KR102084917B1

KR102084917B1 - Control device of elevator

Info

Publication number: KR102084917B1
Application number: KR1020187037191A
Authority: KR
Inventors: 에이지 요코야마; 야스시 오츠카
Original assignee: 미쓰비시덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2016-06-30
Filing date: 2017-06-14
Publication date: 2020-03-05
Also published as: JP6556353B2; DE112017003268T5; CN109328175B; KR20190013873A; JPWO2018003500A1; WO2018003500A1; CN109328175A; DE112017003268B4

Abstract

브레이크 개방 후의 언밸런스 토크를 단시간에 추정하여 보정하는 것에 의해, 기동 쇼크 및 카의 롤백을 안정하게 감소시킬 수 있는 엘리베이터의 제어 장치를 제공한다. 카와 평형추의 중량 차분인 언밸런스 토크를, 모터 구동 전류 또는 모터의 토크 전류 지령 신호와 모터의 속도 검출 신호에 근거하여, 언밸런스 토크 추정기에서 추정하고, 이 추정한 언밸런스 토크와 속도 신호에 비례하는 값을 가산한 신호를 토크 오프셋 전류 지령 신호로서 출력할지, 또는 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 후에, 추정된 언밸런스 토크를 토크 오프셋 전류 지령 신호로서 출력할지를 선택하는 전환부와, 전류 제어부의 입력인 토크 전류 지령 신호에, 전환부로부터 출력되는 토크 오프셋 전류 지령 신호를 더하는 가산부를 구비한다.An elevator control apparatus capable of stably reducing starting shock and rollback of a car by estimating and correcting unbalanced torque after brake opening in a short time. The unbalanced torque, which is the weight difference between the car and the counterweight, is estimated by the unbalanced torque estimator based on the motor drive current or the torque current command signal of the motor and the speed detection signal of the motor, and is a value proportional to the estimated unbalanced torque and speed signal. A switching unit for selecting whether to output a signal obtained by adding the signal as a torque offset current command signal or to output the estimated unbalanced torque as a torque offset current command signal after the brake for releasing the rotation of the motor is released; An adder which adds the torque offset current command signal output from a switching part to the in-torque current command signal is provided.

Description

엘리베이터의 제어 장치Control device of elevator

본 발명은 엘리베이터의 제어 장치에 관한 것이고, 특히, 엘리베이터의 주행 개시 시에 발생하는 기동 쇼크를 저감하는 엘리베이터의 제어 장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an elevator control device, and more particularly, to an elevator control device for reducing a start shock generated when an elevator starts to travel.

일반적으로 로프식 엘리베이터에서는, 카(car)와 평형추(counterweight)가 모터에 접속된 시브(sheave)를 거쳐 로프에 의해 매달려 있다. 카는, 정지 시에는, 브레이크에 의해 정지 유지되고 있지만, 주행 개시 시에는 브레이크를 개방하여, 모터에 의해 시브를 회전시킴으로써 승강을 행한다.In roped elevators in general, a car and counterweight are suspended by a rope through a sheave connected to a motor. While the car is stopped and held by the brake at the time of stopping, the car is lifted and lifted by opening the brake and rotating the sheave by the motor.

이때, 브레이크 개방에 따라, 카와 평형추의 중량 차분의 언밸런스 토크가 시브를 통해 모터에 전해진다. 모터의 속도 제어로부터 보면, 언밸런스 토크는 스텝 형상의 외란으로서 작용하기 때문에, 모터 토크가 제로 상태에서 브레이크를 개방하면, 모터(시브)가 그 스텝 형상의 외란의 영향을 받아 카의 가속도 변동(이하, 기동 쇼크라고 함) 및 카의 롤백이 발생한다. 양자에 의해 승차감이 악화되기 때문에, 대책이 필요하다.At this time, as the brake is released, the unbalanced torque of the weight difference between the car and the counterweight is transmitted to the motor through the sieve. From the speed control of the motor, the unbalanced torque acts as a stepped disturbance. Therefore, if the brake is released in the zero state of the motor torque, the motor (sieve) is affected by the disturbance of the stepped shape and the acceleration of the car (hereinafter, Rollback of the car). Since both ride quality worsens, a countermeasure is required.

그래서, 기동 쇼크 및 카의 롤백을 감소시키기 위해, 카의 적재 중량을 검출하고, 언밸런스 토크를 추정하며, 더욱이 언밸런스 토크를 상쇄하는 토크(토크 오프셋 전류)를 모터에 의해 발생시키고 나서 브레이크를 개방하는 기동 제어 방식이 일반적으로 행해지고 있다.Thus, in order to reduce the starting shock and rollback of the car, the load weight of the car is detected, the unbalanced torque is estimated, and further, the torque (torque offset current) generated by the motor to offset the unbalanced torque is then released. The start control method is generally performed.

이 방식은 카의 적재 중량을 검출하는 하중 검출 장치가 필요하게 되어 비용이 증가하게 된다. 아울러, 설치 시에 하중 검출 장치의 설치 및 조정이 필요하게 된다.This method requires a load detection device for detecting the loading weight of the car, which increases the cost. In addition, installation and adjustment of the load detection device is required at the time of installation.

이 때문에, 하중 검출 장치를 이용하지 않고, 기동 쇼크 및 롤백을 감소시키는 제어 방식이 제안되고 있다(예를 들면, 특허 문헌 1 참조).For this reason, the control system which reduces starting shock and rollback is proposed without using a load detection apparatus (for example, refer patent document 1).

이 특허 문헌 1에서는, 기동 시의 언밸런스 토크를, 모터 인코더의 각도 정보를 2단 미분 연산하여 각가속도 정보로 하고, 더욱이 모터에 걸리는 총 관성 모멘트(카, 시브, 평형추, 로프 등의 관성 모멘트의 총합) 정보를 이용하여 토크 바이어스 지령값으로서 연산하고, 토크 지령값에 가산함으로써 승강 기계 구동용 전동기를 제어하고 있다.In Patent Document 1, the unbalanced torque at start-up is calculated as the angular acceleration information by calculating two-step differential angle information of the motor encoder, and further, the total moment of inertia (car, sheave, counterweight, rope, etc.) applied to the motor. The motor for elevating machine driving is controlled by calculating as a torque bias command value using the total) information and adding it to the torque command value.

(특허 문헌 1) 일본 특허 공개 공보 제2005－132541호(Patent Document 1) Japanese Patent Laid-Open No. 2005-132541

종래의 엘리베이터의 제어 장치는 모터의 인코더 정보가 양자화되어 있기 때문에, 마이크로컴퓨터 등의 연산 수단으로 이산화된 환경에서 미분 연산을 행하면, 이산화 타이밍의 값에 큰 오류가 생기는 문제가 있다.In the conventional elevator control apparatus, since encoder information of a motor is quantized, there is a problem that a large error occurs in the value of the discretization timing when the differential calculation is performed in a discretized environment by a computing unit such as a microcomputer.

그래서, 특허 문헌 1에서는, 미분 연산을 모터 인코더 주기마다 행하는 것이 아니라, 소정의 인코더 펄스 수 단위로 행하는 구성으로 되어 있다.Therefore, in Patent Document 1, the derivative operation is not performed for each motor encoder cycle, but rather for a predetermined number of encoder pulses.

그 때문에, 원리적으로 롤백량이 수 ㎜ 내지 10㎜로 되어, 언밸런스 토크가 큰 경우는, 기동 쇼크 및 카의 롤백이 충분히 감소되지 않는 문제가 있었다.Therefore, in principle, the rollback amount is several mm to 10 mm, and when the unbalance torque is large, there is a problem that the starting shock and the rollback of the car are not sufficiently reduced.

본 발명은 상기한 과제를 해결하기 위해 이루어진 것이고, 브레이크 개방 후의 언밸런스 토크를 단시간에 추정하여 보정하는 것에 의해, 기동 쇼크 및 카의 롤백을 안정하게 감소시킬 수 있는 엘리베이터의 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide an elevator control apparatus capable of stably reducing starting shock and rollback of a car by estimating and correcting an unbalanced torque after a brake is released in a short time. It is done.

상기의 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 엘리베이터의 제어 장치는 카와 평형추가 로프에 매달린 시브를 회전 구동하는 모터의 구동 전류를 검출하는 전류 검출부와, 상기 모터의 회전량을 검출하는 회전량 검출부의 출력으로부터 상기 모터의 속도 신호를 출력하는 속도 연산부와, 상기 모터에 대한 속도 지령 신호를 발생하는 속도 지령 발생부와, 상기 속도 지령 신호 및 상기 속도 신호로부터 토크 전류 지령 신호를 출력하는 속도 제어부와, 상기 토크 전류 지령 신호에 대하여 상기 구동 전류가 추종하도록 상기 모터를 구동하는 전류 제어부와, 상기 카와 상기 평형추의 중량 차분인 언밸런스 토크를, 상기 구동 전류 또는 상기 토크 전류 지령 신호와 상기 속도 신호에 근거하여 추정하는 언밸런스 토크 추정기와, 토크 오프셋 전류 지령 신호로서, 상기 언밸런스 토크 추정기의 출력 신호와 상기 속도 신호에 비례하는 값을 가산한 신호를 출력할지, 또는 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 후에 상기 언밸런스 토크 추정기의 출력 신호를 출력할지를 선택하는 전환부와, 상기 전류 제어부의 입력인 상기 토크 전류 지령 신호에, 상기 전환부로부터 출력되는 상기 토크 오프셋 전류 지령 신호를 더하는 가산부를 구비하고 있다.In order to achieve the above object, an elevator control apparatus according to the present invention includes a current detection unit for detecting a drive current of a motor for rotationally driving a sheave suspended from a car and a counterweight, and a rotation amount detection unit for detecting an amount of rotation of the motor. A speed calculating unit for outputting a speed signal of the motor from an output of a speed controller, a speed command generating unit for generating a speed command signal for the motor, a speed control unit for outputting a torque current command signal from the speed command signal and the speed signal; A current control unit for driving the motor so that the driving current follows the torque current command signal, and an unbalanced torque, which is a weight difference between the car and the counterweight, to the drive current or the torque current command signal and the speed signal. Unbalanced torque estimator and torque offset current command signal estimated on the basis of In this case, the output signal of the unbalanced torque estimator and a value proportional to the speed signal are output, or the output signal of the unbalanced torque estimator is output after the brake for braking the rotation of the motor is released. A switching unit and an addition unit that adds the torque offset current command signal output from the switching unit to the torque current command signal that is an input of the current control unit.

본 발명에 따르면, 카와 평형추의 중량 차분인 언밸런스 토크를, 모터 구동 전류 또는 모터의 토크 전류 지령 신호와 모터의 속도 검출 신호에 근거하여 언밸런스 토크 추정기로 추정하고, 이 추정한 언밸런스 토크와 속도 신호에 비례하는 값을 가산한 신호를 토크 오프셋 전류 지령 신호로서 출력할지, 또는 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 후에, 추정된 언밸런스 토크를 토크 오프셋 전류 지령 신호로서 출력할지를 선택하는 전환부와, 전류 제어부의 입력인 토크 전류 지령 신호에, 전환부로부터 출력되는 토크 오프셋 전류 지령 신호를 더하는 가산부를 구비하도록 구성했으므로, 브레이크 개방 시에 언밸런스 토크가 있는 경우에도, 언밸런스 토크를 단시간에 정확하게 추정하여 보정함으로써, 안정한 상태로 엘리베이터를 기동시키고, 또한 카 진동을 억제하여 그의 수렴을 신속하게 할 수 있으므로, 롤백을 안정하게 감소시킬 수 있는 효과가 있다.According to the present invention, an unbalanced torque estimator is estimated by the unbalanced torque estimator based on the motor drive current or the torque current command signal of the motor and the speed detection signal of the motor, based on the unbalanced torque that is the weight difference between the car and the counterweight. A switching unit for selecting whether to output a signal obtained by adding a value proportional to the torque offset current command signal or to output the estimated unbalanced torque as the torque offset current command signal after the brake for releasing the rotation of the motor is released; Since it is comprised so that the adder which adds the torque offset current command signal output from a switching part to the torque current command signal which is an input of a current control part, even if there is an unbalanced torque at the time of brake opening, it estimates and corrects unbalanced torque in a short time correctly. Thereby starting the elevator in a stable state, It can be made to suppress a car vibration quickly his convergence, there is an effect capable of reducing to stabilize the roll back.

도 1은 본 발명의 실시 형태 1에 의한 엘리베이터의 제어 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 2는 도 1에 나타내는 외란 옵저버(disturbance observer)를 모델화한 등가 회로도이다.
도 3은 도 1에 나타내는 통과·유지 전환부의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 4는 도 1 및 도 2에 나타내는 외란 옵저버의 극(極) 배치의 이동을 나타내는 복소 평면도이다.
도 5는, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 엘리베이터의 제어 장치에서, 외란 추정 신호를 토크 오프셋 전류 신호로서 귀환 제어한 효과를 도면 중의 (b)로 나타내는 파형도이며, 도면 중의 (a)는 상기의 귀환 제어가 없는 경우의 파형도이다.
도 6은, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 엘리베이터의 제어 장치에서, 속도 귀환 제어의 효과를 도면 중의 (b)로 나타내는 파형도이며, 도면 중의 (a)는 상기 속도 귀환 제어가 없는 경우의 파형도이다.
도 7은, 본 발명의 실시 형태 1에 의한 엘리베이터의 제어 장치에서, 외란 옵저버의 극 배치 변경의 효과를 도면 중의 (b)로 나타내는 파형도이며, 도면 중의 (a)는 극 배치 변경이 없는 경우의 파형도이다.
도 8은 도 1 및 도 2에 나타내는 외란 옵저버의 극 배치 변경의 구체적인 시간축 파형도이다.
도 9는 도 1에 나타내는 토크 오프셋 전류 신호의 파형 유지에 따른 효과를 도면 중의 (b)로 나타내는 파형도이며, 도면 중의 (a)는 상기의 파형 유지가 없는 경우의 파형도이다.
도 10은 도 9의 시간축 확대도이며, 파형 유지의 타이밍을 나타내는 파형도이다.
도 11은 본 발명의 실시 형태 2에 의한 엘리베이터의 제어 장치를 나타내는 블럭도이다.
도 12는 도 11에 나타내는 외란 옵저버를 모델화한 등가 회로도이다.
도 13은 본 발명의 실시 형태 3에 의한 속도 귀환 제어를 정지하는 타이밍에 의한 거동의 차이를 나타내는 시간축 파형도이다.
도 14는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 통과·유지 전환부의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 15는 본 발명의 실시 형태 3에 의한 속도 귀환 이득의 배율 변화 타이밍을 나타내는 도면이다.
도 16은 본 발명의 실시 형태 4에 의한 외란 옵저버를 모델화한 등가 회로도이다.
도 17은 도 16의 대역 제한 필터의 차단 주파수 변경의 구체적인 시간축 파형도이다.1 is a block diagram showing an elevator control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is an equivalent circuit diagram modeling a disturbance observer shown in FIG. 1.
FIG. 3 is a block diagram showing the structure of the passage / hold switching unit shown in FIG. 1.
FIG. 4 is a complex plan view showing the movement of the pole arrangement of the disturbance observer shown in FIGS. 1 and 2.
Fig. 5 is a waveform diagram showing the effect of feedback control of the disturbance estimation signal as the torque offset current signal in the control device of the elevator according to the first embodiment of the present invention as shown in (b) in Fig. This is a waveform diagram when there is no feedback control.
Fig. 6 is a waveform diagram showing the effect of speed feedback control in the control device of the elevator according to the first embodiment of the present invention as shown in (b) in the figure, in which (a) is a waveform in the absence of the speed feedback control. It is also.
FIG. 7 is a waveform diagram showing the effect of the pole arrangement change of the disturbance observer in the figure in the elevator control apparatus according to the first embodiment of the present invention, and (a) in the figure is the case where there is no pole arrangement change. Is a waveform diagram of.
FIG. 8 is a specific time axis waveform diagram of the pole arrangement change of the disturbance observer shown in FIGS. 1 and 2.
FIG. 9 is a waveform diagram showing the effect of maintaining the waveform of the torque offset current signal shown in FIG. 1 as shown in (b), and (a) in the diagram is a waveform diagram without the above waveform holding.
FIG. 10 is an enlarged view of the time axis of FIG. 9 and is a waveform diagram illustrating timing of waveform retention. FIG.
Fig. 11 is a block diagram showing the elevator control device according to the second embodiment of the present invention.
12 is an equivalent circuit diagram in which the disturbance observer shown in FIG. 11 is modeled.
FIG. 13 is a time-axis waveform diagram showing a difference in behavior due to timing of stopping the speed feedback control according to the third embodiment of the present invention. FIG.
Fig. 14 is a block diagram showing the structure of the passage / hold switching unit according to the third embodiment of the present invention.
It is a figure which shows the magnification change timing of the speed feedback gain by Embodiment 3 of this invention.
Fig. 16 is an equivalent circuit diagram modeling the disturbance observer according to the fourth embodiment of the present invention.
17 is a detailed time-base waveform diagram of a cutoff frequency change of the band limiting filter of FIG. 16.

이하, 본 발명에 관한 엘리베이터의 제어 장치의 각 실시 형태를 상기의 첨부 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, each embodiment of the control apparatus of the elevator which concerns on this invention is described in detail with reference to said attached drawing.

(실시 형태 1)(Embodiment 1)

도 1에 나타내는 실시 형태 1에 의한 엘리베이터의 제어 장치에서, 모터(1)의 회전축에는 시브(2)가 접속되어 있다. 시브(2)에는 로프(3)를 걸 수 있고, 그 일단은 카(4, car)가 매달려 있고, 타단에는 평형추(5)가 로프(3)를 거쳐 매달려 있다. 모터(1)에는 각도를 검출하는 펄스 인코더(11)가 설치되어 있고, 이 각도 정보에 근거하여, 이하에 설명하는 속도 제어가 실행된다. 펄스 인코더(11)의 출력인 모터 각도 검출 신호는 속도 연산부(12)에 입력된다.In the elevator control apparatus according to the first embodiment shown in FIG. 1, the sheave 2 is connected to the rotation shaft of the motor 1. A rope 3 can be hooked to the sheave 2, one end of which is suspended a car 4, and the other end of which a counterweight 5 is suspended through a rope 3. The motor 1 is provided with the pulse encoder 11 which detects an angle, and the speed control demonstrated below is performed based on this angle information. The motor angle detection signal, which is the output of the pulse encoder 11, is input to the speed calculating section 12.

속도 연산부(12)는 모터 각도 검출 신호를 모터(1)의 각속도 신호로 변환하는 기능을 갖고, 속도 신호 ω를 출력한다. 속도 지령 발생부(13)의 출력인 속도 지령 신호 ω_ref로부터 속도 신호 ω를 감산하는 처리를 감산부(14)에서 행하여, 속도 에러 신호 ω_err를 얻는다. 이 속도 에러 신호 ω_err은 속도 제어부(15)에 입력되어, 속도 제어가 안정하고, 또한 소정의 성능을 얻을 수 있도록 비례(P)·적분(I)·미분(D) 연산된 결과인 속도 제어 신호 iq_ω_cont를 출력한다.The speed calculating section 12 has a function of converting the motor angle detection signal into an angular speed signal of the motor 1, and outputs a speed signal?. The subtraction unit 14 performs a process of subtracting the speed signal ω from the speed command signal ω_ref that is the output of the speed command generation unit 13 to obtain the speed error signal ω_err. This speed error signal ω_err is input to the speed controller 15, and is a speed control signal that is a result of proportional (P), integral (I) and derivative (D) calculations so that the speed control is stable and a predetermined performance can be obtained. Print iq_ω_cont.

가산부(16)는 속도 제어 신호 iq_ω_cont와, 후술하는 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off를 가산한 토크 전류 지령 신호 iq_t*를 생성한다. 이 토크 전류 지령 신호 iq_t*는 전류 제어부(9)에 입력된다. 전류 제어부(9)는 전류 검출부(10)로부터의 모터 구동 전류 신호 iq가 가산부(16)로부터 입력되는 토크 전류 지령 신호 iq_t*로 되도록 제어한다. 따라서, 전류 제어부(9)는, 모터(1)에 대하여, 토크 전류 지령 신호 iq_t*가 되는 것과 같은 모터 구동 전류 iq를 공급한다.The adder 16 generates the torque current command signal iq_t * obtained by adding the speed control signal iq_ω_cont and the torque offset current signal iq_t * _off described later. This torque current command signal iq_t * is input to the current control unit 9. The current control unit 9 controls the motor drive current signal iq from the current detector 10 to be the torque current command signal iq_t * input from the adder 16. Therefore, the current control unit 9 supplies the motor 1 with the motor drive current iq equal to the torque current command signal iq_t *.

상기의 구성에서, 모터(1)의 속도 ω가 속도 지령 신호 ω_ref에 대하여 속도 에러 신호 ω_err이 소정값 이내에서 추종하도록 기능하는 속도 제어계가 실현된다.In the above configuration, a speed control system is implemented in which the speed ω of the motor 1 functions to follow the speed error signal ω_err with respect to the speed command signal ω_ref within a predetermined value.

브레이크(6)는 모터(1)에 대하여 제동과 제동 해제(이하, 개방이라고 함) 상태를 갖고, 컨트롤러(7)로부터의 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont에 의해 브레이크 제어부(8)를 거쳐 상태 천이한다. 카(4)를 현재층으로부터 소정층까지 이동시킬 때는, 브레이크(6)를 제동 상태로부터 개방 상태로 하고, 아울러 브레이크 개방 타이밍에서 전술한 속도 제어계를 OFF 상태로부터 ON 상태로 한다. ON 상태가 되었을 때의 속도 지령 신호 ω_ref는 영으로 설정된다.The brake 6 has a braking and braking release (hereinafter referred to as an open) state with respect to the motor 1, and the state transitions via the brake control unit 8 by the brake control command signal BK_cont from the controller 7. When the car 4 is moved from the current floor to the predetermined floor, the brake 6 is set from the braking state to the open state, and at the brake opening timing, the speed control system described above is turned from the OFF state to the ON state. The speed command signal ω_ref when it is turned on is set to zero.

시브(2)에 걸린 로프(3) 양단으로부터의 토크 차이가 영인 경우에는, 브레이크(6)의 개방 시에 시브(2)에 인가되는 로프(3)로부터의 토크가 균형을 이루고 있기 때문에, 기동 쇼크 및 롤백은 없다.When the torque difference from the both ends of the rope 3 caught by the sheave 2 is zero, since the torque from the rope 3 applied to the sheave 2 is balanced at the time of opening of the brake 6, it is started. There is no shock and rollback.

시브(2)에 걸린 로프(3)의 양단으로부터의 토크 차이(이하, 언밸런스 토크라고 함)가 존재하는 경우는, 브레이크(6) 개방 시에 시브(2)에 인가되는 로프(3)로부터의 토크가 평형을 이루지 않기 때문에, 속도 제어계에서 소위 스텝 형상의 외란이 작용한 것과 등가로 되어, 속도 제어계의 추종 동작을 정정할 때까지의 기간 동안, 롤백 및 기동 쇼크, 경우에 따라서는, 카 진동이 발생한다.If there is a torque difference (hereinafter referred to as an unbalanced torque) from both ends of the rope 3 caught in the sheave 2, the rope 3 from the rope 3 applied to the sheave 2 when the brake 6 is opened. Since the torque is not balanced, it becomes equivalent to the so-called stepped disturbance in the speed control system, and rollback and start shock, and in some cases, car vibration, for a period until the following operation of the speed control system is corrected. This happens.

그 대책으로서 언밸런스 토크를 추정하는 외란 옵저버(17)와 통과·유지 전환부(18)를 마련하여, 외란 옵저버(17)에서 추정한 언밸런스 토크에 근거하여, 이 언밸런스 토크를 상쇄하는 토크를 발생시키는 기능을 갖는 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off를 생성한다.As a countermeasure, a disturbance observer 17 and a passage / maintaining switch 18 for estimating unbalanced torque are provided, and a torque for canceling the unbalanced torque is generated based on the unbalanced torque estimated by the disturbance observer 17. Generate a torque offset current signal iq_t * _off with function.

토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off의 생성은 이하와 같이 행해진다.Generation of the torque offset current signal iq_t * _off is performed as follows.

우선 언밸런스 토크를 추정하는 방법에 대해 설명한다.First, a method of estimating unbalanced torque will be described.

언밸런스 토크는 외란 옵저버(17)에서 추정한다. 외란 옵저버(17)는 모터 구동 전류 iq와 속도 신호 ω를 입력하고, 외란 추정 신호 Di＾를 출력한다. 또한, 이것은 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont에 의해, 외란 옵저버(17)의 추정 주파수 특성(외란 추정 대역)을 결정하는 파라미터인 극 배치를 변화시키는 구성으로 되어 있다.The unbalanced torque is estimated by the disturbance observer 17. The disturbance observer 17 inputs the motor driving current iq and the speed signal ω, and outputs the disturbance estimation signal Di '. In addition, this is configured to change the pole arrangement which is a parameter for determining the estimated frequency characteristic (disturbation estimation band) of the disturbance observer 17 by the brake control command signal BK_cont.

도 2는 외란 옵저버(17)를 모델화한 등가 회로를 나타내고, 외란 옵저버(17)는 점선으로 둘러싸인 부분에 상당한다. 블록(200~203)은 도 1의 전류 제어부(9)와 모터(1)와 시브(2)를 모델화하여 전달 함수를 표시한 것이고, 블록(200)의 계수 Kτ는 모터 구동 전류 iq를 토크로 변환하는 힘 정수를 나타내고, Di는 시브(2)에 걸린 로프(3)로부터 전달되는 언밸런스 토크이며, 브레이크(6)의 개방에 의해 스텝 형상의 외란으로서 모터(1)에 인가되는 것이다.2 shows an equivalent circuit in which the disturbance observer 17 is modeled, and the disturbance observer 17 corresponds to a portion surrounded by a dotted line. Blocks 200 to 203 represent a transfer function by modeling the current control unit 9, the motor 1, and the sheave 2 of FIG. 1, and the coefficient Kτ of the block 200 represents the motor drive current iq as torque. Di is a force constant to be converted, and Di is an unbalanced torque transmitted from the rope 3 caught in the sheave 2, and is applied to the motor 1 as a step-shaped disturbance by opening the brake 6.

이 블럭도는 블록(201)에서 언밸런스 토크 Di의 가산을 표현하고 있다. 블록(202)의 1/J은 토크를 각가속도로 변환하는 양을 나타내고, J는 모터(1)와 시브(2)의 관성 모멘트의 합으로 정의한 것이다. 블록(203)은 각가속도를 각속도로 변환하는 적분기이다. 블록(204)은, 도 1에 나타내는 펄스 인코더(11) 및 속도 연산부(12)를 모델화한 것으로, 펄스 인코더(11)의 인코더 분해능 특성과 속도 연산부(12)로부터 각속도 ω를 연산하는 연산 특성을 모델화한 것이다.This block diagram represents the addition of the unbalanced torque Di at block 201. 1 / J of the block 202 represents the amount of torque conversion to angular acceleration, and J is defined as the sum of the moments of inertia of the motor 1 and the sheave 2. Block 203 is an integrator that converts angular acceleration into angular velocity. The block 204 is a model of the pulse encoder 11 and the speed calculator 12 shown in FIG. 1, and the encoder resolution characteristic of the pulse encoder 11 and the calculation characteristic of calculating the angular velocity ω from the speed calculator 12 are described. It is modeled.

외란 옵저버(17)는 최소 차원 형식의 외란 옵저버이며, 상기의 블록(200~203)을 내부 모델로 갖고, 또한 언밸런스 토크 Di를 상태로서 정의하여 추정 가능으로 한 구성으로 되어 있다. 또, 외란 옵저버(17)의 구성은 동일 차원 형식이어도 좋다. 블록(171)은 블록(200)의 계수 Kτ에 대응하여 계수 Kτn으로서 모델화한 것, 블록(172)은 가산 블록, 블록(173)은 모터(1)와 시브(2)의 관성 모멘트의 합 J를 모델화한 계수 Jn과 외란 옵저버의 고유값 λ(t)를 파라미터로 한 계수를 부여하는 것, 블록(174)은 고유값 λ(t)를 파라미터로 한 1차 로우패스 필터, 그리고 블록(175)은 가산 블록이다. 또, 고유값 λ(t)는 시간 의존 함수로서 정의된 것으로, 상기의 극 배치에 상당한다.The disturbance observer 17 is a disturbance observer having a minimum dimension, and has the above-described blocks 200 to 203 as an internal model, and is configured to be estimated by defining an unbalanced torque Di as a state. In addition, the configuration of the disturbance observer 17 may be of the same dimension. Block 171 is modeled as coefficient Kτn corresponding to coefficient Kτ of block 200, block 172 is an additive block, block 173 is the sum of the moments of inertia of motor 1 and sheave 2 J To give coefficients with the coefficient Jn modeled and the eigenvalue λ (t) of the disturbance observer as parameters, and block 174 is a first-order lowpass filter with eigenvalues λ (t) as a parameter, and block 175 ) Is an addition block. In addition, the eigenvalue λ (t) is defined as a time dependent function and corresponds to the pole arrangement described above.

도 3에 나타내는 통과·유지 전환부(18)의 내부 구성에서, 외란 추정 신호 Di＾는 계수 블록(181)에서 상기 계수 Kτn의 역수배되어 샘플 홀딩부(182)에 입력됨과 동시에, 가산 블록(185)에 입력된다. 속도 신호 ω는 계수 블록(184)에서 α배되어 가산 블록(185)에 입력되고, 계수 블록(181)의 출력과 가산된 결과가 스위칭부(183)의 한쪽 입력 신호로서 주어진다.In the internal configuration of the pass / hold switching unit 18 shown in FIG. 3, the disturbance estimation signal Di 'is multiplied by the coefficient Kτn in the coefficient block 181 and input to the sample holding unit 182, and at the same time, the addition block ( 185). The speed signal ω is multiplied by α in the coefficient block 184 and input to the addition block 185, and the output and the addition result of the coefficient block 181 are given as one input signal of the switching unit 183.

샘플 홀딩부(182)의 신호 유지 제어와 스위칭부(183)의 스위치 전환 제어는 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont를 지연부(186)에서 소정 시간(T1)만큼 지연한 신호에 근거하여 행해진다. 스위칭부(183)의 출력은, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off로서, 도 1에 나타내는 가산부(16)로 출력된다.The signal holding control of the sample holding unit 182 and the switch switching control of the switching unit 183 are performed based on a signal in which the brake control command signal BK_cont is delayed by the delay unit 186 by a predetermined time T1. The output of the switching unit 183 is output to the adder 16 shown in FIG. 1 as the torque offset current signal iq_t * _off.

상기와 같은 구성에 의해, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off를, 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn 배한 신호와 속도 신호 ω를 α배한 신호를 가산 블록(185)에서 가산한 신호 A로 할지, 혹은 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호를 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont에 의한 브레이크 개방 타이밍으로부터 지연부(186)에서 소정 시간(T1)만큼 지연시킨 타이밍에 샘플 홀딩부(182)에서 샘플 홀딩한 신호 B로 할지를, 스위칭부(183)에 의해 선택하는 전환 기능이 실현된다.According to the above configuration, the torque offset current signal iq_t * _off is a signal A obtained by adding a signal obtained by multiplying the disturbance estimation signal Di 'by 1 / Kτn and a signal multiplied by α by the addition block 185, or The signal held by the sample holding unit 182 at a timing at which the signal obtained by multiplying the disturbance estimation signal Di 'by 1 / Kτn is delayed by the delay unit 186 by the predetermined time T1 from the brake open timing by the brake control command signal BK_cont. The switching function of selecting by the switching unit 183 whether to be B is realized.

상기 스위칭부(183)에 의한 선택은, 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont에 의한 브레이크 개방 신호를 지연부(186)에서 소정 시간(T1)만큼 지연시킨 신호로 행한다. 따라서, 통과·유지 전환부(18)는, 브레이크 개방으로부터 소정 시간(T1)은 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호와 속도 신호 ω를 α배한 신호를 가산한 신호 A를 통과시킬지, 혹은 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호를 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont의 브레이크 개방 시부터 지연부(186)에 의해 소정 시간(T1)만큼 지연시킨 타이밍에 샘플 홀딩한 신호 B를 통과시킬지를, 스위칭부(183)에 의해 선택하는 기능을 갖는다.The selection by the switching unit 183 is performed as a signal in which the brake release signal by the brake control command signal BK_cont is delayed by the delay unit 186 by a predetermined time T1. Therefore, the passage / hold switching unit 18 passes the signal A obtained by adding the signal obtained by multiplying the disturbance estimation signal Di 'by 1 / Kτn and the signal by? Speed multiplied by? Whether or not the sample-holded signal B is passed at a timing delayed by the delay unit 186 by the delay unit 186 from the brake opening of the brake control command signal BK_cont after the brake release command signal BK_cont has been passed. It has a function to select by the unit 183.

이상은, 본 발명의 기본 구성에 대해 설명했다. 이하에, 본 구성의 의미와 효과에 대해 설명한다.The above has described the basic configuration of the present invention. The meaning and effect of this structure are demonstrated below.

<외란 옵저버의 극 배치><Pole arrangement of disturbance observer>

외란 옵저버(17)의 극(고유값)은 시간 의존 함수 λ(t)이다. 이 극의 복소 평면 상의 배치에 의해, 외란 옵저버(17)의 외란 추정 특성이 결정된다.The pole (unique value) of the disturbance observer 17 is a time dependent function λ (t). The disturbance estimation characteristic of the disturbance observer 17 is determined by the arrangement on the complex plane of the poles.

본 실시 형태에서, 외란 옵저버(17)는 언밸런스 토크 추정기로서의 기능이 요구된다. 따라서, 속도 제어계로부터 보아 스텝 외란으로서 작용하는 언밸런스 토크 Di를 고속으로 정확하게 추정할 필요가 있다. 이것을 추정하는 외란 옵저버(17)의 추정 특성은 계(系)의 안정성이 허락하는 범위에서 광대역으로 설정하면 좋다. 즉, 본 실시 형태에서는, 외란 옵저버(17)의 고유값 λ(t)를, 도 4에 나타내는 바와 같이, 복소 평면의 좌반면에서 원점 0으로부터 먼 실축 상의 점 λ1에 배치하는 것으로 한다.In this embodiment, the disturbance observer 17 is required to function as an unbalanced torque estimator. Therefore, it is necessary to accurately estimate the unbalance torque Di which acts as a step disturbance from the speed control system. The estimation characteristic of the disturbance observer 17 which estimates this may be set to broadband in the range which the stability of a system allows. That is, in this embodiment, as shown in FIG. 4, the intrinsic value (lambda) (t) of the disturbance observer 17 shall be arrange | positioned at the point (lambda) 1 on the real axis far from origin 0 in the left half surface of a complex plane.

<외란 추정 신호만에 의한 귀환 제어의 효과><Effect of feedback control only by disturbance estimation signal>

도 5의 (b)에, 본 실시 형태의 외란 추정 신호 Di＾에 의한 귀환 제어만을 실시한 경우의 효과를 보기 위해, 도 3에서의, 통과·유지 전환부(18)의 계수 블록(184)의 계수 α를 영으로 설정하고, 더욱이 샘플 홀딩부(182)와 스위칭부(183)를 무효화하여, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off가 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호로만 되도록 설정한 결과를 나타낸다.In FIG. 5B, in order to see the effect when only the feedback control by the disturbance estimation signal Di 'of the present embodiment is performed, the coefficient block 184 of the pass / hold switching unit 18 in FIG. The result of setting the coefficient α to zero and further invalidating the sample holding section 182 and the switching section 183 to set the torque offset current signal iq_t * _off to be only a signal multiplied by the disturbance estimation signal Di ＾ by 1 / Kτn Indicates.

비교를 위해, 외란 추정 신호 Di＾의 귀환 제어가 없는 경우의 파형을 도 5의 (a)에 병기하고 있다.For comparison, the waveform in the case where there is no feedback control of the disturbance estimation signal Di 'is shown in Fig. 5A.

도 5의 (a) 및 (b)에서, 위쪽 파형은 카 가속도의 시간 변동을 나타내고, 아래쪽 파형은 외란 추정 신호(=토크 오프셋 전류 신호)를 나타낸다. 도면 중 (a)에 나타내는 바와 같이, 외란 추정 신호 Di＾의 귀환 제어가 없으면, 브레이크 개방 시, 카 가속도에 피크가 발생하여, 큰 기동 쇼크가 발생하는 것을 알 수 있다. 또한, 4㎝ 정도의 큰 롤백이 발생한다.In Figs. 5A and 5B, the upper waveform shows a time variation of car acceleration, and the lower waveform shows a disturbance estimation signal (= torque offset current signal). As shown in (a) in the figure, when there is no feedback control of the disturbance estimation signal Di ', it can be seen that a peak occurs in the car acceleration at the time of brake release, and a large start shock occurs. In addition, a large rollback of about 4 cm occurs.

외란 추정 신호 Di＾의 귀환 제어를 실행하면, (b)에 나타내는 바와 같이, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off로서 언밸런스 토크 Di를 모의한 스텝 형상의 파형이 인가되기 때문에, 브레이크 개방 후의 기동 쇼크는 대폭 감소되어 롤백량도 1㎜ 미만으로 개선된다.When the feedback control of the disturbance estimation signal Di 'is executed, as shown in (b), since the step-shaped waveform simulating the unbalanced torque Di is applied as the torque offset current signal iq_t * _off, the starting shock after the brake release is greatly reduced. The rollback amount is also improved to less than 1 mm.

그렇지만, 브레이크 개방 후의 카 가속도 진동(위쪽)이 지속되고 있어, 승차감 면에서 문제가 있다. 이것은 외란 옵저버(17)가 카(4) 및 평형추(5)의 기구 공진(로프(3)의 신장 방향의 탄성으로 발생)을 외란으로서 추정하는 기능을 갖지만, 카(4)의 공진 진동에 대해서는 관측하고 있지 않아 제어할 수 없는 것에 기인한다. 이 대책에 대해서는, 후술하는 극 배치 변경에서 행한다.However, the car acceleration vibration (upper side) after brake opening is continued, and there is a problem in terms of riding comfort. The disturbance observer 17 has a function of estimating the mechanical resonance of the car 4 and the counterweight 5 (caused by elasticity in the extension direction of the rope 3) as a disturbance, but the resonance vibration of the car 4 It is because it is not observed and cannot control. This countermeasure is carried out by a pole arrangement change described later.

<속도 귀환 제어의 효과><Effect of Speed Feedback Control>

도 6의 (a) 및 (b)에, 외란 추정 신호 Di＾를 귀환 제어할 때에 발생하는 기동 쇼크를 속도 귀환(피드백) 제어에 의해 작게 하는 효과를 설명하기 위한 파형을 나타낸다.6A and 6B show waveforms for explaining the effect of reducing the starting shock generated when the disturbance estimation signal Di 'is feedback controlled by the speed feedback (feedback) control.

도면 중 (a)는 도 5의 (b)와 같은 조건의 파형이며, 세로축 방향으로 확대 표시한 것이다. 도 6의 (b)는 계수 블록(184)의 α를 소정값으로 설정한(이 경우는 -16배) 경우의 파형이다. 속도 ω의 귀환에 의해, 카 가속도의 진폭(기동 쇼크)이 작아지는 것을 알 수 있지만, 지속적인 진동은 잔류하고 있다. 또한, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off도, 거시적으로는 스텝 형상 파형으로 되어 있지만 고주파 진동이 중첩된 파형으로 되어 있다.(A) is a waveform of the conditions similar to FIG.5 (b), and is enlarged and displayed in the vertical axis direction. FIG. 6B is a waveform in the case where α of the coefficient block 184 is set to a predetermined value (−16 times in this case). It is understood that the amplitude (starting shock) of the car acceleration is reduced by the feedback of the speed ω, but the continuous vibration remains. In addition, although the torque offset current signal iq_t * _off is a macroscopic step shape waveform, it is a waveform which the high frequency vibration superimposed.

<극 배치 변경의 효과><Effect of changing pole arrangement>

도 7의 (a) 및 (b)에, 외란 옵저버(17)의 극(고유값)의 복소 평면 배치를 시간과 함께 변경한 경우의 효과를 설명하기 위한 파형을 나타낸다.7A and 7B show waveforms for explaining the effect of changing the complex planar arrangement of the poles (unique values) of the disturbance observer 17 with time.

도면 중 (a)는 도 6의 (b)와 마찬가지의 조건이며, 외란 옵저버(17)의 극을, 도 4의 λ1로 고정한 경우의 파형을 나타내고, 큰 기동 쇼크가 발생하고 있다. 도 7의 (b)는 외란 옵저버(17)의 극을, 도 8에 나타내는 바와 같이, 브레이크 개방 타이밍으로부터 T0[sec] 후에 βλ1로 이동한 경우의 파형이다. 또, β는 0 이상 1 미만의 계수이며, βλ1은 λ1을 복소 평면의 좌반면(도 8에서는 하반면)의 실축 상을 원점 측으로 이동시킨 것을 나타낸다.(A) is a condition similar to FIG.6 (b), and shows the waveform at the time of fixing the pole of the disturbance observer 17 to (lambda) 1 of FIG. 4, and big starting shock is generated. FIG. 7B is a waveform in the case where the pole of the disturbance observer 17 is moved to βλ1 after T0 [sec] from the brake release timing, as shown in FIG. 8. In addition, β is a coefficient of 0 or more and less than 1, and βλ1 indicates that the real axis on the left half surface (lower half surface in FIG. 8) of the complex plane is moved to the origin side.

도 8은 외란 옵저버(17)의 고유값 λ(t)의 시간축 특성의 일례를 나타낸 파형이다. 동 도면의 λ(t)의 정의는 다음 식으로 된다.8 is a waveform showing an example of the time axis characteristic of the intrinsic value λ (t) of the disturbance observer 17. The definition of lambda (t) in the figure is given by the following equation.

0≤t<T0일 때,When 0≤t <T0

λ(t)=λ1λ (t) = λ1

T0≤t일 때When T0≤t

λ(t)=βλ1λ (t) = βλ1

단, 0≤β<1Where 0≤β <1

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　····· 식 (1)Equation (1)

또, 도 8에 나타내는 극 배치 변경, 즉 고유값 λ(t)의 변경에 대해서는, 도 2에서, 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont가, 블록(173, 174)에 부여되는 타이밍을, 소정 시간 T0에 의해, 외란 추정 대역을 고주파 측으로부터 저주파 측으로 변화시킬 수 있다.In addition, about the pole arrangement change shown in FIG. 8, ie, the change of the eigen value (lambda) (t), in FIG. 2, the timing which the brake control command signal BK_cont is given to the blocks 173 and 174 is given by predetermined time T0. The disturbance estimation band can be changed from the high frequency side to the low frequency side.

도 7의 (b)는 외란 옵저버(17)의 고유값 λ(t)를 상기의 식(1)의 정의로 변화시킨 경우의 파형이다. 도면 중의 (a)에 비해, 위쪽의 카 진동 진폭이 작아지고 있지만 진동은 지속되고 있다. 아래쪽의 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off는 극 이동 후의 진동 노이즈가 저감되어 있지만, 저주파인 진동이 잔류되어 있다.FIG. 7B is a waveform in the case where the intrinsic value λ (t) of the disturbance observer 17 is changed by the definition of Equation (1). Compared with (a) in the figure, the upper car vibration amplitude is smaller, but the vibration continues. In the lower torque offset current signal iq_t * _off, the vibration noise after the pole movement is reduced, but low frequency vibration remains.

<파형 샘플 홀딩의 효과><Effect of waveform sample holding>

도 9의 (a) 및 (b)에, 샘플 홀딩부(182)에 의한, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off에서의 파형 샘플 홀딩의 효과를 설명하기 위한 파형을 나타낸다.9A and 9B show waveforms for explaining the effect of waveform sample holding on the torque offset current signal iq_t * _off by the sample holding section 182.

도면 중의 (a)는, 도 7의 (b)와 같은 조건이며, 도 7의 (b)와 동일 파형이고, iq_t*_off의 파형 샘플 홀딩을 행하지 않은 경우의 파형이다. 도 9의 (b)는 iq_t*_off의 파형 샘플 홀딩을 행한 경우의 파형이다. 파형 샘플 홀딩은 브레이크 개방 타이밍으로부터, 지연부(186)에 의한 지연 시간 T1[sec] 후에 행한다. 이 지연 시간 T1은 iq_t*_off가 스텝 형상 파형의 수렴값으로 되는 타이밍에 선정된다.(A) in FIG. 7 is a condition similar to (b) of FIG. 7, and is the same waveform as (b) of FIG. 7, and is a waveform when waveform sample holding of iq_t * _off is not performed. Fig. 9B is a waveform when waveform sample holding of iq_t * _off is performed. The waveform sample holding is performed after the delay time T1 [sec] by the delay unit 186 from the brake release timing. This delay time T1 is selected at the timing when iq_t * _off becomes the convergence value of a step shape waveform.

도 10의 (a) 및 (b)에, 도 9의 시간축을 확대한 파형을 나타낸다. 극 배치 변경 타이밍(T0)과 파형 샘플 홀딩 타이밍(T1)의 관계를 추기하고 있다.10A and 10B show waveforms in which the time axis of FIG. 9 is enlarged. The relationship between the pole arrangement change timing T0 and the waveform sample holding timing T1 is recorded.

상술한대로, 브레이크 개방 타이밍으로부터 극(고유값)을 이동시키는 소정 시간 T0은 진동적이던 iq_t*_off의 진동 성분을 억제하는 기능을 갖는다. 따라서, 지연 시간 T1은 T0에서 진동을 억제한 후의 타이밍으로 설정하는 것이 바람직하다. 이 경우의 T0과 T1의 관계는 다음의 식과 같다.As described above, the predetermined time T0 for moving the pole (unique value) from the brake release timing has a function of suppressing the vibration component of iq_t * _off that was oscillating. Therefore, it is preferable to set the delay time T1 to the timing after suppressing a vibration in T0. The relationship between T0 and T1 in this case is as follows.

T1>T0　　　　　　　　　　　　　　····· 식 (2)T1> T0 ...

도 10의 (b)에 나타내는 바와 같이, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off가 브레이크 개방 타이밍으로부터 T1 시간 후에 샘플 홀딩되어 있고, 카 가속도의 진폭은 작아진다. 또한, 수렴 진동으로 되어, 저주파의 진동은 없어지는 것을 확인할 수 있다.As shown in Fig. 10B, the torque offset current signal iq_t * _off is sampled after T1 time from the brake open timing, and the amplitude of the car acceleration becomes small. In addition, it can be confirmed that the convergence vibration is reduced and the low frequency vibration disappears.

<외란 옵저버 출력의 초기화><Initialization of disturbance observer output>

외란 옵저버(17)는 언밸런스 토크 Di의 추정기로서 기능하는 것이 요구된다. 외란 옵저버(17)는, 도 2에 나타내는 바와 같이, 내부에 적분 요소(블록(174))를 포함하기 때문에, 과거의 정보를 유지한다. 따라서, 카 이동 후에 브레이크(6)를 제동하여, 다음 기동 시, 상기 적분 요소에 전회의 정보가 남아 있으면, 정확한 추정이 저해된다.The disturbance observer 17 is required to function as an estimator of the unbalanced torque Di. Since the disturbance observer 17 includes an integral element (block 174) therein as shown in FIG. 2, the disturbance observer 17 retains the information of the past. Therefore, if the brake 6 is braked after the car movement and the previous information remains in the integral element at the next start, accurate estimation is hindered.

이를 방지하기 위해, 카(4) 이동 후의 브레이크(6)를 제동 동작시켰을 때, 외란 옵저버(17)와 통과·유지 전환부(18)의 출력을 초기화하면 좋다.In order to prevent this, when the brake 6 is moved after the car 4 is moved, the output of the disturbance observer 17 and the passage / hold switch 18 may be initialized.

이와 같이 기동 전에 초기화를 행하면, 외란 옵저버(17)의 정확한 언밸런스 토크 Di의 추정이 가능해짐과 동시에, 정확한 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off가 출력되어 기동 쇼크 및 롤백을 작게 억제할 수 있다.If the initialization is performed before starting in this manner, accurate disturbance torque Di of the disturbance observer 17 can be estimated, and at the same time, an accurate torque offset current signal iq_t * _off is output, whereby starting shock and rollback can be suppressed to be small.

이상의 구성에 따르면, 외란 옵저버(17)가 브레이크 개방 후에 속도 제어에 작용하는 스텝 형상의 언밸런스 토크를 고속으로 정확하게 추정하고, 이것을 취소하도록, 외란 추정 신호 Di＾와 속도 신호 ω와 브레이크 제어 지령 신호에 근거하여, 토크 오프셋 전류 신호를 생성하여 귀환하는 것에 의해, 기동 쇼크와 롤백량을 작게 억제할 수 있다.According to the above arrangement, the disturbance observer 17 accurately estimates the step-shaped unbalanced torque acting on the speed control after the brake is released at high speed, and cancels it to the disturbance estimation signal Di 'and the speed signal ω and the brake control command signal. On the basis of this, by generating and returning the torque offset current signal, the starting shock and the rollback amount can be suppressed to be small.

(실시 형태 2)(Embodiment 2)

상기의 실시 형태 1에서는, 외란 옵저버(17)의 입력 신호로서, 모터 구동 전류 신호 iq를 이용했지만, 그 대신, 도 11에 나타내는 바와 같이, 토크 전류 지령 신호 iq_t*를 이용해도 좋다. 이 구성에 따르면, 외란 옵저버(17)의 연산이 연산부의 내부 신호로만 구성되기 때문에, 보다 간편하게 시스템을 제작할 수 있다.In the first embodiment, the motor drive current signal iq is used as the input signal of the disturbance observer 17. Alternatively, as shown in FIG. 11, the torque current command signal iq_t * may be used. According to this configuration, since the calculation of the disturbance observer 17 is composed only of the internal signal of the calculation unit, the system can be manufactured more simply.

이 경우의 외란 옵저버(17)는 도 12와 같이 된다. 외란 옵저버(17)의 입력 신호가 모터 구동 전류 신호 iq로부터 토크 전류 지령 신호 iq_t*로 변경되어 있을 뿐, 도 1 및 도 2에 나타내는 실시 형태 1과 같은 구성이며, 그 효과도 마찬가지이다.The disturbance observer 17 in this case is as shown in FIG. The input signal of the disturbance observer 17 is changed from the motor drive current signal iq to the torque current command signal iq_t *, and has the same configuration as that of the first embodiment shown in FIGS. 1 and 2, and the effect is the same.

또, 상기의 실시 형태에서는, 외란 옵저버(17)를 아날로그계로 기술하여 설명했지만, 디지털화하여 디지털 시그널 프로세서 및 마이크로컴퓨터 등의 디지털 연산 소자를 이용하여 구성해도 좋다.In addition, although the disturbance observer 17 was described and described in the above-mentioned embodiment, it may be digitalized and comprised using digital arithmetic elements, such as a digital signal processor and a microcomputer.

(실시 형태 3)(Embodiment 3)

본 실시 형태는 속도 귀환 제어의 종료 타이밍을 한정하는 것에 의해, 더욱 고성능이고 또한 안정한 동작을 가능하게 하는 것이다.In this embodiment, by limiting the end timing of the speed feedback control, a higher performance and more stable operation can be achieved.

즉, 도 1에서, 모터(1)의 속도는 모터(1)의 회전 각도를 검출하는 펄스 인코더(11)의 검출 정보를 속도 연산부(12)에 입력하여 구해진다. 이 펄스 인코더(11)는 모터(1)의 회전 각도가 소정값이 될 때마다 1 펄스의 파형을 출력하여 검출을 행하는 것이다. 이러한 구성에서는, 모터(1)의 회전 속도가 늦어지면, 즉 회전 각도의 변화가 늦어지면, 펄스 인코더(11)의 펄스 검출 주기가 길어진다. 따라서, 속도 연산부(12)의 입력 신호인 모터 각도 검출 신호의 검출 갱신 주기가 길어지기 때문에, 속도 연산부(12)의 출력인 속도 신호 ω에 검출 시간 지연이 발생한다.That is, in FIG. 1, the speed of the motor 1 is calculated | required by inputting the detection information of the pulse encoder 11 which detects the rotation angle of the motor 1 to the speed calculating part 12. FIG. The pulse encoder 11 outputs a waveform of one pulse and detects whenever the rotation angle of the motor 1 reaches a predetermined value. In such a configuration, when the rotation speed of the motor 1 becomes slow, that is, when the change of the rotation angle becomes slow, the pulse detection cycle of the pulse encoder 11 becomes long. Therefore, since the detection update period of the motor angle detection signal that is the input signal of the speed calculating section 12 becomes long, a detection time delay occurs in the speed signal? That is the output of the speed calculating section 12.

그리고, 모터(1)의 속도가 영에 가까워지면, 속도 신호 ω의 검출 시간 지연이 커져, 속도 신호 ω에 근거하는 속도 귀환 제어의 안정성이 손상되는 경우가 있다. 이 경향은 속도 귀환 이득(도 3에 나타내는 계수 블록(184)의 α의 절대값)을 크게 할수록 현저해진다. 한편, 속도 귀환 이득을 크게 할수록, 기동 쇼크는 작아지는 관계로 되어 있어, 안정성과 기동 쇼크는 트레이드 오프의 관계로 되어 있었다.When the speed of the motor 1 approaches zero, the detection time delay of the speed signal ω becomes large, and the stability of the speed feedback control based on the speed signal ω may be impaired. This tendency becomes more remarkable as the speed feedback gain (the absolute value of α of the coefficient block 184 shown in Fig. 3) is increased. On the other hand, the larger the speed feedback gain, the smaller the starting shock was, and the stability and the starting shock had a trade-off relationship.

따라서, 본 실시 형태에서는, 안정성과 기동 쇼크의 억제를 양립시키는 구성에 대해 설명한다.Therefore, in this embodiment, the structure which makes stability and suppression of a starting shock compatible is demonstrated.

도 13의 (a)는 브레이크 해방 직후의 기동 쇼크를 개선하기 위해, 본 발명의 실시 형태 1 또는 2에서 설명한 구성에 대하여, 속도 귀환 이득을 크게 설정한 경우의 과도한 거동을 나타낸다. 파형 상에서, 카 가속도, 토크 오프셋 전류 신호 및 모터 속도 ω의 시간축 파형을 나타낸다.FIG. 13A shows excessive behavior when the speed feedback gain is largely set for the configuration described in Embodiments 1 or 2 of the present invention in order to improve the starting shock immediately after release of the brake. On the waveforms, time axis waveforms of car acceleration, torque offset current signal and motor speed ω are shown.

브레이크 개방 직후의 카 가속도는 작게 억제되어 있지만, 브레이크 개방 타이밍으로부터 극 이동 타이밍인 T0까지의 기간에 카 가속도의 진폭이 증가하고 있다. 이 원인은, (a)의 최하 파형으로 나타내는 바와 같이, 모터 속도 ω가 영이 되어, 속도 귀환 제어가 불안정화되었으므로, 모터 속도 ω가 진동하고, 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off도 진동했기 때문이다.Car acceleration immediately after brake opening is suppressed small, but the amplitude of car acceleration increases in the period from brake opening timing to T0 which is the pole movement timing. This is because, as indicated by the lowest waveform of (a), since the motor speed ω becomes zero and the speed feedback control becomes unstable, the motor speed ω vibrates and the torque offset current signal iq_t * _off also vibrates.

이 진동은 모터(1)의 속도가 지연되어, 모터 속도 ω의 검출 시간 지연이 커지게 되었기 때문에, 제어의 안정성이 손상된 결과이다. 따라서, 그 대책으로서 제어의 안정성이 손상되기 전에 속도 귀환 제어를 정지하면 좋다. 이로부터, 본 실시 형태는 모터(1)의 속도 ω가 영 근방으로 수렴된 타이밍에서, 속도 귀환 제어를 정지하는 구성을 구비한다.This vibration is a result that the speed of the motor 1 is delayed and the detection time delay of the motor speed ω is increased, which impairs the stability of the control. Therefore, the speed feedback control may be stopped before the stability of the control is impaired as a countermeasure. From this, this embodiment is equipped with the structure which stops speed feedback control at the timing which the speed (omega) of the motor 1 converged to near zero.

도 14에 나타내는 본 실시 형태에 따른 통과·유지 전환부(18)의 구성은, 본 발명의 실시 형태 1 또는 2에서, 도 3에 의해 설명한 구성과, 속도 신호 ω의 신호 경로가 차이가 난다.The configuration of the passage / hold switching unit 18 according to the present embodiment shown in FIG. 14 differs from the configuration described with reference to FIG. 3 in the first and second embodiments of the present invention and the signal path of the speed signal?

즉, 속도 신호 ω는 계수 블록(184)에서 α배 되어, 제 2 스위칭부(187)에 입력된다. 제 2 스위칭부(187)는 제 2 지연부(188)의 출력 신호에 의해, ON/OFF 전환을 행한다.That is, the speed signal ω is multiplied by α in the coefficient block 184 and input to the second switching unit 187. The second switching unit 187 switches ON / OFF by the output signal of the second delay unit 188.

도 15는 상기 제 2 지연부(188)의 지연량 T2와 외란 옵저버(17)의 극 이동 타이밍을 결정하는 지연량 T0의 관계를 나타내는 시간 파형이다. 이 제 2 지연부(188)에의 입력은, 도 14로 나타내는 바와 같이, 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont이며, 브레이크 개방 타이밍으로부터 T0 지연되는 신호이다.FIG. 15 is a time waveform showing the relationship between the delay amount T2 of the second delay unit 188 and the delay amount T0 for determining the pole movement timing of the disturbance observer 17. As shown in FIG. 14, the input to this 2nd delay part 188 is a brake control command signal BK_cont, and is a signal which delays T0 from brake open timing.

제 2 스위칭부(187)는, 도 15의 (b)로 나타내는 바와 같이, 브레이크 개방 타이밍으로부터 기간 T2가 경과할 때까지는 계수 블록(184)의 이득 α를 갖는 속도 신호 ω로서 가산 블록(185)에서 계수 블록(181)의 출력에 가산된다. 그리고, 기간 T2가 경과한 시점에서, 속도 신호 ω를 제로로 한다. 그리고, 가산 블록(185)의 출력은 스위칭부(183)의 한쪽 입력 신호 A로서 부여된다.As shown in FIG. 15B, the second switching unit 187 adds the block 185 as the speed signal ω having the gain α of the coefficient block 184 until the period T2 elapses from the brake release timing. Is added to the output of the coefficient block 181 at. When the period T2 has passed, the speed signal? Is zero. The output of the addition block 185 is provided as one input signal A of the switching unit 183.

그 외의 구성은 도 3에 나타낸 구성과 동일하고, 마찬가지의 동작을 행하므로 설명을 생략한다.The other structure is the same as the structure shown in FIG. 3, and since it performs the same operation, description is abbreviate | omitted.

이러한 구성에 의해, 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호와 속도 신호 ω를 α배한 신호를 가산 블록(185)에서 가산한 신호 A를 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off로 할지, 또는 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호 A를 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off로 할지, 또는 외란 추정 신호 Di＾를 1/Kτn배한 신호를 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont에 의한 브레이크 개방 타이밍으로부터 지연부(제 1 지연부)(186)에서 소정 시간(T1)만큼 지연시킨 타이밍에 샘플 홀딩부(182)에서 샘플 홀딩한 신호 B를 토크 오프셋 전류 신호 iq_t*_off로 할지를, 스위칭부(183)와 제 2 스위칭부(187)에 의해 선택하는 기능을 실현한다.With such a configuration, whether the signal A obtained by adding the signal multiplied by the disturbance estimation signal Di 'by 1 / K? N and the signal multiplied by the speed signal? In the addition block 185 is the torque offset current signal iq_t * _off or the disturbance estimation signal The delay unit (first delay) is obtained by setting the signal A, which is multiplied by Di / to 1 / Kτn, to the torque offset current signal iq_t * _off, or the signal by which the disturbance estimation signal Di ＾ is multiplied by 1 / Kτn, from the brake open timing by the brake control command signal BK_cont. The signal B held by the sample holding unit 182 to the torque offset current signal iq_t * _off at the timing delayed by the predetermined time T1 in the sub-unit 186, or the switching unit 183 and the second switching unit ( The function of selecting in step 187 is realized.

상기 스위칭부(183)와 상기 제 2 스위칭부(187)에 의한 선택은 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont에 의한 브레이크 개방 신호를 소정 시간(T1, T2)만큼 지연 시킨 신호로 행한다.Selection by the switching unit 183 and the second switching unit 187 is performed by a signal which delays the brake release signal by the brake control command signal BK_cont by a predetermined time (T1, T2).

속도 귀환 제어는 외란 옵저버(17)의 외란에 대한 응답 시간으로부터 고속으로 기능하도록 설정되므로, 스텝 응답의 수렴 시간은 외란 옵저버(17)의 수렴 시간보다 짧아진다. 따라서, 양자의 지연량의 관계는 다음의 식과 같다.Since the velocity feedback control is set to function at a high speed from the response time of the disturbance observer 17 to the disturbance, the convergence time of the step response becomes shorter than the convergence time of the disturbance observer 17. Therefore, the relationship between the delay amounts of both is as follows.

T2<T0　　　　　　　　　　　　　　····· 식(3)T2 <T0 ...

속도 귀환 제어의 종료 타이밍을 결정하는 지연량 T2는, 예를 들면, 이하와 같이 설정하면 좋다. 도 13의 (b)는 속도 귀환 제어 종료 타이밍을 결정하는 지연량 T2가 극 이동 타이밍 T0보다 짧은 경우의 과도 응답 파형을 나타내고 있다. 이 때의 T2는 브레이크 개방 타이밍을 기점으로 하여 모터 속도 ω가 피크를 초과하고 나서 대략 영에 수렴하는 기간에 선택되고 있다.The delay amount T2 for determining the end timing of the speed feedback control may be set as follows, for example. FIG. 13B shows a transient response waveform when the delay amount T2 for determining the speed feedback control end timing is shorter than the pole movement timing T0. T2 at this time is selected in a period in which the motor speed ω converges to about zero after the motor speed ω exceeds the peak starting from the brake release timing.

보다 구체적으로 말하면, 지연 시간 T2는 모터 속도 ω에 대하여 속도 귀환 제어가 진동적으로 되는 모터 속도 ω보다 빠른 속도로 임계값을 설정하고, 상기 모터 속도 ω가 브레이크 개방 타이밍 후의 피크를 초과하고 나서 상기 임계값 이하로 될 때까지의 시간으로 설정한다. 이 설정으로 하면, 도 13의 (a)에서 볼 수 있던 기간 T0 내에서의 토크 오프셋 전류 신호 및 모터 속도 ω의 진동과 그것에 기인하는 카 가속도(기동 쇼크)의 증가를 억제할 수 있다. 이것은 도 13의 (b)의 상측 파형에 나타내고 있다.More specifically, the delay time T2 sets a threshold value at a speed faster than the motor speed ω at which speed feedback control vibrates with respect to the motor speed ω, and the motor speed ω exceeds the peak after the brake opening timing. The time until the threshold value is set is set. With this setting, it is possible to suppress the vibration of the torque offset current signal and the motor speed? And the increase in car acceleration (starting shock) resulting therefrom within the period T0 seen in FIG. 13A. This is shown in the upper waveform of Fig. 13B.

이와 같이 제어계를 구성하면, 속도 귀환 제어에 의해 기동 쇼크의 억제 효과를 발휘할 수 있고, 더욱이 속도 귀환 제어의 영 속도 근방의 속도 검출 지연에 기인하는 불안정한 현상을 회피할 수 있다.By constructing the control system in this way, the effect of suppressing the starting shock can be exhibited by the speed feedback control, and further, the unstable phenomenon due to the speed detection delay near the zero speed of the speed feedback control can be avoided.

(실시 형태 4)(Embodiment 4)

상기의 실시 형태 1 내지 3에서는, 외란 옵저버(17)는 극 배치를 변경하는 구성이었지만, 그것에 대신하여, 외란 옵저버(17)의 출력단에 간편한 로우패스 필터를 추가하는 것만으로도 마찬가지의 기능을 실현할 수 있다. 이 구성에 따르면, 복잡한 연산 처리로 되는 외란 옵저버(17)의 극 배치 변경이 불필요하고, 간편한 로우패스 필터의 차단 주파수 변경으로 충분하기 때문에, 보다 간편하게 시스템을 제작할 수 있다.In the first to third embodiments described above, the disturbance observer 17 has a configuration in which the pole arrangement is changed. Instead, the same function can be realized by simply adding a simple low pass filter to the output terminal of the disturbance observer 17. Can be. According to this structure, since the pole arrangement change of the disturbance observer 17 which becomes a complicated calculation process is unnecessary, and the cutoff frequency of a simple low pass filter is enough, a system can be manufactured more easily.

이 경우의 외란 옵저버(17)는 도 16과 같이 된다. 참조 부호 17a는 외란 옵저버 연산 기능 블록이며, 극은 λ1에서 시간에 의해 변동되지 않는 고정 극으로 되어 있다. 17b는 외란 옵저버 연산 기능 블록(17a)의 출력에 직렬 접속시킨 대역 제한 필터이며, 이 예에서는 1차의 로우패스 필터이다. 대역 제한 필터(17b)의 차단 대역을 결정하는 파라미터는 차단 주파수 λ(t)로 된다. λ(t)는 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont로부터 T0[sec] 후에 작은 값으로 변경하고, 결과적으로 통과 대역을 낮게 한다. 또, T0의 정의는 실시 형태 1 내지 3과 같다. 본 구성에서, 외란 옵저버(17)의 외란 추정 대역을 변화시킬 수 있다.The disturbance observer 17 in this case is as shown in FIG. Reference numeral 17a denotes a disturbance observer arithmetic function block, and the pole is a fixed pole which does not vary with time at λ1. 17b is a band limiting filter connected in series with the output of the disturbance observer arithmetic function block 17a. In this example, 17b is a first-order lowpass filter. The parameter for determining the cutoff band of the band limiting filter 17b is the cutoff frequency λ (t). [lambda] (t) is changed to a small value after T0 [sec] from the brake control command signal BK_cont, resulting in a low pass band. In addition, the definition of T0 is the same as that of Embodiments 1-3. In this configuration, the disturbance estimation band of the disturbance observer 17 can be changed.

도 17에, 대역 제한 필터(17b)의 차단 주파수의 시간 변경의 구체적인 시간축 파형도를 나타낸다. 동 도면의 λ(t)의 정의는 다음 식으로 된다.17 shows a specific time axis waveform diagram of time change of the cutoff frequency of the band limiting filter 17b. The definition of lambda (t) in the figure is given by the following equation.

0≤t<T0일 때,When 0≤t <T0

λ(t)=｜λ2｜λ (t) = | λ2 |

T0≤t일 때,When T0≤t

λ(t)=｜βλ1｜λ (t) = | βλ1 |

여기서, λ2는 실시 형태 1 내지 3에서 설명한 외란 옵저버(17)의 극인 λ1에 대하여, 위상 주위의 영향을 무시할 수 있는 값으로 선택된다. 예를 들면, λ1에 대하여 10배로 설정하면 좋다. 또, β은 실시 형태 1 내지 3에서 설명한 것과 같다.Here, lambda 2 is selected to a value that can ignore the influence around the phase with respect to lambda 1, which is the pole of the disturbance observer 17 described in the first to third embodiments. For example, 10 times may be set with respect to (lambda) 1. In addition, β is the same as that described in Embodiments 1-3.

상기와 같은 구성에 의해, 외란 옵저버(17)의 출력은 대역 제한되기 때문에, 실시 형태 1 내지 3에서 기술한 외란 옵저버(17)의 극 배치 변경과 마찬가지로, 상기 외란 추정 대역을 고주파 측으로부터 저주파 측으로 변화시키는 효과를 얻을 수 있다.With the above configuration, since the output of the disturbance observer 17 is band-limited, the disturbance estimation band is shifted from the high frequency side to the low frequency side in the same manner as in the pole arrangement change of the disturbance observer 17 described in the first to third embodiments. A change effect can be obtained.

또, 실시 형태 1 내지 4에서는, 브레이크 제어 지령 신호 BK_cont를 이용하고 있지만, 브레이크(6)가 개방 상태로 된 것을 검출하는 신호이면 다른 신호라도 좋은 것은 물론이다. 예를 들면, 브레이크 개방 시에 동기하여 변화하는 속도 신호 ω를 이용하여, 이것에 근거한 신호로 대용해도 좋다. 보다 구체적으로는, 속도 신호 ω는 브레이크(6)가 기능하고 있을 때는 영, 브레이크(6)가 개방 상태로 되었을 때는 급격하게 파형 변화하므로, 소정의 임계값에 의해 검출하면 브레이크 개방 신호로서 대용할 수 있다.In the first to fourth embodiments, the brake control command signal BK_cont is used, but other signals may be used as long as the signal detects that the brake 6 is in an open state. For example, you may substitute the signal based on this using the speed signal o which changes synchronously at the time of brake release. More specifically, the speed signal ω is rapidly changed in waveform when the brake 6 is in operation and zero when the brake 6 is in the open state. Therefore, when the speed signal is detected by a predetermined threshold value, the speed signal? Can be.

1 : 모터 2 : 시브
3 : 로프 4 : 카
5 : 평형추 6 : 브레이크
7 : 컨트롤러 8 : 브레이크 제어부
9 : 전류 제어부 10 : 전류 검출부
11 : 펄스 인코더 12 : 속도 연산부
13 : 속도 지령 발생부 14 : 감산부
15 : 속도 제어부 16 : 가산부
17 : 외란 옵저버 18 : 통과·유지 전환부1: motor 2: sheave
3: rope 4: car
5: counterweight 6: brake
7 controller 8 brake control unit
9: current controller 10: current detector
11: pulse encoder 12: speed calculator
13: speed command generation unit 14: subtraction unit
15: speed controller 16: adder
17: disturbance observer 18: passing and maintaining switching unit

Claims

카와 평형추가 로프에 매달린 시브를 회전 구동하는 모터의 구동 전류를 검출하는 전류 검출부와,
상기 모터의 회전량을 검출하는 회전량 검출부의 출력으로부터 상기 모터의 속도 신호를 출력하는 속도 연산부와,
상기 모터에 대한 속도 지령 신호를 발생하는 속도 지령 발생부와,
상기 속도 지령 신호 및 상기 속도 신호로부터 토크 전류 지령 신호를 출력하는 속도 제어부와,
상기 토크 전류 지령 신호에 대하여 상기 구동 전류가 추종하도록 상기 모터를 구동하는 전류 제어부와,
상기 카와 상기 평형추의 중량 차분인 언밸런스 토크를, 상기 구동 전류 또는 상기 토크 전류 지령 신호와 상기 속도 신호에 근거하여 추정하는 언밸런스 토크 추정기와,
토크 오프셋 전류 지령 신호로서, 상기 언밸런스 토크 추정기의 출력 신호와 상기 속도 신호에 비례하는 값을 가산한 신호를 출력할지, 또는 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 후에 상기 언밸런스 토크 추정기의 출력 신호를 출력할지를 선택하는 전환부와,
상기 전류 제어부의 입력인 상기 토크 전류 지령 신호에 상기 전환부로부터 출력되는 상기 토크 오프셋 전류 지령 신호를 더하는 가산부
를 구비한 엘리베이터의 제어 장치.A current detector for detecting a drive current of the motor for rotating the sheave suspended from the car and the counterweight by the rope,
A speed calculator for outputting a speed signal of the motor from an output of a rotation amount detector for detecting an amount of rotation of the motor;
A speed command generator for generating a speed command signal for the motor;
A speed controller for outputting a torque current command signal from the speed command signal and the speed signal;
A current controller which drives the motor so that the drive current follows the torque current command signal;
An unbalanced torque estimator for estimating an unbalanced torque that is a weight difference between the car and the counterweight, based on the drive current or the torque current command signal and the speed signal;
As the torque offset current command signal, output signal of the unbalanced torque estimator plus a value proportional to the speed signal or output signal of the unbalanced torque estimator after the brake which brakes rotation of the motor is released; Switching unit for selecting whether to output,
An adder for adding the torque offset current command signal outputted from the switching unit to the torque current command signal that is an input of the current controller;
Elevator control device provided with.

제 1 항에 있어서,
상기 언밸런스 토크 추정기는, 상기 모터와 상기 시브의 전기 특성 및 기계 특성을 모델화한 외란 옵저버이고, 상기 구동 전류 또는 상기 토크 전류 지령 신호와 상기 속도 신호를 입력하고, 상기 언밸런스 토크를 외란 추정 신호로서 출력하며, 더욱이 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 후에, 외란 추정 대역을 변화시키는 기능을 갖는
엘리베이터의 제어 장치.The method of claim 1,
The unbalanced torque estimator is a disturbance observer that models the electrical and mechanical characteristics of the motor and the sheave, inputs the driving current or the torque current command signal and the speed signal, and outputs the unbalanced torque as a disturbance estimation signal. Furthermore, after the brake for braking the rotation of the motor is released, it has a function of changing the disturbance estimation band
Control device of the elevator.

제 2 항에 있어서,
상기 외란 옵저버는, 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 타이밍으로부터 제 1 경과 시간(T0) 후에, 상기 외란 추정 대역을 고주파 측으로부터 저주파 측으로 변화시키는
엘리베이터의 제어 장치.The method of claim 2,
The disturbance observer causes the disturbance estimation band to change from the high frequency side to the low frequency side after a first elapsed time T0 from the timing at which the brake for braking the motor is released.
Control device of the elevator.

제 3 항에 있어서,
상기 전환부는, 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 타이밍으로부터, 상기 제 1 경과 시간(T0)보다 긴 제 2 경과 시간(T1) 후에 상기 외란 추정 신호를 유지하는
엘리베이터의 제어 장치.The method of claim 3, wherein
The switching unit maintains the disturbance estimation signal after a second elapsed time T1 longer than the first elapsed time T0 from the timing at which the brake for braking the motor is released.
Control device of the elevator.

제 1 항에 있어서,
상기 전환부는, 상기 토크 오프셋 전류 지령 신호로서, 상기 언밸런스 토크 추정기의 출력 신호와 상기 속도 신호에 비례하는 값을 가산한 신호를, 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 타이밍으로부터 제 3 경과 시간(T2) 후에는 제로로 하는
엘리베이터의 제어 장치.The method of claim 1,
The switching unit, as the torque offset current command signal, adds a signal obtained by adding an output signal of the unbalanced torque estimator and a value proportional to the speed signal from a timing at which the brake for braking rotation of the motor is released. Zero after (T2)
Control device of the elevator.

제 1 항에 있어서,
상기 언밸런스 토크 추정기는, 상기 모터와 상기 시브의 전기 특성 및 기계 특성을 모델화한 외란 옵저버이고, 상기 구동 전류 또는 상기 토크 전류 지령 신호와 상기 속도 신호를 입력하고, 상기 언밸런스 토크를 외란 추정 신호로서 출력하는 것이고,
상기 외란 옵저버의 출력에 직렬 접속된 로우패스 필터를 더 구비하되,
상기 로우패스 필터는, 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 후에, 상기 외란 추정 신호의 외란 추정 대역을 변화시키는 기능을 갖는
엘리베이터의 제어 장치.The method of claim 1,
The unbalanced torque estimator is a disturbance observer that models the electrical and mechanical characteristics of the motor and the sheave, inputs the driving current or the torque current command signal and the speed signal, and outputs the unbalanced torque as a disturbance estimation signal. To do it,
Further provided with a low pass filter connected in series to the output of the disturbance observer,
The low pass filter has a function of changing a disturbance estimation band of the disturbance estimation signal after the brake for braking the rotation of the motor is released.
Control device of the elevator.

제 6 항에 있어서,
상기 로우패스 필터는, 상기 모터의 회전을 제동하는 브레이크가 해제된 시점으로부터 제 1 경과 시간 후, 상기 외란 추정 대역을 고주파 측으로부터 저주파 측으로 변화시키는
엘리베이터의 제어 장치.The method of claim 6,
The low pass filter causes the disturbance estimation band to change from the high frequency side to the low frequency side after a first elapsed time from the time when the brake for braking the motor is released.
Control device of the elevator.

제 1 항, 제 2 항, 제 5 항 및 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 언밸런스 토크 추정기에 입력되는 상기 토크 전류 지령 신호는, 상기 전류 제어부에 입력되는 신호인
엘리베이터의 제어 장치.The method according to any one of claims 1, 2, 5 and 6,
The torque current command signal input to the unbalanced torque estimator is a signal input to the current controller.
Control device of the elevator.