KR102512844B1

KR102512844B1 - 무선 통신 시스템에서 블록 코드의 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR102512844B1
Application number: KR1020160081778A
Authority: KR
Inventors: 김찬홍; 이인규; 이훈; 문지환; 오태석; 장석주
Original assignee: 삼성전자주식회사; 고려대학교 산학협력단
Priority date: 2016-06-29
Filing date: 2016-06-29
Publication date: 2023-03-22
Also published as: KR20180002358A; US10063260B2; US20180006666A1

Abstract

본 개시는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4^th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5^th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 특히, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 블록 코드의 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법에 관한 것으로, 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 블록 부호화(block code) 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬(permutation matrix)을 결정하는 과정과, 상기 블록 부호화 기법 및 상기 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성하는 과정과, 상기 심벌들을 상기 복수 개의 안테나들을 통해 수신단으로 송신하는 과정을 포함한다. 여기서, 상기 퍼뮤테이션 행렬은, 블록의 개수 및 상기 복수 개의 안테나들의 배치 구조에 기초하여 결정되고, 상기 블록의 개수는, 상기 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록 내의 서브 블록(sub-block)들의 개수이다.

Description

무선 통신 시스템에서 블록 코드의 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR PERMUTATION OF BLOCK CODE IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신에 관한 것으로, 보다 구체적으로 MIMO(multiple input multiple output) 무선 환경에서 블록 코드의 퍼뮤테이션(permutation)을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

4G(4^th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5^th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE(Long Term Evolution) 시스템 이후(Post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO, massive multiple input multiple output), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(Device to Device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation, ACM) 방식인 FQAM(Hybrid Frequency Shift Keying and Quadrature Amplitude Modulation) 및 SWSC(Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(Non Orthogonal Multiple Access), 및 SCMA(Sparse Code Multiple Access) 등이 개발되고 있다.

현재의 무선 통신 시스템은 고품질, 고속 및 대용량 데이터 전송의 멀티미디어 서비스를 목표로 구현 또는 연구가 활발히 진행 중에 있다. 무선 통신 시스템에서 데이터를 고속으로 전송하기 위해서는 페이딩 현상과 같은 이동 통신 채널의 특성에 따른 손실을 보상해야 하고, 사용자별 간섭을 해결해야 한다. 이를 해결하고자 제안된 기술 중의 하나가 MIMO 기술이다.

MIMO 기술은 채널 정보 피드백 여부에 따라 개루프(open-loop) 방식과, 폐루프(closed-loop) 방식으로 분류된다. 폐루프 방식은 수신단의 모든 채널 값을 송신단으로 피드백해야 하므로 계산량 증가라는 단점을 가진다. 개루프 방식에서는 데이터 전송 방식에 따라 공간-시간 블록 부호화(space time block code, STBC) 기법 등이 송신 안테나 다이버시티를 목적으로 제안되었다.

상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 무선 통신 시스템에서 블록 코드의 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법을 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 MIMO(multiple input multiple output) 전송에 적용되는 블록 코드의 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법을 제공한다.

또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 안테나들 간 상관도를 낮추기 위한 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법을 제공한다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 동작 방법은, 블록 부호화(block code) 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬(permutation matrix)을 결정하는 과정과, 상기 블록 부호화 기법 및 상기 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성하는 과정과, 상기 심벌들을 상기 복수 개의 안테나들을 통해 수신단으로 송신하는 과정을 포함한다.

본 개시의 다른 실시 예들에 따르면, 무선 통신 시스템에서 송신단의 장치는, 블록 부호화 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬을 결정하는 제어부와, 상기 블록 부호화 기법 및 상기 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성하고, 상기 심벌들을 상기 복수 개의 안테나들을 통해 수신단으로 송신하는 통신부를 포함한다.

여기서, 상기 퍼뮤테이션 행렬은, 블록의 개수 및 상기 복수 개의 안테나들의 배치 구조에 기초하여 결정되고, 상기 블록의 개수는, 상기 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록 내의 서브 블록(sub-block)들의 개수이다.

상기 다양한 실시 예들은 이하 서술되는 상세한 설명 및 도면과 함께 이해될 수 있다. 그러나, 이하 서술되는 상세한 설명은 바람직한 실시 예들 및 이들의 다양한 세부 사항을 설명하기 위한 예시적인 수단이며, 범위를 제한하는 것은 아니다. 다양한 변경 및 변화가 상기 실시 예들의 범위 내에서 발생될 수 있다.

본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치 및 방법은, 블록 코드들에 대한 퍼뮤테이션을 수행함으로써, MIMO(multiple input multiple output) 시스템에서 복수 개의 안테나들 사이의 상관도를 낮추면서 송신 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 특히, FD-MIMO(full dimensional MIMO) 시스템에서 채널 정보 없이 동작하는 개루프(open-loop) 방식을 통해, 시스템 오버헤드는 줄면서 링크 성능이 향상될 수 있다.

본 개시에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 예를 도시한다.
도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단의 블록 구성을 도시한다.
도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 FD-MIMO(full dimensional multiple input multiple output) 안테나(antenna)의 다양한 예들을 도시한다.
도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 교차 극성(cross-polarization) 안테나가 사용된 2D(dimensional) 평면 안테나 어레이(array)의 예를 도시한다.
도 5는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 블록 부호화를 수행하기 위한 블록 구성을 도시한다.
도 6은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송신하기 위한 블록 구성을 도시한다.
도 7은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송하는 흐름의 예를 도시한다.
도 8a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 적용하지 않은 경우 신호 전송의 예를 도시한다.
도 8b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 적용한 경우 신호 전송의 예를 도시한다.
도 9는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 공간 분리를 위한 최적화 변수의 예를 도시한다.
도 10은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 공간 분리를 위한 안테나 집합 패턴의 예를 도시한다.
도 11은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 최소 거리를 가지는 안테나들에 대한 극성 분리의 예를 도시한다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 산출하는 흐름의 예를 도시한다.
도 13은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 복수의 사용자에 대한 다양한 전송 모드(transmission mode)의 예를 도시한다.
도 14는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 사용자의 채널 품질 피드백에 따라 동작하는 송신단의 예를 도시한다.
도 15는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 사용자의 채널 품질 피드백에 따라 퍼뮤테이션 행렬을 적용하는 흐름의 예를 도시한다.
도 16 내지 도 29는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 성능 실험 결과들을 도시한다.

본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.

이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.

본 개시는 무선 통신 시스템에서 블록 코드의 퍼뮤테이션을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

본 개시에서 이용되는 부호화 기법(예: SFBC(Space Frequency Block Code), FSTD(Frequency switched Transmit Diversity))을 지칭하는 용어, 제어 정보(예: 채널 품질 피드백, CQI(Channel Quality Indicator))를 나타내는 용어, 네트워크 객체(network entity)들을 나타내는 용어, 메시지들을 나타내는 용어, 장치(apparatus) 내의 구성 요소(component)들을 나타내는 용어 등은 설명의 편의를 위한 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어들이 본 개시에 적용될 수 있다.

최근 급격히 증가하는 무선 데이터 트래픽에 대응하기 위하여 많은 수의 송수신 안테나(antenna)를 사용하는 거대 (massive) MIMO(multiple input multiple output) 기술이 다양하게 논의되고 있다. 많은 수의 안테나는 통신 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 것으로 알려져 있다. 그러나, 안테나들 간 거리가 가까워지면 채널 상관이 강해지므로, 많은 수의 안테나는 오히려 통신 시스템의 성능을 저하시키는 결과를 초래할 수 있다.

이러한 현실적 제약을 극복하기 위해, FD-MIMO(full dimensional MIMO) 시스템이 제안되고 있다. FD-MIMO 시스템에서는 안테나 원소들을 2차원 평면에 배치시키므로, 같은 공간에 더 많은 수의 안테나를 배치할 수 있게 된다. 따라서, FD-MIMO 시스템에서는 시스템의 성능 이득이 좀 더 높아질 수 있다.

기존의 FD-MIMO 시스템은 주로 폐루프(closed-loop) 환경에서 연구되어 왔다. 폐루프 기법이 제대로 동작하기 위해서는 정확한 채널 추정(channel estimation)이 필수적이다. 채널 추정을 위한 오버헤드가 안테나 개수에 비례하므로, 수십 개 이상의 안테나를 지원하는 FD-MIMO 시스템에서 폐루프 기법의 적용은 채널 추정 오류 및 오버헤드로 인한 성능 문제를 발생시킬 수 있다.

따라서, 최근 개루프(open-loop) 기법을 FD-MIMO 시스템에 확장 적용하는 방안이 논의되고 있다. 개루프 FD-MIMO 시스템에서, 공간-주파수 블록 부호화(space frequency block code, SFBC) 또는 공간-시간 블록 부호화(space time block code, STBC) 기법을 이용하는 경우, 송신단에서 채널 정보 없이 간단한 신호처리만을 이용하여 향상된 링크 성능을 얻을 수 있다. 다만, 이러한 블록 부호화 기법을 이용하는 경우에는 좋은 성능을 갖는 코드 행렬을 찾는 것이 가장 중요하다. 안테나 개수가 많은 FD-MIMO 시스템에서는 코드 행렬의 차원이 증가하기 때문에 적절한 공간-주파수, 혹은 공간-시간 매핑(mapping)을 찾는 것이 매우 어려우며, 이런 이유로 수십 개의 안테나를 고려하는 FD-MIMO 상황에서는 개루프 방식의 블록 부호화 기법이 거의 제안된 바 없다.

따라서, 본 개시는, FD-MIMO 시스템을 위한 개루프 전송 방법을 제안한다. 보다 구체적으로, 본 개시는, 개루프 FD-MIMO 시스템에서 블록 코드 및 퍼뮤테이션 행렬(permutation matrix)을 적용하여 효율적으로 신호를 전송하는 장치 및 방법을 제공한다.

도 1은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템의 예를 도시한다. 도 1을 참고하면, 무선 통신 시스템 100은 송신단 110 및 수신단 120을 포함한다.

송신단 110과 수신단 120은 사용자 장치 또는 망(network) 장치에 해당될 수 있다. 망 장치는 기지국(base station), NB(nodeB), eNB(evolved nodeB) 등을 포함할 수 있다. 사용자 장치는 단말(terminal), 이동국(mobile station), 사용자 장비(user equipment) 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, 송신단 110은 기지국에 해당되고, 수신단 120은 단말에 해당될 수 있다. 다른 예를 들어, 송신단 110은 단말에 해당되고, 수신단 120은 기지국에 해당될 수 있다.

각각의 송신단 110 및 수신단 120은 데이터 통신을 위한 복수의 안테나들을 포함할 수 있다. 송신단 110은 수신단 120으로 데이터가 포함된 신호를 송신한다. 예를 들어, 송신단 110은 초고주파(mmWave) 대역(예를 들어, 60GHz 대역)에서 데이터가 포함된 신호를 수신단 120으로 송신할 수 있다. 송신단 110은 초고주파 대역에서의 전파 경로 손실 완화 및 전파의 전달 거리 증가를 위하여 빔포밍(beamforming), 거대 MIMO, FD-MIMO 기술 등을 이용할 수 있다.

상술한 바와 같이, 송신단 110은 기지국 또는 단말이 될 수 있고, 수신단 120은 단말 또는 기지국이 될 수 있다. 이하 설명의 편의를 위해, 후술되는 다양한 실시 예들에서, 기지국이 송신단 110으로 기능하고, 단말이 수신단 120으로 기능하는 것으로 가정한다. 즉, 후술되는 다양한 실시 예들은 다운링크 통신의 상황을 가정한다. 그러나, 본 개시가 상향링크 통신을 배제하는 것은 아니다. 즉, 이하 다양한 실시 예들은 상향링크 통신에도 적용될 수 있다.

도 2는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 송신단 110의 블록 구성을 도시한다. 이하 사용되는 '…부', '…기' 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어, 또는, 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 도 2를 참고하면, 송신단 110은 안테나부 210, 통신부 220, 저장부 230과 제어부 240을 포함할 수 있다.

안테나부 210은 RF(Radio Frequency) 대역 신호를 무선 채널로 방사(radiation)하거나, 무선 채널을 통해 송신된 신호를 감지(detect)하기 위한 구성요소이다. 안테나부 210은 복수 개의 안테나들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 안테나부 210은 2D(dimensional) 안테나 어레이(array)의 구조를 가질 수 있다. 이때, 안테나부 210에 포함되는 안테나 요소(antenna element)들은 서로 다른 극성들을 가질 수 있다.

통신부 220은 무선 채널을 통해 신호를 송신 및 수신하기 위한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 통신부 220은 시스템의 물리 계층 규격에 따라 기저대역 신호 및 비트열 간 변환 기능을 수행한다. 예를 들어, 데이터 송신 시, 통신부 220은 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 데이터 수신시, 통신부 220은 기저대역 신호의 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 또한, 통신부 220은 기저대역 신호를 RF 대역 신호로 상향변환한 후 안테나를 통해 송신하고, 안테나를 통해 수신되는 RF 대역 신호를 기저대역 신호로 하향변환한다. 예를 들어, 통신부 220은 송신 필터, 수신 필터, 증폭기, 믹서(mixer), 오실레이터(oscillator), DAC(digital to analog convertor), ADC(analog to digital convertor) 등을 포함할 수 있다.

또한, 통신부 220은 다수의 RF 체인들을 포함할 수 있다. 나아가, 통신부 220은 송신 다이버시티(transmit diversity)를 위한 블록 부호화 기법을 통해 변조 심벌들을 복수의 안테나들에 매핑하여 전송할 수 있다. 블록 부호화 기법은 SFBC기법 또는 STBC 기법 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 통신부 220은 또한, 빔포밍을 수행할 수 있다. 빔포밍을 위해, 통신부 220은 다수의 안테나들 또는 안테나 요소들을 통해 송수신되는 신호들 각각의 위상 및 크기를 조절, 즉, 아날로그 빔포밍을 수행할 수 있다. 또는, 통신부 220은 디지털 신호에 대한 빔포밍, 즉, 디지털 빔포밍을 수행할 수 있다.

통신부 220은 상술한 바와 같이 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 이에 따라, 통신부 220은 송신부, 수신부 또는 송수신부로 지칭될 수 있다. 또한, 이하 설명에서, 무선 채널을 통해 수행되는 송신 및 수신은 통신부 220에 의해 상술한 바와 같은 처리가 수행되는 것을 포함하는 의미로 사용된다.

저장부 230은 송신단 110의 동작을 위한 기본 프로그램, 응용 프로그램, 설정 정보 등의 데이터를 저장한다. 저장부 230은 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 또는 휘발성 메모리와 비휘발성 메모리의 조합으로 구성될 수 있다. 또한, 저장부 230은 제어부 240의 요청에 따라 저장된 데이터를 제공한다. 즉, 저장부 230은 블록 코드를 뒤섞어(permutate) 채널 상관을 줄이기 위해 미리 산출된 퍼뮤테이션 행렬을 저장하고, 제어부 240의 요청에 따라 퍼뮤테이션 행렬 정보를 제공할 수 있다.

제어부 240은 송신단 110의 전반적인 동작들을 제어한다. 예를 들어, 제어부 240은 통신부 220를 통해 신호를 송신 및 수신한다. 또한, 제어부 240은 저장부 230에 데이터를 기록하고, 저장부 230으로부터 데이터를 읽는다. 이를 위해, 제어부 240은 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 제어부 240은 다중 사용자의 전송 모드(transmission mode)에 따라 블록 부호화 기법을 적용할지 결정할 수 있다. 다른 일 실시 예에 따라, 전송 모드가 송신 다이버시티 모드인 경우, 제어부 240은, 적용될 블록 코드 행렬을 결정할 수 있다. 상기 블록 코드 행렬은 SFBC 또는 STBC기법에 따른 행렬들 중 어느 하나일 수 있다. 또한, 제어부 240은, 송신 다이버시티를 위한 복수의 안테나들간 채널 상관을 줄이기 위해 블록 코드 행렬을 뒤섞는 퍼뮤테이션 행렬을 산출하거나, 미리 저장된 퍼뮤테이션 행렬을 선택할 수 있다. 이를 위해, 제어부 240은 신호 처리(예: 다이버시티 전송을 위한 블록 부호화)를 위한 부호화 기법을 결정하는 블록 코드 행렬 결정부 241과 부호화 기법에 대응하는 퍼뮤테이션 규칙을 결정하는 퍼뮤테이션 결정부 243을 포함할 수 있다. 이에 따라, 제어부 240은 송신단 110이 후술하는 다양한 실시 예들에 따르는 절차를 수행하도록 제어할 수 있다.

도 2를 참고하여 설명한 송신단 110의 구성에서, 안테나부 210은 다양한 형태로 구성될 수 있다. 예를 들어, 안테나부 210은 이하 도 3 및 도 4와 같이 구성될 수 있다.

도 3은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 FD-MIMO 안테나의 다양한 예들을 도시한다. 도 3을 참고하면, FD-MIMO를 위한 2D 안테나 어레이의 배치는 배치 312 내지 320 중 어느 하나일 수 있다. 배치 312는 1x64 안테나 어레이 배치로, 가로 길이는 4m, 세로 길이는 7 내지 10cm일 수 있다. 배치 314는 8x8 안테나 어레이 배치로, 가로 및 세로 길이는 각각 0.5m 일 수 있다. 배치 316은 8x4 안테나 어레이 배치로, 가로 길이는 0.25m, 세로 길이는 0.5m일 수 있다. 배치 318은 4x8 안테나 어레이 배치로, 가로 길이는 0.5m, 세로 길이는 0.25m 일 수 있다. 배치 320은 배치 316과 같은 8x4 안테나 어레이 배치이나, 채널 상관을 줄이기 위해 안테나 열들 간 간격을 두어 총 가로 길이가 1m일 수 있다. 도 3에서 도시된 바와 같이, FD-MIMO 시스템에서는 고속의 데이터 전송을 위해 다수의 안테나를 2차원으로 배열하므로, 한정된 공간에서 다수의 안테나를 배열하기 위해 안테나들 간 채널 상관 문제가 중요시된다.

도 4는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 교차 극성 안테나가 사용된 2D 평면 안테나 어레이의 예를 도시한다. 도 4를 참고하면, 일 실시 예에 따라, 안테나부 210은 두 안테나들을 동일한 위치에 수직으로 교차시켜 서로 다른 극성을 갖도록 하는, 한정된 공간에서 최대 안테나를 수용할 수 있는 2D 평면 안테나 어레이일 수 있다. 도 4에서,

는 2D 평면 안테나 어레이를 구성하는 안테나들의 행의 개수를 의미하고,

는 2D 평면 안테나 어레이를 구성하는 안테나들의 열의 개수를 의미한다. 또한,

는 수직 안테나들 간격을 의미하고,

는 수평 안테나들 간격을 의미한다. 도 4를 참고하면, 2 종류의 서로 다른 극성을 가진 안테나를 동일한 위치에 배치하는 경우, m 번째 행, n 번째 열에 위치한 첫 번째 극성을 가진 안테나의 인덱스는 (m,n,1)로 표현될 수 있다. m 번째 행, n 번째 열에 위치한 두 번째 극성을 가진 안테나의 인덱스는 (m,n,2)로 표시될 수 있다. 이 경우, 총 송신 안테나의 개수는 다음 <수학식 1>로 표현될 수 있다.

<수학식 1>에서,

는 총 송신 안테나들의 개수,

는 안테나 어레이에서 안테나 행의 개수,

는 안테나 어레이에서 안테나 열의 개수를 의미한다.

즉, 도 4와 같이 안테나의 극성이 2가지로 분류되는 경우, 하나의 위치에 2개의 안테나들이 배치될 수 있다. 안테나의 극성은 2가지 이상일 수 있으며, 안테나 어레이에 포함되는 안테나들의 최대 개수는 안테나 어레이 구조의 열의 개수, 행의 개수 및 극성의 개수의 곱일 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 3개 이상의 서로 다른 극성을 가지는 안테나들이 안테나 어레이에 포함될 수 있다.

도 5는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 블록 부호화를 수행하기 위한 블록 코드 구성부 500의 예를 도시한다. 블록 코드 구성부 500은 도 2의 통신부 220의 일부 구성요소일 수 있으며, 적용되는 블록 부호화 기법에 따라 다르게 구성될 수 있다. 도 5를 참고하면, 일 실시 예에 따라, FSTD(frequency switched transmit diversity) 기법을 적용하는 블록 코드 구성부 500은 SFBC 매핑부들 510-1 내지 510-B와 SFBC 블록들을 조합하는 FSTD 매핑부 520을 포함한다.

FSTD 기법은, 적은 수의 안테나에서 효과적으로 동작하는 Alamouti 코드와 같은 SFBC 행렬들을 주파수 도메인에서 직교하게 쌓아 올리는 기법이다. 도 5에서,

는 데이터 심벌들의 개수,

는 송신 안테나들의 개수, B는 SFBC 블록들의 개수,

는 i-번째 데이터 심벌을 의미한다.

일 실시 예에 따라, 블록 코드 구성부 500은

개의 데이터 심벌들을 입력 받고, 안테나 및 주파수별로 블록화하여 SFBC 블록 부호들을 생성한다. 즉,

개의 심벌들은, 동일한 시간-주파수 자원으로 전송될 G개의 데이터 심벌들로 짝지어진다. 이에 따라, B개의 데이터 심벌 그룹들이 생성되고, SFBC 매핑부들 510-1 내지 510-B는 B개의 각 그룹들 각각의 심벌들을 송신 다이버시티를 위해 블록 부호화한다. 그 결과, G개의 데이터 심벌들로부터

번째 SFBC 블록이 생성되면,

번째 SFBC 블록은

로 표현될 수 있다. FSTD 매핑부 520은 SFBC 매핑부들 510-1 내지 510-B에 의해 생성된 SFBC 블록들을 주파수 도메인에서 직교하게 쌓아 올려

행렬을 구성한다.

행렬은 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록이고, B개의 각 SFBC 블록들은

행렬을 구성하는 서브(sub) 블록들이 된다. 즉, B개의 SFBC 블록들을 FSTD 방식으로 배치한 FSTD 매핑 행렬은 <수학식 2>와 같이 표현될 수 있다.

<수학식 2>에서,

는 FSTD 매핑 행렬,

는 i-번째 데이터 심벌,

는 데이터 심벌들의 총 개수, blk diag{}는 블록 대각 행렬,

는

번째 SFBC 블록, G는 하나의 SFBC 매핑부에 적용되는 심벌들의 개수(즉, 하나의 블록으로 부호화될 심벌들의 개수), B는 데이터 심벌들을 G개씩 구분하여 부호화하는 경우 생성되는 SFBC 블록 개수를 의미한다.

예를 들어, Alamouti 코드를 이용한 FSTD-A(FSTD with Alamouti) 기법에서 G=2,

=4 인 경우, SFBC 블록의 개수 B=2가 된다. 4개의 데이터 심벌들

는 SFBC 매핑부들 510-1 및 510-2를 통해

,

로 매핑되고, FSTD 매핑부 520을 거쳐 <수학식 3>과 같은

로 매핑된다.

<수학식 3>에서,

는 SFBC 블록들을 직교하게 배치한 FSTD 행렬을 의미하고,

는 i-번째 데이터 심벌,

는 i-번째 데이터의 켤레 복소 심벌, blk diag{}는 블록 대각 행렬,

및

는 SFBC 블록을 의미한다. <수학식 3>에서, 행렬의 열은 각 부반송파(주파수)에 대응하고, 행은 각 안테나에 대응한다.

블록들은 후술하는 퍼뮤테이션 연산이 적용될

를 구성하는 서브 블록들이다.

다른 예를 들어, FSTD-PSD(FSTD with phase shift diversity) 기법에서 G=2,

=4,

=8인 경우, FSTD-PSD 매핑 행렬

는 <수학식 4>와 같이 표현될 수 있다. G=2이므로, 동일한 시간-주파수 자원을 공유할 심벌들은

로 2개씩 그룹핑(grouping)될 수 있으나, 입력 심벌들의 수

보다 송신 안테나들의 수

가 많으므로, 위상 천이(phase shift)된 심벌들을 포함하여 <수학식 4>와 같이 블록 부호화 될 수 있다. 즉, 4개의 데이터 심벌들

는 SFBC 매핑부들 510-1 및 510-2를 통해

,

로 매핑되고, FSTD 매핑부 520을 거쳐 <수학식 4>와 같이 매핑된다.

<수학식 4>에서,

는 FSTD-PSD 매핑 행렬,

는 i-번째 데이터 심벌, blk diag{}는 블록 대각 행렬,

및

는 PSD 블록,

는 각각 위상 천이 값이다. <수학식 4>에서, 행렬의 열은 각 부반송파(주파수)에 대응하고, 행은 각 안테나에 대응한다.

블록들은 후술하는 퍼뮤테이션 연산이 적용될

를 구성하는 서브 블록들이다. 결과적으로,

개의 데이터 심벌들이 블록 코드 구성부 500을 거쳐 블록 부호화되어

개의 송신 안테나들에 매핑될 수 있다.

상술한 FSTD 기법은 구현이 매우 간단하기 때문에 LTE 시스템, 인지 무선(cognitive radio) 표준 등 여러 분야에서 사용되고 있다. 그러나, 본 발명이 FSTD 기법에 제한되는 것은 아니며, 다양한 실시 예들에 따라 다른 블록 코드가 사용될 수 있다.

다양한 실시 예들에 따라, 도 5와 같은 블록 부호화에 더하여, 퍼뮤테이션이 수행될 수 있다. 다양한 실시 예들에서, 퍼뮤테이션은 블록 부호화된 신호들 및 안테나들 간 매핑 관계를 제어함으로써 신호들을 전달하는 채널들 간 상관성을 줄이기 위해 수행된다. 이 경우, 신호 송신은 도 6과 같이 수행될 수 있다.

도 6은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 신호를 송신하기 위한 블록 구성을 도시한다. 일 실시에 따라, 도 6에 도시된 구성은 송신단 110의 통신부 220에 대한 일부 구성요소일 수 있다.

도 6을 참고하면, 일 실시 예에 따라, 통신부 220은 블록 코드 구성부 500, 퍼뮤테이션 연산부 610 및 OFDM 송신기 620을 포함한다. 블록 코드 구성부 500은 SFBC 매핑부들 510-1 내지 510-B와 SFBC 블록들을 조합하는 FSTD 매핑부 520을 포함할 수 있다.

개의 데이터 심벌들은 블록 코드 구성부 500의 SFBC 매핑부들 510-1 내지 510-B와 SFBC 행렬들을 조합하는 FSTD 매핑부 520을 거쳐 블록 부호화된 후, 퍼뮤테이션 연산부 610으로 입력된다. 퍼뮤테이션 연산부 610에서는, 추가적인 에러 성능 향상을 위해, 입력된 FSTD 행렬

에 퍼뮤테이션 행렬 ∏를 곱한다. 이 때,

의

개의 행들은 안테나들 간 채널 상관을 고려하여 행렬 ∏에 의해 뒤섞이게 된다. 행렬 ∏에 의해 뒤섞인 데이터 심벌들은 OFDM 송신기 620에서

개의 안테나들을 통해 전송된다. 예를 들어, FSTD-A기법에서

=4, G=2 인 경우, 행렬 ∏에 의해 뒤섞인 데이터 심벌들은 <수학식 5>와 같이 표현될 수 있다.

<수학식 5>에서,

는 i-번째 데이터 심벌, 왼쪽 위의 블록은 제1 SFBC 블록을, 오른쪽 아래 블록은 제2 SFBC 블록을 의미한다. 제1 SFBC 블록 및 제2 SFBC 블록은 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록 내의 서브 블록들이다. <수학식 5>에서, 행렬의 열은 각 부반송파(주파수)에 대응하고, 행은 각 안테나에 대응한다. <수학식 5>를 참고하면, 퍼뮤테이션 연산을 거친 후, 제1 SFBC 블록 및 제2 SFBC 블록 내의 심벌들에 대한 안테나 매핑이 달라질 수 있다.

다양한 실시 예들에 따른 행렬 ∏를 산출하고 적용하는 과정은 이하 도 8내지 도 12에서 상세하게 설명된다.

상술한 실시 예들에서, SFBC로서 Alamouti가 예시되었다. 그러나, 다양한 실시 예들에 따라,

개의 안테나(2개, 4개, 8개, …) 상황에서 동작하는 다른 SFBC에 본 개시에서 제안된 방식이 적용될 수 있다. 예를 들어, Alamouti 외에도, Jafarkhani(H. Jafarkhani, "A quasi-orthogonal space-time block code," IEEE TCOM, 2001), Tirkkonen-Hottinen(O. Tirkkonen et. al., "Square-matrix embeddable space-time block codes for complex signal constellations," IEEE TIT, 2002), Trikkonen-Boariu-Hottinen(O. Tirkkonen et. al., "Minimal nonorthogonality rate 1 space-time block code for 3+ Tx antennas," IEEE ISSSTA, 2000), Su-Xia(W. Su et. al., "Signal constellations for quasi-orthogonal space-time block codes with full diversity," IEEE TIT, 2004), Tarokh-Jafarkhani-Calderbank 1(V. Tarokh et. al., "Space-time block codes from orthogonal designs," IEEE TIT, 1999), Tarokh-Jafarkhani-Calderbank 2(V. Tarokh et. al., "Space-time block codes from orthogonal designs," IEEE TIT, 1999), Kim(J. Kim et. al., "STBC/SFBC for 4 transmit antennas with 1-bit feedback," IEEE ICC, 2008), Murthy-Gowri(N. S. Murthya et. al., "Full rate general complex orthogonal space-time block code for 8-transmit antenna," IWIEE, 2012), Erotokritou(I. D. Erotokritou, "Space-time block coding for multiple transmit antennas over time-selective fading channels" Louisiana State University, May, 2006), Tran-Seberry-Wang-Wysocki(L. C. Tran et. al., "Two new complex orthogonal space time codes for 8 transmit antennas," University of Wollongong, 2004) 등의 코드 행렬 방식이 적용될 수 있다.

또한, 상술한 실시 예들에서, SFBC 블록들을 주파수 도메인으로 직교하게 배치하는 방식의 FSTD가 예시되었다. 그러나, 다른 실시 예에서, STBC에 대한 TSTD(time switched transmit diversity)와 같은 방식이 적용될 수 있다. 다양한 실시 예들에 따라, SFBC 또는 STBC에 기초하지 아니한 독립적인 블록 코드가 사용될 수 있다. 다시 말해, FSTD 또는 TSTD와 같이 다른 블록 코드의 조합에 의해 정의되는 코드가 아닌, 독립적으로 정의되는 블록 코드에, 다양한 실시 예에 따른 퍼뮤테이션이 적용될 수 있다. 단, FSTD와 유사하게, 다양한 실시 예에 따른 퍼뮤테이션이 적용될 수 있는 블록 코드는, 동일한 시간-주파수 자원에서 적어도 하나의 안테나가 사용되지 아니하는 특성을 가지는 것이 바람직하다.

도 7은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수의 안테나들을 통해 신호를 전송하는 흐름을 도시한다. 도 7에 대한 설명에서 기술되는 송신단은 도 2에 도시된 송신단 110일 수 있다.

도 7을 참고하면, 단계 701에서, 송신단은 블록 부호화 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬을 결정한다. 일 실시 예에 따라, 블록 부호화 기법은 사용자에 대한 전송 모드에 따라서 결정 될 수 있다. 블록 부호화 기법에 의해, 데이터 심벌들은 복수 개의 안테나들에 매핑되도록 부호화되며, 이때, 하나의 시간-주파수 자원에서 복수 개의 안테나들 중 적어도 하나는 심벌과 매핑되지 아니한다. 다시 말해, 블록 부호화 기법은 동일한 시간-주파수 자원에서 일부 안테나가 사용되지 아니하는 특성을 가질 수 있다. 예를 들어, 블록 부호화 기법은 SFBC 혹은 STBC 중 어느 하나의 범주에 속할 수 있다. 구체적으로, 블록 부호화 기법은 SFBC 블록 또는 STBC 블록들을 직교하게 배치한 FSTD 또는 TSTD 기법일 수 있다. 특히, FSTD 기법은 FSTD-A, FSTD-PSD 및 FSTD-E-PSD(FSTD with extended PSD) 중 어느 하나일 수 있다. 구체적으로, 송신단은, 후술하는 바와 같이, 하나의 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록 내의 서브 블록의 개수와 안테나들의 배치 구조(예: 행의 개수, 열의 개수)에 따라 퍼뮤테이션 행렬을 선택할 수 있다. 예를 들어, 송신단은 다수의 미리 정의된 퍼뮤테이션 행렬들을 포함하는 코드북에서 서브 블록의 개수 및 안테나들의 배치 구조에 대응하는 적어도 하나의 퍼뮤테이션 행렬을 검색할 수 있다.

단계 703에서, 송신단은 블록 부호화 기법 및 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성한다. 다시 말해, 송신단은 블록 부호화 기법에 따라 데이터 심벌들을 블록 코딩하고, 퍼뮤테이션 행렬에 따라 블록 코딩된 심벌들을 뒤섞는다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 블록 코드 행렬에 퍼뮤테이션 행렬을 곱함으로써 복수의 안테나들에 데이터 심벌들을 매핑할 수 있다. 예를 들어, 송신단은 도 6에서 설명한 FSTD 행렬에 퍼뮤테이션 행렬을 곱함으로써 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성할 수 있다.

단계 705에서, 송신단은 블록 부호화 기법과 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 생성한 심벌들을 전송한다. 다시 말해, 송신단은 퍼뮤테이션 행렬을 통해 뒤섞인 심벌들을 안테나들을 통해 전송할 수 있다. 이때, 물리 계층 전송 기법에 따라, 추가적인 신호 처리가 수행될 수 있다. 예를 들어, 송신단은 퍼뮤테이션 행렬을 통해 뒤섞인 심벌들을 시간-주파수 자원에 매핑하고, OFDM 변조를 수행한 후, OFDM 심벌들을 송신할 수 있다. 다른 실시 예로, OFDM 방식은 FBMC 방식으로 대체될 수 있다.

상술한 바와 같이, 다양한 실시 예에 따라, 블록 코드에 대한 퍼뮤테이션이 수행될 수 있다. 즉, 퍼뮤테이션은 채널 정보의 피드백이 없는 개루프 환경에서, 동일한 시간-주파수 자원을 공유하는 한 그룹의 심벌들로 구성된 서브 블록 내에서 안테나들간 채널 상관을 감소시키기 위해 수행될 수 있다. FD-MIMO 시스템에서 채널 상관을 발생시키는 원인으로는 크게 공간 채널 상관과 극성 채널 상관의 두 가지 유형이 존재한다. 공간 채널 상관은 가까이에 배치된 안테나 원소들 간에 발생하는 현상으로, 안테나 원소 간 거리를 증가시킴으로써 감소될 수 있다. 또한, 극성 채널 상관은 서로 다른 극성들을 가지는 안테나들을 사용함으로써 감소될 수 있다. 이에 따라, 본 개시에서 제안하는 퍼뮤테이션 행렬을 산출하는 과정은, 동일한 시간-주파수 자원을 공유하는 한 그룹의 심벌들로 구성된 서브 블록 내에서 안테나들간 공간 분리 단계와 극성 분리 단계로 구성된다. 공간 분리 단계는 안테나들간 채널 상관을 줄이기 위해, 서브 블록 내에서 안테나들간 최소 거리가 최대가 되는 안테나들의 조합을 찾는 단계이다. 극성 분리 단계는 안테나들의 극성을 고려하여, 공간 분리 단계를 통해 얻어진 안테나들의 조합에서 최소 거리의 안테나들 간에는 서로 반대 극성을 가지도록 구성하는 단계이다. 공간 분리 및 극성 분리에 기초한, 다양한 실시 예들에 따른 퍼뮤테이션 행렬은 다음과 같이 결정될 수 있다.

도 8a 및 8b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 퍼뮤테이션 행렬을 적용하지 않은 경우와 적용한 경우를 비교 도시한다. 이하 도 8a 및 8b는 SFBC에 기초한 블록 부호화 기법을 예시한다. 그러나, 다양한 실시 예들에 따라, 다른 블록 부호화 기법이 사용되는 경우에도 퍼뮤테이션이 수행될 수 있다.

도 8a는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 적용하지 않은 경우 신호 전송의 예를 도시한다. 도 8a를 참고하면, 일 실시 예에 따라, 송신단은 SFBC 부호화된 심벌들을 전송한다. 일 실시 예에 따라, SFBC 블록 개수 B=2인 경우, 제1 SFBC 블록 810 및 제2 SFBC 블록 820은 4개의 안테나들을 통해 전송된다. 구체적으로, 제1 시간-주파수 자원을 통해 제1 SFBC 블록 810이 송신되고, 제2 시간-주파수 자원을 통해 제2 SFBC 블록 820이 송신된다. 이때, 퍼뮤테이션이 수행되지 아니하는 경우, 제1 SFBC 블록 810을 송신하기 위해 사용되는 첫 번째 및 두 번째 안테나들 간 최소 거리는 d가 되고, 제2 SFBC 블록 820을 송신하기 위해 사용되는 세 번째 및 네 번째 안테나들 간 최소 거리 역시 d가 된다.

도 8b는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 적용한 경우 신호 전송의 예를 도시한다. 도 8b를 참고하면, 제1 SFBC 블록 810 및 제2 SFBC 블록 820은 퍼뮤테이션을 통해 뒤섞이게 된다. 즉, 도 8a와 달리, 제1 SFBC 블록 810이 첫번째 및 세번째 안테나를 통해 송신되고, 제2 SFBC 블록 820이 두번째 및 네번째 안테나를 통해 송신된다. 이에 따라, 퍼뮤테이션 행렬에 따라 뒤섞인 신호를 4개의 안테나를 통해 전송하는 경우, 제1 SFBC 블록 810 및 제2 SFBC 블록 820을 송신하기 위해 사용되는 안테나들간 최소 거리는 2d로 증가하게 된다.

도 8a 및 도 8b에 도시된 바와 같이, 본 개시에서 제안된 퍼뮤테이션 행렬을 이용하는 경우, 동일 시간-주파수 자원에 사용되는 안테나들 간 최소 거리가 늘어남에 따라, 안테나들간 공간 채널 상관이 감소하는 효과가 발생할 수 있다.

상술한 바와 같이, 공간 채널 상관 문제는 동일 시간-주파수 자원이 사용되는 블록 내에서 안테나 원소 간 최소 거리를 최대화함으로써 해결될 수 있다. 일 실시 예에 따라, 교차 극성 안테나가 사용된 2D 안테나 어레이를 가정하는 경우, 안테나 원소 간 최소 거리를 최대화하는 집합

은 <수학식 6>과 같이 표현될 수 있다.

<수학식 6>에서,

은

번째와

번째의 SFBC블록을 전송하는 안테나 원소들의 위치 (m,n)의 집합이며, 목적 함수

은 집합

에 속하는 두 안테나 위치들 간 최소 거리,

는 총 안테나의 개수, B는 SFBC 블록의 개수를 의미한다. 교차 극성 안테나를 사용하기 때문에, 2개의 SFBC 블록들에 대하여 하나의 안테나 원소들의 위치 집합

이 결정된다. 단, 위치 집합

은

번째와

번째의 SFBC 블록 쌍이 아닌, 다른 쌍의 조합도 될 수 있다. 두 개의 극성들을 가진 안테나가 아닌, 더 많은 종류의 극성을 가진 안테나들이 하나의 안테나 위치에 설치되는 경우, 하나의 위치 집합

을 공유하는 SFBC 블록들은 극성의 개수만큼 증가할 수 있다.

도 9는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 공간 분리를 위한 최적화 변수의 예를 도시한다. 도 9를 참고하면,

은 첫 번째 블록 코드를 전송하는 안테나 위치들의 집합

과 두 번째 블록 코드를 전송하는 안테나 위치들의 집합

를 포함한다. 이때, 각 집합에서의 안테나들 간 최소 거리

및

가 최적화되어야 할 변수로서, 목적 함수이다. 목적 함수

은 <수학식 7>과 같이 정의될 수 있다.

<수학식 7>에서,

은 목적 함수,

는 안테나들 간 수평 거리,

는 안테나들 간 수직 거리를 의미한다.

<수학식 6>은 공간 채널 상관을 최소화시키기 위해 목적 함수

의 최소값을 최대화하는 것을 목적으로 한다. 예를 들어, 도 9를 참고하면,

의 안테나 위치들 간 최소 거리는 (2,3)위치와 (3,2)위치 간 대각선 거리인

이 된다.

의 안테나 위치들 간 최소 거리는, 도 9에 표시된 바와 같이, 두 안테나 위치들 간 수평 거리인

이 된다. 이 경우,

값이

값보다 작다면, <수학식 6>은

의 최소값인

이 최대화 되는 해를 찾는 것을 목적으로 한다. 최종해를 찾기 위해서는 모든 가능한 후보

에 대해 목적 함수를 계산하는 exhaustive 탐색 기법을 적용해야 하므로, <수학식 6>의 탐색 크기는

와 같다.

따라서, 일 실시 예에 따라,

의 탐색 크기를 가지는 탐색 공간을 검사함으로써, 안테나들 간 최소 거리가 최대화되는 안테나 집합들이 결정될 수 있다. 추가적으로, 본 개시는 탐색 크기를 줄이기 위한 다른 실시 예를 이하 설명한다.

새로운 변수 D를 도입하여 <수학식 6>을 재구성하면, 최적화 조건은 <수학식 8>과 같이 표현된다.

<수학식 8>에서,

는 총 안테나의 개수, B는 SFBC 블록의 개수,

은

번째와

번째의 SFBC 블록을 전송하는 안테나 원소들의 위치 (m,n)의 집합, D는

의 모든 집합에서 안테나들 간 최소 거리를 의미한다. <수학식 8>을 풀기 위해서는,

를 만족시키는 집합

을 결정한 후, 집합

에 근거하여 D를 최적화 시키는 두 단계를 거쳐서 문제의 조건을 만족하는 D의 최대값을 찾아야 한다. 따라서, 일 실시 예에 따라, <수학식 8>에 의해서 <수학식 6>보다 탐색 크기가 줄어든 탐색 공간을 검사함으로써, 안테나들 간 최소 거리가 최대화되는 안테나 집합들이 결정될 수 있다. 추가적으로, 본 개시는 탐색 크기를 줄이기 위한 다른 실시 예를 이하 설명한다.

도 10은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 공간 분리를 위한 안테나 집합 패턴을 도시한다. 도 10을 참고하면, 본 개시는 안테나들 간 최소 거리가 최대가 되는 집합을 결정하는 휴리스틱(heuristic) 기법으로서, 탐색 변수를 단순화할 수 있는 하나의 미리 정의된 패턴을 제안한다. 일 실시 예에 따라, 안테나들 간 최소 거리를 최대화하면서, 탐색 크기를 줄일 수 있는 지그재그 패턴이 제안된다. 즉, 지그재그 패턴이란, 출발 위치에서 다음 안테나 위치를 찾을 때, 같은 행 또는 열에 위치하지 않는 대각선 방향으로 안테나 위치를 찾는 방법으로 안테나 위치를 탐색함으로써 결정되는 패턴을 의미한다. 여기서, 대각선 방향으로 찾아진 다음 안테나 위치에 대한 이전 안테나 위치 대비 열 인덱스 차이 및 행 인덱스 차이는, 동일하거나 또는 서로 다를 수 있다. 다수의 안테나 행들 및 다수의 안테나 열들이 존재하는 경우, 지그재그 패턴은 일정 열 또는 행마다 반복되는 격자 구조를 가질 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 안테나들의 집합을 결정하는 방법은 지그재그 패턴 이외의 방법으로 적용될 수 있다.

문제를 단순화하기 위해, 본 개시는

을 만족시키는 집합

을 찾기 위한 첫 번째 단계에서 새로운 변수

와

를 도입한다.

는 두 안테나들 간 수직 거리를 의미하고,

는 두 안테나들 간 수평 거리를 의미한다. 여기서, 수직 거리 또는 수평 거리는 두 안테나들 사이에 위치한 안테나들의 개수로 표현될 수 있다. 새로 도입된 변수들을 기반으로 휴리스틱 기법을 이용하여,

번째와

번째의 SFBC 블록을 전송하는 안테나 원소들의 위치 (m,n)의 집합

은 <수학식 9>과 같이 구성할 수 있다.

<수학식 9>에서,

은 위치 집합,

는 두 안테나들 간 수직 거리,

는 두 안테나들 간 수평 거리, B는 서브 블록 개수,

이고,

로 정의 된다.

이때, 최소 거리 D는 <수학식 10>과 같이 표현된다. 반복되는 패턴에 따라, 최소 거리 D는 안테나들 간 대각선 거리에 기초한

, 안테나들 간 수직 거리에 기초한

및 안테나들 간 수평 거리에 기초한

값 중 최소값으로 결정될 수 있다. 즉, 반복되는 격자구조의 패턴을 이용함으로써 목적 함수 D의 탐색 크기를 줄일 수 있다.

<수학식 10>에서, D는 목적 함수,

는 안테나들 간 수평 거리를 의미하고,

는 안테나들 간 수직 거리,

는 두 안테나 위치들 간 수직 거리를 의미하고,

는 두 안테나 위치들 간 수평 거리를 의미한다.

<수학식9> 및 <수학식 10>을 이용하여 <수학식 11>이 유도될 수 있다. <수학식 11>은 <수학식 8>의 변형으로 다음과 같이 표현된다.

<수학식 11>에서,

는 안테나들 간 수평 거리,

는 안테나들 간 수직 거리,

는 안테나 열들의 개수,

는 안테나 행들의 개수,

는 두 안테나 위치들 간 수직 거리,

는 두 안테나 위치들 간 수평 거리, B는 SFBC 블록 개수를 의미한다.

는 x가 y의 약수임을 의미한다.

<수학식 8> 대신 <수학식 11>을 풀어서 D를 최대화 하는

와

값을 구할 수 있다. 구해진

와

값에 따라 최소 거리

를 만족하는

집합을 구성할 수 있다. 다시 말해, 먼저 <수학식 11>에 따른 안테나들 간 최소 거리를 최대화하는

와

값을 구한 후에, 이 조건을 만족하는 <수학식 9>의

집합을 구성할 수 있다. <수학식 11>은 반복되는 격자구조의 패턴을 이용함으로써 <수학식 6> 또는 <수학식 8>에 비해 목적 함수 D의 탐색 크기를 획기적으로 줄일 수 있다. 예를 들어, 특이 상황인 선형 안테나 구조에서 공간 분리 기법을 적용하는 경우에는 수평 방향 또는 수직 방향 중 어느 하나만을 고려하면 되므로, 최적의

집합을 쉽게 산출할 수 있다.

=1인 수직으로 배치된 선형 안테나 구조의 경우,

값과

은 <수학식 12>와 같이 얻어질 수 있다. 또한,

=1인 수평으로 배치된 선형 안테나 구조의

값과

은 <수학식 13>과 같이 얻어질 수 있다. 각각의 경우,

와

, 안테나들 간 수평 거리

와 안테나들 간 수직 거리

를 모두 알고 있으므로, 최적의 D를 쉽게 구할 수 있고, 이를 만족하는

들을 쉽게 얻을 수 있다. 즉, 안테나들 간 최소 거리를 최대화하는 안테나 위치들의 집합은 제안된 공간 분리 기법인 <수학식 11>을 통해 비교적 간단히 얻을 수 있다.

<수학식 12> 및 <수학식 13>에서,

는 두 안테나 위치들 간 수직 거리,

는 두 안테나 위치들 간 수평 거리, B는 SFBC 블록 개수,

은 위치 집합을 의미한다.

상술한 바와 같이, 공간 분리 기법에 의해 각 SFBC 블록을 전송할 안테나 위치들의 집합이 얻어지면, 도 11과 같이, 안테나들간 극성을 고려하여 각 SFBC 블록을 각 안테나에 매핑하는 극성 분리 기법을 적용한다. 일 실시 예에 따라, 도 11에서는 서로 다른 극성을 가지는 2개의 안테나들이 하나의 위치에 배치되는 교차 극성 안테나 배치를 가정한다. 다른 실시 예에 따라, 안테나들의 극성은 3개 이상일 수 있고, 이 경우 3개 이상의 안테나들이 동일한 위치에 배치될 수 있다.

도 11은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 최소 거리를 가지는 안테나들에 대한 극성 분리의 예를 도시한다. 극성 분리 기법에 따라 같은 극성을 갖는 안테나 원소 간의 채널 상관 효과를 피하기 위해, 최소 거리를 가지는 안테나 원소들 간에 서로 다른 극성을 갖도록 배치하는 것을 말한다. 예를 들어, 공간 분리 단계에서 집합

가 정해진 경우, u-번째 SFBC 블록을 전송하는 안테나 원소들의 집합

는 <수학식 14>와 같이 얻어진다. 즉, <수학식 14>와 같이, 안테나들 간 최소 거리가 최대인 집합

에서 2개의 서로 다른 극성을 가지는 안테나들이 동일한 위치에 배치될 수 있다.

<수학식 14>에서,

는 u-번째 SFBC 블록을 전송하는 안테나 원소들의 집합, B는 SFBC 블록의 개수,

은 위치 (m,n)에 설치된 안테나의 극성을 의미한다.

은 <수학식 15>와 같이 정의될 수 있다.

<수학식 15>에서,

은 위치 (m,n)에 설치된 안테나의 극성,

는 안테나들 간 수평 거리를 의미하고,

는 안테나들 간 수직 거리를 의미한다.

는 두 안테나 위치들 간 수직 거리를 의미하고,

는 두 안테나 위치들 간 수평 거리를 의미한다.

예를 들어, 도 11을 참고하면, 안테나들 간 최소 길이의 최대값인 D =

인 경우, 최소 거리를 가지는 대각선 위치의 안테나들 간에는 서로 다른 극성을 가지도록

가 결정된다. 다른 실시 예에 따라, SFBC 행렬은 STBC 행렬로 대체될 수 있다.

도 12는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 퍼뮤테이션 행렬을 산출하는 흐름을 도시한다. 도 12에 대한 설명에서 기술되는 송신단은 도 2에 도시된 송신단 110일 수 있다. 도 12의 동작은 송신단에 의해 수행되거나, 별도의 주체에 의해 수행될 수 있다. 이하 설명의 편의를 위해, 도 12의 절차를 수행하는 주체는 '결정자'라 지칭된다.

도 12를 참고하면, 단계 1201에서, 결정자는

와

를 최적화한다. 다시 말해, 공간 분리 과정의 하나로, 두 안테나 위치들간 수직 거리인

와 수평 거리인

에 의해 안테나들 간 최소 거리가 최대화되도록 하는 최적의

및

를 산출한다. 예를 들어, 결정자는 상술한 <수학식 11>과 같이 D를 최대화하는

와

값을 결정한다.

단계 1203에서는, 결정자는 단계 1201에서 얻어진

와

값에 따라 최소 거리

를 만족하는 위치 집합

을 구성한다. 다시 말해, 결정자는 먼저 안테나들 간 최소 거리를 최대화하는

와

값을 결정한 후에, 이 조건을 만족하는 <수학식 9>와 같이 위치 집합

을 구성할 수 있다.

단계 1205에서, 일 실시 예에 따라, 결정자는 u-번째 SFBC 블록을 전송할 안테나 원소들의 집합

를 확인한다. 다시 말해, 결정자는 극성 분리 기법에 따라 같은 극성을 갖는 안테나 원소 간의 채널 상관 효과를 피하기 위해, 최소 거리를 가지는 안테나 원소들 간 서로 다른 극성을 갖도록 배치한다. 즉, 결정자는 1203 단계에서 구해진 안테나들 간 최소 거리를 최대화하는 위치 집합에서, 최소 거리를 가지는 교차 극성 안테나들이 서로 다른 극성을 갖도록 배치할 수 있다. 이전 단계에서 집합

는 <수학식 14>와 같이 얻어질 수 있다.

단계 1207에서, 결정자는 얻어진 안테나 패턴을 기초로 퍼뮤테이션 행렬∏를 구성한다. 일 실시 예에 따라, 결정자는 상술한 단계들을 거쳐 결정된 u-번째 SFBC 블록을 전송하는 안테나 원소들의 집합

를 기초로, SFBC 블록의 행들을 뒤섞기 위한 퍼뮤테이션 행렬을 구성할 수 있다. 다른 실시 예에 따라, SFBC 블록은 STBC 블록으로 대체될 수 있다. 구체적으로, 퍼뮤테이션 행렬은 퍼뮤테이션 전 각 안테나를 통해 송신되는 신호들이 퍼뮤테이션 후 어느 안테나로 송신되는지를 지시하는, 각 원소가 1 또는 0의 값을 가지는 행렬일 수 있다.

단계 1209에서, 결정자는 구성된 퍼뮤테이션 행렬∏를 저장한다. 다시 말해, 결정자는 상술한 단계들에 의해 얻어진 퍼뮤테이션 행렬을 저장 저장한다. 이에 따라, 송신단(예: 결정자, 송신단 110)은 서브 블록(예: SFBC 블록)의 개수 및 안테나의 배치 구조(예: 행의 개수, 열의 개수)에 따라 대응하는 퍼뮤테이션 행렬을 선택할 수 있다. 또 다른 실시 예에 따라, 퍼뮤테이션 행렬은 데이터 전송 시 필요에 따라 산출될 수 있다. 다른 실시 예에 따라, 퍼뮤테이션 행렬은 미리 산출되어 저장부(예: 저장부 230)에 저장될 수 있으며, 퍼뮤테이션 행렬의 적용이 필요한 경우에 저장된 행렬들 중에서 선택적으로 적용될 수 있다.

도 13은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 복수의 사용자에 대한 다양한 전송 모드의 예를 도시한다. 도 13을 참고하면, 일반적인 다중 사용자 상황에서 송신단은 각 사용자에게 서로 다른 전송 모드를 할당할 수 있다. 예를 들어, 사용자 A 1310 및 사용자 D 1340은 송신 다이버시티 모드로 서비스 받을 수 있다. 반면, 사용자 B 1320과 사용자 C 1330은 각각 폐루프 기반의 다중 사용자(multi-user) MIMO 및 빔포밍 모드로 서비스 받을 수 있다. 도 13에 도시된 바와 같이, 송신단은 송신 다이버시티 모드로 서비스 받는 사용자 A 1310과 사용자 D 1340에 대해서만 퍼뮤테이션 행렬을 적용하여 송신할 수 있으며, 사용자 B 1320과 사용자 C 1330과 같이 폐루프 기반의 전송 모드인 사용자에게는 추가 연산 없이 상황에 맞는 전송 모드를 제공할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 각 사용자의 전송 모드는, 각 사용자로부터 수신한 채널 품질 피드백 정보에 의해서 결정될 수 있다. 무선 통신 시스템의 복수의 사용자 환경에서 각 사용자의 채널 품질 피드백에 따른 송신단의 동작 실시 예들은 이하 설명한다.

도 14는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 사용자의 채널 품질 피드백에 따라 동작하는 송신단 110을 도시한다. 도 14를 참고하면, 송신단 110은 블록 코드 구성부 500, 퍼뮤테이션 연산부 610, OFDM 송신기 620, 전송 모드 결정부 1310, 퍼뮤테이션 행렬 결정부 1320을 포함한다.

전송 모드 결정부 1310은 사용자 단말(예: 수신단 120)로부터 수신된 채널 품질 피드백 정보를 기반으로 전송 모드를 선택할 수 있다. 채널 품질 피드백 정보는 CQI(Channel Quality Indicator)일 수 있다. 채널 품질은 SINR(signal to noise and interference ratio), SNR(signal to noise ratio), CINR(carrier to noise and interference ratio) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

전송 모드 결정부 1310이 채널 품질 피드백 정보에 기반하여 사용자 j에 대해 송신 다이버시티 모드를 선택한 경우, 블록 코드 구성부 500은 사용자 j에 대한 송신 신호들을 블록 부호화한다. 예를 들어, FSTD-A 기법의 경우, 블록 코드 구성부 500은 사용자 j에 대한

개의 데이터 심벌들을 FSTD-A 기법에 의해 SFBC 블록들을 주파수 도메인에 직교하도록 배치한

행렬을 생성할 수 있다.

퍼뮤테이션 행렬 결정부 1320은 블록 코드 구성부 500에 의해 사용된 블록 부호화 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬을 결정할 수 있다. 퍼뮤테이션 행렬은 미리 산출되어 저장된 값들로부터 선택될 수도 있고, 필요한 경우마다 변수들로부터 산출되어 결정될 수 있다. 퍼뮤테이션 행렬은, 동일한 시간-주파수 자원을 공유하는 심벌들을 송신하는 안테나들 간 채널 상관을 줄이기 위해, 안테나 위치 및 극성을 고려하여 심벌들을 안테나들에 매핑하기 위한 행렬이다. 예를 들어, FSTD-A방식으로 블록 부호화 되는 경우, 퍼뮤테이션 행렬 결정부 1320은 블록의 개수 및 안테나의 배치 구조 등을 고려하여 퍼뮤테이션 행렬

를 결정한다.

퍼뮤테이션 연산부 610은 블록 코드 구성부 500에 의해 부호화된 코드들에 결정된 퍼뮤테이션 행렬을 적용한다. 즉, 퍼뮤테이션 연산부 610은 선택된 퍼뮤테이션 행렬

를

행렬과 곱하여, 심벌들을 전송하기 위한 각 안테나들에 대응시킨다.

OFDM 송신기 620은 블록 부호화 및 퍼뮤테이션 연산 결과 생성된 심벌들을 OFDM 변조함으로써 OFDM 심벌들을 생성하고, OFDM 심벌들을 복수의 안테나들을 통해 전송한다.

전송 모드 결정부 1310이 채널 품질 피드백 정보에 기반하여 사용자에 대해 다른 전송 모드를 선택한 경우(예: 폐루프 기반의 빔포밍 모드), 송신단 110은 해당 동작을 수행한 후, OFDM 송신기 620을 이용하여 신호를 전송할 수 있다.

도 15는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 사용자의 채널 품질 피드백에 따라 퍼뮤테이션 행렬을 적용하는 흐름을 도시한다.

도 15를 참고하면, 단계 1501에서, 일 실시 예에 따라 사용자 단말들은 CQI 정보를 송신단으로 전송한다. 즉, 송신단은 신호를 수신할 수신단으로부터 CQI 정보를 수신할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 기지국일 수 있다. 다른 실시 예에 따라, CQI 정보 이외에 채널 품질 정보가 전송될 수 있다.

단계 1503에서, 송신단은 각 단말의 CQI 정보에 기반하여 전송 모드를 선택한다. 다시 말해, 송신단은 각 단말로부터 수신한 채널 품질 정보에 따라 전송 모드를 결정할 수 있다. 일 실시 예에 따라, 전송 모드는 3GPP(3^rd Generation Partnership Project) 규격에서 정의하는 다운링크 채널의 전송 모드 중 어느 하나일 수 있다.

단계 1505에서, 송신단에서 선택한 전송 모드가 송신 다이버시티 모드인지 판단한다. 예를 들어, 송신단은 수신한 채널 품질 정보에 기반하여 전송 모드를 결정하고, 결정된 전송 모드가 송신 다이버시티 모드인지 판단한다. 송신단이 송신 다이버시티 모드를 선택한 경우 단계 1507로 진행한다. 송신단이 송신 다이버시티 이외의 모드를 선택한 경우 단계 1513으로 진행한다.

단계 1507에서, 송신단은 CQI 정보에 기반하여 SFBC 기법을 선택한다. 본 개시의 다양한 실시 예들에 따라, SFBC 기법은 Alamouti 외에도, Jafarkhani(H. Jafarkhani, "A quasi-orthogonal space-time block code," IEEE TCOM, 2001), Tirkkonen-Hottinen(O. Tirkkonen et. al., "Square-matrix embeddable space-time block codes for complex signal constellations," IEEE TIT, 2002), Trikkonen-Boariu-Hottinen(O. Tirkkonen et. al., "Minimal nonorthogonality rate 1 space-time block code for 3+ Tx antennas," IEEE ISSSTA, 2000), Su-Xia(W. Su et. al., "Signal constellations for quasi-orthogonal space-time block codes with full diversity," IEEE TIT, 2004), Tarokh-Jafarkhani-Calderbank 1(V. Tarokh et. al., "Space-time block codes from orthogonal designs," IEEE TIT, 1999), Tarokh-Jafarkhani-Calderbank 2(V. Tarokh et. al., "Space-time block codes from orthogonal designs," IEEE TIT, 1999), Kim(J. Kim et. al., "STBC/SFBC for 4 transmit antennas with 1-bit feedback," IEEE ICC, 2008), Murthy-Gowri(N. S. Murthya et. al., "Full rate general complex orthogonal space-time block code for 8-transmit antenna," IWIEE, 2012), Erotokritou(I. D. Erotokritou, "Space-time block coding for multiple transmit antennas over time-selective fading channels" Louisiana State University, May, 2006), Tran-Seberry-Wang-Wysocki(L. C. Tran et. al., "Two new complex orthogonal space time codes for 8 transmit antennas," University of Wollongong, 2004) 등의 코드 행렬 방식이 적용될 수 있다.

단계 1509에서, 송신단은 저장부로부터 퍼뮤테이션 행렬 ∏를 선택한다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 선택된 SFBC 기법 관련 파라미터(예: SFBC 블록 개수)과 안테나의 배치 구조(예: 행의 개수, 열의 개수)에 기반하여 퍼뮤테이션 행렬 ∏를 선택할 수 있다. 퍼뮤테이션 행렬 ∏는 미리 산출되어 저장부에 저장되어 있을 수 있고, 필요한 경우마다 송신단이 산출하여 SFBC 기법에 맞는 퍼뮤테이션 행렬을 선택할 수 있다.

단계 1511에서, 송신단은 블록 부호화 행렬에 퍼뮤테이션 행렬을 곱하여 새로운 매핑 행렬을 구성한다. 일 실시 예에 따라, 송신단은 FSTD 매핑 행렬

와 퍼뮤테이션 행렬 ∏를 곱하여 행렬을 구성할 수 있다.

단계 1513에서, 송신단은 다른 전송 모드를 지원한다. 다시 말해, 송신단의 전송 모드가 송신 다이버시티 이외의 모드로 선택된 경우, 송신단은 다른 전송 모드를 지원하기 위해 동작한다.

도 16내지 도 29는 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 무선 통신 시스템에서 성능 실험 결과들을 도시한다. 즉, 본 개시의 퍼뮤테이션 연산에 대해, <표 1>과 같은 실험 환경 하에서 성능 실험을 진행한 결과는 도 16 내지 도 29와 같다. 본 개시에서 제안하는 퍼뮤테이션 연산의 성능 검증을 위해, 도 17 내지 도 29의 성능 실험은 송신단의 세 가지 안테나 배치 상황들(8x1, 8x8, 1x8)에 대하여 진행되었다. 성능의 기준을 제시하기 위해, 도 17 내지 도 29는 송신 안테나 배치가 2x1인 상황에서의 Alamouti 기법의 BLER(Block Error Rate)을 함께 도시하였다. 성능 검증을 위해 FSTD-A, FSTD-PSD, FSTD-E-PSD 기법들을 가정한다. 도 16 내지 도 29에서 그래프들의 가로축은 잡음 대비 비트 에너지 비율인 Eb/No값을 의미하며, dB 단위로 표시된다. 그래프들의 세로축은 블록 에러 비율인 BLER값을 의미하며, 1이하의 확률 값으로 표시된다. 동일한 Eb/No 값에 대해서 블록 에러 비율이 작을수록 성능이 좋으므로, 그래프 상에서 아래쪽에 위치할수록 송신단의 성능이 향상됨을 의미한다.

시스템 변수	값
Tx configuration	Multi-antenna, XPOL 45˚, omni-beam
Rx configuration	Single-antenna, COPOL, omni-beam
Scenario	UMi3D, NLOS
Carrier frequency	2 Ghz
Velocity	3 km/h
FFT size	1024
Modulation	4-QAM
Channel coding	Turbo code with code rate

도 16은 송신 안테나 배치가 2x2 및 1x4인 상황에서 최적의 퍼뮤테이션 기법(optimal Permutation Method)과 제안된 퍼뮤테이션 기법(proposed Permutation Method)의 성능을 도시한다. 도 16은, FSTD-A 기법을 이용한 성능 그래프 1600과 FSTD-PSD 기법을 이용한 성능 그래프 1650을 포함한다. 도 16을 참고하면, 제안된 퍼뮤테이션 기법과 최적의 퍼뮤테이션 기법 그래프가 거의 차이가 나지 않는 것을 확인할 수 있다. 이 때, 최적의 퍼뮤테이션 기법은 2x2로 배치된 교차 극성 안테나 상황인 경우

개의 탐색 크기를 갖는다. 반면에, 제안된 퍼뮤테이션 기법은 <수학식 11>의 솔루션을 찾게 되는데, 단 하나의 가능한 해(feasible solution)가 존재한다. 도 16에 도시된 바와 같이, 제안된 퍼뮤테이션 기법은 최적의 퍼뮤테이션 기법과의 성능 차이는 거의 없으면서 계산의 복잡도에 있어서 매우 큰 이득을 얻을 수 있다.

도 17은 송신 안테나 배치가 8x1, 안테나들 간 수직 거리

는 0.5λ인 환경에서 FSTD-A 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 17은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 17을 참고하면, 코드 레이트(code rate)

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우에 BLER은 더 낮은 값으로 얻어진다. 또한, 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 2dB 정도로 얻어진다.

도 18은 송신 안테나 배치가 8x1, 안테나들 간 수직 거리

는 0.8λ인 환경에서 FSTD-A 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 18은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 18을 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 1.5dB 정도로 얻어진다.

도 19는 송신 안테나 배치가 8x8, 안테나들 간 수직 거리와 수평 거리

는 (0.5λ, 0.5λ)인 환경에서 FSTD-A 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 19는, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 19를 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 0.5dB 정도로 얻어진다.

도 20은 송신 안테나 배치가 8x8, 안테나들 간 수직 거리와 수평 거리

는 (0.8λ, 0.5λ)인 환경에서 FSTD-A 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 20은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 20을 참고하면, 코드 레이트

도 21은 송신 안테나 배치가 1x8, 안테나들 간 수평 거리

는 0.5λ인 환경에서 FSTD-A 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 21은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 21을 참고하면, 코드 레이트

도 17 내지 도 21을 참고하면, 제안된 퍼뮤테이션 기법은 채널 상관이 높은 경우, 즉 안테나 간 거리가 보다 좁은 경우 및 수직으로 배치된 선형 어레이(uniform linear array, ULA)환경에서 더 좋은 성능을 낼 수 있다.

도 22는 송신 안테나 배치가 8x1, 안테나들 간 수직 거리

는 0.5λ인 환경에서 FSTD-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 22는, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 22를 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 1.5dB 내지 3dB 정도로 얻어진다.

도 23은 송신 안테나 배치가 8x1, 안테나들 간 수직 거리

는 0.8λ인 환경에서 FSTD-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 23은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 23을 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득이 약 1dB 내지 2dB 정도로 얻어진다.

도 24는 송신 안테나 배치가 8x8, 안테나들 간 수직 거리와 수평 거리

는 (0.5λ, 0.5λ)인 환경에서 FSTD-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 24는, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 24를 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 1.5dB 정도로 얻어진다.

도 25는 송신 안테나 배치가 8x8, 안테나들 간 수직 거리와 수평 거리

는 (0.8λ, 0.5λ)인 환경에서 FSTD-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 25는, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 25를 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득이 약 1.5dB 정도로 얻어진다.

도 26은 송신 안테나 배치가 1x8, 안테나들 간 수평 거리

는 0.5λ인 환경에서 FSTD-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 26은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 26을 참고하면, 코드 레이트

도 22 내지 도 26을 참고하면, FSTD-PSD 기법을 사용한 경우에는 약 1 내지 3dB의 성능 이득이 관찰되며, FSTD-A 기법을 사용한 경우에 비해 소폭 증가한 값이다. 일 실시 예에 따라, FSTD-PSD 기법은 4개의 안테나들을 이격시켜야 하므로, 2개의 안테나들만 이격하는 FSTD-A 기법보다 채널 상관에 민감할 수 있다.

도 27은 송신 안테나 배치가 8x1, 안테나들 간 수직 거리

는 0.5λ인 환경에서 FSTD-E-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 27은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 27을 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 Alamouti 코드를 이용한 경우보다 더 높은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, FSTD-E-PSD는 8개의 안테나들을 이격시켜야 하므로 채널 상관에 더욱 민감하지만, 안테나가 8x1로 배치된 상황에서는 오히려 성능이득이 줄어든다. 8개의 안테나들을 모두 이격시키기 어렵기 때문이다.

도 28은 송신 안테나 배치가 8x8, 안테나들 간 수직 거리와 수평 거리

는 (0.5λ, 0.5λ)인 환경에서 FSTD-E-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 28은, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 28을 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 8x8의 안테나 환경에서는 도 27과 달리, FSTD-E-PSD기법에서 8개의 안테나를 이격시키는 것이 가능하기 때문이다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 1.5dB 내지 2dB 정도로 얻어진다.

도 29는 송신 안테나 배치가 8x8, 안테나들 간 수직 거리와 수평 거리

는 (0.8λ, 0.5λ)인 환경에서 FSTD-E-PSD 기법을 이용한 성능 실험 결과를 도시한다. 도 29는, 성능의 기준을 제시하기 위해, 송신 안테나 배치가 2x1인 경우의 Alamouti 코드를 이용한 BLER 성능 그래프도 함께 도시한다. 도 29를 참고하면, 코드 레이트

가 1/2인 경우 및 3/4인 경우 모두, 대부분 구간에서 제안된 퍼뮤테이션 기법을 적용한 경우의 BLER이 더 낮은 값으로 얻어진다. 일 실시 예에 따라, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 약 1dB 내지 1.5dB 정도로 얻어진다.

도 27 내지 도 29를 참고하면, 제안된 퍼뮤테이션 기법은 송신단이 보다 많은 수의 안테나를 갖는 상황에서 더 높은 성능 이득을 얻을 수 있다.

결론적으로, 송신단이 보다 많은 수의 안테나들을 갖는 상황에서, 보다 많은 수의 안테나가 한 개의 SFBC 블록을 전송하는 개루프 기법을 사용하는 경우, 제안된 퍼뮤테이션 기법의 성능 이득은 높아질 수 있다.

본 개시에서, 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은, 실시 예들에 따라, 기지국보다 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들로 구성되는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다.

본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.

소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.

이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(ROM: Read Only Memory), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(EEPROM: Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(CD-ROM: Compact Disc-ROM), 디지털 다목적 디스크(DVDs: Digital Versatile Discs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.

또한, 상기 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(Local Area Network), WLAN(Wide LAN), 또는 SAN(Storage Area Network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.

상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.

한편, 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims

무선 통신 시스템에서 송신단에 의해 수행되는 방법에 있어서,
블록 부호화(block code) 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬(permutation matrix)을 결정하는 과정과,
상기 블록 부호화 기법 및 상기 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성하는 과정과,
상기 심벌들을 상기 복수 개의 안테나들을 통해 수신단으로 송신하는 과정을 포함하고,
상기 퍼뮤테이션 행렬은, 블록의 개수 및 상기 복수 개의 안테나들의 배치 구조에 기초하여 결정되고,
상기 블록의 개수는, 상기 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록 내의 서브 블록(sub-block)들의 개수이고,
상기 복수 개의 안테나들은, 2D(dimensional) 평면 어레이고,
상기 배치 구조는, 상기 2D 평면 어레이에서 수직 방향으로 위치한 안테나 행의 개수와 수평 방향으로 위치한 안테나 열의 개수에 기초하여 결정되는 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 서브 블록들 각각은, 상기 심벌들 중 시간-주파수 자원을 공유하는 심벌들을 포함하는 방법.
삭제
청구항 1에 있어서,
상기 복수 개의 안테나들은, 하나의 위치에 서로 다른 극성을 가진 다수의 안테나들이 위치하도록 배치되는 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬은, 하나의 서브 블록을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 간 최소 거리를 최대화하는 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬을 결정하는 과정은,
상기 서브 블록들 각각을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 간 최소 거리가 최대화 되도록 상기 퍼뮤테이션 행렬을 산출하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 6에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬을 산출하는 과정은,
상기 서브 블록들 내에서 두 안테나들 사이의 최소 거리가 최대가 되는 수평 간격 및 수직 간격을 결정하는 과정과,
상기 결정된 수평 간격 및 수직 간격을 이용하여, 상기 서브 블록들 각각에 대해 안테나 위치들의 조합을 결정하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬은, 하나의 서브 블록을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 중 최소 거리의 안테나들의 극성들을 서로 다르게 하는 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬을 결정하는 과정은,
상기 서브 블록들 각각을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 중 최소 거리의 안테나들이 서로 다른 극성을 가지도록 상기 퍼뮤테이션 행렬을 산출하는 과정을 포함하는 방법.
청구항 1에 있어서,
상기 블록 부호화 기법은, 공간-주파수 블록 부호화 (space-frequency block code, SFBC) 블록들을 주파수 도메인으로 직교하게 배치하는 FSTD(frequency shift transmit diversity) 방식을 기반으로 하는 방법.
무선 통신 시스템에서 송신단에 있어서,
송수신기와,
상기 송수신기와 연결된 적어도 하나의 프로세서를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는,
블록 부호화(block code) 기법에 따라 퍼뮤테이션 행렬(permutation matrix)을 결정하고,
상기 블록 부호화 기법 및 상기 퍼뮤테이션 행렬을 이용하여 복수 개의 안테나들에 대응하는 심벌들을 생성하고,
상기 심벌들을 상기 복수 개의 안테나들을 통해 수신단으로 송신하도록 설정되고,
상기 퍼뮤테이션 행렬은, 블록의 개수 및 상기 복수 개의 안테나들의 배치 구조에 기초하여 결정되고,
상기 블록의 개수는, 상기 퍼뮤테이션 행렬과 대응하는 코드 블록 내의 서브 블록(sub-block)들의 개수이고,
상기 복수 개의 안테나들은, 2D(dimensional) 평면 어레이고,
상기 배치 구조는, 상기 2D 평면 어레이에서 수직 방향으로 위치한 안테나 행의 개수와 수평 방향으로 위치한 안테나 열의 개수에 기초하여 결정되는 송신단.
청구항 11에 있어서,
상기 서브 블록들 각각은, 상기 심벌들 중 시간-주파수 자원을 공유하는 심벌들을 포함하는 송신단.
삭제
청구항 11에 있어서,
상기 복수 개의 안테나들은, 하나의 위치에 서로 다른 극성을 가진 다수의 안테나들이 위치하도록 배치되는 송신단.
청구항 11에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬은, 하나의 서브 블록을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 간 최소 거리를 최대화하는 송신단.
청구항 11에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 서브 블록들 각각을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 간 최소 거리가 최대화 되도록 상기 퍼뮤테이션 행렬을 산출하도록 설정되는 송신단.
청구항 16에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는,
상기 서브 블록들 내에서 두 안테나들 사이의 최소 거리가 최대가 되는 수평 간격 및 수직 간격을 결정하고,
상기 결정된 수평 간격 및 수직 간격을 이용하여, 상기 서브 블록들 각각에 대해 안테나 위치들의 조합을 결정하도록 설정되는 송신단.
청구항 11에 있어서,
상기 퍼뮤테이션 행렬은, 하나의 서브 블록을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 중 최소 거리의 안테나들의 극성들을 서로 다르게 하는 송신단.
청구항 11에 있어서,
상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 서브 블록들 각각을 송신하기 위해 사용되는 안테나들 중 최소 거리의 안테나들이 서로 다른 극성을 가지도록 상기 퍼뮤테이션 행렬을 산출하도록 설정되는 송신단.
청구항 11에 있어서,
상기 블록 부호화 기법은, 공간-주파수 블록 부호화 (space-frequency block code, SFBC) 블록들을 주파수 도메인으로 직교하게 배치하는 FSTD(frequency shift transmit diversity) 방식을 기반으로 하는 송신단.