KR101783504B1 - Ｈｖｄｃ 전송 및 무효전력 보상용 컨버터 - Google Patents

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은남디 오케미
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제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하
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Abstract

사용 시에 DC 네트워크(48)와 하나 이상의 AC 네트워크(52)를 상호 연결시키고, 사용 시에 AC 네트워크와 DC 네트워크(52, 48) 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 제어 가능한 복수의 스위칭 소자(58)를 포함하는, 고전압 직류 전력 전송 및 무효전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터로서, 사용 시에, 복수의 스위칭 소자(58)는 하나 이상의 주 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 전력 전자 컨버터 내에 하나 이상의 단선을 형성하도록 제어 가능하고, 상기 주 전류 흐름 경로 또는 각각의 주 전류 흐름 경로는 전력 전자 컨버터와 AC 네트워크(52)들의 각 하나를 포함하고 DC 네트워크(48)를 바이패스하는 것을 특징으로 한다.

Description

ＨＶＤＣ 전송 및 무효전력 보상용 컨버터{CONVERTER FOR HVDC TRANSMISSION AND REACTIVE POWER COMPENSATION}
본 발명은 고전압 직류(HVDC) 전력 전송과 무효전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터(power electronic converter)에 관한 것이다.
전력 전송망(power transmission network)에 있어서는, 가공선(overhead line) 및/또는 해저 케이블을 경유하여 전송하기 위해 전형적으로 교류(AC) 전력이 직류(DC) 전력으로 변환된다. 이러한 변환은 전송 선로나 케이블에 의해 미치는 AC 용량성 부하의 영향을 보상할 필요가 없고, 이에 의해 선로 및/또는 케이블 킬로미터 당의 비용이 절감된다. 이와 같이, AC에서 DC로의 변환은, 전력이 장거리에 걸쳐 전송될 필요가 있을 때에는, 비용 효율이 높다.
AC-DC 전력 변환은 상이한 주파수로 동작하는 AC 네트워크를 상호 접속하기 위해 필요로 하는 전력 전송망에서 이용되기도 한다.
이러한 전력 전송망에 있어서도, 요구되는 변환을 행하기 위해 AC 전력과 DC 전력 간의 각 인터페이스에는 컨버터를 필요로 하며, 이러한 컨버터의 하나의 형태가 전압원 컨버터(voltage source converter, VSC)이다.
전압원 컨버터의 일례로는, 도 1a 및 도 1b에 도시한 바와 같이, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)(20)를 갖는 6-스위치(2-레벨) 및 3-레벨의 멀티레벨 컨버터 기술을 사용하는 것이다. IGBT 디바이스(device)(20)는 직렬로 접속되어 함께 스위칭됨으로써 수십에서 수백 MW의 높은 정격전력(power rating)의 실현을 가능하게 한다.
이러한 접근은 복잡하고 능동적인 IGBT 구동을 필요로 하였고, IGBT 디바이스(20)의 직렬 스트링을 가로지르는 고전압을 컨버터 스위칭 중에 적절히 공유하는 것을 보장하기 위해 대규모의 수동 스너버(passive snubber) 부품을 필요로 하는 경우도 있다. 또한, IGBT 디바이스(20)는 AC 네트워크(24)에 급전되는 고조파 전류(harmonic current)를 제어하기 위해 AC 공급 주파수의 각 사이클에 걸쳐 고전압에서 수회 온, 오프될 필요가 있다.
전압원 컨버터의 다른 예로는, 도 2에 도시되어 있는 멀티레벨 컨버터 구조를 들 수 있다. 종래의 멀티레벨 컨버터에 있어서는, 컨버터 브릿지(converter bridge) 또는 셀(cell)(26)이 직렬로 접속되어 있고, 각 셀(26)은 시간차를 두고 스위칭된다. 각 셀(26)은 양전압 또는 영전압을 제공하여 양쪽 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해 하프 브릿지 구조(half-bridge arrangement)로 캐패시터(30)와 병렬로 접속되는 한 쌍의 반도체 스위치(28)를 포함한다. 이러한 종래의 멀티레벨 컨버터 구조는, 개개의 브릿지 셀(26)이 동시에 스위칭되지 않고 컨버터의 전압 스텝(voltage step)이 비교적 작기 때문에 직렬 접속형 IGBT 디바이스(20)의 직접적인 스위칭과 관련된 문제를 없애 준다.
그러나 HDVC 전력 전송망의 동작 중에는, 전압원 컨버터는 DC 전력 전송 선로 또는 케이블을 가로지르는 낮은 임피던스로 단선(short circuit)이 형성되는 DC측 고장(DC side fault)에 취약할 수도 있다. 이러한 고장은 절연체의 손상이나 파괴, 도체의 이동 또는 이물질에 의한 도체들 간의 뜻하지 않은 브릿징(accidental bridging) 등으로 인하여 발생할 수 있다.
DC 전력 전송 선로나 케이블을 가로지르는 낮은 임피던스의 존재는 전압원 컨버터에 저해 요소가 된다. 이는 전류가 전압원 컨버터 내로 흘러 고장 전류(fault current)를 그 원래의 값 이상으로 수배 증가시키기 때문이다. 전압원 컨버터가 고장 전류의 레벨 이하의 전류 레벨을 용인하도록만 설계된 상황에서는, 그러한 높은 고장 전류는 전압원 컨버터의 구성부품을 손상시킨다.
종래에는, 디바이스에의 단선에 의한 위험을 줄이기 위해서, 1개 이상의 스위치를 개방하여 회로 외부로 그 디바이스를 스위칭하였다. 그러나 도 1a에 도시한 전압원 컨버터와 같은 전압원 컨버터의 스위칭 소자(switching element)는 전형적으로는, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(20)의 개방 시에 도통 상태인 채로 있게 되는 역병렬 다이오드(22)를 포함한다. 따라서 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(20)가 개방될 때에도, 다이오드(22)는 도 3에 도시한 바와 같이, 전압원 컨버터에 연결되는 DC 네트워크(36)의 단선으로부터 발생되는 고장 전류(32)가 그 컨버터를 통하여 계속 흐를 수 있게 하여 준다.
단선(short circuit)에 의해 전압원 컨버터에 발생되는 위험을 줄이기 위한 다른 대안으로는, 전압원 컨버터의 다른 AC측의 회로 차단기를 개방함으로써 고장을 검출하여 전류를 소멸시키는 데 충분한 시간을 가지도록, 그 고장 전류를 견디기 위한 전압원 컨버터를 설계하는 것이다.
그러나 전압원 컨버터에 연결되는 DC 네트워크의 단선으로부터 발생되는 고장 전류는 전형적으로는, 컨버터의 정격값(rated value)보다 수배 더 크다. 전압원 컨버터의 허용한도(tolerance)을 증대시키기 위해서는, 도통하는 컨버터 다이오드의 크기와 용량(capacity)을 증가시키든지, 수 개의 컨버터 다이오드를 병렬로 접속하든지, 혹은 높은 고장 전류를 흐르게 할 수 있는 고속동작 바이패스 디바이스(fast-acting bypass device)를 통합하든지 할 필요가 있다. 어느 경우에 있어서도, 옵션(option)이 추구되는 어느 것이든, 높은 고장 전류를 제한하기 위해 추가의 유도성분(誘導成分)이 거의 확실하게 요구되는데, 그 성분의 증가는 컨버터의 크기 및 중량의 증가로 이어진다. 결국, 이는 연관되는 HVDC 컨버터 스테이션(converter station)의 규모 및 면적의 증가로 이어진다.
더구나, 전압원 컨버터의 반대쪽의 비고장측(non-faulty side)에 있는 회로 차단기를 개방하는 경우는, 회로 차단기가 HDVC 전력 전송 네트워크로부터 다른 네트워크의 접속을 끊기 때문에 단점이 있다. 따라서 고장을 수리한 후에는, 컨버터 스테이션은 다른 네트워크를 HDVC 전력 전송 네트워크에 재연결하기 전에 시동 시퀀스(start-up sequence) 및 일련의 검사를 실행할 필요가 있다. 이는 전력 흐름(power flow)의 중지 연장과, 그에 따라 전원 공급을 위한 방식에 의존하는 상기 검사 등에 대한 전력 전송 방식의 비효용성으로 이어진다.
다른 대안으로는, DC 네트워크의 고장을 분리시켜 수리할 수 있도록 전압원 컨버터의 DC측의 회로 차단기를 개방하는 것이다. 그러나 통상의 기계적인 회로차단 접점(mechanical circuit breaking contact)이 사용될 때에는, 전압원 컨버터에 흐르는 비-제로 직류(non-zero direct current)는 지속되는 전력 아크(sustained power arc)의 형성을 유발시킨다. 따라서 DC측 고장 전류를 차단하기 위해 고가의 특수 DC 회로차단장비를 사용할 필요가 있어, 컨버터의 크기, 중량 및 비용의 증가로 이어진다.
본 발명의 제1 형태에 따르면, 사용 시에 DC 네트워크와 하나 이상의 AC 네트워크를 상호 연결시키고, 사용 시에 AC 네트워크와 DC 네트워크 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 제어 가능한 복수의 스위칭 소자를 포함하는, 고전압 직류 전력 전송 및 무효전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터로서, 사용 시에, 복수의 스위칭 소자는 하나 이상의 주 전류 흐름 경로(primary current flow path)를 규정하기 위해 전력 전자 컨버터 내에 하나 이상의 단선(short circuit)을 형성하도록 제어 가능하고, 상기 또는 각각의 주 전류 흐름 경로는 전력 전자 변환기와 AC 네트워크들의 각 하나를 포함하고 DC 네트워크를 바이패스하는 고전압 직류 전력 전송 및 무효전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터가 제공되어 있다.
이와 같이 제어되는 스위칭 소자를 설치하면, 전력 전자 컨버터에서 높은 고장 전류를 유발시키는 DC 네트워크의 고장 발생 중에 DC 네트워크의 내, 외부로 흐르는 전류가 최소화된다. 그 결과, 이는 DC 네트워크의 고장을 거의 영전류(zero current)로 분리시키게 할 수 있어, 지속되는 전력 아크의 형성을 방지하고 고가의 특수 DC 회로 차단기의 대신에 표준형 AC측 회로 차단기의 사용을 가능하게 한다.
또한 상기 또는 각각의 전류 흐름 경로의 형성이란, 전압원 컨버터로부터 비고장 AC 전기 네트워크의 접속을 끊기 위해 전압원 컨버터의 비고장 AC측의 회로 차단기를 개방하는 것이 필요하지 않다는 것을 의미한다. 따라서 DC측 고장이 수리되기만 하면, 시동 시퀀스 및 일련의 검사 없이 전압원 컨버터의 정상적인 동작이 재개될 수도 있다.
또한 DC측 고장의 분리와 전압 변환 모두를 실행하기 위해 전력 전자 컨버터를 사용하면, 크로우 바 회로(crow bar circuit)와 같은 개별적인 보호회로의 필요성을 최소화시키거나 없애줄 수도 있다. 이는 하드웨어의 크기, 중량 및 비용 면에서 절약을 가져다준다.
본 발명의 실시형태들에 있어서, 전력 전자 컨버터는 복수의 컨버터 림(converter limb)을 더 포함하고, 각각의 컨버터 림은 사용 시에 DC 네트워크에 접속하기 위한 제1 및 제2 DC 단자 및 사용 시에 AC 네트워크에 접속하기 위한 AC 단자를 포함하고, 각각의 컨버터 림은 제1 및 제2 림부(limb portion)를 규정하고, 각각의 림부는 제1 및 제2 DC 단자의 각 하나와 각각의 AC 단자 사이에 직렬로 접속된 전자블록(electronic block)을 포함하고, 각각의 전자블록은 적어도 하나의 스위칭 소자를 포함하고, 각각의 전자블록의 상기 또는 각각의 스위칭 소자는 사용 시에, AC-DC 전력 변환 과정을 용이하게 하기 위해 회로의 내, 외부로 각각의 림부를 스위칭하도록 제어 가능하다.
이러한 실시형태에 있어서, 각각의 전자블록은 적어도 하나의 1차 스위칭 소자를 포함하여도 좋고, 상기 또는 각각의 1차 스위칭 소자는 제1 및 제2 DC 단자의 각 하나와 각각의 AC 단자 사이에 직렬로 접속되어 있다.
이러한 구조는 AC 네트워크와 DC 네트워크 간의 전력 변환을 용이하게 하기 위해 정류(rectification) 및 반전(inversion)을 실행하기에 적합하다.
적어도 하나의 1차 스위칭 소자의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서, 제1 및/또는 제2 림부의 1차 스위칭 소자는 사용 시에, 동시적으로 온 상태(on-state)로 되게 하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴온(turn on)되도록 제어 가능하여도 좋다.
이와 같이, 상기 또는 각각의 단선의 형성은, 대부분의 전류가 AC 네트워크와 전력 전자 컨버터의 컨버터 림 내에 순환되게 하고, 이에 의해 DC 네트워크를 통하여 흐르는 전류의 레벨이 제한된다.
추가적으로, 동시적으로 온 상태로 되도록 양쪽 림부의 1차 스위칭 소자를 턴온시키면, 고장 전류가 양쪽 림부의 1차 스위칭 소자들 사이에 배분되고, 이에 의해 각 림부를 통하여 흐르는 고장 전류를 효과적으로 절반으로 줄일 수 있다. 이는 림부의 1차 스위칭 소자에 대한 손상 위험을 최소화시키고 저정격(lower-rated) 스위칭 소자의 사용을 가능하게 한다.
이러한 실시형태에 있어서, 제1 및/또는 제2 림부의 1차 스위칭 소자는 사용 시에, 동시적으로 온 상태에서 동시적으로 오프 상태(off-state)로 되게 하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴오프(turn off)되도록 제어 가능하다.
1차 스위칭 소자는, 전력 전자 컨버터의 정상적인 동작을 재개시키기 위해 DC측 고장을 분리, 수리한 후에 상기 또는 각각의 단선을 제거하도록 턴오프되어도 좋다.
복수의 컨버터 림의 사용을 이용하는 다른 실시형태에 있어서, 각각의 전자블록은 적어도 하나의 체인 링크 컨버터(chain-link converter)를 더 포함하여도 좋다.
체인 링크 컨버터의 구조는, 각각 전압을 제공하는 다중 모듈을 체인 링크 컨버터에 삽입함으로써 개개의 모듈에 의해 제공된 전압보다 높은 결합 전압(combined voltage)의 증강(build up)을 가능하게 한다. 결합 전압의 값을 변화시킴으로써, 체인 링크 컨버터는 가변 진폭 및 위상각을 갖는 전압 파형을 생성하도록 동작되어도 좋다.
각각의 전자블록은 상기 또는 각각의 체인 링크 컨버터와 직렬로 접속되는 적어도 하나의 1차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
각각의 DC 단자 및 AC 단자 사이의 회로 내, 외부로 림부를 스위칭하기 위해 각각의 림부의 상기 또는 각각의 체인 링크 컨버터와 직렬로 접속되는 하나 이상의 1차 스위칭 소자의 직렬 조합이 유리한데, 그 이유는, 각각의 체인 링크 컨버터가 생성하는데 필요로 하는 전압 범위를 줄일 수 있기 때문이다. 결과적으로, 이것은 각각의 체인 링크 컨버터에서의 부품수를 최소화하게 한다.
다른 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 적어도 하나의 위상 소자(phase element)를 포함하여도 좋고, 위상 소자는 사용 시에 AC 전압 및 DC 전압을 상호 연결시키기 위해 직렬 접속된 스위칭 소자의 2개의 병렬 접속 세트를 포함하며, 각 병렬 접속 세트의 직렬 접속된 스위칭 소자들 사이의 접합(junction)은 AC 네트워크에의 접속을 위한 AC 단자를 규정한다.
이러한 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 복수의 위상 소자를 포함하고, 각 위상 소자의 AC 단자는 사용 시에, 다상(multi-phase) AC 네트워크의 각각의 위상(phase)에 접속된다.
이러한 전압원 컨버터에 있어서, 각각의 컨버터림의 스위칭 소자와 체인 링크 컨버터의 직렬 접속은 다른 컨버터 림의 것과 독립적으로 동작하며, 따라서 각각의 AC 단자에 접속된 위상에만 직접적으로 영향을 미칠 뿐이고, 다른 컨버터 림의 AC 단자에 접속된 위상에 미치는 영향은 아주 적다.
적어도 하나의 위상 소자 사용을 수반하는 실시형태에 있어서, 상기 또는 각각의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자는 사용 시에, 동시적으로 온 상태로 되게 하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴온되도록 제어 가능하다. 이러한 실시형태에 있어서, 각각의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자는 사용 시에, 위상 소자들 중 하나의 직렬 접속된 스위칭 소자가 다른 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자와 동시 또는 개별적으로 온 상태로 되게 스위칭하도록 제어 가능하여도 좋다.
이와 같이, 상기 또는 각각의 단선의 형성은, 대다수의 전류가 AC 네트워크 및 상기 또는 각각의 위상 소자 내에서 순환되게 하고, 이에 의해 DC 네트워크를 통하여 흐르는 전류의 레벨이 제한된다.
바람직하게는, 상기 또는 각각의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자는 동시적으로 온 상태에서 동시적으로 오프 상태로 되게 스위칭하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴오프되도록 제어 가능하다. 전력 전자 컨버터가 복수의 위상 소자를 포함하는 이러한 실시형태에 있어서, 각각의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자는 사용 시에, 위상 소자들의 하나의 직렬 접속된 스위칭 소자가 다른 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자와 동시에 또는 개별적으로, 동시적으로 온 상태에서 동시적으로 오프 상태로 되게 스위칭하도록 제어 가능하여도 좋다.
상기 또는 각각의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자는 전력 전자 컨버터의 정상적인 동작을 재개시키도록 DC측 고장을 분리, 수리한 후에 상기 또는 각각의 단선을 제거하도록 턴오프되어도 좋다.
적어도 하나의 위상 소자의 사용을 이용하는 다른 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 상기 또는 각각의 위상 소자의 DC측에 제공되는 DC 전압을 변경하는 파형 합성기(waveform synthesizer)로서 작용하도록 적어도 하나의 보조 컨버터를 더 포함하여도 좋다.
보조 컨버터의 설치는 AC측에 전달하기 위한 DC 전압의 형상화(shaping)를 가능하게 한다. 상기 또는 각각의 위상 소자의 DC측에 제공되는 DC 전압을 변경하기 위한 하나 이상의 보조 컨버터가 없으면, 일정한 DC측 전압은 큰 고조파 성분과 반도체 디바이스의 하드 스위칭을 갖도록 상기 또는 각각의 위상 소자의 AC측에 구형파(square wave) 전압을 생성할 수 있다. 그러나 하나 이상의 보조 컨버터의 설치는 고조파 왜곡(harmonic distortion)이 적은 더 바람직한 AC 파형의 생성을 가능하게 한다.
이러한 실시형태에 있어서, 보조 컨버터는 상기 또는 각각의 위상 소자와 병렬 또는 직렬로 접속되어도 좋고, 상기 또는 각각의 위상 소자 및 각각의 보조 컨버터는 단상 컨버터 림(single-phase converter limb)을 형성한다.
보조 컨버터가 각각의 단상 컨버터 림의 상기 또는 각각의 위상 소자와 직렬 또는 병렬로 접속되는지에 관계없이, 다상 전압원 컨버터는 다상 전력 전송을 위한 2단자 DC 네트워크를 규정하도록 회로의 DC측에 복수의 컨버터 림을 직렬 또는 병렬로 접속함으로써 구성되어도 좋다.
상기 또는 각각의 보조 컨버터는 체인 링크 컨버터이어도 좋다.
적어도 하나의 체인 링크 컨버터의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서, 상기 또는 각각의 체인 링크 컨버터는 직렬로 접속된 일련의 모듈을 포함하여도 좋고, 각각의 모듈은 에너지 저장장치와 병렬로 접속된 적어도 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하며, 이 2차 스위칭 소자는, 사용 시에, 직렬로 접속된 일련의 모듈이 계단식 가변 전압원(stepped variable voltage source)을 제공하도록 제어 가능하다.
영(zero)전압 또는 양(positive)전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해서는, 각각의 모듈은 하프 브릿지 배열(half-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
영(zero)전압, 음(negative)전압 또는 양(positive)전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈(4-quadrant bipolar module)을 규정하기 위해서는, 각각의 모듈은 풀 브릿지 배열(full-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다.
전력 전자 컨버터가 복수의 컨버터 림을 포함하는 이러한 실시형태에 있어서, 각각의 모듈의 2차 스위칭 소자는 사용 시에, 제1 및/또는 제2 림부의 체인 링크 컨버터가 동시에 영전압을 제공하도록 제어 가능하여도 좋다.
이는 상기 또는 각각의 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 하나 이상의 체인 링크 컨버터를 갖는 각각의 림부에 단선의 형성을 가능하게 한다.
상기 또는 각각의 에너지 저장장치는 바람직하게는, 캐패시터, 연료전지, 광전지, 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기이다.
이러한 융통성(flexibility)은, 구역성(locality)과 수송 곤란성으로 인하여 장비의 유용성이 가변될 수 있는 상이한 위치에서 컨버터 스테이션(converter station)을 설계할 때 유용하다. 예를 들면, 해양 풍력발전소에서의 각 모듈의 에너지 저장장치는 풍력발전용 터빈에 연결되는 보조 AC 발전기의 형태로 설치되어도 좋다.
바람직하게는, 각 스위칭 소자는 반도체 디바이스를 포함하며, 이 반도체 디바이스는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 정류 사이리스터, 통합 게이트 정류 사이리스터이어도 좋다.
각각의 스위칭 소자에서의 반도체 디바이스는 바람직하게는, 역병렬 다이오드(anti-parallel diode)와 병렬 접속되어도 좋다.
이 반도체 디바이스의 사용은, 그 디바이스가 크기와 중량이 작고, 비교적 저소비전력을 가져, 냉각 장비의 필요성을 최소화시키기 때문에 유리한 면이 있다. 따라서 이는 전력 컨버터의 비용, 크기 및 중량의 대폭적인 삭감으로 이어진다.
이러한 반도체 디바이스의 고속 스위칭 능력은, 스위칭 소자가 전압원 컨버터의 AC측 및/또는 DC측에 주입하기 위한 복합 파형을 합성하는 것을 가능하게 한다. 이러한 복합 파형의 주입은 예를 들면, 전형적으로 사이리스터 기반(thyristor-based) 전압원 컨버터와 연관된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화시키기 위해 사용될 수 있다. 또한 이러한 반도체 디바이스가 포함되면, 전압원 컨버터는 DC측 고장 및/또는 다른 비정상 동작상태의 진전에 신속히 응답하고, 이에 따라 전압원 컨버터의 고장 보호(fault protection)를 향상시킬 수 있다.
바람직하게는, 스위칭 소자가 사용 시에, 동시에 턴오프되게 하기 위해 턴오프되도록 제어 가능한 경우, 각 스위칭 소자는 사용 시에, 각각의 스위칭 소자를 통하여 흐르는 소정 레벨의 전류로 턴오프되도록 제어 가능하다. 이와 같은 소정 레벨의 전류는 각각의 스위칭 소자를 통하여 흐르는 전류의 피크값 이하이어도 좋고 및/또는 영전류이어도 좋다.
저전류 또는 영전류에서의 각 스위칭 소자의 소프트 스위칭은 각각의 스위칭 소자의 스위칭 손실을 최소화시키고, 이에 따라 전력 전자 컨버터의 전체 효율이 향상된다.
본 발명의 제2 형태에 따르면, 이전의 어느 한 항에 따른 전력 전자 컨버터의 동작방법에 있어서, DC 네트워크의 고장 검출 시에, 하나 이상의 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 전력 전자 컨버터 내에 하나 이상의 단선을 형성하도록 복수의 스위칭 소자를 제어하는 단계를 포함하고, 상기 또는 각각의 전류 흐름 경로가 AC 네트워크들의 각 하나와 전력 전자 컨버터를 포함하고 DC 네트워크를 바이패스하는 전력 전자 컨버터의 동작방법이 제공되어 있다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 상기 방법은 상기 또는 각각의 단선(short circuit) 형성 후에 DC 네트워크의 고장을 분리시키는 단계를 더 포함하여도 좋다. 이러한 실시형태에 있어서, DC 네트워크의 고장(fault)은 하나 이상의 아이솔레이터(isolator) 및/또는 하나 이상의 회로 차단기를 이용하여 분리된다.
바람직하게는, 상기 방법은 DC 네트워크의 고장 분리 후에 상기 또는 각각의 단선을 제거하도록 스위칭 소자를 제어하는 단계를 더 포함한다.
다른 실시형태에 있어서, 상기 방법은 DC 네트워크의 고장 검출 시에, AC 네트워크들의 각 하나를 포함하고 전력 전자 컨버터와 DC 네트워크를 바이패스하는 하나 이상의 보조 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 하나 이상의 보조 단선(auxiliary short-circuit)을 형성하는 단계를 더 포함하여도 좋다. 이러한 실시형태에 있어서, 상기 또는 각각의 보조 단선은 바람직하게는 적어도 하나의 외부 크로우바 회로(crowbar circuit)를 제어함으로써 AC 네트워크의 둘 이상의 위상을 가로질러 형성되어도 좋고, 상기 또는 각각의 크로우바 회로는 하나 이상의 기계식 스위치 또는 반도체 스위치를 포함한다.
상기 또는 각각의 보조 전류 흐름 경로의 설치는 고장 전류를 주 전류 흐름 경로 및 보조 전류 흐름 경로 사이에 분배하는 것을 가능하게 할 뿐만 아니라 상기 또는 각각의 보조 전류 흐름 경로가 기계식 스위치의 도움으로 형성될 때 동작속도를 향상시키는 것도 가능하게 한다.
본 발명의 다른 유리한 특징은 청구항 31 내지 청구항 33 및 청구항 37 내지 청구항 42에 설명되어 있다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 한정되지 않는 실시예에 의해 본 발명의 바람직한 실시형태에 관하여 설명한다.
도 1a, 도 1b 및 도 2는 종래기술의 전압원 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 3은 DC 네트워크의 고장 발생 중에 도 1a의 컨버터에서의 고장 전류의 흐름을 나타내는 도면이다.
도 4a, 도 4b 및 도 4c는 DC 네트워크의 내, 외부로의 고장 전류 흐름을 최소화하기 위한 전력 전자 컨버터의 제1 실시형태의 동작관계를 나타내는 도면이다.
도 5는 체인 링크 컨버터를 이용하여 50z 정현파형의 합성을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 제3 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 7은 본 발명의 제4 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 8은 도 7의 전력 전자 컨버터의 2상한 유니폴라 모듈의 사용을 나타내는 도면이다.
도 9는 본 발명의 제5 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 제6 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 11은 DC 네트워크의 내, 외부로의 고장 전류 흐름을 최소화하기 위한 도 9의 전력 전자 컨버터의 동작관계를 나타내는 도면이다.
전력 전자 컨버터의 제1 실시형태는 도 4a 내지 도 4c에 도시한 바와 같이 복수의 컨버터 림(40)을 포함한다. 각 컨버터 림(40)은 제1 및 제2 DC 단자(42, 44) 및 AC 단자(46)를 포함한다.
사용 시에, 각 컨버터 림(40)의 제1 DC 단자(42)는 +VDC/2의 전압을 전달하는 DC 네트워크(48)의 양단자에 접속되어 있는 반면, 각 컨버터림(40)의 제2 DC 단자(44)는 -VDC/2의 전압을 전달하는 DC 네트워크(48)의 음단자에 접속되어 있고, 여기서 VDC는 DC 네트워크(48)의 DC 전압 범위이다. 다른 실시형태에서는, 각 컨버터 림의 제1 및 제2 DC 단자가 DC 네트워크의 음단자와 양단자에 각각 접속될 수도 있다는 것이 예상된다.
DC 링크 캐패시터(50)는 제1 및 제2 DC 단자(42, 44) 사이에 직렬로 접속되고 각각의 컨버터 림(40)과는 병렬로 접속된다.
사용 시에, 각각의 AC 단자(46)는 3상 AC 네트워크(52)의 각 위상에 접속된다. 다른 실시형태에서는, 각각의 AC 단자가 하나 이상의 변압기(transformer) 및/또는 하나 이상의 인덕터에 접속될 수도 있다는 것이 예상된다.
각각의 컨버터 림(40)은 제1 및 제2 림부(54, 56)를 포함하고, 각각의 림부(54, 56)는 제1 및 제2 DC 단자(42, 44)의 각 하나와 각 AC 단자(46) 사이에 직렬로 접속된 전자블록(electronic block)을 포함한다. 각각의 전자블록은 1차 스위칭 소자(58)를 포함하고, 각 전자블록의 1차 스위칭 소자(58)는 사용 시에, AC-DC 전력 변환과정을 용이하게 하기 위해 회로의 내, 외부로 각각의 림부(54, 56)를 스위칭하도록 제어 가능하다.
다른 실시형태에서는, 각각의 전자블록은 1개의 1차 스위칭 소자 대신에 직렬로 접속된 복수의 1차 스위칭 소자를 포함하여도 좋다. 이는 각각의 전자블록을 가로지르는 전압이 복수의 1차 스위칭 소자 중에서 분배(sharing)되게 할 수 있고, 이에 따라 정격전류가 낮은 1차 스위칭 소자의 사용을 가능하게 한다.
각각의 1차 스위칭 소자(58)는 역병렬 다이오드와 병렬로 접속된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 포함한다.
복수의 컨버터 림(40)의 1차 스위칭 소자(58)는 정류(rectification) 및/또는 반전(inversion) 과정을 실행하여 AC 및 DC 네트워크(52, 48) 간의 전력 변환(power conversion)을 용이하게 하기 위해 사용 시에, 순차적으로 턴온과 턴오프되도록 제어 가능하다.
DC 네트워크(48)의 고장(60)이 전력 전자 컨버터의 높은 고장 전류(62)를 야기시키는 경우, 제1 및/또는 제2 림부(54, 56)의 1차 스위칭 소자(58)는 사용 시에, 동시적으로 온 상태로 되게 하기 위해 턴온되도록 제어 가능하다.
도 4a, 도 4b 및 도 4c에 도시한 바와 같이, 동시적으로 온 상태로 되게 하기 위해 제1 및/또는 제2 림부(54, 56)의 1차 스위칭 소자(58)를 턴온시키면, 컨버터 림(40)의 제1 및/또는 제2 림부(54, 56)와 AC 네트워크(52)의 각 위상을 포함하고 DC 네트워크(48)를 바이패스하는 복수의 주 전류 흐름 경로가 형성되게 된다. 결과적으로, 대부분의 고장 전류(62)는 AC 네트워크(52)와 제1 및/또는 제2 림부(54, 56) 내에서 순환된다. 즉, 전류는 제1 및/또는 제2 림부(54, 56)를 통하여 AC 네트워크(52)로부터 컨버터 림(40)의 AC 단자(46)로 흐르고, AC 단자(46)를 거쳐 AC 네트워크(52)로 되돌아간다.
전류 흐름 경로가 도 4c에 도시한 바와 같이, 각 컨버터 림의 제1 및 제2 림부(54, 56)를 포함하는 경우, 각각의 림부(54, 56)를 통하여 흐르는 고장 전류(62)는 효과적으로 절반으로 줄어들게 된다. 이는 제1 및 제2 림부(54, 56)의 1차 스위칭 소자(58)의 고장(failure) 위험을 최소화시켜 저정격(lower-rated)의 1차 스위칭 소자(58)의 사용을 가능하게 한다.
제1 및/또는 제2 림부(54, 56)의 1차 스위칭 소자(58)는 동시적으로 온 상태로 되게 하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴온되어도 좋다.
이와 같이, 1차 스위칭 소자(58)의 동작은 DC 네트워크(48)를 통하여 흐르는 전류의 양을 거의 영전류로 저감시켜, DC 네트워크(48)의 고장(60)이 전력 전자 컨버터로부터 분리되게 할 수 있다.
고장(60)의 분리는 영전류에서 회로 차단기에 대해 정상적으로 사용되는 표준형 AC측 회로 차단기와 같은 회로 차단기(64) 또는 아이솔레이터를 이용하여 실행되어도 좋다.
DC 네트워크(48)의 고장(60)이 분리, 수리된 후에, 제1 및/또는 제2 림부(54, 56)의 1차 스위칭 소자(58)는 사용 시에, 동시적으로 온 상태로부터 동시적으로 오프 상태로 되게 스위칭하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴오프되도록 제어 가능하다.
이는 단선과 이에 따른 컨버터 림(40) 내의 주 전류 흐름 경로를 제거하게 하여 주며, 이에 따라 전력 전자 컨버터의 정상적인 동작의 재개를 가능하게 한다.
전력 전자 컨버터의 제2 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는, 각각의 전자블록이 체인 링크 컨버터를 포함하는 것을 제외하고 도 4a, 도 4b 및 도 4c의 전력 전자 컨버터와 정확히 동일하다. 이러한 실시형태에서는, 각 전자블록의 1개의 체인 링크 컨버터는 복수의 체인 링크 컨버터로 대체되어도 좋다.
각각의 체인 링크 컨버터는 직렬로 접속된 일련의 모듈을 포함하고, 각각의모듈은 캐패시터와 병렬로 접속된 적어도 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함한다. 각 모듈의 2차 스위칭 소자는, 일련의 모듈이 계단식 가변 전압원을 제공하도록 동작 가능하며, AC 네트워크의 기본 주파수에 가깝게 스위칭된다.
각 체인 링크 컨버터의 모듈의 수는 전압원 컨버터의 필요로 하는 전압 정격(voltage rating)에 의해 결정된다.
하나 이상의 체인 링크 컨버터의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서, 각각의 모듈은 영전압 또는 양전압을 제공할 수 있는 2상한 유니폴라 모듈을 규정하기 위해 하프 브릿지 배열(half-bridge arrangement)로 캐패시터와 병렬로 접속된 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하여도 좋고 또한 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있다.
하나 이상의 체인 링크 컨버터의 사용을 이용하는 실시형태에 있어서, 각각의 모듈은 영전압, 음전압 또는 양전압을 제공할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈을 규정하기 위해 풀 브릿지 배열(full-bridge arrangement)로 캐패시터와 병렬로 접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하고 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있다.
다른 실시형태에서는, 모듈 각각의 캐패시터가 연료전지, 배터리, 광전지 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기 등의 다른 에너지 저장장치로 대체되어도 좋다는 것이 예상된다.
이러한 융통성은, 구역성과 수송 곤란성으로 인하여 장비의 유용성이 가변될 수 있는 상이한 위치에서 컨버터 스테이션(converter station)를 설계할 때 유용하다. 예를 들면, 해양 풍력발전소에서의 각 모듈의 에너지 저장장치는 풍력발전용 터빈에 연결되는 보조 AC 발전기의 형태로 설치되어도 좋다.
각 모듈의 캐패시터는 2차 스위칭 소자의 상태를 변화시킴으로써 각각의 체인 링크 컨버터로 바이패스되거나 삽입되어도 좋다.
모듈의 캐패시터는, 한 쌍의 2차 스위칭 소자가 모듈 내에 단선을 형성하도록 구성되는 경우에 바이패스되어, 전압원 컨버터의 전류가 단선을 통과하여 캐패시터를 바이패스하게 할 수 있다.
모듈의 캐패시터는, 한 쌍의 2차 스위칭 소자가 컨버터 전류를 캐패시터의 내, 외부로 흐르게 할 수 있도록 구성되는 경우에 체인 링크 컨버터로 삽입되어, 그 저장된 에너지를 충전 또는 방전시켜 전압을 제공할 수 있다.
4 상한 바이폴라 모듈에서, 캐패시터는 양전압 또는 음전압을 제공하기 위해 어느 하나의 방향으로 삽입될 수 있다.
따라서 각각 그 자체 전압을 제공하는 다중 모듈의 캐패시터를 체인 링크 컨버터에 삽입함으로써 개개의 모듈의 각각으로부터 이용 가능한 전압보다 높은, 체인 링크 컨버터를 가로지르는 결합 전압을 증강시키는 것이 가능하다.
체인 링크 컨버터에서의 개개의 모듈의 캐패시터의 삽입 및/또는 바이패스에 의해 전압 파형을 생성시킬 수 있도록 각각의 모듈에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 변화시키는 것도 가능하다. 체인 링크 컨버터를 이용하여 생성된 전압 파형의 일례는 도 5에 도시되어 있고, 도 5에 있어서, 개개의 모듈의 캐패시터의 삽입이 50Hz의 정현파형을 생성하기 위해 엇갈리게 되어 있다. 다른 파형의 형상은, 체인 링크 컨버터의 각 모듈에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 조절함으로써 생성될 수 있다.
각각의 2차 스위칭 소자는 역병렬 접속 다이오드에 의해 수반되는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 포함한다.
다른 실시형태에서는, 각 스위칭 소자는 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 정류 사이리스터, 통합 게이트 정류 사이리스터 또는 바람직하게는 역병렬 다이오드와 병렬 접속된 그 밖의 강제 정류 또는 자체 정류 반도체 디바이스 등의 다른 반도체 스위치를 포함하여도 좋다.
이 반도체 디바이스의 사용은, 그 디바이스가 크기와 중량이 작고, 비교적 저소비전력을 가져, 냉각 장비의 필요성을 최소화시키기 때문에 유리한 면이 있다. 따라서 이는 전력 컨버터의 비용, 크기 및 중량의 대폭적인 삭감을 가져다준다.
이러한 반도체 디바이스의 고속 스위칭 능력은, 스위칭 소자가 전압원 컨버터의 AC측 및/또는 DC측에 주입하기 위한 복합 파형을 합성하는 것을 가능하게 한다. 이러한 복합 파형의 주입은 예를 들면, 전형적으로 사이리스터 기반 전압원 컨버터와 연관된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화시키기 위해 사용될 수 있다. 또한 이러한 반도체 디바이스가 포함되면, 전압원 컨버터는 DC측 고장 및/또는 다른 비정상 동작상태의 진전에 신속히 응답하고, 이에 따라 전압원 컨버터의 고장 보호를 향상시킬 수 있다.
사용 시에, 제1 및 제2 림부의 체인 링크 컨버터는 각각의 DC 단자와 AC 단자 사이의 회로 내, 외부로 체인 링크 컨버터의 각각을 스위칭하도록 동작 가능하다. 체인 링크 컨버터는 전압 스텝(voltage steps)을 제공하여 AC 단자에서의 출력 전압을 증감시키는 능력에 기인하여 AC 단자에서 전압 파형을 생성하기에 적합하다.
DC 네트워크의 고장이 전력 전자 컨버터의 높은 고장 전류를 야기시키는 경우, 각 모듈의 2차 스위칭 소자는 사용 시에, 제1 및/또는 제2 림부의 체인 링크 컨버터가 동시에 영전압을 제공하도록 제어 가능하다. 이는 컨버터 림의 제1 및/또는 제2 림부와 AC 네트워크의 각 위상을 포함하고 DC 네트워크를 바이패스하는 복수의 주 전류 흐름 경로의 형성을 가져다준다. 따라서 대부분의 고장 전류는 AC 네트워크와 제1 및/또는 제2 림부 내에서 순환된다. 즉, 전류는 제1 및/또는 제2 림부를 통하여 AC 네트워크로부터 컨버터 림의 AC 단자로 흐르고, AC 단자를 거쳐 AC 네트워크로 되돌아간다.
전력 전자 컨버터의 제1 실시형태의 동작과 마찬가지로, 이와 같은 2차 스위칭 소자의 동작은 DC 네트워크를 통하여 흐르는 전류의 양을 거의 영전류로 저감시켜, DC 네트워크의 고장이 전력 전자 컨버터로부터 분리되게 할 수 있으며, 이 고장 분리는 영전류에서 회로 차단기에 대해 정상적으로 사용된 표준형 AC측 회로 차단기 등의 회로 차단기 또는 아이솔레이터를 이용하여 실행되어도 좋다.
DC 네트워크의 고장이 분리, 수리된 후에, 각 모듈의 2차 스위칭 소자는 사용 시에, 제1 및/제2 림부의 체인 링크 컨버터가 각각의 DC 단자와 AC 단자 사이의 전압차를 옵셋하기 위해 동시에 영전압으로부터 동시에 양전압이 제공되도록 제어가능하다. 이는 단선과 이에 따른 컨버터 림 내의 주 전류 흐름 경로를 제거하고, 이에 따라 전력 전자 컨버터의 정상적인 동작의 재개를 가능하게 한다.
전력 전자 컨버터의 제3 실시형태는 도 6에 도시되어 있다. 각각의 전자블록은 체인 링크 컨버터(66)와 직렬로 접속된 1차 스위칭 소자(58)를 포함한다. 도 6에서, 제1 및 제2 림부(54, 56) 각각의 1차 스위칭 소자(58)는 사용 시에 AC 네트워크(52)에 접속되는 AC 단자(46)에 접속되어 있고, 제1 및 제2 림부(54, 56) 각각의 체인 링크 컨버터(66)는 사용 시에 DC 네트워크(48)에 접속되는 각각의 DC 단자(42, 44)에 접속되어 있다.
제1 및 제2 림부 각각의 체인 링크 컨버터와 1차 스위칭 소자(58) 사이의 직렬 접속(series connection)이란, 다른 실시형태에서는, 이 구성요소들이 AC 단자와 각각의 DC 단자 사이에 역순으로 접속되어도 좋다는 것을 의미한다.
다른 실시형태에서는, 각 림부의 각 전자블록의 체인 링크 컨버터와 1차 스위칭 소자의 구조 및 수는 전력 전자 컨버터의 요구 전압에 따라 변경되어도 좋다.
전자블록이 적어도 하나의 1차 스위칭 소자와 적어도 하나의 체인 링크 컨버터를 포함하는 실시형태에 있어서, 단선은 주 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 앞서 설명한 바와 같이 사용 시에 상기 또는 각각의 1차 스위칭 소자와 상기 또는 각각의 체인 링크 컨버터를 제어함으로써 형성될 수 있다.
본 발명의 제4 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터는 도 7에 도시되어 있다. 이 전력 전자 컨버터는 DC 네트워크(48)와 AC 네트워크(52)를 상호 연결시키기 위해 직렬 접속된 스위칭 소자(70)의 2개의 병렬 접속 세트를 포함하는 위상 소자(68)를 포함한다. 각각의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)는 역병렬 다이오드와 병렬로 접속된 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar transistor)를 포함한다. 각각의 병렬 접속 세트의 직렬 접속된 스위칭 소자(70) 사이의 접합은 AC 네트워크(52)를 접속하기 위한 AC 단자(46)를 규정한다.
또한 전력 전자 컨버터는 위상 소자(68)의 DC측에 제공된 DC 전압을 변경하기 위한 파형 합성기로서 작용하는 보조 컨버터(72)를 포함한다. 보조 컨버터(72)는 1개의 위상 컨버터 림을 형성하기 위해 위상 소자(68)와 병렬로 접속되어 있다. 다른 실시형태에서는, 보조 컨버터(72)는 1개의 위상 컨버터 림을 형성하기 위해 위상 소자(68)와 직렬로 접속되어도 좋다.
직렬 접속된 스위칭 소자(70)는 일반적으로 50Hz 또는 60Hz인, AC 네트워크(52)의 주파수의 사이클마다 한 번씩 스위치 온, 오프 시키도록 제어된다.
직렬 접속된 스위칭 소자(70)의 동기식 스위칭(synchronized swithcing)은 블록 스위칭 기술의 사용을 가능하게 하고, 이에 따라 접지 레벨 제어와 전력 전자 컨버터 장비 사이의 광섬유 통신 채널의 수를 최소화시킬 수 있다.
보조 컨버터(72)는 위상 소자(68)의 DC측에 제공하기 위한 정류된 정현파에 거의 근접하는 파형을 합성하기 위해 DC 전압을 변경한다. 이는 위상 소자(68)의 AC측에 최소의 고조파 왜곡을 갖는 거의 완전한 정현파의 생성을 가져다준다. 따라서 전력 전자 컨버터는 전력 품질을 제어하기 위해 전력 전자 컨버터의 AC측에 고조파 필터를 필요로 하지 않는다.
이는 직렬 접속된 스위칭 소자(70)가 거의 영전압으로 스위칭되는 것을 가능하게 하며, 따라서 전력 전자 컨버터의 정상적인 동작 중에 스위칭 손실이 거의 영으로 되게 한다.
다른 실시형태에서는, 보조 컨버터는 다른 리플 성분(ripple component)을 생성하거나 위상 소자의 DC측의 리플 전압의 크기를 최소화시키기 위해 다른 파형을 합성하도록 DC 전압을 변경하여도 좋다.
보조 컨버터(72)를 사용한다는 것은, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(70)의 스트링(string)에 제공되는 전압 프로파일을 이용하고 그 전압 프로파일이 보조 컨버터(72)에 의해 제어되어, 높은 전압 스텝보다는 오히려 파형을 서서히 변화시키는 것이 직렬 접속된 스위칭 소자(70)에 제공되는 것을 의미한다. 따라서 주 컨버터 디자인 내에 복잡한 능동 게이트 드라이브와 큰 전압 공유 성분의 필요성이 없어, 보다 간단하고 비용이 저렴하며 더 효율적인 하드웨어를 실현할 수 있다.
또한 보조 컨버터(72)를 사용하면, 고장 상태(fault condition) 중에 저감 전압(reduced voltage)으로 부드러운 스위칭을 용이하게 하는 것이 요구되는 경우 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)에 부과된 전압을 영(또는 최소값)으로 급속히 강하(ramp)시키게 할 수 있다.
도 7에서의 보조 컨버터(72)는 체인 링크 컨버터이다. 체인 링크 컨버터(66)는 도 8에 도시한 바와 같이, 직렬로 접속된 2상한 유니폴라 모듈(74)로 구성된다. 하나 이상의 보조 컨버터의 사용을 이용하는 다른 실시형태에서는, 체인 링크 컨버터가 직렬로 접속된 4상한 바이폴라 모듈로 구성되어도 좋다는 것이 예상된다
일련의 모듈(74)로 구성되는 보조 컨버터(72)를 사용하면, 위상 소자(68)의 DC측에 제공되는 DC 전압의 변경이 가능하여 복합 파형을 추적(track)할 수 있다. 따라서 기본 주파수 전압 및 고조파 주파수 전압 모두가 위상 소자(68)의 DC측에 구성되고 단일 위상에 기초하여 위상 소자(68)의 AC측으로 통과되는 것이 가능하기 때문에 액티브 필터링 기능(active filtering capability)을 제공할 수 있다.
일련의 모듈(74)로 구성된 보조 컨버터(72)의 사용은 위상 소자(68)의 DC측에 제공되는 출력 파형을 구성하기 위해 보다 적은 셀을 간단히 이용함으로써 국부적 고장 상태와 원격 고장 상태의 경우에 위상 소자(68)의 AC측 전압의 급속한 감소를 가능하게도 한다.
본 발명의 제5 실시형태에 따른 3상 멀티레벨 전력 전자 컨버터는 도9에 도시되어 있다.
이 3상 멀티레벨 컨버터는 전기 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 형성하기 위해 직렬로 접속된 3개의 단상 컨버터 림(single phase converter limb)을 포함한다.
3상 컨버터의 단상 컨버터 림 각각의 구조와 기능은 도 7 및 도 8에 도시한 단상 컨버터 림의 구조와 기능과 같다. 다른 실시형태에서는, 2상한 유니폴라 모듈을 4상한 바이폴라 모듈로 대체하여도 좋다.
다중 보조 컨버터의 사용을 이용하는 각 실시형태에 있어서, 그 보조 컨버터들은 서로 독립적으로 120 전기 각도(electric degree)로 떨어져 동작한다.
사용 시에, 각각의 3상 멀티레벨 전력 전자 컨버터에서의 DC 출력 전압은 120 전기 각도로 떨어져 동작하는 개개의 합성 파형의 합이다. 정상 동작 시에, 이들 합은 각 컨버터의 출력에서 6차 고조파 리플 전압에 대한 것이다.
위에서 설명한 바와 같이, 다른 실시형태에서는, 다른 리플 성분을 생성하거나 각 전력 전자 컨버터의 출력측의 리플 전압의 크기를 최소화시키기 위해 다른 파형을 합성시켜도 좋다는 것이 예상된다.
전력 전자 컨버터의 각각은 DC 전송 방식(transmission scheme)의 1개의 "폴(pole)"을 생성한다는 것이 예상된다. 바이폴 방식(bi-pole scheme)은 설치 시에 DC측에 2개의 이러한 폴을 직렬로 접속함으로써 구성된다.
30 전기 각도의 추가적인 위상 시프트(phase shift)는 3상 성형 결선(3-phase star winding)을 델타 결선(실용적으로는 1차측에 있어도 좋다)으로 구성하거나 보다 복잡한 상호접속된 성형(inter-connected star)(또는 지그재그) 2차 구조를 도입함으로써 변압기 연결부(76)에 의해 도입되어도 좋다. 이는, DC 출력 리플이 크기 감소되어 12차 고조파 파형으로 된다는 이점이 있다.
보조 컨터버(72)의 캐패시터(체인 모듈 내의 모든 캐패시터)는 도 2에 도시한 종래기술의 멀티레벨 컨버터 구조에 의해 경험으로 알게 된 기본 전류 성분보다 오히려 2차 고조파 전류 성분을 전도시킨다. 따라서 같은 전류 정격(current rating)에 대하여, 리플 전압 익스커션(voltage excursion)을 제어하기 위해 필요로 하는 캐패시턴스는 약 1/2값이다.
더구나, 전력 전자 컨버터의 각 보조 컨버터(72)에서 필요로 하는 모듈은, 도 2에 도시한 종래기술의 구조에서 필요로 하는 것보다는 상당히 적다.
보조 컨버터(72)의 사용에 기반한 컨버터가 AC측 컨버터 생성 전압의 크기와 위상 각(angle)을 제어함으로써 모두 4상한(four quadrant)으로 동작하므로, 그 컨버터는 정류기로서 작용하여 무효전력을 흡수하거나 생성하도록 제어되도록 좋다.
도 10에 도시한 제6 실시형태와 같은 다른 실시형태에서는, 3개의 단상 컨버터 림은 3상 전력 전자 컨버터를 형성하기 위해 병렬로 접속되어도 좋다.
동적 상호작용(dynamic interaction)을 최소화하기 위해, 각 단상 컨버터 림과 그 이웃하는 단상 컨버터 림 사이에 버퍼 리액터(buffer reactor)(78)가 연결되어 있다.
도 11은 DC 네트워크의 고장 발생 중에 도 9의 전압원 컨버터의 동작을 나타낸 것이다.
전력 전자 컨버터에서 높은 고장 전류(62)를 유발시키는 DC 네트워크(48)의 고장(60)이 있는 경우, 하나 이상의 각 위상 소자(68)의 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)는 사용 시에, 동시적으로 온 상태로 되게 하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴온되도록 제어 가능하다. 이는 도 12에 도시한 바와 같이, 접속된 AC 네트워크(52)와 위상 소자(68)의 각 위상을 포함하고 DC 네트워크(48)를 바이패스하는 주 전류 흐름 경로의 형성을 가져다 준다. 따라서 대부분의 고장 전류(62)는 AC 네트워크(48)와 위상 소자(68) 내에서 순환된다. 즉, 고장 전류(62)는 AC 네트워크(52)의 각 위상으로부터, 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)를 통하여 위상 소자(68)의 AC 단자(46)로 흘려서 각 AC 단자(46)를 거쳐 AC 네트워크(52)로 되돌아간다.
사용 시에, 각 위상 소자(68)의 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)는 다른 위상 소자(68)의 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)와 동시에 또는 개별적으로, 동시적으로 온 상태로부터 스위칭되어도 좋다.
이와 같이, 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)의 동작은 DC 네트워크(48)를 통하여 흐르는 전류의 양을 거의 영전류로 감소시켜, DC 네트워크(48)의 고장(62)이 전력 전자 컨버터로부터 분리되게 할 수 있다.
고장(60)의 분리는 영전류에서 차단되는 회로에 정상적으로 사용되는 표준형 AC측 회로 차단기와 같은 회로 차단기 또는 아이솔레이터를 이용하여 실시되어도 좋다.
DC 네트워크(48)의 고장을 분리, 수리한 후에는, 위상 소자(68)의 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)는 동시적으로 온 상태에서 동시적으로 오프 상태로 되게 하여 전력 전자 컨버터의 정상적인 동작을 재개할 수 있도록 동시 또는 개별적으로 턴오프되어도 좋다.
사용 시에, 각 위상 소자(68)의 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)는 다른 위상 소자(68)의 직렬로 접속된 스위칭 소자(70)와 동시 또는 개별적으로, 동시적으로 온 상태에서 동시적으로 오프 상태로 스위칭하여도 좋다.
본 발명의 실시형태에서는, 각 스위칭 소자는 각 스위칭 소자를 통하여 흐르는 소정 레벨의 전류로 턴오프된다. 바람직하게는, 이와 같이 소정 레벨의 전류는 각 스위칭 소자를 통하여 흐르는 전류의 피크값 이하이고 및/또는 이 소정 레벨의 전류는 영전류이다.
저전류 또는 영전류에서의 각 스위칭 소자의 소프트 스위칭은 각 스위칭 소자의 스위칭 손실을 최소화시키며, 이에 의해 전력 전자 컨버터의 전체 효율이 향상된다.
상기한 각 방법에 더하여, AC 네트워크의 각 하나를 포함하고 전력 전자 컨버터 및 DC 네트워크를 바이패스하는 하나 이상의 보조 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 하나 이상의 보조 단선을 형성함으로써 DC 네트워크로의 고장 전류의 흐름을 최소화시키는 것도 가능하다.
예를 들면, 보조 전류 흐름 경로는 AC 네트워크의 2개 이상의 위상을 가로지르는 보조 단선을 형성하기 위해, 기계식 또는 직렬 접속 스위칭 소자를 포함하는 외부 크로우바 회로를 제어함으로써 규정하여도 좋다.
보조 전류 흐름 경로의 형성은 고장 전류를 주 전류 흐름 경로와 보조 전류 흐름 경로 사이에 분배시키는 것은 물론, 기계식 스위칭의 도움으로 보조 전류 흐름 경로를 형성할 때 동작 속도를 향상시키는 것도 가능하게 한다.

Claims (49)

  1. 사용 시에 DC 네트워크(48)와 하나 이상의 AC 네트워크(52)를 상호 연결시키는 복수의 스위칭 소자(70)를 포함하는 고전압 직류 전력 전송 및 무효전력 보상에 사용하기 위한 전력 전자 컨버터에 있어서,
    상기 복수의 스위칭 소자(70)는 사용 시에, 하나 이상의 주 전류 흐름 경로(primary current flow path)를 규정하기 위해 전력 전자 컨버터 내에 하나 이상의 단선(short circuit)을 형성하도록 제어되고, 상기 주 전류 흐름 경로는 전력 전자 컨버터와 AC 네트워크(52)들의 각 하나를 포함하고 DC 네트워크(48)를 바이패스하며,
    상기 스위칭 소자(70)는 사용 시에 AC 전압 및 DC 전압을 상호 연결시키기 위해 2개의 병렬 접속 세트로된 직렬 접속 스위칭 소자(70)를 포함하는 적어도 하나의 위상 소자(68)를 형성하고, 직렬 접속된 스위칭 소자(70)들의 각 세트의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)들 사이의 접합(junction)은 AC 네트워크에의 접속을 위한 AC 단자를 규정하고,
    보조 컨버터(72)가 상기 적어도 하나의 위상 소자와 병렬 또는 직렬로 접속되고, 상기 보조 컨버터(72)는 상기 적어도 하나의 위상 소자의 DC측에 제공되는 DC 전압을 변경하는 파형 합성기(waveform synthesizer)로서 작용하며, 이에 의해 보조 컨버터(72)와 상기 적어도 하나의 위상 소자(68)가 단상 컨버터 림(single phase converter limb)을 형성하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    복수의 단상 컨버터 림은 다상(multi-phase) 전력 전송을 위한 2단자 DC 네트워크를 규정하도록 회로의 DC측에 병렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    복수의 단상 컨버터 림은 다상 전력 전송을 위한 2단자 DC 네트워크를 규정하도록 회로의 DC측에 직렬로 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    복수의 위상 소자(68)를 포함하고, 각 위상 소자의 AC 단자는 사용 시에, 다상(multi-phase) AC 네트워크의 각각의 위상(phase)에 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 위상 소자(68)의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)는 사용 시에, 동시적으로 온 상태(on-state)로 되게 하기 위해 동시 또는 개별적으로 턴온되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  6. 제4항에 있어서,
    각각의 위상 소자(68)의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)는 사용 시에, 위상 소자들 중 하나의 직렬 접속된 스위칭 소자가 다른 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자와 동시 또는 개별적으로, 동시적으로 온 상태로 되게 스위칭되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)는 사용 시에, 동시적으로 온 상태(on-state)에서 동시적으로 오프 상태(off-state)로 되게 스위칭하기 위해, 동시 또는 개별적으로 턴오프되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    복수의 위상 소자들(68)을 포함하고, 각 위상 소자의 AC 단자는 사용 시에 다상 AC 네트워크의 각각의 위상에 접속되고, 각각의 위상 소자(68)의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)는 사용 시에, 위상 소자들의 하나의 직렬 접속된 스위칭 소자가 다른 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자와 동시에 또는 개별적으로, 동시적으로 온 상태에서 동시적으로 오프 상태로 되게 스위칭되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 보조 컨버터(72)는 체인 링크 컨버터(66)인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 체인 링크 컨버터(66)는 직렬로 접속된 일련의 모듈(a chain of modules)을 포함하고, 각각의 모듈은 에너지 저장장치와 병렬로 접속된 적어도 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하며, 사용 시에, 직렬로 접속된 일련의 모듈을 제어하는 상기 2차 스위칭 소자는, 계단식 가변 전압원(stepped variable voltage source)을 제공하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    각각의 모듈은 영(zero)전압 또는 양(positive)전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 2상한 유니폴라 모듈(2-quadrant unipolar module)을 규정하기 위해 하프 브릿지 배열(half-bridge arrangement)로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 한 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  12. 제10항에 있어서,
    각각의 모듈은 영전압, 음전압 또는 양전압을 제공하여 두 방향으로 전류를 흐르게 할 수 있는 4상한 바이폴라 모듈(4-quadrant bipolar module)을 규정하기 위해 풀 브릿지 배열로 에너지 저장장치와 병렬 접속된 두 쌍의 2차 스위칭 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 제10항에 있어서,
    상기 에너지 저장장치 또는 각각의 에너지 저장장치는 캐패시터, 연료전지, 광전지, 배터리 또는 연관된 정류기를 갖는 보조 AC 발전기인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  16. 제1항에 있어서,
    각 스위칭 소자는 반도체 디바이스를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 반도체 디바이스는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴 오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 절연 게이트 정류 사이리스터 또는 통합 게이트 정류 사이리스터인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 반도체 디바이스는 역병렬 다이오드와 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  19. 제7항에 있어서,
    각 스위칭 소자(58)는 사용 시에, 각각의 스위칭 소자를 통하여 흐르는 소정 레벨의 전류(predetermined level of current)로 턴오프되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 소정 레벨의 전류는 각각의 스위칭 소자를 통하여 흐르는 전류의 피크값 이하인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 소정 레벨의 전류는 영전류인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터.
  22. 제1항에 따른 전력 전자 컨버터의 동작방법으로서,
    DC 네트워크(48)의 고장 검출 시에, 하나 이상의 주 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 전력 전자 컨버터 내에 하나 이상의 단선(short circuit)을 형성하도록 복수의 스위칭 소자(70)를 제어하는 단계를 포함하고,
    상기 전류 흐름 경로 또는 각각의 전류 흐름 경로가 AC 네트워크(52)들의 각 하나와 전력 전자 컨버터를 포함하고 DC 네트워크(48)를 바이패스하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  23. 삭제
  24. 제22항에 있어서,
    상기 전력 전자 컨버터는 복수의 위상 소자들(68)을 포함하고, 각 위상 소자의 AC 단자는 사용 시에 다상 AC 네트워크의 각각의 위상에 접속되고, 상기 단선 또는 각각의 단선은 동시 또는 개별적으로 턴온되어, 동시적으로 온 상태로 되도록 하기 위해 상기 위상 소자 또는 각각의 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자를 제어함으로써 형성되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  25. 제24항에 있어서,
    각 위상 소자(68)의 직렬 접속된 스위칭 소자(70)는, 위상 소자들 중 하나의 직렬 접속된 스위칭 소자가 다른 위상 소자의 직렬 접속된 스위칭 소자와 동시에 또는 개별적으로, 동시적으로 온 상태로 되게 스위칭되도록 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  26. 삭제
  27. 제22항에 있어서,
    상기 단선 또는 각각의 단선 형성 후에 DC 네트워크의 고장이 절연되는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  28. 제25항에 있어서,
    하나 이상의 아이솔레이터(isolator) 또는 하나 이상의 회로 차단기를 이용하여 상기 DC 네트워크(48)의 고장이 절연되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  29. 제25항에 있어서,
    상기 DC 네트워크(48)의 고장 분리 후에 상기 단선 또는 각각의 단선을 제거하도록 스위칭 소자를 제어하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  30. 삭제
  31. 삭제
  32. 제28항에 있어서,
    각 스위칭 소자는 각각의 스위칭 소자를 통하여 흐르는 소정 레벨의 전류로 턴오프되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 소정 레벨의 전류가 각각의 스위칭 소자를 통하여 흐르는 전류의 피크값 이하인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  34. 제32항에 있어서,
    상기 소정 레벨의 전류는 영전류인 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  35. 제22항에 있어서,
    DC 네트워크(48)의 고장 검출 시에, AC 네트워크(52)들의 각 하나를 포함하고 전력 전자 컨버터와 DC 네트워크(48)를 바이패스하는 하나 이상의 보조 전류 흐름 경로를 규정하기 위해 하나 이상의 보조 단선을 형성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  36. 제34항에 있어서,
    보조 단선 또는 각각의 보조 단선이 AC 네트워크(52)의 2개 이상의 위상(phase)을 가로질러 형성되는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
  37. 제34항에 있어서,
    보조 단선 또는 각각의 보조 단선이 적어도 하나의 외부 크로우바 회로(crowbar circuit)를 제어함으로써 형성되고, 상기 크로우바 회로 또는 각각의 크로우바 회로는 하나 이상의 기계식 스위치 또는 반도체 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 전자 컨버터의 동작방법.
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