절히 선택하고, 변환기 교류측 전압에 포함되는 고조파 성분을 저감시킴으로써, 스위칭 주파수를 높이지 않고, 교류 입력 전류에 포함되는 고조파 성분을 저감시키는 것이 가능해진다.
또한, 도 16에서는 고정 펄스 패턴의 일례로서 교류 전원 반(半)주기당 3펄스의 경우를 나타냈으나, 펄스 수로서는 다른 임의의 펄스 수를 선택하는 것이 가능하다.
유효 전류 제어기(80)의 제어 동작을 도 17을 참조하여 설명한다. 도 18은 어느 순간에서의 전압·전류 벡터도를 나타낸 것으로, Va는 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)과, 고정 펄스 패턴의 기본파 성분에 의해 결정되는 전력 변환기 교류측 전압 벡터, IS는 교류 입력 전류 벡터, VS는 교류 전원 전압 벡터, VL은 전력 변환기의 교류측에 설치되는 리액터 또는 교류 계통 인덕턴스(LS)에 인가되는 전압 벡터이다. 각 전압 벡터는 다음 식을 만족하고 있다(벡터 부호는 생략. 이하, 동일).
VL=VS-Va …(10)
또한, 교류 입력 전류 벡터(IS)는 다음 식으로 된다.
IS=VL/(jωS·LS) …(11)
다만, ωS: 교류 전원 주파수
이 상태로부터, 전력 변환기에 공급되는 고정 펄스 패턴의 교류 전원 전압에대한 지연방향의 위상각을 α로부터 ‘까지 증가시킨 경우를 생각하면, 인덕턴스(LS)에 인가되는 전압 벡터(V'L)는 전압 벡터 Va가 V'a로 변화함으로써, (10)식은 다음 식과 같이 변화한다.
V'L=VS-V'a …(12)
또한, 교류 입력 전류 벡터는 다음 식으로 된다.
I's=V'L/(jωS·LS) …(13)
따라서, 고정 펄스 패턴의 교류 전원 전압에 대한 지연방향의 위상각을 증가시킴으로써, 교류 입력 전류(IS)가 증가하고, 이것에 포함되는 유효 전류(Ip) 성분도 증가하게 된다. 반대로, 지연방향의 위상각을 감소시킴으로써, 유효 전류(Ip) 성분을 감소시킬 수도 있다. 또한, 진행방향으로 위상각을 제어함으로써, 직류 전력을 교류측에 회생(回生)시키는 것도 가능하다.
이 실시예에 의하면, 자려식 전압형 전력 변환기(3)에 공급되는 스위칭 신호를 고정 펄스 패턴으로 한 경우에도, 그 교류 전원 전압에 대한 위상각을 변화시킴으로써, 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류(Ip)를 원하는 값으로 제어할 수 있다.
고역 필터(90)는, 상술한 바와 같이, 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류(Iq)로부터 직류 성분을 제거함으로써, 무효 전류(Iq)에 포함되는 진동 성분을 검출하고, 이것에 적당한 계수를 승산함으로써 위상각 기준 보상값(Δ*)을 구하여 출력한다. 이 위상각 기준 보상값(Δ*)을 위상각 기준값(*)에 가산하여 보상 후의 위상각 기준값(**)을 얻는다. 고정 펄스 패턴 발생기(110)는 보상 후의 위상각 기준값(**)에 따라 고정 펄스 패턴을 발생시킨다.
이와 같이, 고역 필터(90)를 설치함으로써, 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류(Ip)를 고정 펄스 패턴의 위상각의 변화에 의해 제어할 경우에, 유효 전류(Ip)의 진동을 억제할 수 있다.
그러나, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류의 진동을 억제할 필요가 없을 경우에는, 고역 필터(90) 및 가산기(100)는 생략할 수 있다.
직류 전압 제어기(70)는 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)과 직류 전압 기준값(Vd**)의 편차에 의거하여 유효 전류 기준값(Ip*)을 연산하여 유효 전류 제어기(80)에 송출한다. 유효 전류 제어기(80)는 유효 전류 기준값(Ip*)에 따라 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류(Ip)를 제어하고, 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)을 증감시킨다.
이와 같이 직류 전압 제어기(70)를 설치함으로써, 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)을 원하는 값으로 제어하는 것이 가능해진다.
또한, 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)을 원하는 값으로 제어할 필요가 없을 경우에는, 직류 전압 제어기(70)를 생략할 수 있다.
무효 전류 제어기(50)는 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는무효 전류(Iq)와 무효 전류 기준값(Iq*)의 편차에 의거하여 직류 전압 기준값(Vd*)을 구하여 직류 전압 제어기(70)에 송출한다. 직류 전압 제어기(70)는 직류 전압 기준값(Vd*)에 따라 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)을 제어하고, 직류측 전압(Vd)과, 고정 펄스 패턴의 기본파 성분에 의해 결정되는 전력 변환기 교류측 전압 벡터(Va)의 절대값을 증감시킨다.
도 18은 도 17과 동일하게, 어느 순간의 전압·전류 벡터도를 나타낸 것으로, 일례로서, 전력 변환기의 교류측 전압 벡터 V'a를 V"a로 증가시킴으로써 무효 전류(Iq)를 제로로 제어하는 원리, 즉, 교류 입력 전류 벡터(I's)를 교류 전원 전압(VS)과 동일한 형상의 교류 입력 전류 벡터(I"s)로 하여, Iq=0로 하는 원리를 설명하는 것이다.
이와 같이 무효 전류 제어기(5)를 설치함으로써, 교류 전원(1)으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류(Iq)를 원하는 값으로 제어하는 것이 가능해지고, 특히, 무효 전류 기준값 Iq*=0로 한 경우에는 교류 전원 역률을 1로 제어할 수 있다.
또한, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류(Iq)를 원하는 값으로 제어할 필요가 없을 경우에는, 무효 전류 제어기(50)를 생략할 수 있다.
리미터(60)는 무효 전류 제어기(100)가 출력하는 직류 전압 기준값(Vd**)을 임의의 범위를 초과하지 않도록 제한된 새로운 직류 전압 기준값(Vd**)을 직류 전압제어기(70)에 송출한다. 직류 전압 제어기(70)는 직류 전압 기준값(Vd**)에 따라 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd)을 제어한다.
이 실시예에 의하면, 전력 변환 장치의 직류측 전압(Vd(또는 2Vd))을 원하는 범위 내로 제한할 수 있다.
또한, 전력 변환 장치의 직류측 전압을 원하는 범위 내로 제한할 필요가 없을 경우에는, 리미터(60)를 생략할 수 있다.
상술한 실시예에서는 각각의 기능 부품을 복수의 개별(discrete) 부품으로 이루어진 것으로서 설명했으나, 그들 부품은 단일 또는 복수의 마이크로 프로세서를 사용하여, 그 소프트웨어에 의해 실현할 수 있다.
본 발명의 전력 변환 장치에 의하면, 스위칭 주파수를 높이지 않고 교류 입력 전류에 포함되는 고조파 성분을 저감시키는 것이 가능해지며, 전력 변환 효율 향상과 전원 고조파 저감의 양립을 실현할 수 있다.
또한, 본원 발명에 의하면, 다단(多段)으로 분할된 직류 전압을 교류 전압으로 변환시키는 다(多)레벨 전압형 인버터의 직류 전원용으로서 적당하다.
또한, 본원 발명에 의하면, 복수의 전력 변환 장치를 교류 전원에 병렬 접속하고, 공통의 부하에 직류 전력을 공급함으로써, 전력 변환 장치로서의 용량을 확대시킬 수 있다.
또한, 본원 발명에 의하면, 각 자려식 전압형 변환기에 공급되는 스위칭 신호의 펄스 패턴을 고정 펄스 패턴으로 함으로써, 고조파 성분이 적어지는 것과 같은 펄스 패턴의 선택을 가능하게 하여, 고조파 저감 효과의 향상을 도모한다.
또한, 본원 발명에 의하면, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류가 진동적으로 되는 것을 방지하여, 안정적으로 제어하는 것을 가능하게 한다.
또한, 본원 발명에 의하면, 전력 변환 장치의 직류측 전압을 원하는 값으로 제어하는 것을 가능하게 한다.
또한, 본원 발명에 의하면, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류를 원하는 값으로 제어하는 것을 가능하게 한다.
또한, 본원 발명에 의하면, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 유효 전류가 진동적으로 되는 것을 방지하여, 안정된 제어를 달성할 수 있다.
또한, 본원 발명에 의하면, 전력 변환 장치의 직류측 전압을 원하는 값으로 제어하는 것을 가능하게 한다.
또한, 본원 발명에 의하면, 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류를 원하는 값으로 제어하는 것을 가능하게 한다.
또한, 본원 발명에 의하면, 전력 변환 장치의 직류측 전압을 원하는 범위 내로 제한할 수 있다.

Claims (14)

1차측이 교류 전원에 접속되고 2차측이 부하에 접속되는 전력 변환기와,
상기 부하에 공급하는 전력의 기준을 설정하는 설정기와,
상기 설정기의 출력에 의거하여 상기 전력 변환기에 PWM 제어 신호를 공급하는 PWM 제어 제어기를 갖는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 1 항에 있어서,
1차측이 교류 전원에 직렬 접속되고 2차측 전압의 위상(位相)이 60°/n씩 시프트한 n개의 변압기와,
이 변압기의 각각의 2차측에 교류측이 접속된 n개의 자려식(自勵式) 전압형 변환기와,
이 자려식 전압형 변환기의 각각에 공급되는 스위칭 신호의 위상이 60°/n씩 시프트하는 것 이외는 동일한 펄스 패턴으로 되는 펄스를 발생시키는 펄스 패턴 발생기를 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 2 항에 있어서,
상기 부하는 다단(多段)으로 분할된 직류 전압을 교류 전압으로 변환시키는 다(多)레벨 전압형 인버터인 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는, 복수의 전력 변환 장치이고, 이들 복수의 전력 변환 장치를 상기 교류 전원에 병렬 접속하고, 공통의 부하에 직류 전력을 공급하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 2 항 내지 제 4 항 중의 어느 한 항에 있어서,
상기 자려식 전압형 변환기는, 그의 각각에 공급되는 스위칭 신호의 펄스 패턴이 고정 펄스 패턴인 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 5 항에 있어서,
상기 교류 전원으로부터 공급되는 유효 전류 값과 유효 전류 기준값의 편차로부터, 상기 자려식 전압형 변환기의 각각에 공급되는 스위칭 신호의 고정 펄스 패턴을 발생시키기 위한 교류 전원 전압에 대한 위상각 기준값을 연산 출력하는 유효 전류 제어기를 더 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 6 항에 있어서,
상기 교류 전원으로부터 공급되는 무효 전류 값으로부터 위상각 기준 보상값을 출력하는 고역(高域) 필터와,
이 고역 필터로부터 출력되는 위상각 기준 보상값과 상기 유효 전류 제어기로부터 출력되는 위상각 기준값을 가산하여 출력하는 가산기를 더 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
전력 변환 장치의 직류측 전압인 직류 전압값과 직류 전압 기준값의 편차로부터, 유효 전류 기준값을 연산 출력하는 직류 전압 제어기를 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 8 항에 있어서,
상기 교류 전원으로부터 공급되는 무효 전류 값과 무효 전류 기준값의 편차로부터 직류 전압 기준 보상값을 연산 출력하는 무효 전류 제어기와,
이 무효 전류 제어기로부터 출력되는 직류 전압 기준 보상값과 직류 전압 기준값을 가산하여 출력하는 가산기를 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 1 항에 있어서,
1차측이 교류 전원에 접속되고 2차측에 평활(平滑) 콘덴서를 갖는 자려식 전압형 전력 변환기에 의해 전력 변환을 행하는 PWM 제어형 전력 변환 장치에 있어서,
상기 전력 변환 장치에 입력되는 유효 전류의 유효 전류 기준값에 대한 편차로부터 상기 교류 전원 전압 위상을 기준으로 한 온/오프 위상을 결정하기 위한 위상각 기준값을 연산하는 유효 전류 제어 수단과,
이 유효 전류 제어 수단에 의해 연산된 위상각 기준값에 의거하여 기본파 주파수가 교류 전원 주파수에 동기한 고정 펄스 패턴의 스위칭 신호를 발생시켜 상기 자려식 전압형 전력 변환기를 제어하는 고정 펄스 패턴 발생수단을 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 10 항에 있어서,
상기 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류에 포함되는 진동 성분에 의거하여 위상각 기준 보상값을 출력하는 고역 필터와,
이 고역 필터로부터 출력되는 위상각 기준 보상값을 상기 유효 전류 제어 수단으로부터 출력되는 위상각 기준값에 가산하는 가산수단을 더 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
상기 자려식 전압형 전력 변환기의 직류측 전압의 직류 전압 기준값에 대한 편차로부터 상기 유효 전류 기준값을 연산하는 직류 전압 제어 수단을 더 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 12 항에 있어서,
상기 교류 전원으로부터 전력 변환 장치에 공급되는 무효 전류의 무효 전류 기준값에 대한 편차로부터 상기 직류 전압 기준값을 연산하는 무효 전류 제어 수단을 더 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
제 13 항에 있어서,
상기 무효 전류 제어 수단으로부터 출력되는 상기 직류 전압 기준값을 원하는 범위를 초과하지 않도록 제어하는 리미터(limiter)를 더 구비하는 PWM 제어형 전력 변환 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20130027411A (ko) * 2011-09-07 2013-03-15 양태허 다상 무효전력에 대한 제어가 가능한 고체 발광 장치

Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10319207A1 (de) * 2003-04-29 2004-12-02 Alstom Netzpulsstromrichter
EP1484833B1 (en) 2003-06-04 2013-08-28 Universidad De Santiago De Chile Method and apparatus to reduce distortion of currents feeding an AC/DC rectifier system
CN100403641C (zh) * 2003-11-26 2008-07-16 力博特公司 基于独立对称半波电路的电流控制方法
US7129677B2 (en) * 2004-03-16 2006-10-31 Tyco Electronics Power Systems, Inc. Vector controller, a polyphase synchronous rectifier, and a method of vector-controlling thereof
JP4475401B2 (ja) * 2004-08-09 2010-06-09 三菱電機株式会社 電気車制御装置
US8811468B2 (en) * 2005-05-26 2014-08-19 Broadcom Corporation Method and system for FM interference detection and mitigation
US7190143B2 (en) * 2005-05-27 2007-03-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Pulse width modulation (PWM) rectifier with variable switching frequency
US7433216B2 (en) * 2005-11-14 2008-10-07 Hamilton Sundstrand Corporation Voltage control and harmonic minimization of multi-level converter
DE102006027716B3 (de) * 2006-06-15 2008-01-24 Lenze Drive Systems Gmbh Ansteuerung mit Wechselrichtern bei geringen Schaltverlusten
JP5259077B2 (ja) * 2006-12-04 2013-08-07 株式会社京三製作所 瞬時電圧低下補償回路、電力変換装置、瞬時電圧低下補償方法及び瞬時電圧低下補償プログラム
US9019734B2 (en) * 2007-07-31 2015-04-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Solid state switch gate firing with phase shift delay line
JP2009124859A (ja) * 2007-11-15 2009-06-04 Sansha Electric Mfg Co Ltd アーク機器用電源装置
EP2270970B1 (en) * 2009-07-02 2012-04-04 Converteam Technology Ltd Control methods for the synchronisation of parallel-connected power converters operating in accordance with a pulse width modulation (PWM) strategy
JP4783453B2 (ja) * 2009-09-10 2011-09-28 力也 阿部 多端子型非同期連系装置、電力機器制御端末装置と電力ネットワークシステムおよびその制御方法
US8885372B1 (en) * 2010-09-24 2014-11-11 James Nanut Low harmonic content AC to DC power conversion
EP2477301A1 (de) * 2011-01-12 2012-07-18 VENPOWER GmbH Anordnung zur Einspeisung elektrischer Energie in ein Energieversorgungsnetz
US8587266B2 (en) * 2011-04-06 2013-11-19 Tai-Her Yang Synchronous regulation circuit for turn-on and turn-off phase angle of the AC voltage
US8472153B1 (en) * 2011-12-20 2013-06-25 General Electric Company Neutral point clamped power converter fault detection, identification, and protection
FR2998736B1 (fr) * 2012-11-27 2016-05-06 Hispano Suiza Sa Procede de conversion de courant alternatif en courant continu et dispositif associe
JP6426462B2 (ja) * 2014-12-24 2018-11-21 株式会社東芝 電力変換装置およびその制御方法
JP6725298B2 (ja) * 2016-04-04 2020-07-15 東海旅客鉄道株式会社 電車用電力変換制御装置
CA3039076C (en) 2016-10-19 2020-03-24 Imalog Inc. Hybrid rectifier
RU2633966C1 (ru) * 2016-11-30 2017-10-20 Юрий Борисович Соколов Источник питания от многофазной сети переменного тока с коррекцией гармонических колебаний
US10689999B2 (en) * 2018-02-22 2020-06-23 Ge Aviation Systems, Llc Power generation system
US10819260B2 (en) 2018-12-07 2020-10-27 Rockwell Automation Technologies, Inc Frequency and load balance compensated, gate firing phase shift delay line
EP3961903A4 (en) * 2019-04-25 2022-04-06 Mitsubishi Electric Corporation CONTROL DEVICE
KR102570152B1 (ko) 2023-03-21 2023-08-25 주식회사 에코스 스위칭 손실을 최소화하는 3상 3-레벨 컨버터를 사용하는 전력 변환 장치
KR102570150B1 (ko) 2023-03-21 2023-08-25 주식회사 에코스 공통모드 전압 변동에 의한 누설전류를 최소화하는 3상 3-레벨 컨버터의 pwm 제어 방법 및 그 전력 변환 장치

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4630188A (en) * 1985-10-30 1986-12-16 Westinghouse Electric Corp. Multi-zone ramp system for digital pulse generator and large scale integrated chip embodying the same
JP2791273B2 (ja) * 1993-09-07 1998-08-27 株式会社東芝 電力変換装置
US5483142A (en) * 1993-09-22 1996-01-09 Allen-Bradley Company, Inc. Precharge circuit having microprocessor-based firing angle control circuitry
JP2910616B2 (ja) * 1995-04-27 1999-06-23 三菱電機株式会社 電圧源型電力変換装置
JPH10127065A (ja) * 1996-10-18 1998-05-15 Tokyo Electric Power Co Inc:The 電力変換装置
US6038152A (en) * 1998-12-03 2000-03-14 Baker; Donal E. Active rectifier utilizing a fixed switching pattern

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20130027411A (ko) * 2011-09-07 2013-03-15 양태허 다상 무효전력에 대한 제어가 가능한 고체 발광 장치

Also Published As

Publication number Publication date
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