KR102273767B1 - 양방향 dc-dc 컨버터, 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템 - Google Patents

양방향 dc-dc 컨버터, 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템 Download PDF

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Abstract

양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템이 제공된다. 상기 양방향 DC-DC 컨버터는 직류 전원이 연결되는 제1 노드, 제2 내지 제5 노드들, 및 접지 노드를 갖는다. 상기 양방향 DC-DC 컨버터는 상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이의 제1 인덕터, 상기 제3 노드와 상기 접지 노드 사이에 병렬로 연결되는 제1 스위치와 제1 다이오드, 상기 제1 노드와 상기 제4 노드 사이의 제2 인덕터, 상기 제4 노드와 상기 접지 노드 사이에 병렬로 연결되는 제2 스위치와 제2 다이오드, 상기 제2 노드와 상기 접지 노드 사이의 제1 커패시터, 상기 제4 노드와 상기 제5 노드 사이의 제3 스위치, 상기 제3 노드와 상기 제5 노드 사이에 병렬로 연결되는 제4 스위치 및 제3 다이오드, 상기 제5 노드와 상기 제2 노드 사이에 병렬로 연결되는 제5 스위치 및 제4 다이오드, 및 상기 제4 노드와 상기 제5 노드 사이에 직렬로 연결되는 제6 스위치 및 제2 커패시터를 포함한다.

Description

양방향 DC-DC 컨버터, 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템{bidirectional DC-DC converter, and energy storage system including the same}
본 발명은 양방향 DC-DC 컨버터, 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템에 관한 것이다.
일반적인 양방향 DC-DC 컨버터는 전압을 올려주는(Step-up) 단방향 부스트 모드와 전압을 내려주는(Step-down) 단방향 벅-모드로 동작한다. 비절연형 양방향 DC-DC 컨버터는 절연형 양방향 DC-DC 컨버터에 비하여 부품의 수와 크기 등의 측면에서 여러 장점이 있어서 널리 사용된다. 비절연형 양방향 DC-DC 컨버터를 부스트 모드로 동작시킬 때, 입력 전압 대비 출력 전압을 크게 증가시키면, 승압의 한계로 인해 목표 출력 전압을 달성하지 못할 수 있다. 목표 출력 전압을 달성한다 하더라도, 듀티비(Duty ratio)가 0.8 내지 0.9 이상이 되어, 제어의 불안성을 초래할 가능성이 높아진다. 이의 대안으로서, 절연형 양방향 DC-DC- 컨버터가 등장하였지만, 변압기, 보조 인덕터, 공진 소자 등의 부품이 필요하여 전체 부품수가 증가하고 효율이 낮다는 등의 문제가 있다.
본 발명이 해결하려는 과제는 제어 안정성을 갖는 비절연형 양방향 DC-DC 컨버너 및 이를 포함하는 에너지 저장 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 일 측면에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 직류 전원이 연결되는 제1 노드, 제2 내지 제5 노드들, 및 접지 노드를 갖는다. 상기 양방향 DC-DC 컨버터는 상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이의 제1 인덕터, 상기 제3 노드와 상기 접지 노드 사이에 병렬로 연결되는 제1 스위치와 제1 다이오드, 상기 제1 노드와 상기 제4 노드 사이의 제2 인덕터, 상기 제4 노드와 상기 접지 노드 사이에 병렬로 연결되는 제2 스위치와 제2 다이오드, 상기 제2 노드와 상기 접지 노드 사이의 제1 커패시터, 상기 제4 노드와 상기 제5 노드 사이의 제3 스위치, 상기 제3 노드와 상기 제5 노드 사이에 병렬로 연결되는 제4 스위치 및 제3 다이오드, 상기 제5 노드와 상기 제2 노드 사이에 병렬로 연결되는 제5 스위치 및 제4 다이오드, 및 상기 제4 노드와 상기 제5 노드 사이에 직렬로 연결되는 제6 스위치 및 제2 커패시터를 포함한다.
부스트 모드로 동작 시에, 상기 제1 및 제2 스위치들은 서로 교대로(interleaved) 동작하고, 상기 제3 내지 제5 스위치들은 턴 오프되고, 상기 제6 스위치는 턴 온될 수 있다. 상기 제1 및 제2 스위치들은 50% 이상 내지 80% 미만의 듀티비로 턴 온될 수 있다. 상기 제1 스위치가 턴 오프 상태일 때 상기 제2 스위치는 턴 온 상태이고, 상기 제2 스위치가 턴 오프 상태일 때 상기 제1 스위치는 턴 온 상태일 수 있다.
벅 모드로 동작 시에, 상기 제3 및 제4 스위치들은 서로 교대로(interleaved) 동작하고, 상기 제1, 제2 및 제6 스위치들은 턴 오프되고, 상기 제5 스위치는 턴 온될 수 있다. 상기 제3 및 제4 스위치들은 50% 미만의 듀티비로 턴 온될 수 있다. 상기 제3 스위치가 턴 온 상태일 때 상기 제4 스위치는 턴 오프 상태이고, 상기 제4 스위치가 턴 온 상태일 때 상기 제3 스위치는 턴 오프 상태일 수 있다.
상기 제1 노드의 제1 전압에 대한 상기 제2 노드의 제2 전압의 비는 6배 이상 10배 이하일 있다.
본 발명의 일 측면에 따른 에너지 저장 시스템은 상기 양방향 DC-DC 컨버터, 상기 양방향 DC-DC 컨버터의 제1 노드와 접지 노드 사이에 연결되는 배터리, 상기 양방향 DC-DC 컨버터의 제2 노드와 상기 접지 노드 사이의 제1 커패시터를 포함하는 DC 링크, 발전 시스템, 계통 및 부하 중 적어도 하나와 상기 DC 링크 사이에서 전력을 변환하는 전력 변환 장치, 및 상기 양방향 DC-DC 컨버터와 상기 전력 변환 장치를 제어하는 통합 제어기를 포함하는 전력 변환 시스템을 포함한다.
상기 전력 변환 장치는 상기 발전 시스템과 상기 DC 링크부 사이의 전력 변환부, 및 상기 계통 및 상기 부하와 상기 DC 링크부 사이의 양방향 인버터를 포함할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 입력 전압 대비 출력 전압이 8배인 부스트 모드로 동작할 때에도 0.8 이하의 듀티비를 갖는 제어 신호가 사용될 수 있기 때문에 제어 안정성이 확보될 수 있다. 뿐만 아니라, 전압을 내려주는 벅 모드로 동작할 수 있다. 따라서, 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 양방향 DC-DC 컨버터를 포함하는 에너지 저장 시스템은 낮은 전압을 갖는 배터리를 포함할 수 있다.
뿐만 아니라, 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는 비절연형 양방향 DC-DC 컨버터의 장점을 그대로 가지며, 인터리브드 방식으로 동작함에 따라 최대 전류를 절반으로 낮출 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도를 도시한다.
도 2는 도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터가 부스트 모드로 동작할 때의 제어 타이밍도를 도시한다.
도 3 내지 도 6은 부스트 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터를 각 구간 별로 도시한다.
도 7은 도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터가 벅 모드로 동작할 때의 회로도를 도시한다.
도 8은 도 7에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터가 벅 모드로 동작할 때의 제어 타이밍도를 도시한다.
도 9 내지 도 12는 벅 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터를 각 구간 별로 도시한다.
도 13은 일 실시예에 따른 에너지 저장 시스템 및 주변 구성을 개략적으로 도시한다.
도 14는 일 실시예에 따른 에너지 저장 시스템의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 설명되는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 아래에서 제시되는 실시예들로 한정되는 것이 아니라, 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있고, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변환, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 아래에 제시되는 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이다. 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다.
이하, 본 발명에 따른 실시예들을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 하며, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 동일하거나 대응하는 구성 요소는 동일한 도면번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
도 1은 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도를 도시한다.
도 1을 참조하면, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제1 내지 제5 노드(N1-N5) 및 접지 노드(GND)를 갖는다.
제1 노드(N1)와 접지 노드(GND) 사이에 직류 전원(C1)이 연결된다. 일 예에 따르면, 직류 전원(C1)은 배터리일 수 있다. 다른 예에 따르면, 직류 전원(C1)은 교류 전압이 인가되는 정류 회로의 출력 전압일 수도 있다. 도 1에 도시되지는 않았지만, 제1 노드(N1)와 접지 노드(GND) 사이에 직류 전원(C1)과 병렬로 커패시터가 연결될 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 부스트 모드와 벅 모드로 동작할 수 있다. 부스트 모드로 동작하는 경우, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제1 노드(N1)의 전압을 승압하여 제2 노드(N2)에 출력한다. 이 경우, 제1 노드(N1)는 입력 노드이고, 제2 노드(N2)는 출력 노드이다. 벅 모드로 동작하는 경우, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제2 노드(N2)의 전압을 감압하여 제1 노드(N1)에 출력한다. 이 경우, 제2 노드(N2)는 입력 노드이고, 제1 노드(N1)는 출력 노드이다. 제2 노드(N2)의 제2 전압(V2)의 레벨은 제1 노드(N1)의 제1 전압(V1)의 레벨보다 높다. 도 1에 도시되지는 않았지만, 제1 노드(N1)에는 배터리가 연결되고, 제2 노드(N2)는 DC 링크가 연결될 수 있다. DC 링크는 인버터의 입력에 연결되어, 인버터는 DC 링크의 에너지를 상용 전원(Grid) 및/또는 부하에 공급할 수 있다.
일 예에 따르면, 제1 노드(N1)에 배터리가 연결되고, 제2 노드(N2)에는 양방향 인버터를 통해 부하 또는 상용 전원이 연결될 수 있다. 부스트 모드로 동작하는 경우, 제1 노드(N1)에 연결된 배터리가 방전되며, 방전된 전력은 제2 노드(N2)에 연결된 부하 또는 상용 전원에 공급될 수 있다. 벅 모드로 동작하는 경우, 제2 노드(N2)에 연결되는 상용 전원으로부터 제1 노드(N1)에 연결된 배터리가 충전된다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제1 노드(N1)와 제3 노드(N3) 사이의 제1 인덕터(L1), 및 제1 노드(N1)와 제4 노드(N4) 사이의 제2 인덕터(L2)를 포함한다. 제1 전류(i1)는 제1 노드(N1)에서 제3 노드(N3)로 제1 인덕터(L1)를 통해 흐르는 전류로 정의하고, 제2 전류(i2)는 제1 노드(N1)에서 제4 노드(N4)로 제2 인덕터(L2)를 통해 흐르는 전류로 정의한다. 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2)는 서로 동일한 인덕턴스를 가질 수 있다. 그러나, 본 발명은 이로 한정되지 않으며, 제1 및 제2 인덕터들(L1, L2)의 인덕터스들은 서로 상이할 수 있다. 본 발명의 용이한 이해를 위해, 제1 및 제2 인덕터들(L1, L2)는 서로 동일한 인덕턴스를 갖는 것으로 가정한다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제3 노드(N3)와 접지 노드(GND) 사이에 병렬로 연결되는 제1 스위치(S1)와 제1 다이오드(D1), 및 제4 노드(N4)와 접지 노드(GND) 사이에 병렬로 연결되는 제2 스위치(S2)와 제2 다이오드(D2)를 포함한다. 제1 다이오드(D1)는 제1 스위치(S1)와 역병렬(antiparallel)로 연결되어, 접지 노드(GND)에서 제3 노드(N3)로 전류를 흐르게 한다. 제1 스위치(S1)가 턴 온되면, 제3 노드(N3)에서 접지 노드(GND)로도 전류가 흐를 수 있다. 제2 다이오드(D2)는 제2 스위치(S2)와 역병렬로 연결되어, 접지 노드(GND)에서 제4 노드(N4)로 전류를 흐르게 한다. 제2 스위치(S2)가 턴 온되면, 제4 노드(N4)에서 접지 노드(GND)로도 전류가 흐를 수 있다. 제1 스위치(S1)와 제1 다이오드(D1)는 수직 확산된 MOS(Vertical Diffused MOS) 구조를 갖는 전력 MOSFET 소자로 구현될 수 있다. 또한, 제2 스위치(S2)와 제2 다이오드(D2)도 역시 전력 MOSFET 소자로 구현될 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제2 노드(N2)와 접지 노드(GND) 사이에 연결되는 제1 커패시터(C2)를 포함한다. 일 예에 따르면, 제1 커패시터(C2)는 DC 링크(DC link)를 구성할 수 있다. 제1 커패시터(C2)는 제2 노드(N2)의 제2 전압(V2)을 안정화할 수 있다. 제1 커패시터(C2)는 제2 노드(N2)의 리플 전압이 제2 전압(V2)의 레벨에 비해 작도록 충분히 큰 용량(커패시턴스)를 가질 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제4 노드(N4)와 제5 노드(N5) 사이의 제3 스위치(S3), 제3 노드(N3)와 제5 노드(N5) 사이에 병렬로 연결되는 제4 스위치(S4) 및 제3 다이오드(D3), 제5 노드(N5)와 제2 노드(N2) 사이에 병렬로 연결되는 제5 스위치(S5) 및 제4 다이오드(D4), 및 제4 노드(N4)와 제5 노드(N5) 사이에 직렬로 연결되는 제6 스위치(S6) 및 제2 커패시터(C3)를 포함한다.
제3 전류(i3)는 제5 노드(N5)에서 제4 노드(N4)로 흐르는 전류로 정의하며, 제3 전압(V3)은 제2 커패시터(C3)의 양단 전압으로 정의된다.
제3 다이오드(D3)는 제4 스위치(S4)와 역병렬로 연결되어, 제3 노드(N3)에서 제5 노드(N5)로 전류를 흐르게 한다. 제4 스위치(S4)가 턴 온되면, 제5 노드(N5)에서 제3 노드(N3)로도 전류가 흐를 수 있다. 제4 스위치(S4)와 제3 다이오드(D3)는 전력 MOSFET 소자로 구현될 수 있다.
제4 다이오드(D4)는 제5 스위치(S5)와 역병렬로 연결되어, 제5 노드(N5)에서 제2 노드(N2)로 전류를 흐르게 한다. 제5 스위치(S5)가 턴 온되면, 제2 노드(N2)에서 제5 노드(N5)로도 전류가 흐를 수 있다. 제5 스위치(S5)와 제4 다이오드(D4)는 전력 MOSFET 소자로 구현될 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제4 노드(N4)와 제5 노드(N5) 사이에 제3 스위치(S3)와 역병렬로 연결되는 다이오드, 및 제6 스위치(S6)와 역병렬로 연결되는 다이오드를 더 포함할 수 있다.
제2 커패시터(C3)는 제6 스위치(S6)와 제5 노드(N5) 사이의 제3 전압(V3)을 안정화할 수 있다. 제2 커패시터(C3)는 제3 전압(V3)에 작은 리플이 발생하도록 충분히 큰 용량(커패시턴스)를 가질 수 있다. 다른 예에 따르면, 제2 커패시터(C3)의용량은 제1 커패시터(C2)의 용량보다 작을 수 있다.
도 2는 도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터가 부스트 모드로 동작할 때의 제어 타이밍도를 도시한다. 도 3 내지 도 6은 부스트 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터를 각 구간 별로 도시한다.
도 2을 참조하면, 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 부스트 모드로 동작하는 경우, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 스위칭 주기(Ts)마다 서로 교대로(interleaved) 스위칭된다. 제3 내지 제5 스위치들(S3-S5)은 계속 턴 오프된다. 제6 스위치(S6)는 계속 턴 온되어, 제2 커패시터(C3)는 제5 노드(N5)와 제4 노드(N4) 사이에 연결된다. 제3 전압(V3)은 제5 노드(N5)의 전위와 제4 노드(N4)의 전원의 차로 정의된다.
스위칭 주기(Ts) 중 제1 구간(t0-t1) 동안, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 모두 턴 온된다. 시간(t1)에 제1 스위치(S1)는 턴 오프되며, 제2 구간(t1-t2) 동안, 제1 스위치(S1)는 턴 오프되고, 제2 스위치(S2)는 턴 온된다. 시간(t2)에 제1 스위치(S1)는 턴 온되며, 제3 구간(t2-t3) 동안, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 모두 턴 온된다. 시간(t3)에 제2 스위치(S2)는 턴 오프되며, 제4 구간(t3-t4) 동안, 제1 스위치(S1)는 턴 온되고, 제2 스위치(S2)는 턴 오프된다.
제1 스위치(S1)가 턴 오프되는 제2 구간(t1-t2)과 제2 스위치(S2)가 턴 오프되는 제4 구간(t3-t4)은 서로 동일할 수 있다. 즉, 스위칭 주기(Ts) 중에서 제1 스위치(S1)가 턴 온되는 시간(DTs)의 비율인 듀티비(D = DTs/Ts)는 제2 스위치(S2)의 듀티비(D)와 동일할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이로 한정되지 않으며, 제1 스위치(S1)의 듀티비와 제2 스위치(S2)의 듀티비는 서로 상이할 수도 있다. 본 발명의 용이한 이해를 위해, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)의 듀티비는 서로 동일한 것으로 가정한다.
부스트 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 승압비에 따라 다르지만, 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)는 50% 이상 내지 80% 미만의 듀티비로 턴 온될 수 있다. 예컨대, 승압비가 4인 경우, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 대략 50%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 승압비가 6인 경우, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 대략 66.7%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 승압비가 8인 경우, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 대략 75%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 승압비가 10인 경우, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 대략 80%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 50% 이상의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 이 때, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 스위칭 주기(Ts)마다 서로 교대로(interleaved) 턴 오프될 수 있다. 예를 들면, 제1 스위치(S1)가 턴 오프 상태일 때, 제2 스위치(S2)는 턴 온 상태일 수 있으며, 제2 스위치(S2)가 턴 오프 상태일 때, 제1 스위치(S1)는 턴 온 상태일 수 있다. 즉, 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)가 모두 턴 오프되는 상태는 없을 수 있다.
우선, 제2 커패시터(C3)의 양단 전압, 즉, 제3 전압(V3)에 대해 살펴본다. 제2 커패시터(C3) 양단의 제3 전압(V3)은 스위칭 주기(Ts) 내에서 높아지거나 낮아질 수 있지만, 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 안정화된 후에 평균적으로 일정한 레벨을 갖는다. 제2 전압(V2)도 역시 제1 커패시터(C2) 양단의 전압으로서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 안정화된 후에 평균적으로 일정한 레벨을 갖는다. 제1 전압(V1)은 직류 전원(C1)의 전압으로서 일정하다. 본 명세서에서, 평균 전압은 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 안정화된 후에 스위칭 주기(Ts) 동안의 평균 전압을 의미한다.
도 1에 도시되는 제1 노드(N1), 제4 노드(N4), 제5 노드(N5) 및 제3 노드(N3)가 이루는 폐회로를 살펴보면, 제1 인덕터(L1) 양단의 평균 전압과 제2 인덕터(L2) 양단의 평균 전압은 0이므로, 스위칭 주기(Ts) 동안의 평균 제3 전압(V3)은 제3 다이오드(D3) 양단의 평균 전압(즉, 제5 노드(N5)와 제3 노드(N3) 사이의 전압)과 동일하다.
제1 및 제2 스위치들(S1, S2)이 모두 턴 온되는 제1 구간(t0-t1)과 제3 구간(t2-t3) 동안, 제3 노드(N3)와 제4 노드(N4)는 모두 접지 노드(GND)에 연결되므로, 평균 제3 전압(V3)은 제3 다이오드(D3) 양단의 평균 전압과 동일하다.
제1 스위치(S1)는 턴 오프되고 제2 스위치(S2)는 턴 온되는 제2 구간(t1-t2) 동안, 제3 다이오드(D3)에는 순방향으로 전류가 흐르므로 제3 다이오드(D3) 양단의 전압은 0이다.
제1 스위치(S1)는 턴 온되고 제2 스위치(S2)는 턴 오프되는 제4 구간(t3-t4) 동안, 제3 노드(N3)는 접지 노드(GND)에 연결되고 제3 다이오드(D3)에는 순방향으로 전류가 흐르므로 제3 다이오드(D3) 양단의 전압은 제2 전압(V2)과 동일하다.
전술한 바와 같이, 제1 스위치(S1)의 오프 시간과 제2 스위치(S2)의 오프 시간이 동일할 경우, 제3 다이오드(D3) 양단의 평균 전압은 제2 전압(V2)의 1/2과 동일하다. 따라서, 제3 전압(V3)은 제2 전압(V2)의 1/2과 동일하다. 아래에서는, 제2 커패시터(C3)의 용량이 충분히 커서, 제3 전압(V3)는 제2 전압(V2)의 1/2로 일정한 것으로 가정한다.
도 2 및 도 3을 참조하면, 제1 구간(t0-t1) 동안 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)는 턴 온된다. 도 3에 도시된 바와 같이, 제1 인덕터(L1)을 통해 흐른 제1 전류(i1)는 제1 스위치(S1)로 흐르고, 제2 인덕터(L2)를 통해 흐른 제2 전류(i2)는 제2 스위치(S2)로 흐른다. 직류 전원(C1)의 제1 전압(V1)은 제1 인덕터(L1) 양단의 전압(L1 di1/dt), 및 제2 인덕터(L2) 양단의 전압(L2 di2/dt)와 동일하다. 따라서, 제1 전류(i1)는 제1 구간(t0-t1) 동안 시간에 따라 V1/L1의 기울기로 증가하고, 제2 전류(i2)도 제1 구간(t0-t1) 동안 시간에 따라 V2/L2의 기울기로 증가한다. 이때, 직류 전원(C1)의 에너지는 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)에 저장된다. 제2 커패시터(C3)에 흐르는 제3 전류(i3)는 0이다.
도 2 및 도 4를 참조하면, 시간(t1)에 제1 스위치(S1)가 턴 오프되어, 제2 구간(t1-t2) 동안 제1 스위치(S1)는 턴 오프되고, 제2 스위치(S2)는 턴 온된다. 제2 인덕터(L2)를 통해 흐른 제2 전류(i2)는 제2 스위치(S2)로 흐르지만, 제1 인덕터(L1)를 통해 흐른 제1 전류(i1)는 도 4에 도시된 바와 같이 제3 다이오드(D3), 제2 커패시터(C3) 및 제2 스위치(S2)를 통해 흐른다.
제2 인덕터(L2) 양단의 전압(L2 di2/dt)은 직류 전원(C1)의 제1 전압(V1)과 동일하므로, 제2 전류(i2)는 제1 구간(t0-t1)에 이어 제2 구간(t1-t2) 동안에 시간에 따라 V2/L2의 기울기로 증가한다. 제2 인덕터(L2)는 직류 전원(C1)의 에너지를 저장한다.
제1 인덕터(L1)는 제1 구간(t0-t1) 동안에 저장된 에너지를 방출한다. 제1 전류(i1)는 제3 다이오드(D3)를 순방향으로 흐르므로, 제3 다이오드(D3) 양단의 전압은 0이다. 제3 노드(N3)와 제1 노드(N1) 사이의 전압(-L1 di1/dt)과 제1 전압(V1)의 합은 제3 전압(V3), 즉, V2/2와 동일하므로, 제1 전류(i1)는 시간에 따라 -(V2/2-V1)/L1의 기울기로 감소한다. 이때, 제2 커패시터(C3)에 흐르는 제3 전류(i3)는 제1 전류(i1)와 동일하다.
도 2 및 도 5을 참조하면, 시간(t2)에 제1 스위치(S1)는 다시 턴 온되며, 제3 구간(t2-t3) 동안에, 제1 구간(t0-t1)과 동일하게 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)는 턴 온된다. 제3 구간(t2-t3) 동안 제1 전류(i1)는 시간에 따라 V1/L1의 기울기로 증가하고, 제2 전류(i2)도 시간에 따라 V2/L2의 기울기로 증가한다. 이때, 제1 및 제2 인덕터(L1, L2)는 직류 전원(C1)의 에너지를 저장한다. 제2 커패시터(C3)에 흐르는 제3 전류(i3)는 0이다.
도 2 및 도 6을 참조하면, 시간(t3)에 제2 스위치(S2)가 턴 오프되어, 제4 구간(t3-t4) 동안 제1 스위치(S1)는 턴 온되고, 제2 스위치(S2)는 턴 오프된다.
제1 인덕터(L1)를 통해 흐른 제1 전류(i1)는 제1 스위치(S1)로 흐르지만, 제2 인덕터(L2)를 통해 흐른 제2 전류(i2)는 도 6에 도시된 바와 같이 제2 커패시터(C3)와 제4 다이오드(D4)를 거쳐 제1 커패시터(C2)로 흐른다.
제1 인덕터(L1) 양단의 전압(L1 di1/dt)은 직류 전원(C1)의 제1 전압(V1)과 동일하므로, 제1 전류(i1)는 제4 구간(t3-t4) 동안에 시간에 따라 V1/L1의 기울기로 증가한다. 제1 인덕터(L1)는 직류 전원(C1)의 에너지를 저장한다.
제2 인덕터(L2)는 제1 내지 제3 구간(t0-t3) 동안에 저장된 에너지를 방출한다. 제2 인덕터(L2)로부터 방출된 에너지는 제1 커패시터(C2)에 저장된다. 제2 전류(i2)는 제4 다이오드(D4)를 순방향으로 흐르므로, 제4 다이오드(D4) 양단의 전압은 0이다. 제4 노드(N4)와 제1 노드(N1) 사이의 전압(-L2 di2/dt)과 제1 전압(V1)의 합은 제2 전압(V2)과 제3 전압(V3)의 합, 즉, V2/2와 동일하므로, 제2 전류(i2)는 시간에 따라 -(V2/2-V1)/L2의 기울기로 감소한다. 이때, 제2 커패시터(C3)에 흐르는 제3 전류(i3)는 제2 전류(i2)와 동일하다.
전술한 바와 같이, 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 안정화된 후이므로, 제1 전류(i1)와 제2 전류(i2)는 스위칭 주기(Ts)의 시작 시점과 종료 시점의 값은 동일하다. 따라서, 도 2에 도시된 제2 전류(i2)의 그래프를 참조하면, 제1 내지 제3 구간(t0-t3) 동안에 제2 전류(i2)는 V1/L2의 기울기로 증가하고, 제4 구간(t3-t4) 동안에 제2 전류(i2)는 -(V2/2-V1)/L2의 기울기로 감소한다. 스위칭 주기(Ts)의 시작 시점과 종료 시점에서의 제2 전류(i2)의 크기는 동일해야 하므로, V1/L2*(DTs)- (V2/2-V1)/L2*(Ts-DTs) = 0 이어야 한다.
위 식을 정리하면, 부스트 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 승압비(V2/V1)는 2/(1-D)가 된다.
따라서, 8배의 승압비(V2/V1)로 동작하기 위해, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 0.75, 즉 75%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 직류 전원(C1)의 출력 전압인 제1 전압(V1)이 50V일 경우에, 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 출력 전압인 제2 전압(V2)은 400V일 수 있다. 이 경우에도, 듀티비(D)가 80% 이내이므로, 안정적인 제어가 가능하며, 피크 전류를 절반으로 낮출 수 있다.
도 7은 도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터가 벅 모드로 동작할 때의 회로도를 도시한다. 도 8은 도 7에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터가 벅 모드로 동작할 때의 제어 타이밍도를 도시한다. 도 9 내지 도 12는 벅 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터를 각 구간 별로 도시한다.
도 7 및 도 8을 참조하면, 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 벅 모드로 동작하는 경우, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 스위칭 주기(Ts)마다 서로 교대로(interleaved) 스위칭된다. 제1, 제2 및 제6 스위치들(S1, S2, S6)은 계속 턴 오프된다. 제5 스위치(S5)는 계속 턴 온된다.
전술한 바와 같이, 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 벅 모드로 동작하는 경우, 제2 노드(N2)가 입력 노드가 되고, 제1 노드(N1)가 출력 노드가 된다. 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제2 노드(N2)의 제2 전압(V2)을 감압하여, 제1 노드(N1)에 제1 전압(V1)을 출력한다. 따라서, 도 7에 도시된 바와 같이, 제2 노드(N2)에는 제2 전압(V2)을 갖는 직류 전원(VS)이 제2 노드(N2)와 접지 노드(GND) 사이에 연결되는 것으로 표현될 수 있다. 제2 전압(V2)은 제1 전압(V1)의 레벨보다 높다.
벅 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 직류 전원(VS)의 에너지를 제1 노드(N1)에 연결된 직류 전원(C1), 예컨대, 배터리에 공급할 수 있다. 직류 전원(C1)이 배터리인 경우, 벅 모드로 동작할 때 배터리는 충전될 수 있다. 아래에서는 직류 전원(C1)을 배터리(C1)로 지칭한다.
스위칭 주기(Ts) 중 제1 구간(t0-t1) 동안, 제3 스위치(S3)는 턴 오프되고, 제4 스위치(S4)는 턴 온된다. 시간(t1)에 제4 스위치(S4)는 턴 오프되며, 제2 구간(t1-t2) 동안, 제3 및 제4 스위치(S3, S4)는 모두 턴 오프된다. 시간(t2)에 제3 스위치(S3)는 턴 온되며, 제3 구간(t2-t3) 동안, 제3 스위치(S3)는 턴 온되고, 제4 스위치(S4)는 턴 오프된다. 시간(t3)에 제3 스위치(S3)는 턴 오프되며, 제4 구간(t3-t4) 동안, 제3 및 제4 스위치(S3, S4)는 모두 턴 오프된다.
제4 스위치(S4)가 턴 온되는 제1 구간(t0-t1)과 제3 스위치(S3)가 턴 온되는 제3 구간(t2-t3)은 서로 동일할 수 있다. 즉, 스위칭 주기(Ts) 중에서 제3 스위치(S3)가 턴 온되는 시간(DTs)의 비율인 듀티비(D = DTs/Ts)는 제4 스위치(S4)의 듀티비(D)와 동일할 수 있다. 그러나, 본 발명은 이로 한정되지 않으며, 제3 스위치(S3)의 듀티비와 제4 스위치(S4)의 듀티비는 서로 상이할 수도 있다. 본 발명의 용이한 이해를 위해, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)의 듀티비는 서로 동일한 것으로 가정한다.
벅 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 감압비에 따라 다르지만, 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)는 10% 이상 25% 이하의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 예컨대, 감압비가 1/4인 경우, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 대략 25%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 감압비가 1/8인 경우, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 대략 12.5%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 승압비가 1/10인 경우, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 대략 10%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다.
도 2에 도시된 바와 같이, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 25% 이하의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 이 때, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 스위칭 주기(Ts)마다 서로 교대로(interleaved) 턴 오프될 수 있다. 예를 들면, 제3 스위치(S3)가 턴 온 상태일 때, 제4 스위치(S4)는 턴 오프 상태일 수 있으며, 제4 스위치(S4)가 턴 온 상태일 때, 제3 스위치(S3)는 턴 오프 상태일 수 있다. 즉, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)이 모두 턴 온되는 상태는 없을 수 있다.
도 8 및 도 9를 참조하면, 제1 구간(t0-t1) 동안 제3 스위치(S3)는 턴 오프되고, 제4 스위치(S4)는 턴 온된다.
도 9에 도시된 바와 같이, 제2 노드(N2)와 제1 노드(N1) 사이의 제1 인덕터(L1)를 통해 직류 전원(VS)에서 배터리(C1)로 제1 전류(i1)가 흐른다. 직류 전원(VS)의 에너지는 제1 인덕터(L1)과 배터리(C1)에 충전된다. 직류 전원(VS)의 제2 전압(V2)과 배터리(C1)의 제1 전압(V1)의 차는 제1 인덕터(L1) 양단의 전압, 즉, 제3 노드(N3)와 제1 노드(N1) 사이의 전압(L1 di1/dt)과 동일하다. 제1 전류(i1)는 제1 구간(t0-t1) 동안 시간에 따라 (V2-V1)/L1의 기울기로 증가한다.
제2 인덕터(L2)을 통해 흐른 제2 전류(i2)는 직류 전원(C1)으로 흐르고 제2 다이오드(D2)를 통해 순환한다. 제2 전류(i2)는 제2 다이오드(D2)를 순방향으로 흐르므로, 제2 다이오드(D2) 양단의 전압은 0이며, 제2 인덕터(L2) 양단의 전압(L2 di2/dt)과 제1 전압(V1)의 합은 0이다. 따라서, 제2 전류(i2)는 제1 구간(t0-t1) 동안 시간에 따라 -V1/L2의 기울기로 감소한다. 아래에서 더욱 자세히 설명하겠지만, 제2 인덕터(L2)는 제3 구간(t2-t3) 동안 에너지를 저장하며, 제1 구간(t0-t1) 동안에 배터리(C1)에 에너지를 방출한다.
도 8 및 도 10를 참조하면, 시간(t1)에 제4 스위치(S4)가 턴 오프되어, 제2 구간(t1-t2) 동안 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 모두 턴 오프된다.
도 10에 도시된 바와 같이, 제1 인덕터(L1)을 통해 흐른 제1 전류(i1)는 직류 전원(C1)으로 흐르고 제1 다이오드(D1)를 통해 순환한다. 제1 인덕터(L1) 양단의 전압(L1 di1/dt)과 제1 전압(V1)의 합은 0이다. 따라서, 제1 전류(i1)는 제2 구간(t1-t2) 동안 시간에 따라 -V1/L1의 기울기로 감소한다. 제1 인덕터(L1)는 제1 구간(t0-t1) 동안에 저장한 에너지의 일부를 제2 구간(t1-t2) 동안에 배터리(C1)로 방출한다.
제2 인덕터(L2)을 통해 흐른 제2 전류(i2)는 직류 전원(C1)으로 흐르고 제2 다이오드(D2)를 통해 순환한다. 제2 전류(i2)는 제1 구간(t0-t1)과 동일하게 제2 구간(t1-t2) 동안 시간에 따라 -V1/L2의 기울기로 감소한다. 제2 인덕터(L2)는 제2 구간(t1-t2) 동안에 배터리(C1)에 에너지를 방출한다.
도 8 및 도 11을 참조하면, 시간(t2)에 제3 스위치(S3)가 턴 온되어, 제3 구간(t2-t3) 동안 제3 스위치(S3)는 턴 온되고, 제4 스위치(S4)는 턴 오프된다.
도 11에 도시된 바와 같이, 제1 인덕터(L1)을 통해 흐른 제1 전류(i1)는 직류 전원(C1)으로 흐르고 제1 다이오드(D1)를 통해 순환한다. 제1 전류(i1)는 제2 구간(t1-t2)과 동일하게 제3 구간(t2-t3) 동안 시간에 따라 -V1/L2의 기울기로 감소한다. 제1 인덕터(L1)는 제1 구간(t0-t1) 동안에 저장한 에너지의 일부를 제3 구간(t2-t3) 동안에 배터리(C1)로 방출한다.
제2 노드(N2)와 제1 노드(N1) 사이의 제2 인덕터(L2)를 통해 직류 전원(VS)에서 배터리(C1)로 제2 전류(i2)가 흐른다. 직류 전원(VS)의 에너지는 제2 인덕터(L2)과 배터리(C1)에 충전된다. 직류 전원(VS)의 제2 전압(V2)과 배터리(C1)의 제1 전압(V1)의 차는 제2 인덕터(L2) 양단의 전압, 즉, 제3 노드(N3)와 제1 노드(N1) 사이의 전압(L2 di2/dt)과 동일하다. 제2 전류(i2)는 제3 구간(t2-t3) 동안 시간에 따라 (V2-V1)/L2의 기울기로 증가한다.
도 8 및 도 12를 참조하면, 시간(t3)에 제3 스위치(S3)가 턴 오프되어, 제2 구간(t1-t2) 동안 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 모두 턴 오프된다.
도 12에 도시된 바와 같이, 제1 인덕터(L1)을 통해 흐른 제1 전류(i1)는 직류 전원(C1)으로 흐르고 제1 다이오드(D1)를 통해 순환한다. 제1 전류(i1)는 제2 및 제3 구간(t1-t3)과 동일하게 제4 구간(t3-t4) 동안 시간에 따라 -V1/L1의 기울기로 감소한다. 제1 인덕터(L1)는 제1 구간(t0-t1) 동안에 저장한 에너지의 일부를 제4 구간(t3-t4) 동안에 배터리(C1)로 방출한다.
제2 인덕터(L2)을 통해 흐른 제2 전류(i2)는 직류 전원(C1)으로 흐르고 제2 다이오드(D2)를 통해 순환한다. 제2 전류(i2)는 제1 및 제2 구간들(t0-t2)과 동일하게 제4 구간(t3-t4) 동안 시간에 따라 -V1/L2의 기울기로 감소한다. 제2 인덕터(L2)는 제3 구간(t2-t3) 동안에 저장한 에너지의 일부를 제4 구간(t3-t4) 동안에 배터리(C1)로 방출한다.
벅 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 안정화된 후라면, 제1 전류(i1)와 제2 전류(i2)는 스위칭 주기(Ts)의 시작 시점과 종료 시점의 값은 동일하다. 따라서, 도 8에 도시된 제1 전류(i1)의 그래프를 참조하면, 제1 구간(t0-t1) 동안에 제1 전류(i1)는 (V2-V1)/L1의 기울기로 증가하고, 제2 내지 제4 구간(t1-t4) 동안에 제1 전류(i1)는 -V1/L1의 기울기로 감소한다. 스위칭 주기(Ts)의 시작 시점과 종료 시점에서의 제1 전류(i1)의 크기는 동일해야 하므로,
(V2-V1)/L1*Ts- -V1/L1*(Ts-DTs) = 0 이어야 한다.
위 식을 정리하면, 벅 모드로 동작하는 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 감압비(V1/V2)는 D가 된다.
따라서, 1/8배의 감압비(V1/V2)로 동작하기 위해, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 0.125, 즉 12.5%의 듀티비(D)로 턴 온될 수 있다. 직류 전원(VS) 또는 DC 링크의 전압인 제2 전압(V2)이 400V인 경우, 출력 전압이 50V인 배터리(C1)를 충전하기 위해서는, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 벅 모드로 1/8배의 감압비로 동작해야 한다. 이 경우, 듀티비(D)가 12.5% 이며, 피크 전류가 절반으로 낮아짐에 따라 안정적인 제어가 가능하다.
도 13은 일 실시예에 따른 에너지 저장 시스템 및 주변 구성을 개략적으로 도시한다.
도 13을 참조하면, 본 실시예에 따른 에너지 저장 시스템(1)은 발전 시스템(2), 계통(grid system)(3)과 연계하여 부하(4)에 전력을 공급한다. 에너지 저장 시스템(1)은 전력을 저장하는 배터리 시스템(20) 및 전력 변환 시스템(Power Conversion System, 이하 'PCS'라 함)(10)을 포함한다. PCS(10)는 발전 시스템(2), 계통(3), 및/또는 배터리 시스템(20)으로부터 제공되는 전력을 적절한 형태의 전력으로 변환하여 부하(4), 배터리 시스템(20) 및/또는 계통(3)에 공급할 수 있다.
발전 시스템(2)은 에너지원으로부터 전력을 생산하는 시스템이다. 발전 시스템(2)은 발전에 의해 생성된 전력을 에너지 저장 시스템(1)에 공급할 수 있다. 발전 시스템(2)은 예컨대 태양광 발전 시스템, 풍력 발전 시스템, 및 조력 발전 시스템 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 예컨대, 발전 시스템(2)은 태양열이나 지열 등과 같은 신 재생 에너지를 이용하여 전력을 생산하는 모든 발전 시스템들을 포함할 수 있다. 발전 시스템(2)은 전력을 생산할 수 있는 다수의 발전 모듈들을 병렬로 배열함으로써 대용량 에너지 시스템을 구성할 수 있다.
계통(3)은 발전소, 변전소, 송전선 등을 포함할 수 있다. 계통(3)이 정상 상태인 경우, 계통(3)은 부하(4) 및/또는 배터리 시스템(20)에 전력을 공급하거나, 배터리 시스템(20) 및/또는 발전 시스템(2)으로부터 전력을 공급받을 수 있다. 계통(3)이 비정상 상태인 경우, 계통(3)과 에너지 저장 시스템(1) 간의 전력 전달은 중단된다.
부하(4)는 발전 시스템(2)에서 생산된 전력, 배터리 시스템(20)에 저장된 전력, 및/또는 계통(3)으로부터 공급된 전력을 소비할 수 있다. 에너지 저장 시스템(1)이 설치된 가정이나 공장의 전기 장치들이 부하(4)의 일 예일 수 있다.
에너지 저장 시스템(1)은 발전 시스템(2)에서 생산된 전력을 배터리 시스템(20)에 저장하거나, 계통(3)으로 공급할 수 있다. 에너지 저장 시스템(1)은 배터리 시스템(20)에 저장된 전력을 계통(3)으로 공급하거나, 계통(3)으로부터 공급된 전력을 배터리 시스템(20)에 저장할 수도 있다. 또한, 에너지 저장 시스템(1)은 계통(3)이 비정상 상태일 경우, 예컨대, 정전이 발생한 경우에 UPS(Uninterruptible Power Supply) 기능을 수행하여 발전 시스템(2)에서 생산된 전력이나 배터리 시스템(20)에 저장되어 있는 전력을 부하(4)에 공급할 수 있다.
도 14는 일 실시예에 따른 에너지 저장 시스템의 개략적인 구성을 나타내는 블록도이다.
도 14를 참조하면, 에너지 저장 시스템(1)은 전력을 변환하는 PCS(10), 배터리 시스템(20), 제1 스위치(30), 및 제2 스위치(40)를 포함할 수 있다. 배터리 시스템(20)은 배터리(21) 및 배터리 관리부(22)를 포함할 수 있다.
PCS(10)는 발전 시스템(2), 계통(3), 및/또는 배터리 시스템(20)으로부터 제공되는 전력을 적절한 형태의 전력으로 변환하여 부하(4), 배터리 시스템(20) 및/또는 계통(3)에 공급할 수 있다. PCS(10)는 전력 변환기(11), DC 링크(12), 양방향 인버터(13), 양방향 DC-DC 컨버터(100), 및 통합 제어기(15)를 포함할 수 있다.
전력 변환기(11)는 발전 시스템(2)과 DC 링크(12) 사이에 연결되는 전력 변환 장치일 수 있다. 전력 변환기(11)는 발전 시스템(2)에서 생산된 전력을 직류 링크 전압으로 변환하여 DC 링크(12)로 전달할 수 있다. 전력 변환기(11)는 발전 시스템(2)의 종류에 따라서 예컨대 컨버터 회로, 정류 회로 등과 같은 전력 변환 회로를 포함할 수 있다. 발전 시스템(2)이 직류 전력을 생산하는 경우, 전력 변환기(11)는 발전 시스템(2)에서 생성된 직류 전력을 다른 직류 전력으로 변환하기 위한 DC-DC 컨버터 회로를 포함할 수 있다. 발전 시스템(2)이 교류 전력을 생산하는 경우, 전력 변환기(11)는 발전 시스템(2)에서 생성된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하기 위한 정류 회로를 포함할 수 있다.
발전 시스템(2)이 태양광 발전 시스템인 경우, 전력 변환기(11)는 일사량, 온도 등의 변동에 따라서 발전 시스템(2)에서 생산하는 전력을 최대로 얻을 수 있도록 최대 전력 포인트 추적(Maximum Power Point Tracking) 제어를 수행하는 MPPT 컨버터 회로를 포함할 수 있다. 발전 시스템(2)에서 생산되는 전력이 없을 때에는 전력 변환기(11)의 동작이 중지되어 전력 변환기(11)에서 소비되는 전력이 최소화 또는 감소될 수 있다.
발전 시스템(2) 또는 계통(3)에서의 순시 전압 강하, 또는 부하(4)에서의 피크 부하 발생 등과 같은 문제로 인하여, 직류 링크 전압의 레벨이 불안정해질 수 있다. 그러나, 직류 링크 전압은 양방향 DC-DC 컨버터(100) 및 양방향 인버터(13)의 정상 동작을 위하여 안정화될 필요가 있다. DC 링크(12)는 전력 변환기(11), 양방향 인버터(13) 및 양방향 DC-DC 컨버터(100) 사이에 연결되어 직류 링크 전압을 일정하게 또는 실질적으로 일정하게 유지시킬 수 있다. DC 링크(12)는 예컨대 대용량 커패시터를 포함할 수 있다. DC 링크(12)는 도 1의 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 제2 노드(N2)에 연결되는 제1 커패시터(C1)를 포함할 수 있다. 다른 예에 따르면, DC 링크(12)는 도 1의 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 제2 노드(N2)와 접지 노드(GND) 사이에 연결될 수 있다. 직류 링크 전압은 예컨대 400V일 수 있다.
양방향 인버터(13)는 DC 링크(12)와 제1 스위치(30) 사이에 연결되는 전력 변환 장치일 수 있다. 양방향 인버터(13)는 발전 시스템(2) 및 배터리 시스템(20) 중 적어도 하나로부터 제공되는 직류 링크 전압을 계통(3)의 교류 전압으로 변환하여 출력할 수 있다. 양방향 인버터(13)는 충전 모드에서 계통(3)의 전력을 배터리 시스템(20)에 저장하기 위하여, 계통(3)으로부터 제공되는 교류 전압을 직류 링크 전압으로 변환하여 DC 링크(12)에 출력할 수 있다.
양방향 인버터(13)는 계통(3)으로 출력되는 교류 전압에서 고조파를 제거하기 위한 필터를 포함할 수 있다. 또한, 양방향 인버터(13)는 무효 전력의 발생을 억제 또는 제한하기 위하여 양방향 인버터(13)로부터 출력되는 교류 전압의 위상과 계통(3)의 교류 전압의 위상을 동기화시키기 위한 위상 동기 루프(PLL) 회로를 포함할 수 있다. 또한, 양방향 인버터(13)는 전압 변동 범위 제한, 역률 개선, 직류 성분 제거, 과도 현상(transient phenomena) 보호 또는 감소 등과 같은 기능을 수행할 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 DC 링크(12)와 배터리 시스템(20) 사이에 연결될 수 있다. 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 방전 모드에서 배터리 시스템(20)에 저장된 전력을 직류 링크 전압으로 DC-DC 변환하여 DC 링크(12)로 출력할 수 있다. 또한, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 충전 모드에서 DC 링크(12)의 직류 링크 전압을 적절한 전압 레벨(예컨대, 배터리 시스템(20)에서 요구하는 충전 전압 레벨)의 직류 전압으로 DC-DC 변환하여 배터리 시스템(20)으로 출력할 수 있다. 배터리 시스템(20)의 충전 또는 방전이 수행되지 않는 경우에는 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 동작이 중단됨으로써, 전력 소비가 최소화 또는 감소될 수도 있다.
통합 제어기(15)는 발전 시스템(2), 계통(3), 배터리 시스템(20), 및 부하(4)의 상태를 모니터링 할 수 있다. 예컨대, 통합 제어기(15)는 계통(3)에 정전이 발생하였는지 여부, 발전 시스템(2)에서 전력이 생산되는지 여부, 발전 시스템(2)에서 생산되는 전력량, 배터리 시스템(20)의 충전 상태, 부하(4)의 소비 전력량, 시간 등을 모니터링 할 수 있다.
통합 제어기(15)는 모니터링 결과 및 미리 정해진 알고리즘에 따라서, 전력 변환기(11), 양방향 인버터(13), 양방향 DC-DC 컨버터(100), 배터리 시스템(20), 제1 스위치(30), 제2 스위치(40)의 동작을 제어할 수 있다.
통합 제어기(15)는 도 1에 도시되는 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 제1 내지 제6 스위치들(S1-S6)을 제어할 수 있다. 예컨대, 통합 제어기(15)는 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 부스트 모드로 동작하도록, 제1 및 제2 스위치들(S1, S2)은 서로 교대로(interleaved) 턴 오프시키고, 제3 내지 제5 스위치들(S3-S5)을 턴 오프시키고, 제6 스위치(S6)를 턴 온시킬 수 있다. 통합 제어기(15)는 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 벅 모드로 동작하도록, 제3 및 제4 스위치들(S3, S4)은 서로 교대로(interleaved) 턴 온시키고, 제1, 제2, 및 제6 스위치들(S1, S2, S6)을 턴 오프시키고, 제5 스위치(S5)를 턴 온시킬 수 있다.
계통(3)에 정전이 발생할 경우, 통합 제어기(15)는 배터리 시스템(20)에 저장된 전력 또는 발전 시스템(2)에서 생산된 전력이 부하(4)에 공급되도록 제어할 수 있다. 또한, 통합 제어기(15)는 부하(4)에 충분한 전력이 공급될 수 없을 경우에, 부하(4)의 전기 장치들에 대하여 우선 순위를 정하고, 우선 순위가 높은 전기 장치들에 우선적으로 전력을 공급하도록 부하(4)를 제어할 수도 있다. 또한, 통합 제어기(15)는 배터리 시스템(20)의 충전 및 방전을 제어할 수 있다.
제1 스위치(30) 및 제2 스위치(40)는 양방향 인버터(13)와 계통(3) 사이에 직렬로 연결되며, 통합 제어기(15)의 제어에 따라서 단락 및 개방 동작을 수행하여 발전 시스템(2)과 계통(3) 사이의 전류의 흐름을 제어한다. 발전 시스템(2), 계통(3), 및 배터리 시스템(20)의 상태에 따라서 제1 스위치(30)와 제2 스위치(40)의 단락 및 개방 상태가 결정될 수 있다. 구체적으로, 발전 시스템(2) 및 배터리 시스템(20) 중 적어도 하나로부터의 전력을 부하(4)에 공급하거나, 계통(3)으로부터의 전력을 배터리 시스템(20)에 공급하는 경우, 제1 스위치(30)는 단락 상태가 된다. 발전 시스템(2) 및 배터리 시스템(20) 중 적어도 하나로부터의 전력을 계통(3)에 공급하거나 계통(3)으로부터의 전력을 부하(4)와 배터리 시스템(20) 중 적어도 하나에 공급하는 경우에는, 제2 스위치(40)는 단락 상태가 된다.
계통(3)에서 정전이 발생한 경우에는, 제2 스위치(40)는 개방 상태가 되고 제1 스위치(30)는 단락 상태가 된다. 즉, 발전 시스템(2)과 배터리 시스템(20) 중 적어도 하나로부터의 전력을 부하(4)에 공급하는 동시에, 부하(4)에 공급되는 전력이 계통(3)으로 누설되는 것을 방지한다. 이와 같이, 에너지 저장 시스템(1)을 단독 운전 시스템(stand alone system)으로 동작시킴으로써, 계통(3)의 전력선 등에서 작업하는 인부가 발전 시스템(2) 또는 배터리 시스템(20)으로부터 전달되는 전력에 의하여 감전되는 사고를 방지할 수 있게 한다.
배터리 시스템(20)은 발전 시스템(2)과 계통(3) 중 적어도 하나로부터 전력을 공급받아 저장하고, 저장하고 있는 전력을 부하(4)와 계통(3) 중 적어도 하나에 공급할 수 있다. 배터리 시스템(20)은 도 1의 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 제1 노드(N1)에 연결될 수 있다. 배터리 시스템(20)의 출력 전압은 예컨대 50V일 수 있다.
배터리 시스템(20)은 전력을 저장하기 위해 적어도 하나의 배터리 셀을 포함하는 배터리(21), 및 배터리(21)를 제어 및 보호하는 배터리 관리부(22)를 포함할 수 있다. 배터리 관리부(22)는 배터리(21)와 연결되며, 통합 제어기(15)로부터의 제어 명령 또는 내부 알고리즘에 따라 배터리 시스템(20)의 전반적인 동작을 제어할 수 있다. 예컨대, 배터리 관리부(22)는 과충전 보호 기능, 과방전 보호 기능, 과전류 보호 기능, 과전압 보호 기능, 과열 보호 기능, 셀 밸런싱(cell balancing) 기능 등을 수행할 수 있다.
배터리 관리부(22)는 배터리(21)의 전압, 전류, 온도, 잔여 전력량, 수명, 충전 상태(State of Charge, SOC) 등을 얻을 수 있다. 예컨대, 배터리 관리부(22)는 센서들을 이용하여 배터리(21)의 셀 전압, 전류 및 온도를 측정할 수 있다. 배터리 관리부(22)는 측정된 셀 전압, 전류 및 온도를 기초로 배터리(21)의 잔여 전력량, 수명, 충전 상태 등을 산출할 수 있다. 배터리 관리부(22)는 측정 결과 및 산출 결과 등을 기초로 배터리(21)를 관리할 수 있으며, 상기 측정 결과 및 산출 결과 등을 통합 제어기(15)에 전송할 수 있다. 배터리 관리부(22)는 통합 제어기(15)로부터 수신한 충전 및 방전 제어 명령에 따라 배터리(21)의 충전 및 방전 동작을 제어할 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)는 예컨대 50V의 출력 전압을 갖는 배터리 시스템(20)과 예컨대 400V의 직류 링크 전압을 갖는 DC 링크(12) 사이에서 전압을 변환할 수 있다. 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 승압비는 대략 8배이지만, 본 발명의 실시예들에 따르면 80% 이하의 듀티비를 갖는 제어 신호가 사용될 수 있기 때문에 제어 안정성이 확보될 수 있으며, 피크 전압을 낮춤에 따라 안정적인 전력 변환이 가능하다. 게다가, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 전압을 내려주는 벅 모드로 동작할 수 있다. 따라서, 배터리 시스템(20)의 출력 전압을 낮출 수 있기 때문에, 적은 용량이 필요한 경우, 적은 개수의 배터리 셀들을 포함하는 배터리(21)가 사용될 수 있다.
본 발명의 사상은 상기 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 또는 이로부터 등가적으로 변경된 모든 범위는 본 발명의 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (10)

  1. 직류 전원이 연결되는 제1 노드, 제2 내지 제5 노드들, 및 접지 노드를 갖는 양방향 DC-DC 컨버터로서,
    상기 제1 노드와 상기 제3 노드 사이의 제1 인덕터;
    상기 제3 노드와 상기 접지 노드 사이에 병렬로 연결되는 제1 스위치와 제1 다이오드;
    상기 제1 노드와 상기 제4 노드 사이의 제2 인덕터;
    상기 제4 노드와 상기 접지 노드 사이에 병렬로 연결되는 제2 스위치와 제2 다이오드;
    상기 제2 노드와 상기 접지 노드 사이의 제1 커패시터;
    상기 제4 노드와 상기 제5 노드 사이의 제3 스위치;
    상기 제3 노드와 상기 제5 노드 사이에 병렬로 연결되는 제4 스위치 및 제3 다이오드;
    상기 제5 노드와 상기 제2 노드 사이에 병렬로 연결되는 제5 스위치 및 제4 다이오드; 및
    상기 제4 노드와 상기 제5 노드 사이에 직렬로 연결되는 제6 스위치 및 제2 커패시터를 포함하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  2. 제1 항에 있어서,
    부스트 모드로 동작 시에, 상기 제1 및 제2 스위치들은 서로 교대로(interleaved) 동작하고, 상기 제3 내지 제5 스위치들은 턴 오프되고, 상기 제6 스위치는 턴 온되는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 스위치들은 50% 이상 내지 80% 미만의 듀티비로 턴 온되는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 스위치가 턴 오프 상태일 때 상기 제2 스위치는 턴 온 상태이고, 상기 제2 스위치가 턴 오프 상태일 때 상기 제1 스위치는 턴 온 상태인 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  5. 제1 항에 있어서,
    벅 모드로 동작 시에, 상기 제3 및 제4 스위치들은 서로 교대로(interleaved) 동작하고, 상기 제1, 제2 및 제6 스위치들은 턴 오프되고, 상기 제5 스위치는 턴 온되는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 제3 및 제4 스위치들은 50% 미만의 듀티비로 턴 온되는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  7. 제5 항에 있어서,
    상기 제3 스위치가 턴 온 상태일 때 상기 제4 스위치는 턴 오프 상태이고, 상기 제4 스위치가 턴 온 상태일 때 상기 제3 스위치는 턴 오프 상태인 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  8. 제1 항에 있어서,
    상기 제1 노드의 제1 전압에 대한 상기 제2 노드의 제2 전압의 비는 6배 이상 10배 이하인 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  9. 제1 항 내지 제8 항 중 어느 한 항의 양방향 DC-DC 컨버터;
    상기 양방향 DC-DC 컨버터의 제1 노드와 접지 노드 사이에 연결되는 배터리;
    상기 양방향 DC-DC 컨버터의 제2 노드와 상기 접지 노드 사이의 제1 커패시터를 포함하는 DC 링크;
    발전 시스템, 계통 및 부하 중 적어도 하나와 상기 DC 링크 사이에서 전력을 변환하는 전력 변환 장치; 및
    상기 양방향 DC-DC 컨버터와 상기 전력 변환 장치를 제어하는 통합 제어기를 포함하는 전력 변환 시스템을 포함하는 에너지 저장 시스템.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 전력 변환 장치는 상기 발전 시스템과 상기 DC 링크부 사이의 전력 변환부, 및 상기 계통 및 상기 부하와 상기 DC 링크부 사이의 양방향 인버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 에너지 저장 시스템.
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