KR102536740B1 - 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 개시는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th-Generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 무선 통신 시스템에서 단말기를 동작시키는 방법으로서, 상기 방법은 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정하는 단계와, 상기 시간-주파수 구조에 따라 상기 다운링크 기준 신호를 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 방법 및 장치
본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것이며, 특히 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
기준 신호(reference signal)는 특정 정보를 전달하기 위한 것이 아니다. 이 기준 신호의 목적은 다운링크 전력에 대한 기준점을 전달하는 것이다. 기준 신호의 또 다른 중요한 역할은 수신기가 수신 신호를 복조하는 것을 돕는 것이다. 기준 신호는 송신기 및 수신기 모두에 알려진 데이터로 구성되기 때문에, 수신기는 디코딩된 수신 기준 신호와 미리 정의된 기준 신호를 비교함으로써 통신 채널이 어떻게 데이터를 왜곡시키고 있는지를 파악할 수 있으며, 이 비교 결과를 이용하여 수신 사용자 데이터를 이퀄라이징(후처리)할 수 있다. 수신기가 이 비교를 수행하고 통신 채널의 특성을 파악하는 과정을 LTE의 가장 중요한 부분 중 하나인 '채널 추정(channel estimation)'이라고 한다. 이들 기준 신호는 각각의 슬롯에서 복수의 특정 리소스 요소들(resource elements)에 의해 운반되며, 이 리소스 요소들의 위치는 안테나 구성에 의해 구체적으로 결정된다.
CP(Cyclic Prefix)의 차이, 캐리어 주파수의 차이, 서브캐리어 폭의 차이 등 상이한 특성을 갖는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 가지며 복조 성능 요건을 전제로 하는 물리적 리소스들에 있어서, 송신되는 다운링크 기준 신호가 더 많은 리소스들을 차지하기 때문에, 리소스들이 충분히 활용될 수가 없다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따른, 무선 통신 시스템에서 단말기를 동작시키는 방법은, 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정하는 단계, 및 상기 시간-주파수 구조에 따라 기지국으로부터 다운링크 기준 신호를 수신하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따른, 무선 통신 시스템에서 단말기를 위한 장치는 신호들을 송신 및 수신하도록 구성되는 송수신기 및 적어도 하나의 프로세서를 포함한다. 적어도 하나의 프로세서는 송신된 데이터의 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정하고, 상기 시간-주파수 구조에 따라 다운링크 기준 신호를 수신하도록 송수신기를 제어한다.
본 발명의 다양한 실시예들은 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 효율적으로 수신하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 추가적인 양태들 및 이점들이 이하의 설명에서 일부 제공될 것이며, 이것은 다음의 설명으로부터 명백해지거나 본 개시의 실시로부터 알 수 있을 것이다.
본 발명의 다양한 실시예들은 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 효율적으로 수신하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명의 추가적인 양태들 및 이점들이 이하의 설명에서 일부 제공될 것이며, 이것은 다음의 설명으로부터 명백해지거나 본 개시의 실시로부터 알 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한 것이다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서의 BS를 도시한 것이다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서의 단말기를 도시한 것이다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서의 통신 인터페이스를 도시한 것이다.
도 5는 LTE(Long Term Evolution)의 TDD(Time Division Duplex) 시스템의 프레임 구조에 대한 개략도이다.
도 6은 하나의 캐리어에 있어서의 서브캐리어 폭이 15 kHz 및 30 kHz인 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼들의 리소스들에 대한 개략도이다.
도 7은 복조 기준 신호(demodulation reference signal, DMRS)의 안테나 포트 7 및 8의 구성의 개략도이다.
도 8은 서브캐리어 폭과 서브프레임 길이가 서로 다른 OFDM 심볼들의 구조에 대한 개략도이다.
도 9는 OFDM의 서브캐리어 폭과 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix, CP) 길이의 제 1 변화 관계에 대한 개략도이다.
도 10은 OFDM의 서브캐리어 폭과 CP 길이의 제 2 변화 관계에 대한 개략도이다.
도 11a는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법의 개략 흐름도이다.
도 11b는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법의 다른 개략 흐름도이다.
도 12는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 송신하는 방법의 개략 흐름도이다.
도 13은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 DMRS의 구성을 설계하는 개략도이다.
도 14는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 DMRS의 구성을 설계하는 개략도이다.
도 15는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 DMRS의 구성을 설계하는 개략도이다.
도 16은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 DMRS의 구성을 설계하는 개략도이다.
도 17은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 DMRS의 구성을 설계하는 개략도이다.
도 18은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 시간-도메인에서의 DMRS 구조에 대한 개략도이다.
도 19는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 시간-도메인에서의 DMRS 구조에 대한 다른 개략도이다.
도 20은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 주파수-도메인에서의 DMRS 구조에 대한 개략도이다.
도 21은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 주파수-도메인에서의 DMRS 구조에 대한 개략도이다.
도 22는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 주파수-도메인에서의 DMRS 구조에 대한 개략도이다.
도 23은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 주파수-도메인에서의 DMRS 구조에 대한 개략도이다.
도 24는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 장치의 블록도이다.
도 25는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 장치의 또 다른 블록도이다.
본 개시에서 사용되는 용어는 특정 실시예들을 설명하기 위해 사용된 것으로서, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 본원에서 사용되는 단수 형태는 문맥이 다르게 지시하지 않는 한 복수 형태를 포함할 수도 있다. 본원에서 달리 정의되지 않는 한, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학 용어 포함)가 당업자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다는 것을 당업자는 이해할 것이다. 또한, 일반적으로 사용되는 사전에 정의된 것과 같은 용어는 관련 분야의 문맥상의 의미와 동일한 의미를 갖는 것으로 해석될 수 있으며, 본 명세서에서 명시적으로 정의되지 않는 한, 이상적이거나 지나치게 형식적인 의미로 해석되어서는 안된다. 일부 경우에 있어서는, 본 개시에서 정의된 용어도 본 개시의 실시예를 배제하는 것으로 해석되어서는 안 된다.
이하, 본 발명의 다양한 실시예들에서는, 하드웨어 접근 방식이 일례로서 설명될 것이다. 그러나, 본 발명의 다양한 실시예들은 하드웨어와 소프트웨어 모두를 사용하는 기술을 포함하며, 따라서 본 발명의 다양한 실시예들은 소프트웨어의 관점을 배제하지 않을 수도 있다.
이하, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하는 기술에 대해 설명한다.
다음의 설명들에서 사용되는 용어들, 예컨대, 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정하는 변수들을 지칭하는 용어, 신호를 나타내는 용어들, 채널을 지칭하는 용어들, 제어 정보를 나타내는 용어들, 네트워크 엔티티를 지칭하는 용어들, 및 다음의 설명에서 사용되는 장치의 요소들을 지칭하는 용어들은 설명의 편의를 위해서만 사용된다. 따라서, 본 발명은 다음의 용어들에 한정되지 않으며, 동일한 기술적인 의미를 갖는 다른 용어들이 사용될 수도 있다.
또한, 본 개시가 일부 통신 표준들(예를 들어, 3GPP(3rd Generation Partnership Project))에서 사용되는 용어들에 기초하여 다양한 실시예들을 설명하겠지만, 이들은 단지 설명을 위한 예들일 뿐이다. 본 개시의 다양한 실시예들은 용이하게 수정되어 다른 통신 시스템들에 적용될 수도 있다.
이하, 본 발명의 실시예들에 대하여 상세하게 설명한다. 본 실시예들에 대한 예들이 첨부 도면들에 도시되어 있으며, 도면들 전반에 걸쳐 동일하거나 유사한 참조 번호들은 동일하거나 유사한 요소들 또는 동일하거나 유사한 기능들을 갖는 요소들을 나타내기 위해 사용된다. 첨부 도면들과 함께 이하에서 설명되는 실시예들은 예시적인 것이며, 이 실시예들은 본 발명을 제한하는 것이 아니라 설명의 목적으로서만 사용된다.
달리 정의되지 않는 한, 본 명세서에서 사용되는 모든 용어(기술 및 과학 용어 포함)가 당업자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다는 것을 당업자는 이해할 것이다. 또한, 일반적으로 사용되는 사전에 정의된 것과 같은 용어들은 선행 기술의 맥락에서 통상적인 것으로서 해석되어야 하며, 본 명세서에서 명시적으로 정의되지 않는 한, 이상적이거나 지나치게 형식적인 의미로 해석되어서는 안된다는 것을 이해할 것이다.
본 발명은 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법을 제공하며, 즉 본 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법은, 이것이 사용자 장비(user equipment, UE)의 관점에서 설명되는 경우, UE의 관련 장치들에서 구현되는 컴퓨터 프로그램의 방식으로서 프로그래밍됨으로써 달성될 수 있다.
도 1은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템을 도시한 것이다. 도 1에는, 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 사용하는 노드들의 일부로서 기지국(base station, BS)(110), 단말기(120) 및 단말기(130)가 도시되어 있다. 도 1이 하나의 BS만을 도시하고 있지만, BS(110)와 동일하거나 유사한 다른 BS가 더 포함될 수도 있다.
BS(110)는 단말기들(120 및 130)에 대한 무선 액세스를 제공하는 네트워크 인프라스트럭처(infrastructure)이다. BS(110)는 신호가 송신될 수 있는 거리에 기초하여 소정의 지리적 영역으로서 정의되는 커버리지(coverage)를 갖는다. 여기서, BS(110)는 "액세스 포인트(AP)", "eNodeB(eNB)", "5 세대(5G) 노드", "무선 포인트(wireless point)", "송/수신 포인트(transmission reception point, TRP)" 및 "기지국"으로 지칭될 수도 있다.
단말기들(120 및 130) 각각은 사용자가 사용하는 장치이며, 무선 채널을 통해 BS(110)와의 통신을 수행한다. 경우에 따라, 단말기들(120 및 130) 중 적어도 하나는 사용자의 관여 없이 동작할 수도 있다. 즉, 단말기들(120 및 130) 중 적어도 하나는 기계 타입 통신(machine type communication, MTC)을 수행하는 장치로서, 사용자에 의해 휴대되지 아니할 수 있다. 단말기들(120 및 130) 각각은 "사용자 장비(user equipment, UE)", "이동국(mobile station)", "가입자국(subscriber station)", "원격 단말기(remote terminal)", "무선 단말기(wireless terminal)" 또는 "사용자 장치(user device)" 및 "단말기(terminal)"로 지칭될 수도 있다.
BS(110), 단말기(120) 및 단말기(130)는 밀리미터 파(mmWave) 대역(예컨대, 28 GHz, 30 GHz, 38 GHz 및 60 GHz)에서 무선 신호를 송수신할 수 있다. 이 때, 채널 이득을 향상시키기 위해, BS(110), 단말기(120) 및 단말기(130)는 빔포밍을 수행할 수도 있다. 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함할 수 있다. 즉, BS(110), 단말기(120) 및 단말기(130)는 송신 신호와 수신 신호에 방향성을 할당할 수도 있다. 이를 위해, BS(110) 및 단말기들(120 및 130)은 빔 탐색 절차 또는 빔 관리 절차를 통해 서빙 빔들(112, 113, 121 및 131)을 선택할 수 있다. 그 후, 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)이 선택된 후, 이후 통신은 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)을 송신한 자원과 QCL(quasi co-located) 관계에 있는 자원을 통해 수행될 수 있다.
제1 안테나 포트 상의 심볼을 전달한 채널의 광범위한(large-scale) 특성들이 제2 안테나 포트 상의 심볼을 전달한 채널로부터 추정될(inferred) 수 있다면, 제1 안테나 포트 및 제2 안테나 포트는 QCL 관계에 있다고 평가될 수 있다. 광범위한 특성들은 지연 스프레드(delay spread), 도플러 스프레드(doppler spread), 도플러 쉬프트(doppler shift), 평균 이득(average gain), 평균 지연(average delay), 공간적 수신 파라미터(spatial receiver parameter) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
도 2는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템의 BS를 도시한 것이다. 도 2에 예시된 구조는, BS(110)의 구조로 이해될 수 있다. 이하에서 사용되는 "-모듈", "-유닛" 또는 "-기"라는 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
도 2를 참조하면, BS는 무선 통신 인터페이스(210), 백홀 통신 인터페이스(220), 스토리지 유닛(230) 및 제어부(240)를 포함할 수 있다.
무선 통신 인터페이스(210)는 무선 채널을 통해 신호들을 송수신하는 기능들을 수행한다. 예를 들어, 무선 통신 인터페이스(210)는 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호와 비트스트림들 간의 변환 기능을 수행할 수 있다. 예를 들어, 데이터 송신 시에, 무선 통신 인터페이스(210)는 송신 비트스트림들을 인코딩 및 변조함으로써 복소 심볼들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시에, 무선 통신 인터페이스(210)는 기저대역 신호를 복조 및 디코딩하여 수신 비트스트림들을 재구성한다.
또한, 무선 통신 인터페이스(210)는 기저대역 신호를 RF(radio frequency) 대역 신호로 상향 변환하여 안테나를 통해 송신한 후, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환한다. 이를 위해, 무선 통신 인터페이스(210)는 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다. 또한, 무선 통신 인터페이스(210)는 복수의 송/수신 경로들을 포함할 수 있다. 또한, 무선 통신 인터페이스(210)는 복수의 안테나 요소들(antenna elements)로 구성된 적어도 하나의 안테나 어레이(antenna array)를 포함할 수 있다.
하드웨어 측면에서, 무선 통신 인터페이스(210)는 디지털 유닛(digital unit) 및 아날로그 유닛(analog unit)을 포함할 수 있으며, 아날로그 유닛은 동작 전력 및 동작 주파수 등에 따라 복수의 서브-유닛들을 포함할 수 있다. 디지털 유닛은 적어도 하나의 프로세서(예를 들어, DSP(digital signal processor))로서 구현될 수 있다.
무선 통신 인터페이스(210)는 전술한 바와 같이 신호를 송수신한다. 따라서, 무선 통신 인터페이스(210)는 "송신기(transmitter)", "수신기(receiver)" 또는 "송수신기(transceiver)"로 지칭될 수도 있다. 또한, 이하의 설명에서, 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 전술한 바와 같은 무선 통신 인터페이스(210)에 의해 수행되는 처리를 포함하는 의미를 갖는 것으로 사용될 수 있다.
백홀 통신 인터페이스(220)는 네트워크 내의 다른 노드들과 통신을 수행하기 위한 인터페이스를 제공한다. 즉, 백홀 통신 인터페이스(220)는 BS로부터 다른 노드, 예를 들어 다른 액세스 노드, 다른 BS, 상위 노드 또는 코어 네트워크로 송신되는 비트스트림들을 물리 신호로 변환하고, 다른 노드로부터 수신되는 물리 신호를 비트스트림들로 변환한다.
스토리지 유닛(230)은 기본 프로그램, 애플리케이션 및 BS(110)의 동작을 위한 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 스토리지 유닛(230)은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리, 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합을 포함할 수 있다. 또한, 스토리지 유닛(230)은 제어부(240)로부터의 요청에 응답하여 저장된 데이터를 제공한다.
제어부(240)는 BS의 전반적인 동작을 제어한다. 예를 들어, 제어부(240)는 무선 통신 인터페이스(210) 또는 백홀 통신 인터페이스(220)를 통해 신호를 송수신한다. 또한, 제어부(240)는 스토리지 유닛(230)에 데이터를 기록하고, 기록된 데이터를 판독한다. 제어부(240)는 통신 표준에서 요구되는 프로토콜 스택(protocol stack)의 기능들을 수행할 수도 있다. 다른 구현예에 따르면, 프로토콜 스택이 무선 통신 인터페이스(210) 내에 포함될 수도 있다. 이를 위해, 제어부(240)는 적어도 하나의 프로세서를 포함할 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시예들에 따르면, 제어부(240)는 영향을 미치는 인자들을 합성하고, 상이한 조건들에 따라 시간-도메인 및 주파수-도메인에서 복조 기준 신호(demodulation reference signal, DMRS)의 설계 방법들을 결정할 수 있다. 예를 들어, 제어부(240)는 본 발명의 예시적인 실시예들에 따른 동작들을 수행하도록 기지국을 제어할 수 있다.
도 3은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템의 단말기를 도시한 것이다. 도 3에 예시된 구조는 단말기(120) 또는 단말기(130)의 구조로 이해될 수 있다. 이하에서 사용되는 "-모듈", "-유닛" 또는 "-기"라는 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
도 3을 참조하면, 단말기(120)는 통신 인터페이스(310), 스토리지 유닛(320) 및 제어부(330)를 포함한다.
통신 인터페이스(310)는 무선 채널을 통해 신호를 송/수신하는 기능들을 수행한다. 예를 들어, 통신 인터페이스(310)는 시스템의 물리 계층 표준에 따라 기저대역 신호와 비트스트림들 간의 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시에, 통신 인터페이스(310)는 송신 비트스트림들을 인코딩 및 변조함으로써 복소 심볼들을 생성한다. 또한, 데이터 수신 시에, 통신 인터페이스(310)는 기저대역 신호를 복조 및 디코딩함으로써 수신 비트스트림들을 재구성한다. 또한, 통신 인터페이스(310)는 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향 변환하여 안테나를 통해 송신한 후, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향 변환한다. 예를 들어, 통신 인터페이스(310)는 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터, DAC 및 ADC를 포함할 수 있다.
또한, 통신 인터페이스(310)는 복수의 송/수신 경로들을 포함할 수 있다. 또한, 통신 인터페이스(310)는 복수의 안테나 요소들로 구성된 적어도 하나의 안테나 어레이를 포함할 수 있다. 하드웨어 측면에서, 무선 통신 인터페이스(210)는 디지털 회로 및 아날로그 회로(예를 들어, RFIC(radio frequency integrated circuit))를 포함할 수 있다. 디지털 회로 및 아날로그 회로는 하나의 패키지로서 구현될 수도 있다. 디지털 회로는 적어도 하나의 프로세서(예컨대, DSP)로서 구현될 수도 있다. 통신 인터페이스(310)는 복수의 RF 체인을 포함할 수 있다. 통신 인터페이스(310)는 빔포밍을 수행할 수 있다.
통신 인터페이스(310)는 전술한 바와 같이 신호들을 송수신한다. 따라서, 통신 인터페이스(310)는 "송신기(transmitter)", "수신기(receiver)" 또는 "송수신기(transceiver)"로 지칭될 수도 있다. 또한, 이하의 설명에서, 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 전술한 바와 같은 통신 인터페이스(310)에 의해 수행되는 처리를 포함하는 의미를 갖는 것으로 사용된다.
스토리지 유닛(320)은 기본 프로그램, 애플리케이션 및 단말기(120)의 동작을 위한 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 스토리지 유닛(320)은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리, 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합을 포함할 수 있다. 또한, 스토리지 유닛(320)은 제어부(330)로부터의 요청에 응답하여 저장된 데이터를 제공한다.
제어부(330)는 단말기(120)의 전반적인 동작을 제어한다. 예를 들어, 제어부(330)는 통신 인터페이스(310)를 통해 신호를 송수신한다. 또한, 제어부(330)는 스토리지 유닛(320)에 데이터를 기록하고, 기록된 데이터를 판독한다. 제어부(330)는 통신 표준에서 요구되는 프로토콜 스택의 기능들을 수행할 수도 있다. 다른 구현예에 따르면, 프로토콜 스택이 통신 인터페이스(310) 내에 포함될 수도 있다. 이를 위해, 제어부(330)는 적어도 하나의 프로세서 또는 마이크로 프로세서를 포함할 수 있거나, 프로세서의 일부를 수행할 수 있다. 또한, 통신 인터페이스(310) 또는 제어부(330)의 일부는 통신 프로세서(communication processor, CP)로 지칭될 수도 있다. 다양한 실시예들에 따르면, 제어부(330)는 결정 모듈을 포함할 수 있다. 여기서, 결정 모듈은 제어부(330) 내에 일시적으로 상주하는 명령/코드, 명령/코드를 저장하는 저장 공간 또는 제어부(330)의 회로의 일부일 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시예들에 따르면, 제어부(330)는 송신된 데이터의 다운링크 기준 신호에 대한 시간-주파수 구조를 결정하고, 상위 계층 시그널링 지시에 대응하는 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법을 결정할 수 있다. 예를 들어, 제어부(330)는 본 발명의 실시예들에 따른 동작을 수행하도록 단말기를 제어할 수 있다.
도 4는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템의 통신 인터페이스를 도시한 것이다. 도 4는 도 2의 통신 인터페이스(210) 또는 도 3의 통신 인터페이스(310)의 상세한 구성에 대한 일 예를 도시한 것이다. 보다 구체적으로, 도 4는 도 2의 통신 인터페이스(210) 또는 도 3의 통신 인터페이스(310)의 일부로서 빔포밍을 수행하기 위한 요소들을 도시하고 있다.
도 4를 참조하면, 통신 인터페이스(210 또는 310)는 인코딩 및 회로(402), 디지털 회로(404), 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N) 및 아날로그 회로(408)를 포함한다.
인코딩 및 회로(402)는 채널 인코딩을 수행한다. 채널 인코딩을 위해, LDPC(low-density parity check) 코드, 컨벌루션(convolution) 코드 및 폴라(polar) 코드 중 적어도 하나가 사용될 수 있다. 인코딩 및 회로(402)는 성상도 맵핑(constellation mapping)을 수행함으로써 변조 심볼들을 생성한다.
디지털 회로(404)는 디지털 신호(예를 들어, 변조 심볼들)에 대한 빔포밍을 수행한다. 이를 위해, 디지털 회로(404)는 변조 심볼들에 빔포밍 가중치들을 곱한다. 빔포밍 가중값들은 신호의 크기 및 위상을 변경하기 위해 사용될 수 있으며, "프리코딩 매트릭스(precoding matrix)" 또는 "프리코더(precoder)"로 지칭될 수 있다. 디지털 회로(404)는 디지털적으로 빔포밍된 변조 심볼들을 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)로 출력한다. 이 때, 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 송신 방식에 따르면, 변조 심볼들이 다중화되거나 동일한 변조 심볼들이 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)에 제공될 수 있다.
복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)은 디지털적으로 빔포밍된 디지털 신호들을 아날로그 신호들로 변환한다. 이를 위해, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N) 각각은 IFFT(inverse fast Fourier transform) 계산 유닛, CP(Cyclic Prefix) 삽입 유닛, DAC 및 상향 변환 유닛을 포함할 수 있다. CP 삽입 유닛은 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 방식을 위한 것이며, 다른 물리 계층 방식(예를 들어, 필터 뱅크 다중 캐리어(filter bank multi-carrier, FBMC)이 적용되는 경우에는 생략될 수 있다. 즉, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)은 디지털 빔포밍을 통해 생성되는 다수의 스트림들에 대한 독립적인 신호 처리 프로세스들을 제공한다. 그러나, 그 구현에 따라, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)의 요소들 중 일부가 공통으로 사용될 수도 있다.
아날로그 회로(408)는 아날로그 신호들에 대한 빔포밍을 수행한다. 이를 위해, 디지털 회로(404)는 아날로그 신호들에 빔포밍 가중치들을 곱한다. 여기서, 빔포밍된 가중치들은 신호의 크기와 위상을 변경하기 위해 사용된다. 보다 구체적으로, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N) 및 안테나들 사이의 연결 구조에 따라, 아날로그 회로(408)는 다양한 방식으로 구성될 수 있다. 예를 들어, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N) 각각은 하나의 안테나 어레이에 연결될 수 있다. 다른 예에서는, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)이 하나의 안테나 어레이에 연결될 수 있다. 또 다른 예에서는, 복수의 송신 경로들(406-1 내지 406-N)이 하나의 안테나 어레이에 적응적으로 연결되거나, 둘 이상의 안테나 어레이들에 연결될 수도 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템은 2개의 듀플렉스 방식, 구체적으로는 FDD(Frequency Division Duplex) 및 TDD(Time Division Duplex)를 지원할 수 있다. LTE(long term evolution) 송신은 기지국(eNB)으로부터 사용자 장비(UE)로의 송신(다운링크로 표시됨) 및 UE로부터 기지국으로의 송신(업링크로 표시됨)을 포함한다. TDD 시스템의 경우, 업링크 및 다운링크가 상이한 시간들에서 동일한 캐리어를 통해 송신되며; FDD 시스템의 경우에는, 업링크 및 다운링크가 각각의 상이한 캐리어들을 통해 송신된다.
도 5는 LTE의 TDD 시스템의 프레임 구조에 대한 개략도이다. 여기서, 각 무선 프레임의 길이는 길이가 5 ms인 2개의 하프 프레임(half-frame)으로 분할되는 10 ms이고, 각각의 하프 프레임은 길이가 0.5 ms인 8개의 시간 슬롯 및 길이가 1 ms인 3개의 특수 필드를 포함한다. 3개의 특수 필드는 각각 다운링크 파일럿 시간 슬롯(downlink pilot time slot, DwPTS), 가드 피리어드(guard period, GP) 및 업링크 파일럿 시간 슬롯(uplink pilot time slot, UpPTS)이다. 또한, 각각의 서브프레임은 2개의 연속되는 시간 슬롯으로 구성된다.
도 5의 프레임 구조에 기초하여, 각각의 10 ms 내에서, 업링크 및 다운링크는 10개의 서브프레임을 공유하며, 각각의 서브프레임은 업링크로 구성되거나 다운링크로 구성되고, 여기서 업링크로 구성된 서브프레임을 업링크 프레임이라 하고, 다운링크로 구성된 서브프레임을 다운링크 서브프레임이라 한다. 도 5에 도시된 바와 같이, TDD 시스템에서는 7가지 타입의 업링크 또는 다운링크 구성이 지원되며, 여기서 D는 다운링크 서브프레임을 나타내고, U는 업링크 서브프레임을 나타내고, S는 상기 3개의 특수 필드를 포함하는 특수 서브프레임을 나타낸다. 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고, 서브캐리어의 폭은 15 kHz이며, 각각의 물리적 리소스 블록(physical resource block, PRB)은 12개의 서브캐리어를 포함하고, 각 PRB의 주파수 필드 폭은 180 kHz이다.
표 1: TDD의 업링크 또는 다운링크 구성
Figure 112019044006851-pct00001
다운링크 데이터는 PDSCH(physical downlink shared channel)를 통해 송신되며, 여기서 PDSCH의 HARQ(hybrid automatic retransmission request-acknowledgement) 정보는 PUSCH(physical uplink shared channel) 또는 PUCCH(physical uplink control channel)에서 송신될 수 있다. 업링크 데이터는 PUSCH를 통해 송신된다. PDSCH 및 PUSCH는 물리 다운링크 제어 채널 또는 향상된 물리 다운링크 제어 채널(PDCCH/EPDCCH)에 의해 스케줄링된다.
PDSCH 데이터를 복조하는 경우, DMRS의 안테나 포트 7 및 8의 구성들의 개략도인 도 7에 도시된 바와 같이, 복조 기준 신호(demodulation reference signalDMRS)를 사용하여 채널 추정을 수행할 수 있다.
데이터 송신에 사용되는 캐리어 주파수의 차이, UE의 이동 속도의 차이, 셀 크기의 차이, 서비스 지연 및 신뢰성 요구 사항의 차이 때문에, 데이터 송신에 사용되는 서브캐리어 폭이 상이할 수 있으며, 데이터 송신을 위한 OFDM 심볼의 CP(Cyclic Prefix) 길이가 상이할 수 있다. 물리적 리소스들의 OFDM 심볼의 서브캐리어 폭 또는 CP 길이의 차이는 예를 들어, 도 6에 도시된 바와 같이 뉴머롤로지(numerology)의 차이로서 집합적으로 지칭되며, 도 6은 캐리어 내에 각각 15 kHz 및 30 kHz인 서브캐리어 폭들을 갖는 OFDM 심볼들의 리소스들의 개략도이다. 여기서, 서브캐리어 폭은 '서브캐리어 간격(subcarrier spacing)' 또는 '서브캐리어 스페이스(subcarrier space)'로 지칭될 수 있다. 또한, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭들의 차이로 인해, 서브프레임들의 길이가 상이할 수도 있다. 도 8에 도시된 바와 같이, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 15 kHz인 경우, 서브프레임 길이는 1ms이고; OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 30 kHz인 경우, 서브프레임 길이가 0.5 ms이며, OFDM 심볼들의 수는 각 서브프레임에서 동일하다(즉, 14). 여기서, 서브프레임은 '슬롯'이라고 지칭될 수 있다. OFDM 심볼의 CP 길이와 서브캐리어 폭은 반비례로 변하며, 즉 OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 15 kHz인 경우, CP 길이는 4.67 μs이고, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 30 kHz인 경우, CP 길이는 2.34 μs이고, 이 때, CP의 오버헤드는 변하지 않는다(즉, CP 송신을 위한 시간-주파수 리소스의 비율과 데이터 송신을 위한 시간-주파수 리소스의 비율은 변하지 않는다). 도 9에 도시된 바와 같이, CP의 오버헤드는 OFDM 심볼의 길이에 대한 CP 길이의 비율을 나타낸다. 또는, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 변할 경우, CP 길이는 변하지 않는다. 즉, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 15 kHz인 경우, CP 길이는 4.67 μs이고, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 30 kHz인 경우, CP 길이는 4.67 μs이며, 이 때, CP의 오버헤드는 도 10에 도시된 바와 같이 증가된다.
여기서, UE는 송신되는 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 UE가 결정하는 것을 통해, 또한 상기 시간-주파수 구조에 따라 다운링크 기준 신호를 수신한다. 환언하면, 본 방식은 다운링크 기준 신호를 최대한 활용하여 리소스들을 최적화하기 위해, 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정할 수 있다.
도 11a는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법의 개략 흐름도이다. 본원의 목적, 기술적 방식 및 이점을 보다 명확하게 하기 위해, 첨부된 도면들 및 실시예들을 참조하여 본 발명을 보다 상세히 설명한다. 구체적으로, 본 방법은 다음의 단계들을 포함한다.
도 11a를 참조하면, 단계 1101에서, 단말기는 송신된 데이터의 다운링크 기준 신호에 대한 시간-주파수 구조를 결정한다. 구체적으로, 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조는 각각의 서브프레임에 있어서 시간-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 리소스 요소(resource element, RE) 개수 및 시간-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 위치를 포함한다. 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조는 각각의 서브프레임에 있어서 주파수-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 RE 개수 및 주파수-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 위치를 더 포함한다. 단계 1102에서, 시간-주파수 구조에 따라, UE는 다운링크 기준 신호를 수신한다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에서, 단계 1101 이전에, 본 방법은 도 11b에 도시된 바와 같이 단계 1100을 더 포함한다. 단계 1100에서, 기지국으로부터 수신되는 상위 계층 시그널링 지시에 따라, UE는 상위 계층 시그널링 지시에 대응하는 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법을 결정한다.
도 12는 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템에서 다운링크 기준 신호를 송신하는 방법의 개략 흐름도이다. 본원의 목적, 기술적 방식 및 이점을 보다 명확하게 하기 위해, 첨부된 도면들 및 실시예들을 참조하여 본 발명을 보다 상세히 설명한다. 구체적으로, 본 방법은 다음의 단계들을 포함한다.
도 12를 참조하면, 단계 1201에서, 기지국은 송신 데이터의 다운링크 기준 신호에 대한 시간-주파수 구조를 결정한다. 구체적으로, 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조는 각각의 서브프레임에 있어서 시간-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 리소스 요소(resource element, RE) 개수 및 시간-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 위치를 포함한다. 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조는 각 서브프레임에 있어서 주파수-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 RE 개수 및 주파수-도메인에서 다운링크 기준 신호에 의해 점유되는 위치를 더 포함한다. 단계 1202에서, 시간-주파수 구조에 따라, 기지국은 다운링크 기준 신호를 송신한다.
또한, 본 발명의 다른 실시예에서, 단계 1201 이전에, 본 방법은 단계 1200을 더 포함한다. 단계 1200에서, 기지국은 다운링크 기준 신호를 송신하는 방법을 나타내는 상위 계층 시그널링 지시를 송신한다.
본 발명에서 DMRS는 다운링크 기준 신호들 중의 일 타입이며, 이하의 설명에서 일 예로서 DMRS를 취하겠지만, 본 발명의 방법은 다른 다운링크 기준 신호들에 적용될 수도 있다.
본 발명의 방식에 대한 구체적인 구현예들을 이해하기 쉽게 하기 위해, 본 발명의 방식에 대하여 이하의 특정 실시예들과 함께 상세하게 설명할 것이다.
실시예 1:
구체적으로, 본 발명은 특정 응용 시나리오들에 따라 DMRS의 방식을 설계하고, 이 방식에 기초하여, 송신된 데이터의 미리 설정된 물리적 특징들에 따라, DMRS의 주파수-도메인 밀도 및 시간-도메인 밀도를 변경함으로써, DMRS의 시간-주파수 구조를 결정하는 것이다. 여기서, 송신된 데이터의 미리 설정된 물리적 특징들은 다음 중 적어도 하나를 포함한다: 서브프레임 길이; OFDM의 서브캐리어 폭; CP 길이; 캐리어 주파수의 크기; 송신된 데이터의 서비스 타입 및 UE의 이동 속도를 포함한다. 또한, DMRS의 주파수-도메인 밀도는 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌을 나타내며, 시간-도메인 밀도는 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌을 나타낸다.
구체적으로, 본 방식의 일 실시예에 대한 일 응용 시나리오에서, 서브프레임 길이가 1ms이며 서브캐리어 폭이 15 kHz인 14개의 OFDM 심볼들을 각각의 서브프레임이 가질 경우의 조건에 따라, DMRS 방식이 설계된다. 기존 LTE의 서브프레임 길이는 1ms이며 서브캐리어 폭이 15 kHz인 14개의 OFDM 심볼들을 각각의 서브프레임이 갖기 때문에, 기존 LTE의 파라미터들은 상기 파라미터들과 동일하며, 따라서 DMRS의 방식은 도 7에 도시된 바와 같이 LTE의 DMRS 방식과 동일하며; 대안적으로, 요구 사항들에 따라, DMRS는 가능한 한 데이터 처리의 지연을 줄이기 위해, 서브프레임의 가장 앞에 위치한 OFDM 심볼들에 놓인다.
이 실시예에서 DMRS를 설계하는 몇 가지 방법에 대하여 이하 설명한다.
설계 방법 1:
이 방식의 응용 시나리오에서는, 송신된 데이터의 캐리어 주파수가 크게 증가할 경우, 예를 들어, 데이터가 밀리미터 파에서 송신될 경우, 데이터는 주로 밀리미터 파에서 수직 입사 또는 반사에 의해 송신되기 때문에, 지연 스프레드가 크게 감소하게 되며, 이에 따라 주파수 선택성이 감소되고, DMRS의 주파수-도메인 밀도가 감소될 수 있다. 밀리미터 파의 파장이 매우 짧기 때문에 도플러가 증가하게 되며, 따라서 시간 선택성이 향상되고, DMRS의 시간-도메인 밀도가 향상되어야 한다. 밀리미터 파에서의 주파수 오프셋 에러 및 위상 노이즈는 복조 성능에 큰 영향을 미치기 때문에, OFDM 서브캐리어의 폭을 늘리면 복조 성능에 대한 밀리미터 파에서의 주파수 오프셋 에러 및 위상 노이즈의 영향을 대비할 수 있다. 서브프레임 길이가 서브캐리어 폭에 반비례할 경우, CP 길이는 서브캐리어 폭에 반비례한다. 서브캐리어가 Δf1에서 Δf1·2m로 변하면, 서브프레임의 길이가 1에서 l/2m로 변하고, CP 길이가 cp에서 cp/2m로 변하는 것으로 가정된다. 예를 들어, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 서브캐리어 폭이 30 kHz이고, 서브프레임 길이가 0.5 ms이며 CP 길이가 2.34 μs인 OFDM(여기서, 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함함)이, 도 13에 도시된 바와 같이 도입된다.
또한, CP 길이가 더 작아지기 때문에, 채널의 주파수 선택성이 감소되어 DMRS의 주파수-도메인 밀도를 감소시키며, 즉, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌을 증가시킨다. OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 커지기 때문에, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 변하지 않은 상태로 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 증가하게 된다. 도 14에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 도입되는 OFDM의 서브캐리어 폭이 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들며; CP의 길이는 2.34 μs로서 절반으로 줄어들고; 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수를 변경없이 유지하면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌은 2배가 된다. 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 CP 오버헤드의 변화에 따라 변하게 된다. CP 오버헤드가 변하지 않는다면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 예를 들어 CP 오버헤드의 증가에 따라 변하지 않고 유지되며, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 감소하며, 즉, CP 오버헤드가 증가함에 따라, 채널의 주파수 선택성이 향상되고, DMRS 주파수-도메인 밀도가 증가한다.
또한, 캐리어 주파수의 증가 및 파장의 감소로 인해, 채널의 시간 선택성이 증가된다. DMRS의 시간-도메인 밀도를 향상시킬 필요가 있으며, 즉, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌을 줄여야 한다. 각 OFDM 심볼의 지속 시간이 감소하기 때문에, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 변하지 않는다면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌은 감소된다. 도 14에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 도입되는 OFDM의 서브캐리어 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들며; CP 길이는 2.34 μs로서 절반으로 감소되고; 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 변경되지 않고 유지되면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌은 2배가 된다.
설계 방법 2:
이 방식의 응용 시나리오에서는, 데이터를 송신하는 캐리어 주파수가 크게 증가할 경우, 예를 들어 데이터가 밀리미터 파에서 송신될 경우, 데이터는 주로 밀리미터 파에서 수직 입사 또는 반사에 의해 송신되기 때문에, 지연 스프레드가 크게 감소되며, 이에 따라 주파수 선택성이 감소되고, DMRS의 주파수-도메인 밀도가 감소될 수 있다. 밀리미터 파의 파장이 매우 짧기 때문에 도플러가 증가하게 되며, 따라서 시간 선택성이 향상되고, DMRS의 시간-도메인 밀도가 향상되어야 한다. 밀리미터 파에서의 주파수 오프셋 에러 및 위상 노이즈는 복조 성능에 큰 영향을 미치기 때문에, OFDM 심볼의 서브캐리어 폭을 증가시키면 복조 성능에 대한 밀리미터 파에서의 주파수 오프셋 에러 및 위상 노이즈의 영향을 대비할 수 있다. 서브프레임 길이가 서브캐리어 폭에 반비례할 경우, CP 길이는 서브캐리어 폭에 반비례한다. 서브캐리어 폭이 Δf1에서 Δf1·2m로 변하면, 서브프레임 길이가 1에서 1/2m로 변하고, CP 길이가 cp에서 cp/2m으로 변하는 것으로 가정된다. 예를 들면, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 서브캐리어 폭이 30 kHz이고, 서브프레임 길이가 0.5 ms이며 CP 길이가 2.34 μs인 OFDM(여기서, 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함함)이, 도 13에 도시된 바와 같이 변경된 것으로 도입된다.
또한, CP 길이가 더 작아지기 때문에, 채널의 주파수 선택성이 감소되어 DMRS의 주파수-도메인 밀도를 감소시키며, 즉, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌을 증가시킨다. OFDM 심볼의 서브캐리어 폭이 커지기 때문에, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 변하지 않은 상태로 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 증가하게 된다. 도 15에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 도입되는 OFDM의 서브캐리어 폭이 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들며; CP 길이는 2.34 μs로서 절반으로 줄어들고; 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE들 개수가 변경없이 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌은 2배가 된다.
또한, 캐리어 주파수의 증가 및 파장의 감소로 인해, 채널의 시간 선택성이 증가될 수 있으며; UE의 이동 속도가 감소하기 때문에, 채널의 시간 선택성이 감소될 수 있고, 상기한 두 요인들의 영향에 따라, DMRS의 시간-도메인 밀도를 향상시킬 필요가 없으며, 즉, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 유지되어야 한다. 각 OFDM 심볼의 지속 시간이 감소하기 때문에, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 변하지 않는다면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 증가된다. 도 15에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 도입되는 OFDM의 서브캐리어 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들며; CP 길이는 2.34 μs로서 절반으로 감소되고; 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고(여기서, 각 OFDM 심볼의 지속 시간은 절반으로 감소함), 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수를 2배로 유지하면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌은 변하지 않게 된다.
설계 방법 3:
이 방식의 응용 시나리오에서는, 셀들을 서비스하기 위한 커버리지 영역이 크게 감소하고 셀들의 반경이 감소할 경우, 주파수 선택성이 감소되어, DMRS의 주파수-도메인 밀도가 감소된다. 캐리어 주파수가 변하지 않기 때문에, 시간 선택성은 변하지 않으며, 따라서 시간-도메인 밀도가 유지된다. 낮은 지연 서비스의 요구 때문에, OFDM 서브캐리어의 폭의 증가는 OFDM 심볼의 길이를 감소시킬 수 있다. 서브프레임의 길이가 서브캐리어의 폭의 변화에 반비례하여 변화할 경우, CP의 길이는 서브캐리어의 폭의 변화에 반비례하여 변화한다. 서브캐리어의 폭이 Δf1에서 Δf1·2m로 변하면, 서브프레임의 길이가 1에서 1/2m로 변하고, CP의 길이는 cp에서 cp/2m으로 변하는 것으로 가정된다. 예를 들어, 서브캐리어의 폭이 30 kHz이고, 서브프레임의 길이가 0.5 ms이며 CP의 길이가 2.34 μs인 OFDM(여기서, 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함함)이, 도 13에 도시된 바와 같이 변경된 것으로 도입된다.
또한, CP의 길이가 더 작아지기 때문에, 채널의 주파수 선택성이 감소되어 DMRS의 주파수-도메인 밀도를 감소시키며, 즉, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌을 증가시킨다. OFDM 심볼의 서브캐리어의 폭이 커지기 때문에, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 변하지 않은 상태로 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 증가하게 된다. 도 15에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 높은 캐리어 주파수의 조건에서, 도입되는 OFDM의 서브캐리어의 폭이 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들며; CP의 길이는 2.34 μs로서 절반으로 줄어들고; 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 변경없이 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌은 2배가 된다.
또한, 캐리어 주파수가 변하지 않기 때문에, 채널의 시간 선택성은 변하지 않는다. DMRS의 시간-도메인 밀도를 향상시킬 필요가 있으며, 즉, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 유지되어야 한다. 각 OFDM 심볼의 지속 시간이 감소하기 때문에, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 변하지 않는다면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 증가된다. 도 15에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 도입되는 OFDM의 서브캐리어의 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들며; CP의 길이는 2.34 μs로서 절반으로 감소되고; 각각의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼들을 포함하고(여기서, 각 OFDM 심볼의 지속 시간은 절반으로 감소함), 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수를 2배로 유지하면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌은 변하지 않게 된다.
설계 방법 4:
이 방식의 응용 시나리오에서는, 셀들을 서비스하기 위한 커버리지 영역이 변경되지 않고, 셀들의 반경이 변경되지 않으며, 주파수 선택성이 변경되지 않을 경우, 주파수 선택성은 변경되지 않으며, 이에 따라 DMRS의 주파수-도메인 밀도가 유지된다. 캐리어 주파수가 변하지 않기 때문에, 시간 선택성은 변하지 않으며, 따라서 시간-도메인 밀도가 유지된다. 낮은 지연 서비스의 요구 때문에, OFDM 서브캐리어의 폭의 증가는 OFDM 심볼의 길이를 감소시킬 수 있다. 서브프레임의 길이가 서브캐리어의 폭의 변화에 반비례하여 변화할 경우, 지연 스프레드는 변하지 않기 때문에, CP의 길이는 변하지 않으며, 서브캐리어의 폭이 Δf1에서 Δf1ㆍ2m로 변하면, 서브프레임의 길이가 l에서 l/2m으로 변하고, CP의 길이는 변하지 않는 것으로 가정된다. 예를 들어, 서브캐리어의 폭이 30 kHz이고, 서브프레임의 길이가 0.5 ms이며, CP의 길이가 4.67 μs인 OFDM이 도입된다.
또한, CP의 길이가 변하지 않기 때문에, 채널의 주파수 선택성이 변하지 않으며, 이에 따라 DMRS의 주파수-도메인 밀도를 유지하게 되며, 즉, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌을 유지하게 된다. OFDM 심볼들의 서브캐리어의 폭이 커지기 때문에, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 변하지 않은 상태로 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 감소하게 된다. 다시 말하면, 동일한 서브캐리어 수의 조건에서, 주파수에서의 DMRS의 RE 개수가 증가된다. 도 16에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 도입되는 OFDM의 서브캐리어의 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들고; CP의 길이는 4.67 μs로서 변하지 않으며; 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 변경없이 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 절반으로 감소될 것이다.
또한, 캐리어 주파수가 변하지 않기 때문에, 채널의 시간 선택성은 변하지 않는다. DMRS의 시간-도메인 밀도를 향상시킬 필요가 있으며, 즉, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 유지되어야 한다. 각 OFDM 심볼의 지속 시간이 감소하기 때문에, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 변하지 않는다면, 인접한 시간-도메인에서 DMRS들의 RE들 사이의 RE 개수는 증가된다. 도 16에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 도입되는 OFDM의 서브캐리어의 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들고; CP의 길이는 4.67 μs로서 변하지 않으며; 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌은 변경됨 없이 유지된다.
설계 방법 5:
이 방식의 응용 시나리오에서는, 셀들을 서비스하기 위한 커버리지 영역이 변경되지 않고, 셀들의 반경이 변경되지 않으며, 주파수 선택성이 변경되지 않을 경우, 주파수 선택성은 변경되지 않으며, 이에 따라 DMRS의 주파수-도메인 밀도가 유지된다. 캐리어 주파수가 변하지 않기 때문에, 시간 선택성은 변하지 않으며, 따라서 DMRS의 시간-도메인 밀도가 유지된다. 낮은 지연 서비스의 요구 때문에, OFDM 서브캐리어의 폭의 증가는 OFDM 심볼의 길이를 감소시킬 수 있다. 서브캐리어의 길이가 서브캐리어의 폭의 변화에 반비례하여 변화할 경우, 지연 스프레드는 변하지 않기 때문에, CP의 길이는 변하지 않으며, 서브캐리어의 폭이 Δf1에서 Δf1ㆍ2m으로 변하면, 서브프레임의 길이가 l에서 l/2m으로 변하고, CP의 길이는 변하지 않는 것으로 가정된다. 예를 들어, 서브캐리어의 폭이 30 kHz이고, 서브프레임의 길이가 0.5 ms이며, CP의 길이가 4.67 μs인 OFDM이 도입된다.
또한, CP의 길이가 변하지 않기 때문에, 채널의 주파수 선택성이 변하지 않으며, 이에 따라 DMRS의 주파수-도메인 밀도를 유지하게 되며, 즉, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌을 유지하게 된다. OFDM 심볼들의 서브캐리어의 폭이 커지기 때문에, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 변하지 않은 상태로 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 감소하게 된다. 다시 말하면, 동일한 서브캐리어 수의 조건에서, 주파수-도메인에서의 DMRS의 RE 개수가 증가된다. 도 17에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 도입되는 OFDM의 서브캐리어의 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들고; CP의 길이는 4.67 μs로서 변하지 않으며; 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 주파수 인터벌이 변경없이 유지되면, 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수가 감소된다.
또한, 캐리어 주파수가 변하지 않기 때문에, UE의 이동 속도가 향상되고 채널의 시간 선택성은 증가하지만, DMRS의 시간-도메인 밀도를 향상시킬 필요가 있으며, 즉, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 감소되어야 한다. 각 OFDM 심볼의 지속 시간이 감소하기 때문에, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 시간 인터벌이 감소되면, 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 변하지 않고 유지된다. 도 17에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 도입되는 OFDM의 서브캐리어의 폭은 30 kHz로서 2배가 되고; 서브프레임의 길이는 0.5 ms로서 절반으로 줄어들고; CP의 길이는 4.67 μs로서 변하지 않으며; 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 사이의 RE 개수는 변하지 않고 유지된다.
요약하면, DMRS의 상기 5가지 설계 방법은 서브프레임 길이, 사용되는 OFDM의 서브캐리어 폭, CP 길이, 캐리어 크기, 송신 서비스 타입 및 UE의 이동 속도와 같은 송신된 데이터의 미리 설정된 물리적 특징들에 따라 결정된다. OFDM의 서브캐리어 폭이나 CP 길이가 변할 경우 영향을 미치는 요인들이 많고 특정 요인들의 기능이 상충되기 때문에, 기지국은 이러한 영향을 미치는 요인들을 합성하여 설계 방법 1, 설계 방법 2, 설계 방법 3, 설계 방법 4 및 설계 방법 5 중의 하나의 설계 방법을 DMRS의 설계 방법으로서 결정할 수 있다. UE는 상위 계층 시그널링 지시의 수신을 통해서, 설계 방법 1, 설계 방법 2, 설계 방법 3, 설계 방법 4 및 설계 방법 5 중의 DMRS를 수신할 하나의 설계 방법을 결정한 후에, 채널 추정을 수행할 수 있다.
DMRS의 시간-주파수 구조를 구성하기 위해, OFDM 심볼의 시간-도메인 길이 및 OFDM 심볼의 서브캐리어 폭과 무관한, 리소스 요소들의 개수에 따라 주파수-도메인 밀도와 시간-도메인 밀도를 결정할 수 있다. 예를 들어, 도 14에서, 좌측 도면에 있는 DMRS의 시간-주파수 구조의 구성 및 우측 도면에 있는 DMRS의 시간-주파수 구조의 구성은, 좌측 도면의 OFDM 서브캐리어의 폭은 15 kHz이고, 우측 도면의 OFDM 서브캐리어의 폭은 30kHz이며, 좌측 도면의 OFDM의 시간-도메인의 길이는 우측 도면에 있는 것의 두 배임에도 불구하고, 동일한 구성으로 간주될 수 있다.
실시예 2:
상기 방식의 일 실시예에서, 기지국은 시간-도메인 및 주파수-도메인에서 DMRS의 설계 방법들을 상이한 조건들에 따라 결정할 수 있으며, UE는 기지국으로부터의 상위 계층 시그널링 지시 수신을 통해, 상기한 시간-도메인 및 주파수-도메인에서의 DMRS 설계 방법들 중에서 DMRS를 수신하기 위한 설계 방법을 결정한 다음, 채널 추정을 수행할 수 있다.
특히, DMRS의 시간-도메인 밀도 요구 사항 때문에, DMRS의 리소스들이 각 서브프레임 내에 포함되어야 하며, 즉, DMRS의 리소스들이 각 서브프레임 내에 포함되는 것을 보장하기 위해 서브프레임의 길이가 더 짧아지는 경우, DMRS의 시간-도메인 밀도는 더 이상 감소될 수가 없다. 예를 들어, 서브프레임 길이가 0.5 ms인 경우, 시간-도메인에서 각 서브프레임의 DMRS는 반복되지 않으며, 서브프레임의 길이가 0.25 ms인 경우, 시간-도메인에서 각 서브프레임의 DMRS의 밀도는 변경됨 없이 유지된다. 또는, 시간-도메인에서 DMRS에 대한 몇 가지 타입의 구조가 설계되며, 예를 들어, 구조 1과 구조 2는 OFDM 심볼의 길이와 관련이 없는 시간-도메인에서의 RE 개수에 따라 설계되는 도 18에 도시된 바와 같이 설계되며; 도 19에 도시된 바와 같이, 좌측의 설계와 우측의 설계는 동일한 타입의 시간-도메인 설계 구조이다.
또한, DMRS의 주파수-도메인 밀도 요구 사항 때문에, DMRS의 리소스들이 각 물리적 리소스 블록(physical resource block, PRB) 내에 포함되어야 한다. 본 경우에 있어, 대안이 되는 서브캐리어들의 개수는 각 PRB에서 12 및 16이며, 12 및 16 중의 어떤 것이 주파수-도메인에서 PRB 내의 서브캐리어들의 개수로서 선택될 것인지를 더 고려해야 한다. OFDM 서브캐리어 폭 증가로, 주파수 선택성의 변화에 따라, 몇 가지 타입의 DMRS의 주파수-도메인 구조가 설계될 수 있으며, 예를 들어 각 PRB 내의 서브캐리어 개수가 12일 경우, 각 PRB 내의 DMRS의 주파수-도메인 인터벌은 4, 2 및 1 중 하나 이상일 수 있다. 예컨대, 설계 구조 1, 구조 2 및 구조 3이 도 20에 도시되어 있으며, 이것은 OFDM 심볼의 서브캐리어 폭과 관련이 없는 주파수-도메인에서의 RE 개수에 따라 설계된 것이고, 도 21에 도시된 바와 같이 좌측의 설계와 우측의 설계는 동일한 타입의 주파수-도메인 설계 구조이다. 각 PRB 내의 서브캐리어 개수가 16인 경우, 각 PRB에서 DMRS의 주파수-도메인 인터벌은 OFDM 심볼의 서브캐리어와 관련이 없는 주파수-도메인에서의 RE 개수에 따라 설계되는 도 22에 도시된 바와 같은 설계 구조 1, 구조 2 및 구조 3과 같은 4, 2 및 1 중 하나 이상일 수 있으며; 도 23에 도시된 바와 같이, 좌측의 설계와 우측의 설계는 동일한 주파수-도메인 구조 설계이다.
공통 데이터(예컨대, 마스터 정보 블록(master information block, MIB), 시스템 정보 블록(system information block, SIB) 또는 페이징 정보)를 수신하기 위한 DMRS의 시간-주파수 구조를 위해, UE는 연결 모드에 있지 않을 수 있으며, 이때, UE는 상위 계층 시그널링 구성 정보를 수신할 수 없으며, DMRS의 시간-주파수 구조가 프로토콜들에 따라 디폴트 DMRS 구조를 결정할 수 있거나; 또는 DMRS의 시간-주파수 구조가 수신 동기 신호에서 운반되는 정보에 따라 표시될 수 있거나; 또는 DMRS의 시간-주파수 구조가 예를 들어, 표 2(이것은 공통 데이터를 수신하기 위한 DMRS의 시간-주파수 구조, OFDM의 서브캐리어 폭 및 CP 길이 간의 맵핑 관계임)에 나타나 있는 바와 같이, 수신 동기 신호에 따라 획득된 OFDM의 서브캐리어 폭, CP 길이, CP 오버헤드 및 캐리어 주파수의 크기 중 하나 이상의 인자에 따라 결정될 수 있다.
표 2: DMRS의 시간-주파수 구조와, CP 길이와 OFDM의 서브캐리어 폭 간의 맵핑 관계
Figure 112019044006851-pct00002
예를 들어, 공통 데이터를 수신하기 위한 DMRS의 주파수-도메인 구조와 OFDM의 CP 오버헤드 간의 맵핑 관계가 표 3에 나타나 있다.
표 3: DMRS의 주파수-도메인 구조와 OFDM의 CP 오버헤드 간의 맵핑 관계
Figure 112019044006851-pct00003
UE 특정 데이터를 수신하기 위한 DMRS의 시간-주파수 구조에 있어서, 이것은 상기 방법에 따라 결정될 수 있거나, 상위 계층 시그널링 구성의 수신을 통해 UE에 의해 결정될 수 있다.
PDCCH(physical downlink control channel)를 수신하기 위한 DMRS의 시간-주파수 구조의 경우, 이것은 다음의 방법에 따라 처리될 수 있다. PDCCH는 공통 탐색 공간과 UE 특정 탐색 공간으로 나누어질 수 있다. 공통 검색 공간을 위한 PDCCH의 DMRS 및/또는 UE 특정 탐색 공간을 위한 PDCCH의 DMRS의 시간-주파수 구조에 있어서, DMRS의 시간-주파수 구조가 프로토콜들에 따라 디폴트 DMRS 구조를 결정할 수 있거나; 또는 DMRS의 시간-주파수 구조가, 수신된 동기 신호 또는 시스템 정보를 통해 운반된 정보에 따라 표시될 수 있거나; 또는 DMRS의 시간-주파수 구조가, 수신된 동기 신호에 따라 획득된 OFDM의 서브캐리어 폭, CP 길이, CP 오버헤드 및 캐리어 주파수의 크기 중 하나 이상의 인자에 따라 결정될 수 있다.
또는, UE 특정 탐색 공간 PDCCH에 대한 DMRS의 시간-주파수 구조의 경우, 이것은 상위 계층 시그널링 구성에 따라 UE에 의해 결정될 수 있다.
요약하면, 본 발명의 일 실시예에서는, 송신된 데이터의 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 UE가 결정하는 다운링크 기준 신호를 수신하는 방법이 제공되며, 이러한 시간-주파수 구조에 따라, UE는 다운링크 기준 신호를 수신한다. 환언하면, 본 방식은 다운링크 기준 신호를 최대한 활용하여 리소스들을 최적화하기 위해, 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정할 수 있다.
또한, 컴퓨터 소프트웨어의 기능 모듈 방식 사상에 따르면, 본 발명은 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 상기 방법에 기초하여, 사용자 장비일 수 있는 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 장치를 더 제공한다. 특히, 도 24에 도시된 바와 같이, 본 장치는 결정 모듈(2401) 및 제 1 수신 모듈(2402)을 포함한다.
여기서, 결정 모듈(2401)은 송신된 데이터의 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 UE가 결정하도록 구성되며; 제 1 수신 모듈(2402)은 시간-주파수 구조에 따라 UE에 의해 다운링크 기준 신호를 수신하도록 구성된다.
또한, 본 방식의 일 실시예에서, 다운링크 기준 신호를 수신하는 장치는 도 25에 도시된 바와 같이 제 2 수신 모듈(2400)을 더 포함한다. 여기서, 제 2 수신 모듈(2400)은 결정 모듈(2401)에 의해 송신 데이터의 다운링크 기준 신호의 시간-주파수 구조를 결정하기 전에, 기지국으로부터 수신되는 상위 계층 시그널링 지시에 따라, 상위 계층 시그널링 지시에 대응하는 다운링크 기준 신호를 UE가 수신하기 위한 방법을 결정하도록 구성된다.
본 발명의 방식에서, 다운링크 기준 신호를 수신하기 위한 장치 내의 각 모듈의 특정 기능의 구현들이 상기 단계 1100, 단계 1101, 단계 1102, 실시예 1 및 실시예 2의 특정 단계를 지칭할 수 있으며, 여기서는 반복 설명되지 않는다.
전술한 설명은 단지 본 발명의 일부 실시예에 불과하다. 다양한 개선 및 수정이 본 발명의 원리를 벗어나지 않는 범위 내에서 당업자에게 이루어질 수 있으며, 이러한 개선 및 수정은 본 발명의 보호 범위에 속하는 것으로 간주되어야 한다.
본 발명의 청구 범위 및/또는 상세한 설명에서 언급된 실시예들에 따른 방법은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로 구현될 수 있다.
본 방법들이 소프트웨어에 의해 구현될 경우, 하나 이상의 프로그램들(소프트웨어 모듈들)을 저장하기 위한 컴퓨터 판독가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독가능 저장 매체에 저장된 하나 이상의 프로그램은 전자 장치 내의 하나 이상의 프로세서에 의한 실행을 위해 구성될 수 있다. 적어도 하나의 프로그램은 전자 장치로 하여금 첨부된 청구 범위에 정의되어 있거나 및/또는 본 명세서에 개시된 바와 같은 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 방법들을 수행하게 하는 명령들을 포함할 수 있다.
프로그램(소프트웨어 모듈 또는 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 및 플래시 메모리, 판독 전용 메모리(ROM), 전기적 소거가능 프로그래머블 판독 전용 메모리(EEPROM), 자기 디스크 저장 장치, CD-ROM(Compact Disk-ROM), DVD(Digital Versatile Disc) 또는 다른 유형의 광학 저장 장치 또는 자기 카세트를 포함하는 비휘발성 메모리에 저장될 수 있다. 대안적으로는, 프로그램의 일부 또는 전부의 임의의 조합이 프로그램이 저장된 메모리를 형성할 수 있다. 또한, 복수의 이러한 메모리가 전자 장치에 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷, 인트라넷, LAN(local area network), WAN(wide area network) 및 SAN(storage area network)와 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합을 통해 액세스 가능한 탈착식 저장 장치에 저장될 수도 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통해 전자 장치에 액세스할 수 있다. 또한, 통신 네트워크 상의 개별 저장 장치가 휴대용 전자 장치에 액세스할 수도 있다.
상술한 본 발명의 상세한 실시예들에서는, 본 발명에 포함되는 구성 요소가 제시된 상세한 실시예에 따라 단수 또는 복수로 표현되어 있다. 그러나, 제시된 상황에 적합한 설명의 편의를 위해 단수 형태 또는 복수 형태가 선택된 것이며, 본 발명의 다양한 실시예들은 그것의 단일 요소 또는 복수 요소로 제한되지 않는다. 또한, 설명에서 표현된 복수의 요소 중 하나가 단일 요소로 구성될 수 있거나 또는 설명 내의 단일 요소가 복수의 요소로 구성될 수도 있다.
본 발명에 대하여 본 발명의 특정 실시예들을 참조하여 도시되고 설명되었지만, 본 발명의 범주를 일탈하지 않는 범위 내에서는 형태 및 세부 사항에서 다양한 변화가 이루어질 수 있음을 당업자는 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 실시예들에 한정되는 것으로서 정의되어서는 안되며, 첨부된 청구 범위 및 그 등가물에 의해 정의되어야 한다.
본 발명에 대하여 예시적인 실시예를 이용하여 설명되었지만, 다양한 변경 및 수정이 당업자에게 제안될 수 있다. 본 발명은 첨부된 청구 범위의 범주 내에 있는 그러한 변경 및 수정을 포함하는 것으로 의도된다.

Claims (16)

  1. 무선 통신 시스템에서 단말에 의해 수행되는 방법에 있어서,
    동기 신호에 의해 획득되는 정보에 기반하여 MIB(master information block)를 위한 제1 DMRS(demodulation reference signal)의 제1 시간-주파수(time-frequency) 자원을 식별하는 과정과,
    상기 제1 시간-주파수 자원에 기반하여 상기 제1 DMRS를 기지국으로부터 수신하는 과정과,
    상위 계층 시그널링(higher layer signaling)에 의해 수신된 설정 정보(configuration information)에 기반하여 PDSCH(physical downlink shared channel)를 위한 제2 DMRS의 제2 시간-주파수 자원을 식별하는 과정과,
    상기 제2 시간-주파수 자원에 기반하여 상기 제2 DMRS를 상기 기지국으로부터 수신하는 과정을 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 동기 신호의 서브 캐리어 간격(subcarrier spacing)을 상기 제1 DMRS의 제1 시간-주파수 자원에 대한 서브 캐리어 간격으로 식별하는 과정을 더 포함하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신된 제1 DMRS에 기반하여 제1 채널 추정을 수행하는 과정과,
    상기 제1 채널 추정의 결과에 기반하여 상기 MIB를 획득하는 과정과,
    상기 수신된 제2 DMRS에 기반하여 제2 채널 추정을 수행하는 과정과,
    상기 제2 채널 추정의 결과에 기반하여 상기 PDSCH 상에서 데이터를 획득하는 과정을 더 포함하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2 DMRS의 제2 시간-주파수 자원의 각 RE(resource element)에 대한 서브 캐리어 간격이 변경되는 경우, 상기 제2 DMRS의 주파수-도메인 밀도(density) 및 시간-도메인 밀도는 유지되고 CP(cyclic prefix)는 변경되고,
    상기 시간-도메인 밀도는 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 간 시간 인터벌을 나타내고,
    상기 주파수-도메인 밀도는 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 간 주파수 인터벌을 나타내는 방법.
  5. 무선 통신 시스템에서 기지국에 의해 수행되는 방법에 있어서,
    동기 신호를 단말에게 전송하는 과정과,
    제1 시간-주파수(time-frequency) 자원에 기반하여, MIB(master information block)를 위한 제1 DMRS(demodulation reference signal)를 상기 단말에게 전송하는 과정과, 상기 제1 시간-주파수 자원은 상기 동기 신호에 의해 획득되는 정보에 기반하여 식별되고,
    제2 시간-주파수 자원에 기반하여, PDSCH(physical downlink shared channel)를 위한 제2 DMRS를 상기 단말에게 전송하는 과정을 포함하고, 상기 제2 시간-주파수 자원은 상위 계층 시그널링(higher layer signaling)에 대한 설정 정보(configuration information)에 기반하여 식별되는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 동기 신호의 서브 캐리어 간격(subcarrier spacing)에 기반하여, 상기 제1 DMRS의 제1 시간-주파수 자원에 대한 서브 캐리어 간격을 설정하는 과정을 더 포함하는 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    제1 채널에서 상기 제1 DMRS와 함께 상기 MIB를 전송하는 과정과,
    제2 채널에서 상기 제2 DMRS와 함께 상기 PDSCH에 대한 데이터를 전송하는 과정을 더 포함하는 방법.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 제2 DMRS의 제2 시간-주파수 자원의 각 RE(resource element)에 대한 서브 캐리어 간격이 변경되는 경우, 상기 제2 DMRS의 주파수-도메인 밀도(density) 및 시간-도메인 밀도는 유지되고 CP(cyclic prefix)는 변경되고,
    상기 시간-도메인 밀도는 시간-도메인에서 기준 신호들의 인접한 RE들 간 시간 인터벌을 나타내고,
    상기 주파수-도메인 밀도는 주파수-도메인에서 기준 신호들의 인접한 RE들 간 주파수 인터벌을 나타내는 방법.
  9. 무선 통신 시스템에서 단말에 있어서,
    송수신기와,
    상기 송수신기와 결합되는(coupled) 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    동기 신호에 의해 획득되는 정보에 기반하여 MIB(master information block)를 위한 제1 DMRS(demodulation reference signal)의 제1 시간-주파수(time-frequency) 자원을 식별하고,
    상기 제1 시간-주파수 자원에 기반하여 상기 제1 DMRS를 기지국으로부터 수신하고,
    상위 계층 시그널링(higher layer signaling)에 의해 수신된 설정 정보(configuration information)에 기반하여 PDSCH(physical downlink shared channel)를 위한 제2 DMRS의 제2 시간-주파수 자원을 식별하고,
    상기 제2 시간-주파수 자원에 기반하여 상기 제2 DMRS를 상기 기지국으로부터 수신하도록 설정되는 단말.
  10. 제9항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 동기 신호의 서브 캐리어 간격(subcarrier spacing)을 상기 제1 DMRS의 제1 시간-주파수 자원에 대한 서브 캐리어 간격으로 식별하도록 설정되는 단말.
  11. 제9항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 수신된 제1 DMRS에 기반하여 제1 채널 추정을 수행하고,
    상기 제1 채널 추정의 결과에 기반하여 상기 MIB를 획득하고,
    상기 수신된 제2 DMRS에 기반하여 제2 채널 추정을 수행하고,
    상기 제2 채널 추정의 결과에 기반하여 상기 PDSCH 상에서 데이터를 획득하도록 설정되는 단말.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제2 DMRS의 제2 시간-주파수 자원의 각 RE(resource element)에 대한 서브 캐리어 간격이 변경되는 경우, 상기 제2 DMRS의 주파수-도메인 밀도(density) 및 시간-도메인 밀도는 유지되고 CP(cyclic prefix)는 변경되고,
    상기 시간-도메인 밀도는 시간-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 간 시간 인터벌을 나타내고,
    상기 주파수-도메인 밀도는 주파수-도메인에서 DMRS들의 인접한 RE들 간 주파수 인터벌을 나타내는 단말.
  13. 무선 통신 시스템에서 기지국에 있어서,
    송수신기와,
    상기 송수신기와 결합되는(coupled) 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    동기 신호를 단말에게 전송하고,
    제1 시간-주파수(time-frequency) 자원에 기반하여, MIB(master information block)를 위한 제1 DMRS(demodulation reference signal)를 상기 단말에게 전송하고, 상기 제1 시간-주파수 자원은, 상기 동기 신호에 의해 획득되는 정보에 기반하여 식별되고,
    제2 시간-주파수 자원에 기반하여, PDSCH(physical downlink shared channel)를 위한 제2 DMRS를 상기 단말에게 전송하도록 설정되고, 상기 제2 시간-주파수 자원은 상위 계층 시그널링(higher layer signaling)에 대한 설정 정보(configuration information)에 기반하여 식별되는 기지국.
  14. 제13항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 동기 신호의 서브 캐리어 간격(subcarrier spacing)에 기반하여, 상기 제1 DMRS의 제1 시간-주파수 자원에 대한 서브 캐리어 간격을 설정하도록 설정되는 기지국.
  15. 제13항에 있어서, 상기 적어도 하나의 프로세서는,
    제1 채널에서 상기 제1 DMRS와 함께 상기 MIB를 전송하는 과정과,
    제2 채널에서 상기 제2 DMRS와 함께 상기 PDSCH에 대한 데이터를 전송하도록 설정되는 기지국.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 제2 DMRS의 제2 시간-주파수 자원의 각 RE(resource element)에 대한 서브 캐리어 간격이 변경되는 경우, 상기 제2 DMRS의 주파수-도메인 밀도(density) 및 시간-도메인 밀도는 유지되고 CP(cyclic prefix)는 변경되고,
    상기 시간-도메인 밀도는 시간-도메인에서 기준 신호들의 인접한 RE들 간 시간 인터벌을 나타내고,
    상기 주파수-도메인 밀도는 주파수-도메인에서 기준 신호들의 인접한 RE들 간 주파수 인터벌을 나타내는 기지국.
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