KR101727778B1 - 하이브리드 ｈｖｄｃ 컨버터 - Google Patents

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안드레 파울로 카넬하스
콜린 차녹 데이비슨
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제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하
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Abstract

본 발명은 DC 네트워크(26)에의 사용중 접속을 위한 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)를 구비한 적어도 하나의 컨버터 다리(22)를 포함한, 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터(20a)에 관한 것이다. 각각의 컨버터 다리(22)는 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b) 사이에서 접속된 적어도 하나의 제1 컨버터 블록(32) 및 적어도 하나의 제2 컨버터 블록(34)을 포함한다. 각각의 제1 컨버터 블록(32)은 AC 네트워크(30)에의 사용중 접속을 위한 적어도 하나의 제1 AC 단자(28) 및 복수의 선로 전환형 사이리스터(36)를 포함한다. 각각의 제2 컨버터 블록(34)은 복수의 자기 전환형 스위칭 요소를 포함한 적어도 하나의 보조 컨버터를 포함한다. 자기 전환형 스위칭 요소는 컨버터 다리(22)의 DC 측에 나타나는 DC 전압을 수정하고 및/또는 전력 전자 컨버터(20a)의 AC 측에서의 AC 전압 및 AC 전류를 수정하는 전압을 주입하도록 사용중에 제어가능하다.

Description

하이브리드 ＨＶＤＣ 컨버터{HYBRID HVDC CONVERTER}
본 발명은 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에서 사용되는 전력 전자 컨버터에 관한 것이다.
전력 전송 네트워크에 있어서, 교류(AC) 전력은 가공 선로(overhead line) 및/또는 해저 케이블을 통한 전송을 위해 일반적으로 직류(DC) 전력으로 변환된다. 이러한 변환은 전송 선로 또는 케이블에 의해 부여되는 AC 용량 부하 효과를 보상할 필요가 없게 하고, 그에 따라서 선로 및/또는 케이블의 킬로미터 당 비용을 감소시킨다. 그러므로, AC에서 DC로의 변환은 전력을 장거리에 걸쳐 전송할 필요가 있을 때 비용 효율적으로 된다.
AC에서 DC로의 전력 변환은 상이한 주파수로 운용되는 AC 네트워크를 상호접속할 필요가 있는 전력 전송 네트워크에서 또한 활용된다.
임의의 이러한 전력 전송 네트워크에 있어서, 필요한 변환을 실행하기 위해 AC 전력과 DC 전력 사이의 각 계면에서 컨버터가 필요하고, 이러한 형태의 2가지의 컨버터는 선로 전환형 컨버터(line commutated converter; LCC)와 전압원 컨버터(voltage source converter; VSC)이다.
한가지 형태의 공지된 컨버터는 AC 전력과 DC 전력 간의 변환을 달성하기 위해 12-펄스 선로 전환형 컨버터(LCC) 구조에서 대형 사이리스터의 배열에 기초를 둔다. 이러한 컨버터는 3000 내지 4000 암페어에서 연속 동작이 가능하고, 수 기가와트의 전력을 처리할 수 있는 공장 설비용으로 적합하다.
이러한 종래의 컨버터에 기반한 발전소는 컨버터가 접속되는 AC 네트워크로부터 상당한 량의 무효 전력(reactive power)을 흡수한다. 또한, LCC 구조의 12-펄스 성질은 컨버터 전류에서 높은 수준의 고조파 왜곡을 유도한다. 결국, 상기 2가지의 요소들은 종래의 발전소가 필요한 무효 전력을 제공하고 고조파 전류를 필터링하기 위해 대형의 수동 인덕터 및 커패시터를 사용할 필요가 있다는 것을 의미한다. 이 때문에 컨버터 하드웨어의 사이즈, 무게 및 비용이 증가한다.
또한, 관련 변압기 및 AC 네트워크의 임피던스로부터 발생하는 고유의 규제 효과는 전류 흐름의 증가와 함께 DC 측 전압의 감소를 유도한다. 이것은 전력 흐름이 증가함에 따라서 DC 전류에 대한 DC 전압 특성에서 고유의 음의 기울기(negative slope)로서 보여진다.
홍보 지앙(Hongbo Jiang) 등의 "하이브리드 컨버터의 고조파 수집" 및 오아라만 비(Oahraman B) 등의 "HVDC 전송을 위한 VSC 기반 시리즈 하이브리드 컨버터"에는 각각 전력 전자 컨버터 내에서 사이리스터 컨버터와 전압원 컨버터를 결합하는 일반적인 원리에 대하여 개시되어 있고, 여기에서 사이리스터 컨버터는 AC 전력과 DC 전력 간의 변환을 제공하는 것이고 전압원 컨버터는 무효 전력의 제공 및 고조파 전류의 제어를 행하는 것이다.
그러나, 어떠한 논문도 전압원 컨버터에 모듈형의 다중 셀 구조를 포함시키는 것과는 관련이 없다.
본 발명의 제1 양태에 따르면, 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상시에 사용되는 전력 전자 컨버터가 제공되고, 이 전력 전자 컨버터는 DC 네트워크에 대한 사용중 접속을 위한 제1 및 제2 DC 단자를 포함한 적어도 하나의 컨버터 다리(limb)를 포함하며, 각각의 컨버터 다리는 제1 DC 단자와 제2 DC 단자 사이에서 접속된 적어도 하나의 제1 컨버터 블록 및 적어도 하나의 제2 컨버터 블록을 포함하고; 각각의 제1 컨버터 블록은 AC 네트워크에 대한 사용중 접속을 위한 복수의 선로 전환형 사이리스터 및 적어도 하나의 제1 AC 단자를 포함하고, 각각의 제2 컨버터 블록은 적어도 하나의 보조 컨버터를 포함하고; 각각의 보조 컨버터는 체인 링크(chain-link) 컨버터를 포함하고, 각각의 체인 링크 컨버터는 직렬 접속된 모듈들의 체인을 포함하고, 각 모듈은 양극 또는 음극 전압을 제공함과 아울러 전류를 일방향으로 전도시킬 수 있는 2-사분면 바이폴라 모듈을 규정하도록 풀 브릿지 배열로 에너지 저장 장치와 병렬로 접속된 2쌍의 스위칭 요소를 포함하고, 각각의 스위칭 요소 쌍은 직렬로 접속된 하나의 자기 전환형 스위칭 요소 및 하나의 다이오드를 포함하고, 자기 전환형 스위칭 요소는 직렬로 접속된 모듈들의 각 체인이 컨버터 다리의 DC 측에 나타나는 DC 전압을 수정하고 및/또는 컨버터의 AC 측에서의 AC 전압 및 AC 전류를 수정하기 위한 연속적으로 변화하는 전압원을 제공하도록 사용중에 제어가능하다.
제1 및 제2 컨버터 블록을 제공함으로써 AC 전력과 DC 전력 간의 변환을 위한 선로 전환형 사이리스터와, 무효 전력 제공 및 고조파 전류의 제어시에 개선된 성능을 제공하는 자기 전환형 스위칭 요소를 포함한 하이브리드 전력 전자 컨버터가 형성된다. 이 개선된 성능은 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터와 같은 자기 전환형 스위칭 요소의 고속 스위칭 특성 및 고유의 턴온 및 턴오프 능력으로부터 야기된다. 이것은 선로 전환형 컨버터에 의해 유도되는 고조파 전류 및 무효 전력을 보상하기 위해 더 이상 대형의 고조파 필터 및 커패시터를 사용할 필요가 없기 때문에 컨버터의 사이즈, 무게 및 비용을 감소시킨다.
각각의 보조 컨버터는 제어된 전압 파형을 전력 전자 컨버터의 AC 측 및/또는 DC 측에 주입하도록 동작할 수 있다. 주입된 전압 파형은 AC 측 및/또는 DC 측의 전압 및 전류의 형상을 수정하여 실 전력 및 무효 전력의 흐름을 제어하기 위해 사용될 수 있고, 그에 따라서 전력 전자 컨버터의 성능이 개선된다. 예를 들면, 전압 파형은 통상적으로 선로 전환형 사이리스터에 기반한 전력 변환시에 증가된 전류 및 전력 흐름과 관련된 DC 측 전압 강하를 최소화하기 위해 주입될 수 있다.
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체인 링크 컨버터의 구조는 체인 링크 컨버터에 각각 전압을 제공하는 복수의 모듈을 삽입함으로써, 개별 모듈에 의해 제공되는 전압보다 더 높은 결합 전압을 구축할 수 있다. 결합 전압의 값을 변화시킴으로써, 체인 링크 컨버터는 가변 진폭 및 위상 각을 가진 전압 파형을 발생시키도록 동작할 수 있다.
또한, 체인 링크 컨버터의 구조는 전형적으로 훨씬 더 높은 전압 정격을 가진 선로 전환형 사이리스터와 함께 자기 전환형 스위칭 요소를 또한 사용할 수 있게 한다. IGBT와 같은 자기 전환형 스위칭 요소는 전형적으로 전압 정격이 낮으며, 이것은 이러한 자기 전환형 스위칭 요소에 기반한 종래의 전압원 컨버터가 종래의 12-펄스 선로 전환형 사이리스터 컨버터보다 더 낮은 플랜트 정격(plant rating)을 갖는 경향이 있음을 의미한다. 그러나, 체인 링크 컨버터가 결합 전압을 구축하는 능력은 각 모듈의 자기 전환형 스위칭 요소가 각각의 자기 전환형 스위칭 요소의 개별 전압 정격을 초과하는 전압 레벨과 관련될 수 있고, 따라서 하이브리드 전력 전자 컨버터에서 선로 전환형 사이리스터와 함께 사용될 수 있음을 의미한다.
양극 또는 음극 전압을 제공하는 4-사분면 바이폴라 모듈의 능력은 각각의 체인 링크 컨버터의 양단 전압이 양극 또는 음극 전압을 제공하는 모듈들의 조합으로부터 구축될 수 있음을 의미한다. 따라서 개별적인 에너지 저장 장치의 에너지 준위는 양극 전압과 음극 전압이 번갈아 발생하도록 모듈들을 제어함으로써 최적의 레벨로 유지될 수 있다. 4-사분면 바이폴라 모듈의 구조는 또한, 전력 전자 컨버터가 반전하는 DC 측 전압의 존재하에 동작하여 전류 흐름을 단지 한 방향으로만 유지하면서 역의 전력 흐름을 가능하게 한다.
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보조 컨버터가 단방향 전류와 함께 양극 또는 음극 전압을 제공하기 위해서만 필요한 때, 각 쌍에 있는 하나의 자기 전환형 스위칭 요소를 다이오드로 교체함으로써 바이폴라 모듈의 설계를 단순화할 수 있다.
바람직하게, 각각의 에너지 저장 장치는 커패시터, 연료 전지, 배터리, 또는 관련 정류기를 구비한 보조 AC 발전기를 포함한다.
이러한 융통성은 장비의 가용성이 장소 및 운송 곤란성 때문에 변할 수 있는 다른 위치에서 컨버터 스테이션을 설계할 때 유용하다. 예를 들면, 해양 풍력 기지에서 각 모듈의 에너지 저장 장치는 풍력 터빈에 접속된 보조 AC 발전기의 형태로 제공될 수 있다.
각 모듈의 각 스위칭 요소는 바람직하게 반도체 소자를 포함한다. 이러한 반도체 소자는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터, 또는 통합 게이트 전환형 사이리스터의 형태를 가질 수 있다.
반도체 소자의 사용은 이러한 소자가 크기 및 무게가 작고 비교적 낮은 전력 소산을 가져서 냉각 장비의 필요성을 최소화하기 때문에 유리하다. 그러므로, 반도체 소자를 사용하면 전력 컨버터의 비용, 사이즈 및 무게를 크게 감소시킬 수 있다.
이러한 반도체 소자의 고속 스위칭 능력은 각각의 체인 링크 컨버터가 전력 전자 컨버터의 AC 측 및/또는 DC 측으로의 주입을 위해 복합 파형을 합성할 수 있게 한다. 이러한 복합 파형의 주입은 예를 들면 전형적으로 선로 전환형 사이리스터에 기반한 전력 전자 컨버터와 연관된 고조파 왜곡의 레벨을 최소화하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 이러한 반도체 소자를 포함하면 체인 링크 컨버터가 AC 측 및 DC 측 장애의 발생에 신속하게 응답할 수 있고, 그에 따라서 전력 전자 컨버터의 장애 보호를 개선한다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 각각의 보조 컨버터는 선로 전환형 사이리스터 양단 전압을 오프셋시키는 전압을 발생시켜서 각각의 선로 전환형 사이리스터 양단 전압을 최소화하게끔 동작할 수 있다.
이 특징은 선로 전환형 사이리스터가 거의 제로 전압에서 스위칭하게 함으로써 스위칭 손실 및 전자기 간섭을 최소화한다는 점에서 유리하다. 거의 제로 전압 스위칭의 사용에 의해 에러를 공유하는 전압 및 선로 전환형 사이리스터에 의해 나타나는 전압의 변화율이 또한 감소되기 때문에, 컨버터 하드웨어 및 관련 스너버 컴포넌트의 설계를 단순화할 수 있게 된다.
다른 실시형태에 있어서, 각각의 보조 컨버터는 AC 또는 DC 네트워크에서 사용중에 장애에 의해 생성된 전류의 흐름을 방해하는 전압을 발생시키도록 동작할 수 있다.
보조 컨버터는 장애 전류(fault current)를 소멸시키는데 필요한 방해 전압을 제공하여 전력 전자 컨버터 컴포넌트에 대한 손상을 방지하는 전압을 주입하기 위해 사용될 수 있다. 전압 변환 및 장애 전류 소멸을 둘 다 실행하는 전력 전자 컨버터 컴포넌트를 사용함으로써, 회로 차단기 또는 절연체와 같은 별도의 보호 회로 장비의 필요성을 단순화 또는 제거할 수 있다. 이로써 하드웨어 사이즈, 무게 및 비용의 면에서 절약을 가져올 수 있다.
추가의 실시형태에 있어서, 각각의 제1 컨버터 블록은 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터의 하나 이상의 병렬 접속된 집합을 포함할 수 있다. 그러한 실시형태에 있어서, 각각의 병렬 접속된 집합의 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터 사이의 중간점은 AC 네트워크의 각 위상에의 사용중 접속을 위한 제1 AC 단자를 규정한다.
선로 전환형 사이리스터의 이러한 배열은 AC 네트워크와 DC 네트워크 사이에서 전력을 이전하기 위해 정류 및 반전 처리를 실시하는 데 사용될 수 있다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 적어도 하나의 제1 컨버터 블록은 제2 컨버터 블록과 병렬로 접속될 수 있고, 병렬 접속된 제1 및 제2 컨버터 블록은 단상 컨버터 요소를 형성한다. 그러한 실시형태에 있어서, 3개의 단상 컨버터 요소가 회로의 DC 측에서 직렬로 또는 병렬로 접속되어 3상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 규정할 수 있다.
제1 및 제2 컨버터 블록의 병렬 접속은 전류를 양방향으로 전도할 수 있는 융통성있는 전력 전자 컨버터를 구성한다.
다른 실시형태에 있어서, 제1 컨버터 블록은 적어도 하나의 다이오드를 또한 포함할 수 있다. 하기의 각 실시형태에 있어서, 제1 컨버터 블록의 선로 전환형 사이리스터는 다이오드로 교체될 수 있다.
다이오드를 이용하여 선로 전환형 사이리스터를 교체하면 전력 전자 컨버터가 AC 네트워크와 DC 네트워크 사이의 역전력 흐름이 제한되는 비대칭 전력 전달 특성을 갖는다. 그러한 전력 전자 컨버터는 AC 네트워크로부터 DC 네트워크로 전력의 수출에 대하여 지나치게 편의(bias)되고 최소의 전력 입력만을 요구하는 풍력 기지와 같은 응용에 적합하다. 결국, 그렇지 않은 경우에 DC 네트워크로부터 AC 네트워크로 전력의 이전을 가능하게 하기 위해 필요한 컨버터 부품들이 생략될 수 있고, 그에 따라서 사이즈, 무게 및 비용을 줄일 수 있다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 제1 컨버터 블록은 회로의 DC 측에서 제2 컨버터 블록과 직렬로 접속되어 다상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 규정할 수 있고, 제1 컨버터 블록은 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터의 복수의 병렬 접속된 집합을 포함하며, 각각의 병렬 접속된 집합의 제1 AC 단자는 AC 네트워크의 각 위상에 접속되고, 제2 컨버터 블록은 복수의 보조 컨버터를 포함하고, 각 보조 컨버터는 AC 네트워크의 각 위상에 대한 사용중 접속을 위한 제2 AC 단자를 포함하며, 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터의 각 병렬 접속된 집합 및 각각의 보조 컨버터는 AC 네트워크의 관련 위상의 AC 전압을 수정하도록 동작할 수 있다. 그러한 실시형태에 있어서, 체인 링크 컨버터를 이용할 때, 각 체인 링크 컨버터의 중간점은 AC 네트워크의 각 위상에 대한 사용중 접속을 위한 제2 AC 단자를 규정한다.
그러한 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 제1 컨버터 블록의 제1 AC 단자가 변압기의 2차 권선에 사용중에 접속되고 제2 컨버터 블록의 제2 AC 단자가 변압기의 3차 권선에 사용중에 접속되도록 변압기를 통해 AC 네트워크에 사용중에 접속될 수 있다.
이러한 전력 전자 컨버터 배열은 보조 컨버터가 AC 및 DC 전압 둘 다를 수정하도록 전압을 주입하여 양방향의 전력 흐름에 기여하게 할 수 있다. 종래의 선로 전환형 사이리스터 기반 컨버터는 전송 전력 및 DC 전류의 레벨이 증가함에 따라 AC 전압의 크기를 감소시키는 다량의 지체 무효 전력을 초래한다. 이러한 컨버터는 컨버터가 최적의 전압 레벨에서 동작하도록 변압기의 비율을 조정함으로써 관련 AC 전압을 안정화시키기 위해 변압기의 1차 권선에서의 온라인 탭 절환기(tap changer)의 사용에 의존한다. AC 네트워크의 각 위상에 대한 보조 컨버터의 직접 접속은 AC 전압 크기의 직접 제어를 가능하게 한다. 결국 각 보조 컨버터의 자기 전환형 스위칭 요소가 필요한 전압 제어를 제공하기 때문에, AC 전압을 안정화하고 제어하기 위해 온라인 탭 절환기가 필요 없게 된다. 탭 절환 장비를 제거함으로써 시스템 신뢰성을 증가시킬 뿐만 아니라 컨버터의 사이즈, 무게 및 비용을 줄일 수 있다.
다른 실시형태에 있어서, 각각의 컨버터 다리(limb)는 제1 및 제2 다리 부분을 규정하도록 2개의 제2 컨버터 블록 사이에 직렬로 접속된 제1 컨버터 블록을 포함할 수 있고, 각 다리 부분은 제1 및 제2 DC 단자의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자 사이에서 보조 컨버터와 직렬로 접속된 적어도 하나의 선로 전환형 사이리스터를 포함하고, 각 다리 부분의 각각의 선로 전환형 사이리스터와 각각의 보조 컨버터는 회로 내에서 및 회로 밖에서 각각의 다리 부분을 스위칭하여 각각의 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작할 수 있다.
대안적으로, 각각의 컨버터 다리는 제1 및 제2 다리 부분을 규정하도록 각각의 제1 컨버터 블록의 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터 사이에서 직렬로 접속된 2개의 제2 컨버터 블록을 포함할 수 있고, 2개의 제2 컨버터 블록 사이의 중간점은 각 컨버터 다리의 제1 AC 단자를 규정하며, 각 다리 부분은 제1 및 제2 DC 단자의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자 사이에서 보조 컨버터와 직렬로 접속된 적어도 하나의 선로 전환형 사이리스터를 포함하고, 각 다리 부분의 각각의 선로 전환형 사이리스터와 각각의 보조 컨버터는 회로 내에서 및 회로 밖에서 각각의 다리 부분을 스위칭하여 각각의 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작할 수 있다.
보조 컨버터가 AC 및 DC 전압 둘 다를 수정하는 전압을 주입하여 양방향으로의 전력의 흐름에 기여하게 하는 것 외에, 이 전력 전자 컨버터 배열은 AC 네트워크에 대한 AC 단자 접속의 수를 감소시킴으로써 더 간단한 배열을 제공한다.
그러한 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 복수의 컨버터 다리를 포함할 수 있고, 각 컨버터 다리의 제1 AC 단자는 다상 AC 네트워크의 각 위상에 사용중에 접속된다.
그러한 전력 전자 컨버터에 있어서, 각 컨버터 다리의 선로 전환형 사이리스터 및 보조 컨버터는 다른 컨버터 다리의 선로 전환형 사이리스터 및 보조 컨버터와 무관하게 동작하고, 따라서 각각의 제1 AC 단자에 접속된 위상에만 영향을 주며, 다른 컨버터 다리의 제1 AC 단자에 접속된 위상에는 영향을 주지 않는다.
다른 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 2개의 컨버터 다리를 포함할 뿐만 아니라, 각 컨버터 다리의 제1 DC 단자와 제2 DC 단자 사이에서 직렬로 접속되고 각 컨버터 다리와 병렬로 접속된 한 쌍의 DC 링크 커패시터를 또한 포함하고, DC 링크 커패시터들 사이의 중간점은 AC 네트워크의 위상에 사용중 접속을 위한 제3 AC 단자를 규정한다.
2개의 컨버터 다리의 제1 AC 단자에서의 파형들을 합성하면 DC 링크 커패시터들 사이의 제3 AC 단자에서 제3 전압 파형이 발생된다. 만일 2개의 합성 파형이 동일한 형상 및 크기를 가지면, 제3 전압 파형은 합성된 파형과 동일한 파형 형상 및 크기를 공유할 것이다.
커패시터 및 인덕터와 같은 컨버터 부품들은 제1 및 제2 컨버터 다리에 대해서만 필요하다. 또한, 전력 전자 컨버터와 글로벌 제어기 사이의 통신 링크는 감소될 수 있다. 이러한 컨버터 부품의 감소는, 3개의 컨버터 다리 모두에 대하여 컨버터 부품을 필요로 하는 종래의 3상 컨버터 배열과 비교할 때, 비용, 공간 엔벨로프 및 작용 효율성에서의 개선을 가져온다.
바람직하게, 적어도 하나의 사이리스터가 제2 컨버터 블록과 병렬로 접속되고, 제2 컨버터 블록의 보조 컨버터는 관련 선로 전환형 사이리스터를 오프 상태로 스위칭하도록 전환 전압을 제공하게끔 동작할 수 있다.
관련 선로 전환형 사이리스터의 턴오프를 보조하기 위해 자기 전환형 스위칭 요소를 사용하면, 전력 전자 컨버터에서의 스위칭 처리를 통한 제어를 개선하고, 그에 따라서 전력 변환의 효율을 증가시킨다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 전력 전자 컨버터는 보조 컨버터와 동작가능하게 연관되는 적어도 하나의 바이패스 메카니즘을 포함하고, 각각의 바이패스 메카니즘은 바이패스 메카니즘을 통한 단락 회로를 초래하여 컨버터 전류가 각각의 보조 컨버터를 바이패스하여 단락 회로를 통해 흐르게 하도록 동작한다.
바람직하게, 각각의 바이패스 메카니즘은 AC 또는 DC 네트워크 또는 전력 전자 컨버터에서 장애를 검출한 때 바이패스 메카니즘을 통하는 단락 회로를 초래하도록 동작한다.
하나 이상의 바이패스 메카니즘을 사용하는 실시형태에 있어서, 각각의 바이패스 메카니즘은 각각의 보조 컨버터와 병렬로 접속될 수 있다.
각각의 바이패스 메카니즘은 바람직하게 스위치를 포함하고, 바이패스 메카니즘은 각각의 스위치를 활성화시켜서 활성화된 스위치를 통하여 단락 회로를 초래하도록 동작할 수 있다. 그러한 스위치는 기계적 바이패스 스위치 또는 반도체 스위치의 형태를 가질 수 있다.
바이패스 메카니즘을 포함하면, 보조 컨버터가 장애 전류를 감소시키기 위해 구동 전압을 방해하고 감소시키는 필요한 전압을 발생할 수 없는 경우에, 또는 그렇지 않은 경우에 보조 컨버터에 직접 인가되는 고전압을 유도하는 전력 전자 컨버터 내에서 전환 실패가 있는 경우에 추가적인 장애 보호 능력을 관련 보조 컨버터에게 제공한다.
이제, 본 발명의 양호한 실시예를 비제한적인 예로서 첨부 도면을 참조하면서 설명한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 보인 도이다.
도 2는 도 1의 전력 전자 컨버터의 동작을 보인 도이다.
도 3은 본 발명의 부분을 형성하지 않는 4-사분면 바이폴라 모듈의 동작을 보인 도이다.
도 4는 50 Hz 정현파 전압 파형의 계단식 발생을 보인 도이다.
도 5는 단순화한 4-사분면 바이폴라 모듈의 동작을 보인 도이다.
도 6은 도 1의 전력 전자 컨버터에서 도 5에 도시된 2-사분면 바이폴라 모듈의 사용을 보인 도이다.
도 7은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 보인 도이다.
도 8은 본 발명의 제3 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터를 보인 도이다.
도 9a 및 도 9b는 도 8의 전력 전자 컨버터의 기본 동작의 벡터도이다.
도 10은 본 발명의 부분을 형성하지 않는 전력 전자 컨버터를 보인 도이다.
도 11은 본 발명의 부분을 형성하지 않는 전력 전자 컨버터를 보인 도이다.
도 12는 DC 네트워크에 장애가 있는 동안에 전력 전자 컨버터 전류를 최소화하기 위한 전력 전자 컨버터의 동작을 보인 도이다.
도 13은 체인 링크 컨버터와 병렬로 접속된 선로 전환형 사이리스터를 보인 도이다.
도 14는 본 발명의 부분을 형성하지 않는 또 다른 전력 전자 컨버터를 보인 도이다.
본 발명의 제1 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터(20a)가 도 1에 도시되어 있다.
전력 전자 컨버터(20a)는 DC 네트워크(26)에의 사용중 접속을 위한 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b) 및 AC 네트워크(30)에의 사용중 접속을 위한 제1 AC 단자(28)를 포함한다.
컨버터 다리(22)는 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b) 사이에서 직렬로 접속된 제1 컨버터 블록(32) 및 제2 컨버터 블록(34)을 포함하고, 이 제1 컨버터 블록(32) 및 제2 컨버터 블록(34)은 3상 AC 네트워크(30)와 전력을 교환하는 2-단자 DC 네트워크를 규정한다.
제1 컨버터 블록(32)은 3개의 병렬 접속된 선로 전환형 사이리스터(36) 쌍을 포함한다. 각 선로 전환형 사이리스터(36) 쌍의 중간점은 3상 AC 네트워크(30)의 각 위상에 사용중 접속을 위한 제1 AC 단자(28)를 규정한다. 제1 AC 단자(28)를 제공함으로써 AC 네트워크(30)와 DC 네트워크(26) 간의 전력 이전이 가능해진다.
제2 컨버터 블록(34)은 병렬로 접속된 3개의 보조 컨버터를 포함하고, 각 보조 컨버터는 직렬로 접속된 모듈들의 체인을 포함한 체인 링크 컨버터이다. 각 체인 링크 컨버터의 중간점은 AC 네트워크(30)의 각 위상에 사용중 접속을 위한 제2 AC 단자(40)를 규정한다.
제1 및 제2 컨버터 블록(32, 34)의 상기 구성은 AC 네트워크(30)의 각 위상이 각각의 병렬 접속된 선로 전환형 사이리스터(36) 쌍 및 각각의 체인 링크 컨버터의 동작에 의해 영향을 받는다는 것을 의미한다. 각각의 선로 전환형 사이리스터(36) 및 각각의 체인 링크 컨버터의 동작은 이들이 접속된 위상에만 직접적으로 영향을 준다.
도 2는 도 1에 도시한 전력 전자 컨버터(20a)의 동작을 보인 것이다. 전력 전자 컨버터(20a)는 AC 네트워크(30)와 DC 네트워크(26) 사이에서 대칭적 전력 이전을 제공하도록 제어된다. 이 예에서의 DC 네트워크(26)는 원격 컨버터 스테이션의 형태로 제공된다.
사용중에, 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)는 원격 컨버터 스테이션(26)의 양극 단자 또는 음극 단자 각각에 접속되고, 양극 및 음극 단자는 각각 +VDC/2 및 -VDC/2의 전압을 운반하며, VDC는 원격 컨버터 스테이션(26)의 DC 전압 범위이다. 이 구성은 전력 전자 컨버터(20a)의 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)에 대하여 원격 컨버터 스테이션(26)이 임의 극성의 DC 전압(42)을 제공할 수 있게 한다.
AC 네트워크(30)로부터 원격 컨버터 스테이션(26)으로의 전력 이전 중에, 원격 컨버터 스테이션(26) 양단의 DC 전압(42)은 제1 극성으로 설정된다. 선로 전환형 사이리스터(36)의 배열은 전류(43)가 전력 전자 컨버터(20a)의 DC 측에서 제1 방향으로 흐르는 동안 제1 컨버터 블록(32)이 AC 전력을 DC 전력으로 변환시키는 정류기로서 동작하게 한다.
원격 컨버터 스테이션(26)으로부터 AC 네트워크(30)로의 전력 이전 중에, 원격 컨버터 스테이션(26) 양단의 DC 전압(42)은 관련 점호각(firing angle)을 제어함으로써 제2 극성으로 반전된다. 선로 전환형 사이리스터(36)의 배열은 전력 전자 컨버터(20a)의 DC 측에서의 전류(43)가 제1 방향으로의 흐름을 계속하는 동안 제1 컨버터 블록(32)이 DC 전력을 AC 전력으로 변환시키는 인버터로서 동작하게 한다.
선로 전환형 사이리스터(36)의 스위칭 동작은 AC 네트워크(30)와 DC 네트워크(26) 사이에서 전력이 이전하는 동안 정류 및 반전 처리를 실행하도록 제어된다.
도 2에 도시되고 위에서 설명한 것처럼, 전력 전자 컨버터(20a)의 동작 중에, 제2 컨버터 블록(34)은 반전 DC 전압의 존재하에 동작할 수 있어야 하고 단방향 전류 흐름과 함께 양방향 전력 흐름이 가능하게 하여야 한다.
본 발명의 부분을 형성하지 않는 배열에 있어서, 제2 컨버터 블록의 각 체인 링크 컨버터의 각 모듈(44)은 4-사분면 바이폴라 모듈(44)을 형성하도록 풀 브릿지 배열로 커패시터(46)와 병렬로 접속된 2쌍의 보조 스위칭 요소를 포함하고, 각각의 보조 스위칭 요소는 도 3에 도시된 것처럼 역평행 다이오드(anti-parallel diode)와 병렬로 접속된 자기 전환형 스위칭 요소(48)이다.
4-사분면 바이폴라 모듈(44)에 기초한 체인 링크 컨버터는 AC 측 발생 파형의 위상각 및 크기를 제어함으로써 4개의 사분면에서 동작할 수 있고, 그에 따라서 실전력 및 무효 전력을 흡수 또는 발생할 수 있다.
각각의 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)는 보조 스위칭 요소의 상태를 변경함으로써 바이패스되거나 체인 링크 컨버터에 삽입될 수 있다.
4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)는 자기 전환형 스위칭 요소(48)의 쌍이 4-사분면 바이폴라 모듈(44)에서 단락 회로를 형성하도록 구성된 때 바이패스되어 전력 전자 컨버터에서의 전류가 단락 회로를 통과하고 커패시터(46)를 바이패스하게 한다. 이로써 4-사분면 바이폴라 모듈(44)이 제로 전압을 제공할 수 있다.
4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)는 자기 전환형 스위칭 요소(48)의 쌍이 컨버터 전류가 커패시터(46)의 내측으로 및 외측으로 흐르게 하도록 구성된 때 체인 링크 컨버터에 삽입되고, 이 커패시터(46)는 그 다음에 충전 또는 그 축적 에너지를 방전시켜서 전압을 제공할 수 있다. 풀 브릿지 배열은 자기 전환형 스위칭 요소(48)가 커패시터(46)를 체인 링크 컨버터에서 순방향 위치 및 역방향 위치에 삽입하여 커패시터(46)를 통한 임의 방향의 전류 흐름이 가능하여 양극 전압 또는 음극 전압을 제공하도록 구성될 수 있게 한다.
또한, 4-사분면 바이폴라 모듈(44)은 그 커패시터(46)가 바이패스되거나 각각의 체인 링크 컨버터에 삽입된 때 양방향으로 전류를 전도할 수 있다.
그래서, 4-사분면 바이폴라 모듈(44)은 역방향 DC 전압의 존재하에 동작할 수 있고, 도 3에 도시된 것처럼 단방향 전류 흐름과 함께 양방향 전력 흐름을 가능하게 한다.
그러므로, 각각의 체인 링크 컨버터에 4-사분면 바이폴라 모듈(44)을 제공함으로써, 그러한 체인 링크 컨버터의 사용이 선로 전환형 사이리스터 기반 전력 변환에 적합하게 된다.
자기 전환형 스위칭 요소(48)는 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 체인이 계단식의 가변 전압원을 제공하도록 동작할 수 있고, AC 네트워크의 기본 주파수 부근에서 스위칭된다.
각각 자신의 전압을 제공하는 복수의 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)를 체인 링크 컨버터에 삽입함으로써 각각의 4-사분면 바이폴라 모듈(44)로부터 얻을 수 있는 전압보다 더 높은 체인 링크 컨버터 양단의 결합 전압을 구축할 수 있다. 이로써 전형적으로 훨씬 더 높은 전압 정격을 가진 선로 전환형 사이리스터와 함께 자기 전환형 스위칭 요소(48)를 사용할 수 있다. IGBT와 같은 자기 전환형 스위칭 요소(48)는 전형적으로 낮은 전압 정격을 갖고, 이것은 이러한 자기 전환형 스위칭 요소(48)에 기초한 종래의 전력 전자 컨버터가 종래의 12-펄스 선로 전환형 사이리스터 컨버터보다 더 낮은 플랜트 정력을 갖는 경향이 있음을 의미한다. 그러한 결합 전압을 구축하는 체인 링크 컨버터의 능력은 각각의 4-사분면 바이폴라 모듈(44) 내의 자기 전환형 스위칭 요소(48)가 각각의 자기 전환형 스위칭 요소(48)의 개별 전압 정격을 초과하는 전압 레벨과 관련되고, 따라서 전압 정격이 더 높은 선로 전환형 사이리스터와 함께 사용될 수 있음을 의미한다.
또한, 양극 또는 음극 전압을 제공하는 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 능력은 각각의 체인 링크 컨버터의 양단 전압이 양극 또는 음극 전압을 제공하는 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 조합으로부터 구축될 수 있음을 의미한다. 그러므로 개별 커패시터(46)의 에너지 준위는 양극 전압을 제공하는 것과 음극 전압을 제공하는 것 사이에서 번갈아 발생하도록 4-사분면 바이폴라 모듈(44)을 제어함으로써 최적의 레벨로 유지될 수 있다.
개별 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)를 체인 링크 컨버터에 삽입하는 것 및/또는 바이패스하는 것에 의해 전압 파형을 발생시키도록 각각의 4-사분면 바이폴라 모듈(44)에 대한 스위칭 동작의 타이밍을 변경하는 것이 또한 가능하다. 체인 링크 컨버터를 이용하여 발생된 전압 파형의 예는 도 4에 도시되어 있고, 이 예에서 개별 모듈의 커패시터의 삽입은 50 Hz의 정현파 파형을 발생시키도록 서로 엇갈리게(staggered) 된다. 체인 링크 컨버터의 각 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 스위칭 동작의 타이밍을 조정하면 다른 파형 형상이 발생될 수 있다.
도 3에 도시된 배열에 있어서, 각각의 자기 전환형 스위칭 요소(48)는 역평행으로 접속된 다이오드를 동반한 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 포함한다.
다른 실시형태로서, 각각의 자기 전환형 스위칭 요소(48)는 역평행으로 접속된 다이오드를 동반한 다른 반도체 소자, 예를 들면, 전계 효과 트랜지스터, 게이트 턴오프 사이리스터, 통합 게이트 전환형 트랜지스터, 또는 다른 자기 전환형 반도체 스위치를 포함할 수 있는 것으로 예상된다.
자기 전환형 스위칭 요소(48)의 고속 스위칭 능력은 결과적인 체인 링크 컨버터가 전력 전자 컨버터에의 주입을 위해 복합 파형을 합성하고, 그에 따라서, 발생된 전압 및 전류 파형에 대하여 훌륭한 제어 및 융통성을 제공할 수 있게 한다. 복합 파형의 합성 및 주입은 전형적으로 선로 전환형 사이리스터 기반 전력 변환에서 나타나는 고조파 왜곡을 최소화하기 위해 사용될 수 있다.
또한, 다른 실시형태로서, 각각의 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)는 예컨대 연료 전지, 배터리 또는 관련 정류기를 구비한 보조 AC 발전기와 같은 다른 에너지 저장 장치로 교체될 수 있을 것으로 예상된다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 있어서, 4-사분면 바이폴라 모듈(44)은 각 4-사분면 바이폴라 모듈(44)이 2쌍의 보조 스위칭 요소를 포함하도록 단순화될 수 있고, 각각의 보조 스위칭 요소 쌍은 도 5에 도시된 것처럼 직렬 접속된 하나의 자기 전환형 스위칭 요소(48)와 하나의 다이오드(52)로 구성된다. 자기 전환형 스위칭 요소(48)를 각각의 보조 스위칭 요소 쌍에서 다이오드(52)로 교체하면 컨버터의 사이즈, 무게 및 비용을 감소시킬 수 있다.
단순화한 4-사분면 바이폴라 모듈(44)은, 즉 결과적인 2-사분면 바이폴라 모듈(44)은 단방향 전류 흐름을 유지하면서 양극, 제로 및 음극 전압을 제공할 수 있다.
단순화한 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 커패시터(46)는 자기 전환형 스위칭 요소(48) 및 다이오드(52)가 모듈(44)에서 단락 회로를 형성하도록 구성된 때 바이패스되어, 전력 전자 컨버터에서의 전류가 단락 회로를 통과하고 커패시터(46)를 바이패스하게 한다. 이것은 모듈(44)이 제로 전압을 제공할 수 있게 한다.
단순화한 4-사분면 바이폴라 모듈(44)은 자기 전환형 스위칭 요소(48)가 개방될 때 양극 전압을 제공하여 컨버터 전류가 다이오드(52)를 거쳐 커패시터(46)를 통해 일방향으로 흐르게 하고, 자기 전환형 스위칭 요소(48)가 폐쇄될 때 음극 전압을 제공하여 컨버터 전류가 자기 전환형 스위칭 요소(48)를 거쳐 커패시터(46)를 통해 다른 방향으로 흐르게 한다.
따라서, 이 단순화한 4-사분면 바이폴라 모듈(44)에 기초한 체인 링크 컨버터는 단방향 전류 흐름과 함께 양방향 전력 흐름을 제공할 수 있고, 그에 따라서 선로 전환형 사이리스터 기반 전력 변환에 적합하게 된다.
도 6은 도 1의 전력 전자 컨버터에서 2-사분면 바이폴라 모듈을 포함한 체인 링크 컨버터(38)의 사용예를 보인 것이다.
사용중에, 도 1 및 도 6에 도시된 것처럼, 전력 전자 컨버터(20a)는 변압기를 통해 AC 네트워크(30)에 접속될 수 있다. 변압기의 1차 권선(54)은 AC 네트워크(30)에 직접 접속되고, 변압기의 2차 및 3차 권선(56, 58)은 전력 전자 컨버터(20a)의 제1 및 제2 AC 단자(28, 40)에 각각 접속된다. 1차 권선(54)은, 제1 및 제2 AC 단자(28, 40)가 AC 네트워크(30)의 각 위상에 사용중 접속되도록 2차 및 3차 권선(56, 58)과 상호 결합된다.
이러한 배열로 인해, 제2 컨버터 블록(34)의 각 체인 링크 컨버터(38)는 AC 네트워크(30)의 각 위상의 AC 전압의 크기를 직접 제어할 수 있다. 결국, 각 체인 링크 컨버터(38)의 자기 전환형 스위칭 요소(48)가 필요한 전압 제어를 제공하기 때문에, AC 전압을 안정화 및 제어하기 위해 온라인 탭 절환기를 관련 변압기에 통합시킬 필요가 없다. 탭 절환 장비를 제거하면 시스템 신뢰도를 증가시킬 뿐만 아니라 컨버터의 사이즈, 무게 및 비용을 절약할 수 있다.
본 발명의 제2 실시형태에 따른 전력 전자 컨버터(20b)는 도 7에 도시되어 있다.
전력 전자 컨버터(20b)는 DC 네트워크(26)에의 사용중 접속을 위한 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b), 및 AC 네트워크(30)에의 사용중 접속을 위한 제1 AC 단자(28)를 포함한다.
사용중에, 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)는 DC 네트워크(26)의 양극 단자 또는 음극 단자의 각 단자에 접속되고, 양극 단자 및 음극 단자는 각각 +VDC/2 및 -VDC/2의 전압을 운반하며, 여기에서 VDC는 DC 네트워크(26)의 DC 전압 범위이다. 이 구성으로 인해, DC 네트워크(26)는 AC 네트워크(30)와 DC 네트워크(26) 사이에서 양방향 전력 흐름이 가능하도록 전력 전자 컨버터(20b)의 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)에 대하여 임의 극성의 DC 전압을 제공할 수 있다.
각각의 컨버터 다리(22)는 제1 및 제2 다리 부분(60, 62)을 규정하도록 2개의 제2 컨버터 블록 사이에서 직렬로 접속된 제1 컨버터 블록을 포함하고, 각각의 다리 부분(60, 62)은 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자(28) 사이에서 체인 링크 컨버터(38)와 직렬로 접속된 선로 전환형 사이리스터(36)를 포함하며, 각 다리 부분(60, 62)의 각각의 선로 전환형 사이리스터(36) 및 각각의 체인 링크 컨버터(38)는 각각의 다리 부분(60, 62)을 회로 내측으로 및 회로 외측으로 스위칭하여 각각의 제1 AC 단자(28)에서 전압 파형을 발생시키도록 동작할 수 있다.
제1 및 제2 다리 부분(60, 62) 각각의 체인 링크 컨버터(38)와 선로 전환형 사이리스터(36) 사이의 직렬 접속은 다른 실시형태에 있어서 이들이 제1 AC 단자(28)와 각각의 DC 단자(24a, 24b) 사이에서 역순으로 접속될 수 있다는 것을 의미한다.
다른 실시형태에 있어서, 각각의 컨버터 다리는 제1 및 제2 다리 부분을 규정하도록 각각의 제1 컨버터 블록의 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터 사이에서 직렬로 접속된 2개의 제2 컨버터 블록을 포함하고, 2개의 제2 컨버터 블록 사이의 중간점은 각 컨버터 다리의 제1 AC 단자를 규정하며, 각 다리 부분은 제1 및 제2 DC 단자의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자 사이에서 체인 링크 컨버터와 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터를 포함하고, 각 다리 부분의 각각의 선로 전환형 사이리스터 및 각각의 체인 링크 컨버터는 각각의 다리 부분을 회로 내측으로 및 회로 외측으로 스위칭하여 각각의 제1 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작할 수 있다.
다른 실시형태에 있어서, 각 다리 부분(60, 62)은 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자(28) 사이에서 체인 링크 컨버터(38)와 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터의 스트링을 포함할 수 있는 것으로 예상된다.
도 7에 도시된 배열에 있어서, 각 컨버터 다리(22)의 선로 전환형 사이리스터(36)와 체인 링크 컨버터(38)는 다른 컨버터 다리(22)의 선로 전환형 사이리스터(36) 및 체인 링크 컨버터(38)와 무관하게 동작하고, 따라서 각각의 제1 AC 단자(28)에 접속된 위상에만 직접 영향을 주며, 다른 컨버터 다리(22)의 제1 AC 단자(28)에 접속된 위상에 대해서는 제한된 영향을 갖는다.
이 전력 전자 컨버터 어셈블리(20b)는 AC 네트워크(30)에 대한 AC 단자 접속의 수를 감소시키고 도 1에 도시한 전력 전자 컨버터(20a)와 유사한 기능을 수행하기 때문에 훨씬 더 간단한 배열을 제공한다. 또한, AC 네트워크(30)와 전력 전자 컨버터(20b)를 상호접속하는 변압기의 구조는 도 1및 도 6에 도시된 제3 권선의 집합을 제거함으로써 단순화될 수 있다.
전술한 바와 같이, 선로 전환형 사이리스터(36)는 각각의 제1 AC 단자(28)에서 전압 파형을 발생시키도록 제1 및 제2 다리 부분(60, 62)을 회로 내측으로 및 회로 외측으로 스위칭함으로써 정류 및 반전 처리를 수행하도록 제어할 수 있다.
체인 링크 모듈(44)에서의 스위칭 동작은 커패시터(46)의 삽입 및 바이패스가 각각의 제1 AC 단자(28)에서 예를 들면 정현파 파형의 계단식 근사체(approximation)를 형성하도록 선로 전환형 사이리스터(36)의 스위칭으로 조정되도록 구성될 수 있다. 정현파 파형의 양극 및 음극 성분을 발생시키기 위해, 출력 전압은 체인 링크 컨버터(38)에서 삽입 커패시터(46)의 수를 증가 또는 감소시키고 그에 따라 체인 링크 컨버터 전압을 변경함으로써 형성될 수 있다. 체인 링크 컨버터 전압의 변경은 제1 AC 단자(28)에서 출력 전압의 계단식 증가 또는 감소로 관측될 수 있다. 전압 파형의 계단식 근사체는 전압 계단의 수를 증가시키도록 더 낮은 전압 레벨을 가진 모듈(44)들을 더 많이 사용함으로써 개선될 수 있다.
각 체인 링크 컨버터(38)는 선로 전환형 사이리스터(36)의 양단 전압을 오프셋시키고 그에 따라서 각각의 선로 전환형 사이리스터(36)의 양단 전압을 최소화시키는 전압을 발생시키도록 동작하는 것이 바람직하다. 선로 전환형 사이리스터(36) 양단 전압의 오프셋은 또한 온 상태와 오프 상태 사이에서 선로 전환형 사이리스터(36)의 전환 중에 스위칭 손실을 최소화하고 선로 전환형 사이리스터(36)가 오프 상태에 있을 때 선로 전환형 사이리스터(36) 양단의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있다.
양측 다리 부분(60, 62)의 선로 전환형 사이리스터(36)의 온 상태와 오프 상태 사이의 전환점에서, 각 다리 부분(60, 62)의 관련된 체인 링크 컨버터(38)는 DC 네트워크(26)의 전체 전압 범위(VDC)가 양측 다리 부분(60, 62)의 체인 링크 컨버터(38)에 의해 제공된 전압만큼 반대되게 하는 전압을 발생시키도록 동작될 수 있다, 그 결과, 선로 전환형 사이리스터(36)가 하나의 상태로부터 다른 상태로 스위칭할 때 제1 및 제2 다리 부분(60, 62)의 선로 전환형 사이리스터(36)의 양단 전압이 제로 또는 최소로 된다. 거의 제로인 전압에서의 스위칭은 선로 전환형 사이리스터(36)의 전환과 관련된 손실을 최소화한다.
이 특징은 선로 전환형 사이리스터(36)가 거의 제로 전압에서 스위칭할 수 있게 하고, 그에 따라서 스위칭 손실 및 전자기 간섭을 최소화한다는 점에서 유리하다. 거의 제로 전압 스위칭을 사용하면 전압 공유 에러 및 선로 전환형 사이리스터(36)에 의해 나타나는 전압 변화율이 또한 감소하기 때문에, 컨버터 하드웨어 및 관련된 스너버 컴포넌트의 설계를 단순화할 수 있다.
다리 부분(60, 62)의 선로 전환형 사이리스터(36)가 오프 상태에 있을 때, 다리 부분(60, 62)은 각각의 제1 AC 단자(28)에서의 출력 전압과 각각의 DC 단자(24)에서의 DC 전압 간의 차와 동일한 전압을 지원한다. 체인 링크 컨버터(38)는 오프 상태에서 선로 전환형 사이리스터(36)의 양단 전압 스트레스를 최소화하도록 다리 부분(60, 62) 양단 전압을 방해하는 전압을 발생시키도록 구성될 수 있다. 이것은 각 다리 부분(60, 62)의 전압 능력이 각각의 체인 링크 컨버터(38)의 전압 능력과 각각의 선로 전환형 사이리스터(36)의 전압 정격의 조합이고 만일 필요하다면 비대칭 방식으로 분산될 수 있기 때문이다.
스위칭 손실 및 선로 전환형 사이리스터(36) 양단의 전압 스트레스를 최소화하도록 선로 전환형 사이리스터(36) 양단 전압을 오프셋시키는 체인 링크 컨버터(38)의 이러한 사용은 하이브리드 전력 전자 컨버터의 다른 실시형태에도 또한 적용될 수 있는 것으로 예상된다.
본 발명의 다른 실시형태에서는 전력 전자 컨버터가 다상 AC 네트워크의 각 위상에 사용중 접속되는 제1 AC 단자를 각각 구비한 복수의 컨버터 다리, 또는 단상 AC 네트워크에 사용중 접속되는 제1 AC 단자를 구비한 단일 컨버터 다리를 포함할 수 있는 것으로 예상된다.
대안적으로, 도 8에 도시된 것처럼, 전력 전자 컨버터(20c)는 2개의 컨버터 다리(22)를 포함함과 아울러, 각 컨버터 다리(22)의 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b) 사이에서 직렬로 접속되고 각 컨버터 다리(22)와 병렬로 접속된 한 쌍의 DC 링크 커패시터(64)를 또한 포함할 수 있고, DC 링크 커패시터(64)들 사이의 중간점은 AC 네트워크(30)의 위상에 사용중 접속을 위한 제3의 AC 단자(66)를 규정한다.
2개의 컨버터 다리(22)의 제1 AC 단자(28)에서의 파형들을 합성하면, DC 링크 커패시터(64)들 간의 제3의 AC 단자(66)에서 제3의 전압 파형이 발생된다. 만일 2개의 합성 파형이 동일한 형상 및 크기를 가지면, 제3의 파형은 합성 파형과 동일한 파형 형상 및 크기를 공유할 것이다.
2개의 컨버터 다리(22)의 제1 AC 단자(28)에서 합성된 파형들의 형상 및 크기가 동일한 상황에서, 제3의 AC 단자(66)에서 발생된 파형은 동일한 파형 형상 및 크기를 공유할 것이다.
AC 네트워크(30)의 3개의 위상으로부터 평형화된 실전력 및 무효 전력을 제공 또는 추출하기 위해 전력 전자 컨버터를 이용해야 하는 상황에서, 합성 파형의 형상은 종래의 3상 AC 전원의 파형 형상과 일치하도록 정현파 형상이 바람직하다.
종래의 3상 전력 전자 컨버터에 있어서, 각 컨버터 다리(22)에서의 스위치는 각 사이클에서의 일정한 전원 공급을 보장하도록 120 전기각(electrical degree)의 위상각 변위에서 동작한다.
2개의 컨버터 다리(22)의 선로 전환형 사이리스터(36) 및 체인 링크 컨버터(38)는 합성 파형의 위상들 간의 위상각 변위에서 동작할 수 있고, 위상각 변위는 바람직하게 60 전기각이다.
전력 전자 컨버터(20c)의 동작은 제3 AC 단자(66)가 접지(제로 볼트)된 것으로 가정한 도 9a 및 도 9b에 도시된 벡터도를 참조하여 설명한다.
전력 전자 컨버터(20c)는 2개의 컨버터 다리(22)의 제1 AC 단자(28)에서 합성 파형들 간의 60 전기각의 위상각 변위에서 동작한다. 도 9a 및 도 9b에 도시된 벡터들 간의 각도는 합성 파형의 위상각 변위와 동일하다.
도 9a를 참조하면, 2개의 컨버터 다리(22) 중의 하나의 제1 AC 단자(28)에서의 전압(VA)은 제3 AC 단자(66)에서의 제로 전압에 대한 하나의 단위 전압과 동일하다.
2개의 컨버터 다리(22) 중의 다른 컨버터 다리(22)의 제1 AC 단자(28)에서의 전압(VB)은 VA와 VB를 연결하는 벡터에 대하여 60도에서, 제3 AC 단자(66)에서의 제로 전압에 대한 하나의 단위 전압과 또한 동일하다.
중립 전압(VN)은 2개의 컨버터 다리(22)의 제1 AC 단자(28) 및 제3 AC 단자(66)에서의 3개의 전압을 평균함으로써 계산된다. 그러므로, VN은 VA와 VB를 연결하는 벡터 및 VC와 VB를 연결하는 벡터에 대하여 30도에서 0.577 단위 전압과 동일하다.
도 9b를 참조하면, 중립 전압(VN)과 관련하여 각 AC 단자에서의 중립 AC 측 전압(VAN, VBN, VCN)은 0.577 단위 전압과 동일하다. 임의의 2개의 벡터 사이에서의 각도 변위는 120도와 같고, 이것은 종래의 3상 전력 전자 컨버터에서 파형들 간의 위상각 변위를 따른다.
그러므로, 전력 전자 컨버터(20c)는 중립 AC 측 전압(VAN, VBN, VCN)을 이용함으로써 3상 전력 전자 컨버터(20c)로서 동작한다.
2개의 컨버터 다리(22)의 선로 전환형 사이리스터(36) 및 체인 링크 컨버터(38)는 60 전기각 또는 다른 위상각 변위에서 동작하도록, 및 전력 전자 컨버터(20c)의 AC 측에 접속된 AC 네트워크(30)의 3개의 위상으로부터 상이한 양의 실전력 및 무효 전력이 유도되게 하는 정현파 또는 다른 형상의 파형을 독립적으로 생성하도록 제어되는 것으로 예상된다.
커패시터 및 인덕터와 같은 컨버터 부품은 2개의 컨버터 다리(22)에 대해서만 필요하다. 또한, 전력 전자 컨버터(20c)와 글로벌 제어기 사이의 통신 링크는 감소될 수 있다. 이러한 컨버터 부품의 감소는 3개의 컨버터 다리 모두에 대하여 컨버터 부품을 필요로 하는 종래의 3상 컨버터 배열과 비교할 때 비용, 공간 엔벨로프 및 작용 효율성이 개선된다.
도 10에 있어서, 제1 컨버터 블록(32)은 제2 컨버터 블록(34)과 병렬로 접속되어 단상 컨버터 요소를 형성한다. 제1 컨버터 블록(32)은 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터(36) 쌍 2개를 병렬 접속하여 구성되고, 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터(36)의 각각의 병렬 접속된 쌍 사이의 중간점은 AC 네트워크(30)의 위상에 사용중 접속되는 제1 AC 단자(28)를 규정한다. 제2 컨버터 블록(34)은, 사용중에, 오프셋 정류형 정현파 파형과 밀접하게 근사하는 파형을 합성하도록 단상 컨버터 요소의 DC 측에 나타난 전압을 수정하는 체인 링크 컨버터(38)를 포함한다. 이것은 단상 컨버터 요소의 AC 측에서 고조파 왜곡이 최소인 거의 완전한 사인파를 발생시킨다.
그러므로, 도 10에 도시된 전력 전자 컨버터(20d)는 단상 컨버터 요소의 AC 측에서 전력 품질을 제어하기 위한 고조파 필터를 요구하지 않는다. 체인 링크 컨버터(38)가 없는 상태에서, 단상 컨버터 요소는 3차, 5차, 7차 및 9차 고조파와 같은 많은 차수의 고조파를 포함한 전류를 AC 네트워크(30)로부터 유도할 것이고, 이것은 제1 AC 단자(28)의 전압 파형에서 바람직하지 않은 고조파 왜곡을 야기할 것이다.
제1 AC 단자(28)에서 거의 완전한 사인파를 발생함으로써, 선로 전환형 사이리스터(36)는 거의 제로 전압으로 전환할 수 있고, 그에 따라서 전력 전자 컨버터(20d)의 정상 동작에서의 스위칭 손실을 최소화할 수 있다. 다른 실시형태에서는 체인 링크 컨버터(38)가 전력 전자 컨버터(20d)의 바람직한 기능에 따라서 다른 파형들을 합성하도록 제어될 수 있는 것으로 예상된다.
제2 컨버터 블록(34)에서 체인 링크 컨버터(38)의 사용은 선로 전환형 사이리스터(36)에 나타난 전압 프로필이 체인 링크 컨버터(38)에 의해 부여 및 제어되고, 그렇지 않은 경우에 사이리스터에 나타나는 고전압 계단이 아닌 천천히 변화하는 파형임을 의미한다. 그러므로, 주요 사이리스터 컨버터 설계 내에서 대형의 일치된 전압 공유 컴포넌트의 필요성이 제거되고, 그 대신 더 간단하고 비용이 저렴하며 더 효율적인 하드웨어가 얻어진다.
3상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 규정하기 위해 3개의 단상 컨버터 요소가 회로의 DC 측에서 직렬로 또는 병렬로 접속될 수 있다. 3상 컨버터의 각각의 단상 컨버터 요소의 구조 및 기능은 도 10에 도시된 단상 컨버터 요소의 구조 및 기능과 동일하다.
각각의 체인 링크 컨버터는 독립적으로 동작하고 서로로부터 120 전기각만큼 이격되어 있다. 사용중에, DC 출력 전압은 120 전기각만큼 이격되어 동작하는 개별 합성 파형의 합이다.
각각의 단상 컨버터 요소의 각각의 제1 AC 단자(28)는 도 11에 도시된 것처럼 3상 변압기의 각각의 2차 권선(56)에 접속되고, 상기 2차 권선(56)은 3상 성형(star) 권선을 규정한다.
이러한 배열을 제공함으로써, AC 네트워크(30)와 DC 네트워크(26) 사이에서 양방향 전력 흐름을 제공할 뿐만 아니라 전력 전자 컨버터(20e)에서의 전류가 단방향 대신에 양방향으로 흐르게 하는 융통성있는 전력 전자 컨버터(20e)가 얻어진다. 이러한 전력 전자 컨버터 배열은 양극, 제로 또는 음극 전압을 제공할 수 있고 양방향으로 전류를 전도할 수 있는 4-사분면 바이폴라 모듈을 포함한 체인 링크 컨버터의 사용에 적합하다.
본 발명의 실시형태에 있어서, 각각의 체인 링크 컨버터는 AC 측 규제 효과(regulation effect)를 보상하는 DC 측 전압을 발생시키도록 동작할 수 있고, 상기 AC 측 규제 효과는, 다른 경우에, 전력 전자 컨버터에서의 증가된 전력 흐름 및 전류에 의해 통상적으로 야기되는 DC 측 전압 강하를 발생한다.
바람직하게, 각각의 체인 링크 컨버터(38)는 도 12에 도시된 것처럼, AC 네트워크(30) 또는 DC 네트워크(26)에서, 사용중에, 장애(70)에 의해 생성된 전류(68)의 흐름을 방해하는 전압을 발생할 수 있다. 각 체인 링크 컨버터(38)의 모듈(44)은 장애 전류(68)를 소멸시키기 위해 전력 전자 컨버터에 방해 전압(72)을 주입하기 위해 회로 내측으로 스위칭될 수 있고, 그에 따라서 전력 전자 컨버터 컴포넌트에 대한 손상을 방지할 수 있다. 장애는 다른 컨버터 스테이션에서 하나 이상의 사이리스터 밸브의 전환 실패에 의해 야기될 수 있고, 이러한 장애는 DC 네트워크(26) 양단에 직접 접속되어 단락 회로 경로를 형성하는 전도성 사이리스터를 발생한다.
DC 네트워크(26)에서의 장애가 전력 전자 컨버터에서 높은 장애 전류(68)를 발생시키는 경우에, 하나 이상의 체인 링크 컨버터(38)의 각 모듈(44)의 보조 스위칭 요소는 비장애 AC 네트워크(30)의 구동 전압을 방해하는 전압(72)을 주입하여 전력 전자 컨버터에서 장애 전류(68)를 감소시키도록 풀 브릿지 모듈(44)을 삽입하게끔 동작할 수 있다.
예를 들면, 도 12에 도시된 것처럼, DC 네트워크(26) 양단에서 발생하는 단락 회로(70)는 DC 네트워크(26)의 양극 및 음극 단자에서의 전압 모두를 제로 볼트로 떨어지게 한다. 이러한 현상이 발생한 때, 높은 장애 전류(68)가 AC 네트워크(30)로부터 컨버터 다리(22)의 제1 다리 부분(60)을 통해 흘러서, 단락 회로(70) 및 다른 컨버터 다리의 제2 다리 부분(62)을 통해 AC 네트워크(30)로 되돌아갈 수 있다.
단락 회로의 저임피던스는 전력 전자 컨버터에서 흐르는 장애 전류(68)가 전력 전자 컨버터의 전류 정격을 초과한다는 것을 의미한다.
장애 전류(68)는 AC 네트워크(30)로부터의 구동 전압을 방해함으로써 최소화될 수 있다. 이것은 구동 전압을 방해하여 구동 전압을 감소시키는 전압을 제공하도록 체인 링크 모듈(44)이 각각의 체인 링크 컨버터(38)에 삽입되게끔 각 체인 링크 모듈(44)의 보조 스위칭 요소를 구성함으로써 실행된다.
장애 전류(68)의 전압 변환 및 소멸을 실행하는 전력 전자 컨버터 컴포넌트의 사용은 회로 차단기 또는 절연체와 같은 별도의 보호성 회로 장비의 필요성을 단순화 또는 제거한다. 이로써 하드웨어 사이즈, 무게 및 비용을 줄일 수 있다. 또한, 자기 전환형 스위칭 요소의 고속 스위칭 능력은 체인 링크 컨버터(38)가 AC 네트워크(30) 또는 DC 네트워크(26)에서의 장애 발생에 신속히 응답하고 장애 전류(68)를 소멸시키는 방해 전압(72)을 제공할 수 있게 한다.
전력 전자 컨버터는 보조 컨버터와 동작가능하게 관련되는 적어도 하나의 바이패스 메카니즘을 또한 포함하는 것이 바람직하다.
바이패스 메카니즘을 포함하면, 보조 컨버터가 구동 전압을 방해 및 감소시켜서 장애 전류를 감소시키기 위한 필요한 전압을 발생할 수 없는 경우에, 또는 다른 경우에 보조 컨버터에 직접 인가되는 고전압을 유도하는 전력 전자 컨버터 내에서의 사이리스터(36)의 전환 실패가 있는 경우에 추가적인 장애 보호 기능을 관련 보조 컨버터에 제공할 수 있다.
도 12에 도시된 전력 전자 컨버터는 그 체인 링크 컨버터(38) 중의 하나와 병렬로 접속된 바이패스 메카니즘을 포함하고 있다. 사용중에, 바이패스 메카니즘은 바이패스 메카니즘을 통하여 단락 회로를 형성하도록 동작할 수 있다. 단락 회로는 컨버터 전류의 흐름을 위한 대안적인 경로를 형성하여 컨버터 전류가 체인 링크 컨버터(38)를 바이패스하게 한다.
컨버터 전류의 대안 경로를 제공함으로써, 체인 링크 컨버터를 손상시킬 수 있는 높은 장애 전류 또는 고전압으로부터 체인 링크 컨버터를 보호할 수 있다.
단락 회로는 바이패스 메카니즘 내의 스위치(71)를 활성화시켜서 활성화 스위치(71)를 통한 단락 회로를 야기함으로써 형성된다. 스위치(71)의 활성화는 운용자에 의해 수동으로 이루어질 수도 있고, AC 네트워크(30) 또는 DC 네트워크(26)에서 또는 전력 전자 컨버터에서 장애를 검출한 때에 자동으로 행하여질 수도 있다.
바이패스 메카니즘의 스위치(71)는 기계적 바이패스 스위치 또는 반도체 스위치의 형태가 바람직하다.
복수의 보조 컨버터를 사용하는 실시형태에서는 전력 전자 컨버터가 복수의 바이패스 메카니즘을 포함하고, 각 바이패스 메카니즘은 각각의 보조 컨버터와 동작가능하게 관련되는 것으로 예상된다.
바람직하게, 적어도 하나의 선로 전환형 사이리스터(36)가 도 13에 도시된 것처럼 체인 링크 컨버터(38)를 포함한 제2 컨버터 블록(34)과 병렬로 접속된다. 제2 컨버터 블록(34)의 체인 링크 컨버터(38)는 관련된 선로 전환형 사이리스터(36)를 오프 상태로 스위칭시키는 전환 전압을 제공하도록 동작가능하다. 관련된 선로 전환형 사이리스터(36)의 턴오프를 보조하는 자기 전환형 스위칭 요소의 사용은 스위칭 처리를 통한 개선된 제어를 제공하고, 그에 따라서 성능 및 효율을 개선한다.
제1 컨버터 블록은 적어도 하나의 다이오드를 추가로 포함할 수 있고, 또는 제1 컨버터 블록의 선로 전환형 사이리스터가 복수의 다이오드 또는 선로 전환형 사이리스터와 다이오드의 조합을 포함하는 적어도 하나의 제1 컨버터 블록을 포함한 전력 전자 컨버터를 형성하도록 다이오드로 교체될 수 있는 것으로 예상된다. 도 14는 도 1에 도시한 전력 전자 컨버터(20a)와 유사하지만 선로 전환형 사이리스터가 모두 다이오드(74)로 교체된 전력 전자 컨버터(20f)를 보인 것이다. 제1 컨버터 블록(32)의 선로 전환형 사이리스터를 다이오드(74)로 대체하면 비대칭 전달 특성을 가진 전력 전자 컨버터(20f)가 구성된다.
도 14에서, 전력 전자 컨버터(20f)는 DC 네트워크(26)와 사용중의 접속을 위한 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)와, AC 네트워크(30)와 사용중의 접속을 위한 제1 AC 단자(28)를 구비한 컨버터 다리(22)를 포함한다.
컨버터 다리(22)는 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b) 사이에서 직렬로 접속되어 3상 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 규정하는 제1 컨버터 블록(32)과 제2 컨버터 블록(34)을 포함한다.
제1 컨버터 블록(32)은 3개의 병렬 접속된 다이오드(74) 쌍을 포함한다. 각 다이오드(74) 쌍의 중간점은 3상 AC 네트워크(30)의 각 위상에 사용중 접속을 위한 제1 AC 단자(28)를 규정한다.
제2 컨버터 블록(34)은 병렬 접속된 3개의 보조 컨버터를 포함하고, 각 보조 컨버터는 직렬 접속된 모듈들의 체인을 포함한 체인 링크 컨버터이다. 각 체인 링크 컨버터의 중간점은 AC 네트워크(30)의 각 위상에 사용중 접속을 위한 제2 AC 단자(40)를 규정한다.
AC 네트워크(30)로부터 DC 네트워크(26)로의 전력의 이전 중에, 제1 컨버터 블록(32)은 AC 전력으로부터 DC 전력으로의 변환을 실행하는 정류기로서 행동한다. 그러나, 제1 컨버터 블록(32)은 DC 네트워크(26)로부터 AC 네트워크(30)로 전력을 이전하는 인버터로서 동작할 수 없다. 직렬 접속된 다이오드(74)의 각 쌍의 2개의 다이오드가 순방향 바이어스되도록 DC 네트워크(26)의 극성이 반전된 때, 제1 컨버터 블록(32)의 양단에는 단락 회로가 형성된다. 결국, 제1 컨버터 블록(32)의 양단 전압은 없고, 제1 컨버터 블록(32)으로부터 AC 네트워크(30)로의 전력 흐름은 없다.
제2 컨버터 블록(34)은 양방향 전력 흐름을 제공하는 제2 컨버터 블록(34)의 4-사분면 바이폴라 모듈(44)의 능력의 결과로서 DC 네트워크(26)로부터 AC 네트워크(30)로 제한된 전력 흐름을 제공한다.
이러한 전력 전자 컨버터(20f)는 AC 네트워크(30)로부터 DC 네트워크(26)로의 전력 수출에 대하여 심하게 편의되고 최소의 전력 입력만을 요구하는 풍력 기지와 같은 응용에 적합하다. 결국, 다른 경우에 DC 네트워크(26)로부터 AC 네트워크(30)로의 전력 이전을 촉진하기 위해 필요로 하였던 컨버터 부품들이 생략될 수 있고, 그에 따라서 사이즈, 무게 및 비용을 줄일 수 있다.
다른 실시형태에서는 다상 AC 네트워크(30)의 각 위상에 사용중 접속을 위한 적어도 하나의 제1 AC 단자(28)를 각각 구비한 복수의 컨버터 다리(22)를 전력 전자 컨버터(20f)가 포함할 수 있는 것으로 예상된다.

Claims (29)

  1. 고전압 직류 전력 전송 및 무효 전력 보상에 사용되는 전력 전자 컨버터(20a)에 있어서,
    DC 네트워크(26)에의 사용중 접속을 위한 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b)를 포함한 적어도 하나의 컨버터 다리(22)를 포함하고, 각각의 컨버터 다리(22)는 제1 및 제2 DC 단자(24a, 24b) 사이에서 접속된 적어도 하나의 제1 컨버터 블록(32) 및 적어도 하나의 제2 컨버터 블록(34)을 포함하며; 각각의 제1 컨버터 블록(32)은 AC 네트워크(30)에의 사용중 접속을 위한 적어도 하나의 제1 AC 단자(28) 및 복수의 선로 전환형(line commutated) 사이리스터(36)를 포함하고, 각각의 제2 컨버터 블록(34)은 적어도 하나의 보조 컨버터를 포함하고, 각각의 보조 컨버터는 체인 링크 컨버터를 포함하고, 각각의 체인 링크 컨버터는 직렬 접속된 모듈들의 체인을 포함하고, 각 모듈은 양극 또는 음극 전압을 제공할 수 있고 전류를 일방향으로 전도시킬 수 있는 2-사분면 바이폴라 모듈을 규정하도록 풀 브릿지 배열로 에너지 저장 장치와 병렬로 접속된 2쌍의 스위칭 요소를 포함하고, 각각의 스위칭 요소 쌍은 직렬로 접속된 하나의 자기 전환형(self-commutated) 스위칭 요소 및 하나의 다이오드를 포함하고, 자기 전환형 스위칭 요소는, 직렬로 접속된 모듈들의 각 체인이 컨버터 다리(22)의 DC 측에 나타나는 DC 전압을 수정하거나 컨버터의 AC 측에서의 AC 전압 및 AC 전류를 수정하기 위한 연속적으로 변화가능한 전압원을 제공하도록 사용중에 제어가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 각각의 에너지 저장 장치는 커패시터, 연료 전지, 배터리, 또는 관련 정류기를 구비한 보조 AC 발전기를 포함한 것인 전력 전자 컨버터.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 자기 전환형 스위칭 요소는 반도체 소자를 포함한 것인 전력 전자 컨버터.
  4. 제3항에 있어서, 반도체 소자는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터, 게이트 턴오프 사이리스터, 전계 효과 트랜지스터 또는 통합 게이트 전환형 사이리스터인 전력 전자 컨버터.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 보조 컨버터는 선로 전환형 사이리스터 양단 전압을 오프셋시켜서 각각의 선로 전환형 사이리스터 양단 전압을 최소화시키는 전압을 발생시키도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 보조 컨버터는 AC 네트워크 또는 DC 네트워크에서, 사용중에, 장애에 의해 생성되는 전류의 흐름을 방해하는 전압을 발생시키도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 제1 컨버터 블록은 하나 이상의 병렬 접속된 직렬 접속 선로 전환형 사이리스터의 집합을 포함한 것인 전력 전자 컨버터.
  8. 제7항에 있어서, 각각의 병렬 접속된 집합의 직렬 접속 선로 전환형 사이리스터들 사이의 중간점은 AC 네트워크의 각 위상에 대한 사용중 접속을 위한 제1 AC 단자를 규정하는 것인 전력 전자 컨버터.
  9. 제7항에 있어서, 제1 컨버터 블록은 회로의 DC 측에서 제2 컨버터 블록과 직렬로 접속되어 다상(multi-phase) 전력 전송을 위한 2-단자 DC 네트워크를 규정하고, 제1 컨버터 블록은 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터의 복수의 병렬 접속된 집합을 포함하며, 각각의 병렬 접속된 집합의 제1 AC 단자는 AC 네트워크의 각 위상에 접속되고, 제2 컨버터 블록은 복수의 보조 컨버터를 포함하고, 각 보조 컨버터는 AC 네트워크의 각 위상에 대한 사용중 접속을 위한 제2 AC 단자를 포함하며, 직렬 접속된 선로 전환형 사이리스터의 각 병렬 접속된 집합 및 각각의 보조 컨버터는 AC 네트워크의 관련 위상의 AC 전압을 수정하도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  10. 제9항에 있어서, 각각의 체인 링크 컨버터의 중간점은 AC 네트워크의 각 위상에 대한 사용중 접속을 위한 제2 AC 단자를 규정하는 것인 전력 전자 컨버터.
  11. 제9항에 있어서, 전력 전자 컨버터는, 제1 컨버터 블록의 제1 AC 단자가 변압기의 2차 권선에 사용중에 접속되고 제2 컨버터 블록의 제2 AC 단자가 변압기의 3차 권선에 사용중에 접속되도록 변압기를 통해 AC 네트워크에 사용중에 접속되는 것인 전력 전자 컨버터.
  12. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 컨버터 다리는 제1 및 제2 다리 부분을 규정하도록 2개의 제2 컨버터 블록 사이에 직렬로 접속된 제1 컨버터 블록을 포함하고, 각 다리 부분은 제1 및 제2 DC 단자의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자 사이에서 보조 컨버터와 직렬로 접속된 적어도 하나의 선로 전환형 사이리스터를 포함하며, 각 다리 부분의 각각의 선로 전환형 사이리스터와 각각의 보조 컨버터는, 회로 내에서 및 회로 밖에서 각각의 다리 부분을 스위칭하여 각각의 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  13. 제1항 또는 제2항에 있어서, 각각의 컨버터 다리는 제1 및 제2 다리 부분을 규정하도록 각각의 제1 컨버터 블록의 선로 전환형 사이리스터 사이에서 직렬로 접속된 2개의 제2 컨버터 블록을 포함하고, 2개의 제2 컨버터 블록 사이의 중간점은 각 컨버터 다리의 제1 AC 단자를 규정하며, 각각의 다리 부분은 제1 및 제2 DC 단자의 각 단자와 각각의 제1 AC 단자 사이에서 보조 컨버터와 직렬로 접속된 적어도 하나의 선로 전환형 사이리스터를 포함하고, 각 다리 부분의 각각의 선로 전환형 사이리스터와 각각의 보조 컨버터는 회로 내에서 및 회로 밖에서 각각의 다리 부분을 스위칭하여 각각의 제1 AC 단자에서 전압 파형을 발생시키도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  14. 제12항에 있어서, 복수의 컨버터 다리를 포함하고, 각 컨버터 다리의 제1 AC 단자는 다상 AC 네트워크의 각 위상에 사용중 접속되는 것인 전력 전자 컨버터.
  15. 제14항에 있어서, 2개의 컨버터 다리를 포함하고, 각 컨버터 다리의 제1 및 제2 DC 단자 사이에서 직렬로 접속되고 각 컨버터 다리와 병렬로 접속된 DC 링크 커패시터 쌍을 더 포함하고, DC 링크 커패시터 사이의 중간점은 AC 네트워크의 위상에 사용중 접속되는 제3 AC 단자를 규정하는 것인 전력 전자 컨버터.
  16. 제1항 또는 제2항에 있어서, 적어도 하나의 사이리스터는 제2 컨버터 블록과 병렬로 접속되고, 제2 컨버터 블록의 보조 컨버터는 관련된 선로 전환형 사이리스터를 오프 상태로 스위칭하는 전환 전압을 제공하도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  17. 제1항 또는 제2항에 있어서, 보조 컨버터와 동작가능하게 관련된 적어도 하나의 바이패스 메카니즘을 더 포함하고, 각각의 바이패스 메카니즘은 단락 회로로 동작가능하여 이에 따라 각각의 보조 컨버터를 바이패스하면서 단락 회로를 통해 컨버터 전류가 흐르도록 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  18. 제17항에 있어서, 각각의 바이패스 메카니즘은 AC 또는 DC 네트워크에서 또는 전력 전자 컨버터에서 장애를 검출한 때 단락 회로로 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  19. 제17항에 있어서, 각각의 바이패스 메카니즘은 각각의 보조 컨버터와 병렬로 접속된 것인 전력 전자 컨버터.
  20. 제17항에 있어서, 각각의 바이패스 메카니즘은 스위치를 포함하고, 상기 바이패스 메카니즘은 각각의 스위치를 활성화시켜서 활성화된 스위치를 통하는 단락 회로로 동작가능한 것인 전력 전자 컨버터.
  21. 제20항에 있어서, 상기 스위치는 기계적 바이패스 스위치 또는 반도체 스위치인 전력 전자 컨버터.
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