CN107872305B - 接收下行参考信号的方法及设备 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及无线通信技术领域，具体而言，涉及一种接收下行参考信号的方法及设备。所述方法包括步骤：用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构；依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。即本方案能确定下行参考信号的时频结构以进行信道估计，从而对接收的传输数据进行解调，进而使得下行参考信号得到充分利用，以优化资源。

Description

接收下行参考信号的方法及设备
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，具体而言，本申请涉及一种接收下行参考信号的方法及设备。
背景技术
LTE(Long Term Evolution，长期演进)技术支持FDD(Frequency DivisionDuplex，频分双工)和TDD(Time Division Duplex，时分双工)两种双工方式。LTE的传输包括由基站(eNB)到UE(User Equipment，用户设备)的传输(称为下行链路)和由UE到基站的传输(称为上行链路)。对于TDD***，上行链路和下行链路在同一载波不同时间上分别传输；而对于FDD***上行链路和下行链路在不同的载波分别传输。
请参考附图1，为现有技术中LTE的TDD***的帧结构示意图。其中每个无线帧的长度是10ms，等分为两个长度为5ms的半帧，每个半帧包含8个长度为0.5ms的时隙和3个1ms的特殊域，3个特殊域分别为DwPTS(Downlink pilot time slot，下行导频时隙)、GP(Guardperiod，保护间隔)和UpPTS(Uplink pilot time slot，上行导频时隙)，每个子帧由两个连续的时隙构成。
基于图1所示的帧结构，每10ms时间内上行链路和下行链路共用10个子帧，每个子帧或者配置给上行链路或者配置给下行链路，将配置给上行链路的子帧称为上行子帧，将配置给下行链路的子帧称为下行子帧。TDD***中支持7种上行下行配置，如表1所示，D代表下行子帧，U代表上行子帧，S代表上述包含3个特殊域的特殊子帧。每个子帧包括14个OFDM(Orthogonal Frequency Division Mulplexing，正交频分复用)符号，子载波的宽度为15kHz，每个PRB(Physical Resource Block，物理资源块)包括12个子载波，每个PRB的频域宽度为180kHz。
表1：TDD上行下行配置
Figure BDA0001123978000000021
下行数据通过PDSCH(Physical Downlink Shared Channel，物理下行共享信道)信道传输，PDSCH的HARQ(Hybrid Automatic Retransmission Request-acknowledgement，混合自动重传请求应答)信息可以在PUSCH(Physical Uplink Shared Channel，物理上行共享信道)或PUCCH(Physical Uplink Control Channel，物理上行控制信道)传输。上行数据通过PUSCH(Physical Uplink Shared Channel，物理上行共享信道)信道传输。PDSCH和PUSCH由PDCCH/EPDCCH调度。
解调PDSCH数据可以通过DMRS(Demodulation Reference Signal，解调参考信号)进行信道估计，具体请参见附图2，为现有技术中DMRS的天线端口7、8的配置示意图。
由于UE传输数据使用的载频不同，UE运动速度不同，小区大小的不同，以及业务延时和可靠性要求不同，传输数据使用的子载波宽度可能不同，传输数据的OFDM符号的CP(Cyclic Prefix，循环前缀)长度也可能不同，物理资源的OFDM符号的子载波宽度不同或者CP长度不同统称为数字命理学numerology不同，例如请参见附图3，为在一个载波中存在子载波宽度为15KHz和30kHz的OFDM符号的资源示意图。另外，由于OFDM符号子载波宽度不同，子帧长度也可能不同，如图4所示，OFDM符号子载波宽度为15kHz时，子帧长度为1毫秒，OFDM符号子载波宽度为30kHz时，子帧长度为0.5毫秒，且每个子帧的OFDM符号数相同均为14个OFDM符号。CP的长度可以和OFDM子载波的宽度变化成反比例关系，即当OFDM符号子载波宽度为15kHz时，CP的长度为4.67微秒，当OFDM符号子载波宽度为30kHz时，CP的长度为2.34微秒，这时CP的开销是不变的，即传输CP的时频资源与传输数据的时频资源的比例不变，如图5所示，其中的CP的开销指的是CP的长度与OFDM符号长度的比值。或者，OFDM子载波的宽度变化了，而CP的长度不变，即当OFDM符号子载波宽度为15kHz时，CP的长度为4.67微秒，当OFDM符号子载波宽度为30kHz时，CP的长度仍为4.67微秒，这时CP的开销是增大了，如图6所示。
但是在现有技术中，在OFDM符号CP不同、载频不同和子载波宽度等特性不同的物理资源中，在达到解调性能要求的前提下，所传输的下行参考信号所占用资源多，而无法充分利用资源。
发明内容
为克服上述技术问题或者至少部分地解决上述技术问题，特提出以下技术方案：
本发明的一个实施例中提供了一种接收下行参考信号的方法，其包括步骤：
用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构；
依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。
本发明的另一个实施例中提供了一种接收下行参考信号的设备，其包括：
确定模块，用于通过用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构；
第一接收模块，用于依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。
与现有技术相比，本发明具备如下优点：
本发明的一个实施例中，提出了一种接收下行参考信号的方法，其通过用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构，再依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。即本方案能确定下行参考信号的时频结构以接收该下行参考信号，进而使得下行参考信号得到充分利用，以优化资源。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，这些将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为现有技术中LTE的TDD***的帧结构示意图；
图2为现有技术中DMRS的天线端口7、8的配置示意图；
图3为在一个载波中存在子载波宽度为15KHz和30kHz的OFDM符号的资源示意图；
图4为子载波宽度和子帧长度均不同的OFDM符号的结构示意图；
图5为CP的长度随着OFDM子载波的宽度变化的关系示意图一；
图6为CP的长度随着OFDM子载波的宽度变化的关系示意图二；
图7为本发明的一个实施例中接收下行参考信号的方法的流程图；
图8为本发明的一个实施例中接收下行参考信号的方法的流程图；
图9为本发明的一个实施例中设计DMRS的配置示意图；
图10为本发明的一个实施例中设计DMRS的配置示意图；
图11为本发明的一个实施例中设计DMRS的配置示意图；
图12为本发明的一个实施例中设计DMRS的配置示意图；
图13为本发明的一个实施例中设计DMRS的配置示意图；
图14为本发明的一个实施例中DMRS在时域上的结构示意图；
图15为本发明的一个实施例中DMRS在时域上的结构示意图；
图16为本发明的一个实施例中DMRS在频域上的结构示意图；
图17为本发明的一个实施例中DMRS在频域上的结构示意图；
图18为本发明的一个实施例中DMRS在频域上的结构示意图；
图19为本发明的一个实施例中DMRS在频域上的结构示意图；
图20为本发明的一个实施例中接收下行参考信号的设备的结构框图；
图21为本发明的一个实施例中接收下行参考信号的设备的结构框图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。
需要说明的是，本发明提出了一种接收下行参考信号的方法，即从用户设备的视角来描述该方法，可以通过编程将该接收下行参考信号的方法实现为计算机程序在UE相关设备上实现。
具体请参见附图7，为本发明的一个实施例中一种接收下行参考信号的方法的流程图。为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本申请作进一步详细说明。
具体包括以下步骤：
步骤701：用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构；
具体的，这里所述的下行参考信号的时频结构包括下行参考信号在每个子帧中，在时域占用的RE(Resource Element，资源元素)数，以及下行参考信号在时域占用的位置，下行参考信号的时频结构也包括下行参考信号在每个子帧中，在频域占用的RE(ResourceElement，资源元素)数，以及下行参考信号在频域占用的位置。
步骤702：依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。进一步的，在本方案的一个实施例中，在步骤701之前还包括步骤700，具体请参见附图8所示。
步骤700：依据从基站接收到的高层信令指示，用户设备确定该高层信令指示所对应的接收下行参考信号的方法。
本发明所述的DMRS是下行参考信号的一种，下面的描述以DMRS为例进行描述，本发明的方法也可以应用于其他下行参考信号。
为便于理解本发明所述方案的具体实施，下文结合具体的实施例来详细说明本发明所述方案。
实施例一：
具体的，本方案根据具体的应用场景设计一种DMRS的方案，在这种方案的基础上，再根据所传输数据的预设物理特征对DMRS的频域密度和时域密度进行变化，以确定该DMRS的时频结构。其中所传输数据的预设物理特征包括以下至少之一：子帧长度；正交频分复用的子载波宽度；循环前缀的长短；载频大小；传输数据的业务类型及用户设备的移动速度。进一步的，其中所述的DMRS的频域密度指的是频域相邻的DMRS的RE之间的频率间隔，DMRS的时域密度指的是时域相邻的DMRS的RE之间的时间间隔。
具体的，在本方案一个实施例的应用场景中，根据子帧长度为1毫秒，每个子帧有14个OFDM符号，OFDM符号子载波宽度为15kHz时的情况设计一种DMRS的方案，因为现有LTE的子帧长度为1毫秒，每个子帧有14个OFDM符号，OFDM符号子载波宽度为15kHz，与上述的参数相同，可以采用与LTE相同的DMRS的方案，如图3所示；或者由于要求把DMRS放在子帧最前面的OFDM符号，从而能够尽量减少数据处理的时延。
下文描述该实施例中设计DMRS的几种方法。
设计方法一：
在本方案的一个应用场景中，当传输数据的载频大幅度提高时，例如在毫米波传输数据，由于毫米波中主要通过直射或反射进行传播，时延扩展减小很多，因此频率选择性降低，可以降低DMRS的频域密度。由于毫米波的波长非常短，多普勒增大，因此时间选择性提高，需要提高DMRS的时域密度。由于毫米波中频偏误差以及相位噪声对解调性能的影响严重，增大OFDM子载波的宽度可以对抗毫米波中频偏误差以及相位噪声对解调性能的影响。当子帧的长度随着子载波的宽度变化成反比例变化，CP长度随着子载波的宽度变化成反比例变化，假设子载波宽度从Δf1变为Δf1·2m，子帧长度从l变为l/2m，CP长度从cp变为cp/2m，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子帧长度为0.5毫秒，CP长度为2.34微秒，每个子帧包括14个OFDM符号，变成了如图9所示。
进一步的，由于CP的长度变小了，则信道的频率选择性降低了，可以降低DMRS的频域密度，也就是增大频域相邻的DMRS的RE之间的频率间隔。由于OFDM符号的子载波宽度增大了，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS频域相邻的RE之间频率间隔增大了，如图10所示，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为2.34微秒，CP长度减小一倍；每个子帧包括14个OFDM符号，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS频域相邻的RE之间频率间隔增大一倍。DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目随着CP开销的变化而变化，如果CP的开销不变，则DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，例如，随着CP开销的增大，DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目减小，也就是CP开销增大，信道频率选择性增强，DMRS频域密度增加。
进一步的，由于载频提高了，波长降低了，则信道的时间选择性增大了，需要提高DMRS的时域密度，也就是减小时域相邻的DMRS的RE之间的时间间隔。由于每个OFDM符号的持续时间降低了，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS时域相邻的RE之间时间间隔降低了，如图10所示，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为2.34微秒，CP长度减小一倍；每个子帧包括14个OFDM符号，每个OFDM符号持续的时间减小一倍，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS时域相邻的RE之间时间间隔减小一倍。
设计方法二：
在本方案的一个应用场景中，当传输数据的载频大幅度提高时，例如在毫米波传输数据，由于毫米波中主要通过直射或反射进行传播，时延扩展减小很多，因此频率选择性降低，可以降低DMRS的频域密度。由于毫米波的波长非常短，多普勒增大，因此时间选择性提高，需要提高DMRS的时域密度。由于毫米波中频偏误差以及相位噪声对解调性能的影响严重，增大OFDM子载波的宽度可以对抗毫米波中频偏误差以及相位噪声对解调性能的影响。当子帧的长度随着子载波的宽度变化成反比例变化，CP长度随着子载波的宽度变化成反比例变化，假设子载波宽度从Δf1变为Δf1·2m，子帧长度从l变为l/2m，CP长度从cp变为cp/2m，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子帧长度为0.5毫秒，CP长度为2.34微秒，每个子帧包括14个OFDM符号，变成了如图9所示。
由于CP的长度变小了，则信道的频率选择性降低了，可以降低DMRS的频域密度，也就是增大频域相邻的DMRS的RE之间的频率间隔。由于OFDM符号的子载波宽度增大了，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS频域相邻的RE之间频率间隔增大了，如图11所示，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为2.34微秒，CP长度减小一倍；每个子帧包括14个OFDM符号，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS频域相邻的RE之间频率间隔增大一倍。
由于载频提高了，波长降低了，信道的时间选择性可能增大了，由于UE的移动速度降低了，信道的时间选择性可能降低，两个因素同时影响，不需要提高DMRS的时域密度，也就是保持时域相邻的DMRS的RE之间的时间间隔。由于每个OFDM符号的持续时间降低了，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔不变，则DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目增多了，如图11所示，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为2.34微秒，CP长度减小一倍；每个子帧包括14个OFDM符号，每个OFDM符号持续的时间减小一倍，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目增加一倍，则DMRS时域相邻的RE之间时间间隔不变。
设计方法三：
在本方案的一个应用场景中，当服务小区的覆盖范围大幅度降低，小区半径减小，时延扩展减小很多，因此频率选择性降低，可以降低DMRS的频域密度。由于载频不变，因此时间选择性不变，保持DMRS的时域密度。由于低时延业务的需求，增大OFDM子载波的宽度可以减少OFDM符号的长度。当子帧的长度随着子载波的宽度变化成反比例变化，CP长度随着子载波的宽度变化成反比例变化，假设子载波宽度从Δf1变为Δf1·2m，子帧长度从l变为l/2m，CP长度从cp变为cp/2m，例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子帧长度为0.5毫秒，CP长度为2.34微秒，每个子帧包括14个OFDM符号，变成了如图9所示。
进一步的，由于CP的长度变小了，则信道的频率选择性降低了，可以降低DMRS的频域密度，也就是增大频域相邻的DMRS的RE之间的频率间隔。由于OFDM符号的子载波宽度增大了，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS频域相邻的RE之间频率间隔增大了，如图11所示，例如，在高载频的情况下，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为2.34微秒，CP长度减小一倍；每个子帧包括14个OFDM符号，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，则DMRS频域相邻的RE之间频率间隔增大一倍。
进一步的，由于载频没变，信道的时间选择性不变，信道的时间选择性不变，不需要提高DMRS的时域密度，也就是保持时域相邻的DMRS的RE之间的时间间隔。由于每个OFDM符号的持续时间降低了，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔不变，则DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目增多了，如图11所示，例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为2.34微秒，CP长度减小一倍；每个子帧包括14个OFDM符号，每个OFDM符号持续的时间减小一倍，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目增加一倍，则DMRS时域相邻的RE之间时间间隔不变。
设计方法四：
在本方案的一个应用场景中，当服务小区的覆盖范围不变，小区半径不变，时延扩展不变，因此频率选择性不变，保持DMRS的频域密度。由于载频不变，因此时间选择性不变，保持DMRS的时域密度。由于低时延业务的需求，增大OFDM子载波的宽度可以减少OFDM符号的长度。当子帧的长度随着子载波的宽度变化成反比例变化；由于时延扩展不变，CP长度不变，假设子载波宽度从Δf1变为Δf1·2m，子帧长度从l变为l/2m，CP长度不变。例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子帧长度为0.5毫秒，CP长度为4.67微秒。
由于CP的长度不变，则信道的频率选择性不变，保持DMRS的频域密度，也就是保持频域相邻的DMRS的RE之间的频率间隔。由于OFDM符号的子载波宽度增大了，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的频率不变，则DMRS频域相邻的RE之间的RE数目减少了，也就是在相同数目的子载波个数的情况下，DMRS在频域上的RE数增多了，如图12所示，例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为4.67微秒，CP长度不变；保持DMRS频域相邻的RE之间频率间隔不变，则DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目减少。
由于载频没变，信道的时间选择性不变，信道的时间选择性不变，不需要提高DMRS的时域密度，也就是保持时域相邻的DMRS的RE之间的时间间隔。由于每个OFDM符号的持续时间降低了，保持DMRS时域相邻的RE之间间隔不变，则DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目增多了，如图12所示，例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为4.67微秒，CP长度不变；保持DMRS时域相邻的RE之间时间间隔不变。
设计方法五：
在本方案的一个应用场景中，当服务小区的覆盖范围不变，小区半径不变，时延扩展不变，因此频率选择性不变，保持DMRS的频域密度。由于载频不变，因此时间选择性不变，保持DMRS的时域密度。由于低时延业务的需求，增大OFDM子载波的宽度可以减少OFDM符号的长度。当子帧的长度随着子载波的宽度变化成反比例变化；由于时延扩展不变，CP长度不变，假设子载波宽度从Δf1变为Δf1·2m，子帧长度从l变为l/2m，CP长度不变。例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子帧长度为0.5毫秒，CP长度为4.67微秒。
由于CP的长度不变，则信道的频率选择性不变，保持DMRS的频域密度，也就是保持频域相邻的DMRS的RE之间的频率间隔。由于OFDM符号的子载波宽度增大了，保持DMRS频域相邻的RE之间间隔的频率不变，则DMRS频域相邻的RE之间的RE数目减少了，也就是在相同数目的子载波个数的情况下，DMRS在频域上的RE数增多了，如图13所示，例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为4.67微秒，CP长度不变；保持DMRS频域相邻的RE之间频率间隔不变，则DMRS频域相邻的RE之间间隔的RE数目减少。
由于载频没变，但UE的移动速度提高了，信道的时间增大，需要提高DMRS的时域密度，也就是减小时域相邻的DMRS的RE之间的时间间隔。由于每个OFDM符号的持续时间降低了，减小DMRS时域相邻的RE之间间隔，则可以保持DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目不变，如图13所示，例如，引入OFDM子载波的宽度为30kHz，子载波的宽度增大一倍；子帧长度为0.5毫秒，子帧长度减小一倍；CP长度为4.67微秒，CP长度不变；保持DMRS时域相邻的RE之间间隔的RE数目不变。
综上所述，上面的五种DMRS设计方法是根据传输数据的预设物理特征，即子帧长度，使用的OFDM的子载波宽度，CP的长短，载频的大小，以及传输的业务类型，UE的移动速度来确定采用不同的DMRS设计方法。当OFDM的子载波宽度发生变化或者CP长度发生变化时，由于影响的因素比较多，而有些因素的作用又是互相抵触的，因此，基站可以综合这些影响因素，确定从上面的设计方法一、设计方法二、设计方法四、设计方法五中的一种方法DMRS的设计方法，UE可以通过从基站接收高层信令指示确定从上面的设计方法一、设计方法二、设计方法四、设计方法五中的一种方法来接收DMRS，然后进行信道估计。
对于DMRS的时频结构的配置，频域密度和时域密度可以根据资源元素的数目确定，与OFDM符号的时域长度和OFDM符号的子载波宽度无关，例如，图10中，左面图显示的DMRS时频结构的配置和右面图显示的DMRS时频结构的配置可以认为是同一种配置，尽管左面图的OFDM子载波宽度是15kHz，右边图的OFDM子载波宽度是30kHz，且左面图的OFDM时域长度是左面图的OFDM时域长度的两倍。
实施例二：
在本方案的一个实施例中，基站可以根据不同情况，分别确定时域上和频域上的DMRS设计方法，UE可以通过从基站接收高层信令指示分别确定从上面的DMRS的时域设计方法和频域设计方法中的一种方法来接收DMRS，然后进行信道估计。
具体的，对于DMRS的时域密度要求，每个子帧内必须包含DMRS的资源，也就是说当随着子帧的长度进一步缩短，为了保证每个子帧内必须包含DMRS的资源，DMRS的时域密度不能进一步降低了，例如，当子帧为0.5毫秒时，DMRS在每个子帧中，时域上的没有重复，当子帧长度为0.25毫秒时，DMRS在每个子帧中，时域上密度不变。或者，设计几种DMRS时域上的结构，例如，设计结构一和结构二如图14所示，这个结构是以时域上RE的数目设计的，与OFDM符号长度无关；而如图15所示中，左边的设计和右边的设计是同一种时域设计结构。
进一步的，对于DMRS的频域密度要求，每个物理资源块(PRB，Physical ResourceBlock)内必须包含DMRS的资源，现在每个PRB中候选的子载波个数是12和16，还要进一步研究从12和16中选择一个作为每个PRB在频域中的子载波个数。随着OFDM子载波的宽度进一步增大，根据频率选择性的变化可以设计几种DMRS的频域结构，例如，当每个PRB中子载波的个数为12时，DMRS在每个PRB中的频域间隔可以为4,2,1中的一种或多种，例如，设计结构一、结构二、结构三如图16所示，这个结构是以频域上RE的数目设计的，与OFDM符号子载波宽度无关，如图17所示中，左边的设计和右边的设计是同一种频域设计结构。当每个PRB中子载波的个数为16时，DMRS在每个PRB中的频域间隔可以为4,2,1中的一种或多种，例如，设计结构一、结构二、结构三和结构4如图18所示，这个结构是以频域上RE的数目设计的，与OFDM符号子载波宽度无关；而如图19所示中，左边的设计和右边的设计是同一种频域设计结构。
对于接收公共数据(例如，主信息块(MIB)，或者***信息块(SIB)，或者寻呼信息)的DMRS时频结构，UE可能未处于连接模式，此时UE不能接收高层信令配置信息，此时的DMRS时频结构可以根据协议确定一个缺省的结构；或者根据接收到的同步信号携带的信息指示DMRS时频结构；或者根据接收同步信号等获知的正交频分复用的子载波宽度，循环前缀的长短，循环前缀的开销，载频大小中的一个或多个因素决定DMRS时频结构，例如，如表2所示，接收公共数据DMRS的时频结构与正交频分复用的子载波宽度，循环前缀的长短的映射关系。
表2：DMRS的时频结构与OFDM的子载波宽度，CP的长短的映射
关系
CP长度 OFDM的子载波宽度 DMRS的时频结构
CP长度1 OFDM的子载波宽度1 DMRS的时频结构1
CP长度2 OFDM的子载波宽度2 DMRS的时频结构2
… … …
CP长度N OFDM的子载波宽度N DMRS的时频结构N
例如，如表3所示，接收公共数据DMRS的频域结构与正交频分复用CP开销的映射关系。
表3：DMRS的频域结构与OFDM的CP开销的映射关系
CP长度 DMRS的频域结构
CP开销1 DMRS的频域结构1
CP开销2 DMRS的频域结构2
… …
CP开销N DMRS的频域结构N
对于接收UE专有数据的DMRS的时频结构，可以根据上面的方法确定，或者UE通过接收高层信令配置确定接收UE专有数据的DMRS的时频结构。
对于接收物理下行控制信道(PDCCH，Physical Downlink Control Channel)的DMRS的时频结构，可以按照下面的方法处理。PDCCH分为公共搜索空间和UE特有搜索空间。对于公共搜索空间的PDCCH的DMRS和/或UE特有搜索空间PDCCH的DMRS时频结构，可以根据协议确定一个缺省的结构；或者根据接收到的同步信号携带的信息指示DMRS时频结构；或者根据接收同步信号等获知的正交频分复用的子载波宽度，CP的长度，CP的开销，载频大小中的一个或多个因素决定DMRS时频结构。
或者，对于UE特有搜索空间PDCCH的DMRS时频结构，UE可以根据高层信令配置确定。
综上所述，本发明的一个实施例中，提出了一种接收下行参考信号的方法，其通过用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构，再依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。即本方案能确定下行参考信号的时频结构以接收该下行参考信号，进而使得下行参考信号得到充分利用，以优化资源。
进一步的，依据计算机软件的功能模块化思维，基于前述的一种接收下行参考信号的方法，本发明还提供一种接收下行参考信号的设备，可以是用户设备。具体请参阅图20，该设备包括确定模块2001和第一接收模块2002。
其中所述确定模块2001，用于通过用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构；所述第一接收模块2002，用于依据所述时频结构，用户设备进行下行参考信号的接收。
进一步的，在本方案的一个实施例中，所述一种接收下行参考信号的设备还包括有第二接收模块2000，具体请参阅图21。其中所述第二接收模块2000，用于在确定模块2001通过所述用户设备确定所传输数据的下行参考信号的时频结构之前，依据从基站接收到的高层信令指示，通过用户设备确定该高层信令指示所对应的接收下行参考信号的方法。
本发明的方案中，所提供的一种接收下行参考信号的设备中各模块的具体功能实现，可以参照前述具体步骤700、步骤701、步骤702、实施例一和实施例二，在此不再详述。
以上所述仅是本发明的部分实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (14)

1.一种在无线通信***中由用户设备UE操作的方法，其特征在于，包括：
基于同步信号携带的信息确定第一参考信号的时频结构，所述第一参考信号用于获取主信息块MIB；
根据所述时频结构，接收基站发送的所述第一参考信号；
通过高层信令，接收所述基站发送的用于接收UE专用数据的第二参考信号的时频结构的配置信息，其中，当所述第二参考信号的时频结构的每个资源元素RE的子载波宽度改变时，频域密度和时域密度不变，以及循环前缀CP长度改变；
根据所述配置信息，接收所述基站发送的所述第二参考信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
获取同步信号的子载波宽度；
根据所述同步信号的子载波宽度，确定所述第一参考信号的时频结构的子载波宽度。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
通过所述第一参考信号进行第一信道的估计；
根据所述第一信道的估计的结果，获得所述MIB；
根据所述第二参考信号进行第二信道的估计；
根据第二信道的估计的结果，获取UE专用数据，其中，所述第一参考信号对应于用于接收所述MIB的解调参考信号DMRS，所述第二参考信号对应于用于接收所述UE专用数据的解调参考信号DMRS。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述频域密度包括频域相邻的下行参考信号的RE之间的频率间隔，所述时域密度包括时域相邻的下行参考信号的RE之间的时间间隔。
5.一种在无线通信***中由基站操作的方法，其特征在于，包括：
根据第一参考信号的时频结构，将所述第一参考信号发送给用户设备，其中，所述第一参考信号被用于获取主信息块MIB，所述第一参考信号的时频结构是基于同步信号携带的信息被确定的；
通过高层信令，向所述用户设备发送用于接收UE专用数据的第二参考信号的时频结构的配置信息，其中，当所述第二参考信号的时频结构的每个资源元素RE的子载波宽度被改变时，频域密度和时域密度不变，以及循环前缀CP长度被改变；
根据所述配置信息，向所述用户设备发送所述第二参考信号。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
根据同步信号的子载波宽度，配置所述第一参考信号的时频结构。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
在第一信道上发送所述MIB；
在第二信道上发送所述UE专用数据，其中所述第一参考信号对应于用于接收所述MIB的解调参考信号DMRS，所述第二参考信号对应于用于接收所述UE专用数据的解调参考信号DMRS。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述频域密度包括频域相邻的下行参考信号的RE之间的频率间隔，所述时域密度包括时域相邻的下行参考信号的RE之间的时间间隔。
9.一种用户设备，其特征在于，被配置为执行权利要求1-4中任一项所述的方法。
10.一种基站，其特征在于，被配置为执行权利要求5-8中任一项所述的方法。
11.一种用户设备，其特征在于，包括：
确定模块，用于基于同步信号携带的信息确定第一参考信号的时频结构，所述第一参考信号用于获取主信息块MIB；
第一接收模块，用于根据所述时频结构，接收基站发送的所述第一参考信号；
第二接收模块，用于通过高层信令，接收所述基站发送的用于接收UE专用数据的第二参考信号的时频结构的配置信息，其中，当所述第二参考信号的时频结构的每个资源元素RE的子载波宽度改变时，频域密度和时域密度不变，以及循环前缀CP长度改变；
所述第二接收模块，用于根据所述配置信息，接收所述基站发送的所述第二参考信号。
12.根据权利要求11所述的用户设备，其特征在于，所述确定模块，还用于：
获取同步信号的子载波宽度；
根据所述同步信号的子载波宽度，确定所述第一参考信号的时频结构的子载波宽度。
13.根据权利要求11所述的用户设备，其特征在于，所述确定模块，还用于：
通过所述第一参考信号进行第一信道的估计；
根据所述第一信道的估计的结果，获得所述MIB；
根据所述第二参考信号进行第二信道的估计；
根据第二信道的估计的结果，获取UE专用数据，其中，所述第一参考信号对应于用于接收所述MIB的解调参考信号DMRS，所述第二参考信号对应于用于接收所述UE专用数据的解调参考信号DMRS。
14.根据权利要求11所述的用户设备，其特征在于，所述频域密度包括频域相邻的下行参考信号的RE之间的频率间隔，所述时域密度包括时域相邻的下行参考信号的RE之间的时间间隔。
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