KR102147465B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 제1 트랜지스터, 제2 트랜지스터 및 인덕터를 포함하는 변환부; 상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터를 각각 제어하는 제1 게이트 드라이버와 제2 게이트 드라이버; 상기 제1 게이트 드라이버와 제1 로직회로로 펄스폭 변조신호를 출력하는 PWM 제어회로; 상기 펄스폭 변조신호와 제2 로직신호를 입력받아, 제1 로직신호를 상기 제2 게이트 드라이버로 출력하는 제1 로직회로; 및 제1 제어신호와 제2 제어신호를 입력받아, 상기 제2 로직신호를 상기 제1 로직회로로 출력하는 제2 로직회로; 를 포함하는 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치에 관한 것이다. 본 발명에 따르면, 출력 전압의 빠른 가변이 가능한 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치를 제공할 수 있다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치{DC-DC CONVERTER AND DISPLAY DEVICE INCLUDING THE SAME}
본 발명은 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는 출력 전압의 빠른 가변이 가능한 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치에 관한 것이다.
최근, 음극선관(Cathode Ray Tube)의 단점인 무게와 부피를 줄일 수 있는 각종 표시장치들이 개발되고 있다. 이러한 표시 장치로는 액정 표시 장치(Liquid Crystal Display Device), 전계방출 표시 장치(Field Emission Display), 플라즈마 표시 장치(Plasma Display Device) 및 유기전계발광 표시 장치(Organic Light Emitting Display Device) 등이 있다.
이러한 표시 장치에는 구동 전압을 공급하기 위한 컨버터가 구비될 수 있다.
부하가 감소하는 경우, 종래의 컨버터는 소비 전력의 절감을 위하여 불연속 전류 모드(Discontinuous Conduction Mode; DCM)로 동작하였다.
그러나, 이 경우 컨버터의 출력 전압을 빠르게 변화시킬 수 없다는 문제점이 존재하였다.
특히, 벅-컨버터(Buck-Converter)의 경우 불연속 전류 모드(DCM)에서 출력 전압을 빠르게 하강시키기가 어려웠다.
상술한 문제점을 해결하기 위해 안출된 본 발명의 목적은 소비 전력을 절감할 수 있을 뿐만 아니라 출력 전압의 빠른 가변이 가능한 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치를 제공하기 위한 것이다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징에 따르면, 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터는, 제1 트랜지스터, 제2 트랜지스터 및 인덕터를 포함하는 변환부, 상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터를 각각 제어하는 제1 게이트 드라이버와 제2 게이트 드라이버, 상기 제1 게이트 드라이버와 제1 로직회로로 펄스폭 변조신호를 출력하는 PWM 제어회로, 상기 펄스폭 변조신호와 제2 로직신호를 입력받아, 제1 로직신호를 상기 제2 게이트 드라이버로 출력하는 제1 로직회로 및 제1 제어신호와 제2 제어신호를 입력받아, 상기 제2 로직신호를 상기 제1 로직회로로 출력하는 제2 로직회로를 포함한다.
또한, 제1 기준값과 상기 인덕터에 흐르는 전류를 비교하고, 상기 비교 결과를 반영한 제1 제어신호를 상기 제2 로직회로로 출력하는 제1 비교부를 더 포함한다.
또한, 상기 제1 비교부는, 상기 인덕터에 흐르는 전류가 상기 제1 기준값보다 낮은 경우 하이 로직 레벨을 가지는 제1 제어신호를 출력하고, 상기 인덕터에 흐르는 전류가 상기 제1 기준값보다 높은 경우에는 로우 로직 레벨을 가지는 제1 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제2 로직회로로 제2 제어신호를 출력하는 제어부를 더 포함한다.
또한, 상기 인덕터에 흐르는 전류가 상기 제1 기준값보다 낮게 유지되는 저전류 기간은, 차례대로 진행되는 제1 경부하 모드 기간, 동기 모드 기간 및 제2 경부하 모드 기간을 포함한다.
또한, 상기 제1 경부하 모드 기간 동안, 상기 제1 트랜지스터는 반복적으로 온-오프 동작을 수행하며, 상기 제2 트랜지스터는 오프 상태를 유지하고, 상기 동기 모드 기간 동안 상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터는 교대로 온 되고, 상기 제2 경부하 모드 기간 동안, 상기 제1 트랜지스터는 반복적으로 온-오프 동작을 수행하며, 상기 제2 트랜지스터는 오프 상태를 유지하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제어부는, 상기 제1 경부하 모드 기간 및 상기 제2 경부하 모드 기간 동안 하이 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하고, 상기 동기 모드 기간 동안 로우 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1 로직회로는, NOR 게이트인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제2 로직회로는, AND 게이트인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제어부는, 제1 입력단으로 입력되는 제1 입력신호와 제2 입력단으로 입력되는 제2 입력신호를 비교하고, 상기 비교 결과를 반영한 제2 제어신호를 상기 제2 로직회로로 공급하는 제2 비교부를 포함한다.
또한, 상기 제어부는, 상기 제1 입력신호를 입력받아 일정 기간 지연시켜 출력하는 제1 딜레이 버퍼와, 상기 제1 딜레이 버퍼에서 출력되는 신호를 입력받아 일정 기간 지연시켜 상기 제2 비교부의 제2 입력단으로 출력하는 제2 딜레이 버퍼를 더 포함한다.
또한, 상기 제어부는, 상기 제2 비교부의 제2 입력단에 연결되는 커패시터를 더 포함한다.
또한, 상기 제2 비교부는, 상기 제1 입력신호의 레벨이 상기 제2 입력신호보다 낮은 경우 로우 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하고, 상기 제1 입력신호의 레벨이 상기 제2 입력신호와 동일한 경우 하이 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 변환부는, 입력단으로 입력 전압을 입력받고, 출력단으로 제1 전압을 출력하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1 트랜지스터는, 상기 입력단과 제1 노드 사이에 연결되고, 상기 제2 트랜지스터는, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결되고, 상기 인덕터는, 상기 제1 노드와 상기 출력단 사이에 연결되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1 전압을 분압하여 피드백 전압을 생성하고, 생성된 피드백 전압을 에러 앰프로 공급하는 전압 분배부 및 상기 피드백 전압과 제2 기준값의 차이를 반영한 오차 신호를 PWM 제어회로로 공급하는 에러 앰프를 더 포함한다.
또한, 상기 제1 딜레이 버퍼로부터 출력되는 신호에 대응하여 상기 피드백 전압을 제어하는 전압 제어 전류원을 더 포함한다.
또한, 상기 전압 분배부는, 상기 변환부의 출력단과 제2 노드 사이에 연결되는 제1 저항과, 상기 제2 노드와 접지 사이에 연결되는 제2 저항을 포함하고, 상기 에러 앰프는, 상기 제2 기준값을 입력받는 제1 입력단과, 상기 제2 노드에 접속되는 제2 입력단을 포함한다.
또한, 상기 전압 제어 전류원은, 상기 제2 노드와 제3 노드 사이에 연결되는 제어 트랜지스터, 상기 제3 노드와 접지 사이에 연결되는 저항 및, 상기 제1 딜레이 버퍼로부터 출력되는 신호에 대응하여 상기 제어 트랜지스터의 전류량을 제어하는 제어 앰프를 포함한다.
또한, 상기 제어 앰프는, 상기 제1 딜레이 버퍼의 출력단과 연결되는 제1 입력단과 상기 제3 노드에 연결되는 제2 입력단을 포함한다.
또한, 상기 인덕터에 흐르는 전류를 측정하고, 측정된 전류값을 상기 제1 비교부로 공급하는 전류 센서를 더 포함한다.
또한, 상기 변환부는, 상기 변환부의 입력단과 상기 제1 노드 사이에 연결되는 제1 다이오드와, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결되는 제2 다이오드를 더 포함한다.
본 발명의 실시예에 의한 표시 장치는, 상술한 실시예에 의한 DC-DC 컨버터를 포함한다.
이상 살펴본 바와 같은 본 발명에 따르면, 소비 전력을 절감할 수 있을 뿐만 아니라 출력 전압의 빠른 가변이 가능한 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 의한 표시 장치를 나타낸 도면이다.
도 2는 도 1에 도시된 화소의 일 실시예를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
기타 실시예들의 구체적인 사항들은 상세한 설명 및 도면들에 포함되어 있다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 이하의 설명에서 어떤 부분이 다른 부분과 연결되어 있다고 할 때, 이는 직접적으로 연결되어 있는 경우뿐 아니라 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 전기적으로 연결되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 도면에서 본 발명과 관계없는 부분은 본 발명의 설명을 명확하게 하기 위하여 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다.
이하, 본 발명의 실시예들 및 이를 설명하기 위한 도면들을 참고하여 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터 및 이를 포함하는 표시 장치에 대해 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 의한 표시 장치를 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 실시예에 의한 표시 장치는 주사선들(S1 내지 Sn) 및 데이터선들(D1 내지 Dm)과 접속되는 다수의 화소(10)를 포함하는 화소부(20)와, 주사선들(S1 내지 Sn)을 통해 주사 신호를 각 화소(10)에 공급하는 주사 구동부(30)와, 데이터선들(D1 내지 Dm)을 통해 데이터 신호를 각 화소(10)에 공급하는 데이터 구동부(40) 및 각 화소(10)에 제1 전압(ELVDD)을 공급하는 DC-DC 컨버터(60)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 의한 표시 장치는 주사 구동부(30) 및 데이터 구동부(40)를 제어하기 위한 타이밍 제어부(50) 및 각 화소(10)에 제2 전압(ELVSS)을 공급하기 위한 별도의 DC-DC 컨버터(미도시)를 포함할 수 있다.
제1 전압(ELVDD) 및 제2 전압(ELVSS)을 공급받은 화소들(10) 각각은, 제1 전압(ELVDD)으로부터 유기 발광 다이오드를 경유하여 제2 전압(ELVSS)까지 흐르는 전류에 의하여 데이터 신호에 대응하는 빛을 생성할 수 있다.
주사 구동부(30)는 타이밍 제어부(50)의 제어에 의해 주사 신호를 생성하고, 생성된 주사 신호를 주사선들(S1 내지 Sn)로 공급할 수 있다.
데이터 구동부(40)는 타이밍 제어부(50)의 제어에 의해 데이터 신호를 생성하고, 생성된 데이터 신호를 데이터선들(D1 내지 Dm)로 공급할 수 있다.
특정 주사선으로 주사 신호가 공급되면, 상기 특정 주사선과 연결된 화소들(10)은 데이터선들(D1 내지 Dm)로부터 전달되는 데이터 신호를 공급받을 수 있으며, 이에 따라 각 화소들(10)은 공급받은 데이터 신호에 대응하는 휘도로 발광할 수 있다.
DC-DC 컨버터(60)는 전원부(70)로부터 입력 전압(Vin)을 공급받고, 상기 입력 전압(Vin)을 변환하여 각 화소들(10)로 공급되는 제1 전압(ELVDD)을 생성할 수 있다.
이 때, 제1 전압(ELVDD)은 양전압으로 설정되고, 제2 전압(ELVSS)은 음전압으로 설정되는 것이 바람직하다.
전원부(70)는 직류 전원을 제공하는 배터리(battery) 또는 교류 전원을 직류 전원으로 변환하여 출력하는 정류 장치일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 2는 도 1에 도시된 화소의 일 실시예를 나타낸 도면이다. 특히, 도 2에서는 설명의 편의성을 위하여 제n 주사선(Sn) 및 제m 데이터선(Dm)과 접속된 화소를 도시하기로 한다.
도 2를 참조하면, 화소(10)는 유기 발광 다이오드(OLED)와, 데이터선(Dm) 및 주사선(Sn)에 접속되어 유기 발광 다이오드(OLED)를 제어하기 위한 화소 회로(12)를 구비할 수 있다.
유기 발광 다이오드(OLED)의 애노드 전극은 화소 회로(12)에 접속되고, 캐소드 전극은 제2 전압(ELVSS)에 접속될 수 있다.
이와 같은 유기 발광 다이오드(OLED)는 화소 회로(12)로부터 공급되는 전류에 대응되어 소정 휘도의 빛을 생성할 수 있다.
화소 회로(12)는 주사선(Sn)으로 주사 신호가 공급될 때 데이터선(Dm)으로 공급되는 데이터 신호에 대응하여 유기 발광 다이오드(OLED)로 공급되는 전류량을 제어할 수 있다. 이를 위해, 화소 회로(12)는 제1 전압(ELVDD)과 유기 발광 다이오드(OLED) 사이에 접속된 제2 화소 트랜지스터(T2)와, 제2 화소 트랜지스터(T2), 데이터선(Dm) 및 주사선(Sn)의 사이에 접속된 제1 화소 트랜지스터(T1)와, 제2 화소 트랜지스터(T2)의 게이트 전극과 제1 전극 사이에 접속된 스토리지 커패시터(Cst)를 구비할 수 있다.
제1 화소 트랜지스터(T1)의 게이트 전극은 주사선(Sn)에 접속되고, 제1 전극은 데이터선(Dm)에 접속될 수 있다.
그리고, 제1 화소 트랜지스터(T1)의 제2 전극은 스토리지 커패시터(Cst)의 일측 단자에 접속될 수 있다.
여기서, 제1 전극은 소스 전극 및 드레인 전극 중 어느 하나로 설정되고, 제2 전극은 제1 전극과 다른 전극으로 설정될 수 있다. 예를 들어, 제1 전극이 소스 전극으로 설정되면 제2 전극은 드레인 전극으로 설정될 수 있다.
주사선(Sn) 및 데이터선(Dm)에 접속된 제1 화소 트랜지스터(T1)는 주사선(Sn)으로부터 주사 신호가 공급될 때 턴-온되어 데이터선(Dm)으로부터 공급되는 데이터 신호를 스토리지 커패시터(Cst)로 공급한다. 이때, 스토리지 커패시터(Cst)는 데이터 신호에 대응되는 전압을 충전할 수 있다.
제2 화소 트랜지스터(T2)의 게이트 전극은 스토리지 커패시터(Cst)의 일측 단자에 접속되고, 제1 전극은 스토리지 커패시터(Cst)의 다른측 단자 및 제1 전압(ELVDD)에 접속될 수 있다. 그리고, 제2 화소 트랜지스터(T2)의 제2 전극은 유기 발광 다이오드(OLED)의 애노드 전극에 접속될 수 있다.
이와 같은 제2 화소 트랜지스터(T2)는 스토리지 커패시터(Cst)에 저장된 전압값에 대응하여 제1 전압(ELVDD)으로부터 유기 발광 다이오드(OLED)를 경유하여 제2 전압(ELVSS)으로 흐르는 전류량을 제어할 수 있다.
이 때, 유기 발광 다이오드(OLED)는 제2 화소 트랜지스터(T2)로부터 공급되는 전류량에 대응되는 빛을 생성할 수 있다.
상기 설명된 도 2의 화소 구조는 본 발명의 일 실시예일뿐이므로, 본 발명의 화소(10)가 상기 화소 구조에 한정되는 것은 아니다. 실제로, 화소 회로(12)는 유기 발광 다이오드(OLED)로 전류를 공급할 수 있는 회로 구조를 가지며, 현재 공지된 다양한 구조 중 어느 하나로 선택될 수 있다.
도 3은 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터를 나타낸 도면이고, 도 4는 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터의 동작을 설명하기 위한 파형도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 변환부(100), 제1 게이트 드라이버(210), 제2 게이트 드라이버(220), PWM(Pulse Width Modulation) 제어회로(300), 제1 로직회로(410) 및 제2 로직회로(420)를 포함할 수 있다.
변환부(100)는 입력단(121)과 출력단(122)을 포함할 수 있으며, 입력단(121)으로는 입력 전압(Vin)이 공급될 수 있다. 이 때, 변환부(100)는 입력 전압(Vin)을 제1 전압(ELVDD)으로 변환하여 출력단(122)으로 출력할 수 있다.
예를 들어, 변환부(100)는 벅-컨버터(Buck-Converter)일 수 있으며, 이에 따라 제1 전압(ELVDD)은 입력 전압(Vin) 보다 낮은 전압 레벨을 가질 수 있다.
또한, 변환부(100)의 출력단(122)으로 출력되는 제1 전압(ELVDD)을 안정적으로 유지하기 위하여, 상기 출력단(122)에는 커패시터(C2)가 연결될 수 있다.
변환부(100)는 상술한 동작을 수행하기 위하여, 제1 트랜지스터(M1), 제2 트랜지스터(M2) 및 인덕터(L)를 포함할 수 있다.
제1 트랜지스터(M1)는 입력단(121)과 제1 노드(N1) 사이에 연결될 수 있다.
예를 들어, 제1 트랜지스터(M1)는 제1 전극이 입력단(121)에 연결되고, 제2 전극이 제1 노드(N1)에 연결될 수 있다.
제2 트랜지스터(M2)는 제1 노드(N1)와 접지 사이에 연결될 수 있다.
예를 들어, 제2 트랜지스터(M2)는 제1 전극이 제1 노드(N1)에 연결되고, 제2 전극이 접지에 연결될 수 있다.
인덕터(L)는 제1 노드(N1)와 출력단(122) 사이에 연결될 수 있다.
이 때, 제1 노드(N1)는 제1 트랜지스터(M1), 제2 트랜지스터(M2) 및 인덕터(L)의 공통 노드로 정의될 수 있다.
또한, 제1 트랜지스터(M1) 및 제2 트랜지스터(M2)의 제1 전극은 소스 전극 및 드레인 전극 중 어느 하나로 설정되고, 제1 트랜지스터(M1) 및 제2 트랜지스터(M2)의 제2 전극은 제1 전극과 다른 전극으로 설정될 수 있다. 예를 들어, 제1 전극이 드레인 전극으로 설정되면 제2 전극은 소스 전극으로 설정될 수 있다.
부가적으로, 변환부(100)는 제1 다이오드(D1)와 제2 다이오드(D2)를 더 포함할 수 있다.
제1 다이오드(D1)는 제1 노드(N1)와 입력단(121) 사이에 연결될 수 있다. 예를 들어, 제1 다이오드(D1)의 애노드 전극은 제1 노드(N1)에 연결되고, 제1 다이오드(D1)의 캐소드 전극은 입력단(121)에 연결될 수 있다.
또한, 제2 다이오드(D2)는 제1 노드(N1)와 접지 사이에 연결될 수 있다. 예를 들어, 제2 다이오드(D2)의 애노드 전극은 접지에 연결되고, 제2 다이오드(D2)의 캐소드 전극은 제1 노드(N1)에 연결될 수 있다.
제1 게이트 드라이버(210)와 제2 게이트 드라이버(220)는 변환부(100)에 포함된 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)를 각각 제어할 수 있다.
예를 들어, 제1 게이트 드라이버(210)는 PWM 제어회로(300)로부터 펄스폭 변조신호(Spwm)를 공급받고, 상기 펄스폭 변조신호(Spwm)에 대응하는 게이트 펄스(GP1)를 제1 트랜지스터(M1)의 게이트 전극으로 공급함으로써, 제1 트랜지스터(M1)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
또한, 제2 게이트 드라이버(220)는 제1 로직회로(410)로부터 제1 로직신호(SL1)를 공급받고, 상기 제1 로직신호(SL1)에 대응하는 게이트 펄스(GP2)를 제2 트랜지스터(M2)의 게이트 전극으로 공급함으로써, 제2 트랜지스터(M2)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다.
제1 로직회로(410)는 PWM 제어회로(300)로부터 펄스폭 변조신호(Spwm)를 공급받고, 제2 로직회로(420)로부터 제2 로직신호(SL2)를 공급받을 수 있다.
또한, 제1 로직신호(SL1)는 펄스폭 변조신호(Spwm)와 제2 로직신호(SL2)에 대하여 논리 연산(logical operation)을 수행하고, 그에 따라 제1 로직신호(SL1)를 제2 게이트 드라이버(220)로 출력할 수 있다.
이 때, 제1 로직회로(410)는 NOR 게이트(NOR Gate)인 것이 바람직하다.
제2 로직회로(420)는 제1 제어신호(Sc1)와 제2 제어신호(Sc2)를 입력받아, 제2 로직신호(SL2)를 제1 로직회로(410)로 출력할 수 있다.
예를 들어, 제2 로직회로(420)는 제1 제어신호(Sc1)와 제2 제어신호(Sc2)에 대하여 논리 연산을 수행하고, 그에 따라 제2 로직신호(SL2)를 출력할 수 있다.
이 때, 제2 로직회로(420)는 AND 게이트(AND Gate)인 것이 바람직하다.
본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 제1 제어신호(Sc1)를 제2 로직회로(420)로 출력하는 제1 비교부(500)를 더 포함할 수 있다.
제1 비교부(500)는 기설정된 제1 기준값(Iref)과 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)를 비교하고, 상기 비교 결과를 반영한 제1 제어신호(Sc1)를 출력할 수 있다.
예를 들어, 제1 비교부(500)는 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)가 제1 기준값(Iref)보다 낮은 경우 하이 로직 레벨(H)을 가지는 제1 제어신호(Sc1)를 출력하고, 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)가 제1 기준값(Iref)보다 높은 경우에는 로우 로직 레벨(L)을 가지는 제1 제어신호(Sc1)를 출력할 수 있다.
변환부(100)에 포함된 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)는 전류 센서(900)에 의해 측정될 수 있다.
예를 들어, 전류 센서(900)는 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)를 측정하고, 측정된 전류값을 제1 비교부(500)로 공급할 수 있다.
도 3에서는 전류 센서(900)가 인덕터(L)와 출력단(122) 사이에 위치한 경우를 도시하였으나 이는 일 실시예에 불과할 뿐, 전류 센서(900)는 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)를 측정할 수 있는 다른 위치에 존재할 수 있다.
본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 전압 분배부(700)와 에러 앰프(710)를 더 포함할 수 있다.
전압 분배부(700)는 변환부(100)에서 출력되는 제1 전압(ELVDD)을 분압하여 피드백 전압(Vf)을 생성하고, 생성된 피드백 전압(Vf)을 에러 앰프(710)로 공급할 수 있다.
이를 위하여, 전압 분배부(700)는 제1 저항(R1)과 제2 저항(R2)을 포함할 수 있다.
예를 들어, 제1 저항(R1)은 변환부(100)의 출력단(122)과 제2 노드(N2) 사이에 연결될 수 있다.
또한, 제2 저항(R2)은 제2 노드(N2)와 접지 사이에 연결될 수 있다.
에러 앰프(710)는 기설정된 제2 기준값(Vref)과 피드백 전압(Vf)을 입력받고, 상기 제2 기준값(Vref)과 피드백 전압(Vf)의 차이를 반영한 오차 신호(Err)를 PWM 제어회로(300)로 공급할 수 있다.
이를 위하여, 에러 앰프(710)는 제2 기준값(Vref)을 입력받는 제1 입력단(711)과 제2 노드(N2)에 접속되는 제2 입력단(712)을 포함할 수 있다.
PWM 제어회로(300)는 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 펄스폭 변조신호(Spwm)를 제1 게이트 드라이버(210)와 제1 로직회로(410)로 공급할 수 있다.
또한, PWM 제어회로(300)는 에러 앰프(710)로부터 공급되는 오차 신호(Err)를 반영하여, 펄스폭 변조신호(Spwm)의 펄스 폭을 제어할 수 있고, 이를 통하여 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)의 듀티비(duty ratio)를 제어할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 제2 제어신호(Sc2)를 제2 로직회로(420)로 출력하는 제어부(600)를 더 포함할 수 있다.
제어부(600)는 제2 비교부(610)를 포함할 수 있다. 이 때, 제2 비교부(610)는 제1 입력단(611)으로 제1 입력신호(Si1)를 입력받고, 제2 입력단(612)으로 제2 입력신호(Si2)를 입력받을 수 있다.
또한, 제어부(600)는 입력된 제1 입력신호(Si1)와 제2 입력신호(Si2)를 비교하고, 그 비교 결과를 반영한 제2 제어신호(Sc2)를 제2 로직회로(420)로 공급할 수 있다.
예를 들어, 제2 비교부(610)는 제1 입력신호(Si1)의 레벨이 제2 입력신호(Si2)보다 낮은 경우 로우 로직 레벨(L)을 가지는 제2 제어신호(Sc2)를 출력할 수 있다.
또한, 제2 비교부(610)는 제1 입력신호(Si1)의 레벨이 제2 입력신호(Si2)와 동일한 경우 하이 로직 레벨(H)을 가지는 제2 제어신호(Sc2)를 출력할 수 있다.
제1 입력신호(Si1)는 DC-DC 컨버터(60)의 외부로부터 공급될 수 있다. 예를 들어, 타이밍 제어부(50)는 제1 입력신호(Si1)를 제2 비교부(610)로 공급할 수 있다.
제어부(600)는 제1 딜레이 버퍼(631)와 제2 딜레이 버퍼(632)를 더 포함할 수 있다.
제1 딜레이 버퍼(631)는 제2 비교부(610)로 공급되는 제1 입력신호(Si1)를 입력받고, 상기 제1 입력신호(Si1)를 일정 기간(예를 들어, 제1 기간(Pd1)) 지연시켜 출력할 수 있다.
따라서, 도 4에 도시된 바와 같이, 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)는 제1 입력신호(Si1)에 비해 제1 기간(Pd1)만큼 지연될 수 있다.
제2 딜레이 버퍼(632)는 제1 딜레이 버퍼(631)로부터 출력되는 신호(Sd1)를 일정 기간(예를 들어, 제2 기간(Pd2)) 지연시켜 제2 비교부(610)의 제2 입력단(612)으로 출력할 수 있다.
따라서, 도 4에 도시된 바와 같이, 제2 딜레이 버퍼(632)의 출력 신호(Sd2)는 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)에 비하여 제2 기간(Pd2)만큼 지연될 수 있다.
그러므로, 제2 딜레이 버퍼(632)의 출력 신호(Sd2)는 제2 입력신호(Si2)가 되어, 제2 비교부(610)의 제2 입력단(612)으로 입력될 수 있다.
이 때, 제2 입력신호(Si2)를 안정적으로 유지하기 위하여, 제2 비교부(610)의 제2 입력단(612)에는 커패시터(C1)가 연결될 수 있다.
본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 전압 제어 전류원(voltage controlled current source; 800)을 더 포함할 수 있다.
전압 제어 전류원(800)은 제1 딜레이 버퍼(631)로부터 출력되는 신호(Sd1)에 대응하여, 전압 분배부(700)로부터 에러 앰프(710)로 공급되는 피드백 전압(Vf)을 제어할 수 있다.
예를 들어, 전압 제어 전류원(800)은 제어 트랜지스터(Mc), 저항(Rc) 및 제어 앰프(810)을 포함할 수 있다.
제어 트랜지스터(Mc)는 제2 노드(N2)와 제3 노드(N3) 사이에 연결될 수 있다.
예를 들어, 제어 트랜지스터(Mc)는 제1 전극이 제2 노드(N2)에 연결되고, 제2 전극이 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다.
이 때, 제2 노드(N2)는 에러 앰프(710)의 제2 입력단(712), 제1 저항(R1), 제2 저항(R2) 및 제어 트랜지스터(Mc)의 공통 노드로 정의될 수 있다.
또한, 제어 트랜지스터(Mc)의 제1 전극은 소스 전극 및 드레인 전극 중 어느 하나로 설정되고, 제어 트랜지스터(Mc)의 제2 전극은 제1 전극과 다른 전극으로 설정될 수 있다. 예를 들어, 제1 전극이 드레인 전극으로 설정되면 제2 전극은 소스 전극으로 설정될 수 있다.
저항(Rc)은 제3 노드(N3)와 접지 사이에 연결될 수 있다.
제어 앰프(810)는 제1 딜레이 버퍼(631)로부터 출력되는 신호(Sd1)에 대응하여, 제어 트랜지스터(Mc)의 전류량을 제어할 수 있다.
이를 위하여, 제어 앰프(810)는 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력단과 연결되는 제1 입력단(811)과, 제3 노드(N3)에 연결되는 제2 입력단(812)을 포함할 수 있다.
따라서, 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력단과 제2 딜레이 버퍼(632)의 입력단은 제어 앰프(810)의 제1 입력단(811)에 연결될 수 있다.
또한, 제3 노드(N3)는 제어 앰프(810)의 제2 입력단(812), 제어 트랜지스터(Mc) 및 저항(Rc)의 공통 노드로 정의될 수 있다.
상술한 전압 제어 전류원(800)은 외부로부터 입력되는 제1 입력신호(Si1)에 대응하여 전압 분배부(700)의 피드백 전압(Vf)을 조절할 수 있으며, 이에 따라 변환부(100)로부터 출력되는 제1 전압(ELVDD) 역시 제어할 수 있다.
예를 들어, 제1 입력신호(Si1)가 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이되는 경우, 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)는 그로부터 일정 기간(PD1) 이후 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이될 수 있다.
따라서, 제어 트랜지스터(Mc)의 전류량은 감소하게 되고, 이에 따라 피드백 전압(Vf)은 증가할 수 있다.
이에 따라, 피드백 전압(Vf)과 제2 기준값(Vref)의 차이는 더욱 커지게 되고, 이는 에러 앰프(710)의 오차 신호(Err)에 의해 PWM 제어회로(300)로 보고될 수 있다.
PWM 제어회로(300)는 상기 오차 신호(Err)를 반영하여, 제1 전압(ELVDD)을 감소시키도록 펄스폭 변조신호(Spwm)의 펄스폭을 조절할 수 있다.
또한, 제1 입력신호(Si1)가 로우 로직 레벨(L)에서 하이 로직 레벨(H)으로 천이되는 경우, 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)는 그로부터 일정 기간(PD1) 이후 로우 로직 레벨(L)에서 하이 로직 레벨(H)으로 천이될 수 있다.
따라서, 제어 트랜지스터(Mc)의 전류량은 증가하게 되고, 이에 따라 피드백 전압(Vf)은 감소할 수 있다.
이에 따라, 피드백 전압(Vf)과 제2 기준값(Vref)의 차이는 더욱 작아지게 되고, 이는 에러 앰프(710)의 오차 신호(Err)에 의해 PWM 제어회로(300)로 보고될 수 있다.
PWM 제어회로(300)는 상기 오차 신호(Err)를 반영하여, 제1 전압(ELVDD)을 증가시키도록 펄스폭 변조신호(Spwm)의 펄스폭을 조절할 수 있다.
도 4를 참조하여, 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)의 구동 동작을 자세히 설명하도록 한다.
중부하(heavy load)가 존재할 경우(예를 들어, 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)가 기준값(Iref) 이상일 때), 도 3에 도시된 벅 타입(buck type)의 변환부(100)는 연속 전류 모드(Continuous Conduction Mode; CCM)로 동작할 수 있다.
연속 전류 모드(CCM) 시에는 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)가 상호 동기되어 온-오프 동작을 수행할 수 있다.
또한, 경부하(light load)가 존재할 경우(예를 들어, 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)가 기준값(Iref) 미만일 때), 변환부(100)는 불연속 전류 모드(Discontinuous Conduction Mode; DCM)로 동작할 수 있다.
불연속 전류 모드(DCM) 시에는 소비 전력을 줄이기 위하여, 제2 트랜지스터(M2)가 턴-오프 상태로 유지되고, 제1 트랜지스터(M1)만이 온-오프 동작을 수행하게 된다.
불연속 전류 모드(DCM) 중에는 제1 트랜지스터(M1)가 스위칭 동작을 수행하므로, 변환부(100)의 출력 전압(ELVDD)을 빠르게 상승시킬 수 있다.
이에 반해, 불연속 전류 모드(DCM) 중 출력 전압(ELVDD)을 빠르게 하강시키기는 어렵다.
즉, 불연속 전류 모드(DCM) 중에는 제2 트랜지스터(M2)가 오프 상태를 유지하므로, 변환부(100)의 출력 전압(ELVDD)을 하강시키는 경우 출력단(122)의 차지(charge)는 전압 분배부(700)의 저항(R1, R2)을 통해서만 유출될 수 있기 때문이다.
게다가, 전압 분배부(700)의 저항(R1, R2)은 일반적으로 큰 값을 가지므로, 출력 전압(ELVDD)의 하강 시간은 상당히 오래 걸리게 된다.
그러므로, 상술한 문제점을 해결하기 위하여 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 저전류 기간(PI) 중 동기 모드 기간(PS)을 삽입함으로써, 변환부(100)의 출력 전압(ELVDD)를 빠르게 하강시키도록 한다.
도 4를 참조하면, 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)가 제1 기준값(Iref)보다 낮게 유지되는 저전류 기간(PI)은 제1 경부하 모드 기간(PL1), 동기 모드 기간(PS) 및 제2 경부하 모드 기간(PL2)을 포함할 수 있다.
이 때, 제1 경부하 모드 기간(PL1), 동기 모드 기간(PS) 및 제2 경부하 모드 기간(PL2)은 차례대로 진행될 수 있다.
예를 들어, 제1 경부하 모드 기간(PL1)에는 제1 트랜지스터(M1)가 반복적으로 온-오프 동작을 수행하고, 제2 트랜지스터(M2)가 오프 상태를 유지할 수 있다.
이를 통해, DC-DC 컨버터(60)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 불연속 전류 모드(DCM)로 동작할 수 있다.
또한, 동기 모드 기간(PS)에는 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)가 상호 동기되어, 교대로 턴-온 동작을 수행할 수 있다.
이를 통해, DC-DC 컨버터(60)는 동기 모드 기간(PS) 동안 연속 전류 모드(CCM)로 동작할 수 있다.
제2 경부하 모드 기간(PL2)에는 제1 트랜지스터(M1)가 반복적으로 온-오프 동작을 수행하고, 제2 트랜지스터(M2)가 오프 상태를 유지할 수 있다.
이를 통해, DC-DC 컨버터(60)는 제2 경부하 모드 기간(PL2) 동안 불연속 전류 모드(DCM)로 동작할 수 있다.
상술한 동작을 위하여, 본 발명의 실시예에 의한 제어부(600)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 및 제2 경부하 모드 기간(PL2) 동안 하이 로직 레벨(H)을 가지는 제2 제어신호(Sc2)를 출력하고, 동기 모드 기간(PS) 동안 로우 로직 레벨(L)을 가지는 제2 제어신호(Sc2)를 출력할 수 있다.
저전류 기간(PI) 동안에는 인덕터(L)에 흐르는 전류(IL)가 제1 기준값(Iref)보다 낮게 유지되므로, 제1 비교부(500)는 저전류 기간(PI) 동안 하이 로직 레벨(H)을 갖는 제1 제어신호(Sc1)를 출력할 수 있다.
제1 입력신호(Si1)는 제1 경부하 모드 기간(PL1)과 그 이전의 상당한 기간 동안 일정한 상태를 유지할 수 있다.
이에 따라, 제2 비교부(610)로 입력되는 제1 입력신호(Si1)와 제2 입력신호(Si2)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 동일한 레벨을 가질 수 있다.
따라서, 제2 비교부(610)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 하이 로직 레벨(H)을 갖는 제2 제어신호(Sc2)를 출력할 수 있다.
제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 제2 로직회로(420)에는 하이 로직 레벨(H)의 제1 제어신호(Sc1)와 하이 로직 레벨(H)의 제2 제어신호(Sc2)가 입력될 수 있다.
따라서, AND 논리 연산을 수행하는 제2 로직회로(420)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 하이 로직 레벨(H)을 가지는 제2 로직신호(SL2)를 출력할 수 있다.
이에 따라, 제1 로직회로(410)에는 하이 로직 레벨(H)의 제2 로직신호(SL2)가 입력되므로, NOR 논리 연산을 수행하는 제1 로직회로(410)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 펄스폭 변조신호(Spwm)의 레벨과 관계없이 항상 로우 로직 레벨(L)을 갖는 제1 로직신호(SL1)를 출력할 수 있다.
그러므로, 제2 게이트 드라이버(220)는 상기 로우 로직 레벨(L)의 제1 로직신호(SL1)에 대응하여, 제2 트랜지스터(M2)를 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 오프 상태로 유지시키게 된다.
이 때, 제1 게이트 드라이버(210)는 PWM 제어회로(300)로부터 공급되는 펄스폭 변조신호(Spwm)에 대응하여, 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 제1 트랜지스터(M1)에 대한 온-오프 동작을 제어할 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 제1 경부하 모드 기간(PL1) 동안 불연속 전류 모드(DCM)로 동작할 수 있다.
제1 입력신호(Si1)가 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이됨으로써, 동기 모드 기간(PS)으로 진입할 수 있다.
이에 따라, 제1 입력신호(Si1)의 레벨이 제2 입력신호(Si2) 보다 낮아지게 되므로, 제2 비교부(610)는 동기 모드 기간(PS) 동안 로우 로직 레벨(L)을 갖는 제2 제어신호(Sc2)를 출력할 수 있다.
그러므로, 동기 모드 기간(PS) 동안 제2 로직회로(420)에는 하이 로직 레벨(H)의 제1 제어신호(Sc1)와 로우 로직 레벨(L)의 제2 제어신호(Sc2)가 입력될 수 있다.
따라서, AND 논리 연산을 수행하는 제2 로직회로(420)는 동기 모드 기간(PS) 동안 로우 로직 레벨(L)을 가지는 제2 로직신호(SL2)를 출력할 수 있다.
제1 로직회로(410)에는 로우 로직 레벨(L)의 제2 로직신호(SL2)가 입력되므로, NOR 논리 연산을 수행하는 제1 로직회로(410)는 펄스폭 변조신호(Spwm)와 반대의 레벨을 가지는 제1 로직신호(SL1)를 출력할 수 있다.
이에 따라, 제1 게이트 드라이버(210)와 제2 게이트 드라이버(220)는 동기 모드 기간(PS) 동안 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)를 교대로 턴-온되도록 제어할 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예에 의한 DC-DC 컨버터(60)는 동기 모드 기간(PS) 동안 연속 전류 모드(CCM)로 동작할 수 있다.
한편, 제1 딜레이 버퍼(631)는 제1 입력신호(Si1)를 제1 기간(Pd1)만큼 지연시켜 출력하므로, 제1 입력신호(Si1)가 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이된 경우, 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)는 상기 제1 입력신호(Si1)의 천이 시점으로부터 제1 기간(Pd1)이 지난 시점에 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이될 수 있다.
제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)가 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 변화됨에 따라, 변환부(100)에서 출력되는 제1 전압(ELVDD)의 레벨은 급격히 하강할 수 있다.
즉, 저전류 기간(PI) 중 동기 모드 기간(PS)을 강제적으로 진행하고, 동기 모드 기간(PS) 내에서 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)를 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)로 변화시킴에 따라, 출력단(122)의 차지가 제2 트랜지스터(M2)를 통해 유출될 수 있기 때문이다.
또한, 제2 딜레이 버퍼(632)는 제1 딜레이 버퍼(631)로부터 출력되는 신호(Sd1)를 제2 기간(Pd2)만큼 지연시켜 출력하므로, 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)가 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이된 경우, 제2 딜레이 버퍼(632)의 출력 신호(Sd2)는 상기 제1 딜레이 버퍼(631)의 출력 신호(Sd1)의 천이 시점으로부터 제2 기간(Pd2)이 지난 시점에 하이 로직 레벨(H)에서 로우 로직 레벨(L)으로 천이될 수 있다.
이 때, 제2 딜레이 버퍼(632)의 출력 신호(Sd2)는 제2 입력신호(Si2)의 역할을 수행하므로, 제1 입력신호(Si1)와 제2 입력신호(Si2)는 동일한 레벨을 가지게 된다.
따라서, 제2 비교부(610)는 하이 로직 레벨(H)을 갖는 제2 제어신호(Sc2)를 출력할 수 있다.
제2 제어신호(Sc2)가 로우 로직 레벨(L)에서 하이 로직 레벨(H)으로 천이됨으로써 동기 모드 기간(PS)은 종료되고, 제2 경부하 모드 기간(PL2)로 진입하게 된다.
제2 경부하 모드 기간(PL2) 동안 제2 비교부(610)에서 출력되는 제2 제어신호(Sc2)는 앞서 설명한 제1 경부하 모드 기간(PL1)과 동일하므로, 제2 경부하 모드 기간(PL2) 동안 제1 트랜지스터(M1)와 제2 트랜지스터(M2)는 제1 경부하 모드 기간(PL1)과 동일하게 동작할 수 있다.
본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구의 범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구의 범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
10: 화소 20: 화소부
30: 주사 구동부 40: 데이터 구동부
50: 타이밍 제어부 60: DC-DC 컨버터
100: 변환부 210: 제1 게이트 드라이버
220: 제2 게이트 드라이버 300: PWM 제어회로
410: 제1 로직회로 420: 제2 로직회로
500: 제1 비교부 600: 제어부
610: 제2 비교부 631: 제1 딜레이 버퍼
632: 제2 딜레이 버퍼 700: 전압 분배부
710: 에러 앰프 800: 전압 제어 전류원
810: 제어 앰프 M1: 제1 트랜지스터
M2: 제2 트랜지스터 R1: 제1 저항
R2: 제2 저항 Mc: 제어 트랜지스터
R: 저항

Claims (23)

  1. 입력단과 제1 노드 사이에 연결되는 제1 트랜지스터, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결되는 제2 트랜지스터, 및 상기 제1 노드와 출력단 사이에 연결되는 인덕터를 포함하는 변환부;
    상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터를 각각 제어하는 제1 게이트 드라이버와 제2 게이트 드라이버;
    상기 제1 게이트 드라이버와 제1 로직회로로 펄스폭 변조신호를 출력하는 PWM 제어회로;
    상기 펄스폭 변조신호와 제2 로직신호를 입력받아, 제1 로직신호를 상기 제2 게이트 드라이버로 출력하는 제1 로직회로;
    각각이 하이 로직 레벨 또는 로우 로직 레벨을 가지는 제1 제어신호와 제2 제어신호를 입력받아, 상기 제2 로직신호를 상기 제1 로직회로로 출력하는 제2 로직회로; 및
    제1 기준값과 상기 인덕터에 흐르는 전류를 비교하고, 비교 결과를 반영한 상기 제1 제어신호를 상기 제2 로직회로로 출력하는 제1 비교부; 를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 비교부는, 상기 인덕터에 흐르는 전류가 상기 제1 기준값보다 낮은 경우 하이 로직 레벨을 가지는 제1 제어신호를 출력하고, 상기 인덕터에 흐르는 전류가 상기 제1 기준값보다 높은 경우에는 로우 로직 레벨을 가지는 제1 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제2 로직회로로 제2 제어신호를 출력하는 제어부; 를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 인덕터에 흐르는 전류가 상기 제1 기준값보다 낮게 유지되는 저전류 기간은, 차례대로 진행되는 제1 경부하 모드 기간, 동기 모드 기간 및 제2 경부하 모드 기간을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제1 경부하 모드 기간 동안, 상기 제1 트랜지스터는 반복적으로 온-오프 동작을 수행하며, 상기 제2 트랜지스터는 오프 상태를 유지하고,
    상기 동기 모드 기간 동안 상기 제1 트랜지스터와 상기 제2 트랜지스터는 교대로 온 되고,
    상기 제2 경부하 모드 기간 동안, 상기 제1 트랜지스터는 반복적으로 온-오프 동작을 수행하며, 상기 제2 트랜지스터는 오프 상태를 유지하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1 경부하 모드 기간 및 상기 제2 경부하 모드 기간 동안 하이 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하고, 상기 동기 모드 기간 동안 로우 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 로직회로는, NOR 게이트인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제2 로직회로는, AND 게이트인 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  10. 제4항에 있어서,
    상기 제어부는, 제1 입력단으로 입력되는 제1 입력신호와 제2 입력단으로 입력되는 제2 입력신호를 비교하고, 상기 비교 결과를 반영한 제2 제어신호를 상기 제2 로직회로로 공급하는 제2 비교부를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제1 입력신호를 입력받아 일정 기간 지연시켜 출력하는 제1 딜레이 버퍼와, 상기 제1 딜레이 버퍼에서 출력되는 신호를 입력받아 일정 기간 지연시켜 상기 제2 비교부의 제2 입력단으로 출력하는 제2 딜레이 버퍼를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제어부는, 상기 제2 비교부의 제2 입력단에 연결되는 커패시터를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 제2 비교부는, 상기 제1 입력신호의 레벨이 상기 제2 입력신호보다 낮은 경우 로우 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하고, 상기 제1 입력신호의 레벨이 상기 제2 입력신호와 동일한 경우 하이 로직 레벨을 가지는 제2 제어신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 변환부는, 상기 입력단으로 입력 전압을 입력받고, 상기 출력단으로 제1 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  15. 삭제
  16. 제14항에 있어서,
    상기 제1 전압을 분압하여 피드백 전압을 생성하고, 생성된 피드백 전압을 에러 앰프로 공급하는 전압 분배부; 및
    상기 피드백 전압과 제2 기준값의 차이를 반영한 오차 신호를 PWM 제어회로로 공급하는 에러 앰프; 를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 딜레이 버퍼로부터 출력되는 신호에 대응하여 상기 피드백 전압을 제어하는 전압 제어 전류원; 을 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 전압 분배부는, 상기 변환부의 출력단과 제2 노드 사이에 연결되는 제1 저항과, 상기 제2 노드와 접지 사이에 연결되는 제2 저항을 포함하고,
    상기 에러 앰프는, 상기 제2 기준값을 입력받는 제1 입력단과, 상기 제2 노드에 접속되는 제2 입력단을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 전압 제어 전류원은, 상기 제2 노드와 제3 노드 사이에 연결되는 제어 트랜지스터, 상기 제3 노드와 접지 사이에 연결되는 저항 및, 상기 제1 딜레이 버퍼로부터 출력되는 신호에 대응하여 상기 제어 트랜지스터의 전류량을 제어하는 제어 앰프를 포함하는 DC-DC 컨버터.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제어 앰프는, 상기 제1 딜레이 버퍼의 출력단과 연결되는 제1 입력단과 상기 제3 노드에 연결되는 제2 입력단을 포함하는 DC-DC 컨버터.
  21. 제1항에 있어서,
    상기 인덕터에 흐르는 전류를 측정하고, 측정된 전류값을 상기 제1 비교부로 공급하는 전류 센서; 를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  22. 제14항에 있어서,
    상기 변환부는, 상기 변환부의 입력단과 상기 제1 노드 사이에 연결되는 제1 다이오드와, 상기 제1 노드와 접지 사이에 연결되는 제2 다이오드를 더 포함하는 DC-DC 컨버터.
  23. 제1항, 제3항 내지 제14항, 및 제16항 내지 제22항 중 어느 한 항에 기재된 DC-DC 컨버터; 를 포함하는 표시 장치.
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